CN102868655A - 用于提升mppsk调制解调器综合效率的收发系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统，以MPPSK调制的简化表达式为基础，

其中，ω_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”；发射机采用射频调制，或在尽量高的发射中频上进行调制；接收机采用上变频冲击滤波解调，或在尽量高的接收中频上进行冲击滤波解调，以提高被发端降低的K值，改善误码率性能。

Description

用于提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统

技术领域

本发明属于通信系统实现的技术领域，及数字通信发射与接收体制，尤其涉及一种提升多元位置相移键控调制解调器综合效率的收发系统。

背景技术

对于传输频带的利用率(以bps/Hz表示，但严格地说，应该是扣除信道编码后的信息速率或“净”码率)和发射能量的利用率(通常用单位发射功率(W)度量，或等效地以接收信噪比(SNR)来考核)是任何信息传输系统的基础性关键技术指标，但二者难以两全。公知的典型例子就是扩频通信体制以牺牲频谱利用率和系统简单性来换取能量利用率和抗干扰性能的提高。与之相反，进展中的缩频通信体制则以能量利用率的降低来换取频谱利用率的提高和系统实现的简化。因此，信息传输系统的综合效率可用bps/Hz/SNR来更全面地考核。该综合效率的提高对于缓解频谱资源紧缺和实现节能环保，具有重要的实际意义和直接的经济效益。

多元位置相移键控(MPPSK：M-ary Position Phase Shift Keying)调制频谱利用率高，接收机采用冲击滤波器后解调性能也显著提高。

1、MPPSK调制

数字通信系统中，把代表二进制数据的基带信号向上搬移到给定发送频段的过程叫做调制，而相反的过程则称之为解调。通信中的二元数字调制，可以通过利用二进制信息码元“0”或“1”直接改变(通常称之为“偏移键控”)正弦载波的某个参数(如幅度、频率、相位等)来实现，相应地得到二元(二进制)的幅移键控(2-ASK)、频移键控(2-FSK)和相移键控(2-PSK)调制信号。进一步，如果每个符号的调制过程发生在载波信号的不同时间位置，还可得到频谱利用率更高的多元(即多进制)偏移键控调制。基于此，发明专利“多元位置相移键控调制和解调方法”(发明专利号：ZL200710025202.1)，利用多元信息符号对正弦载波的不同相位跳变位置进行相移键控。为了简单，本申请中恒取相位调制角度θ＝π，则在一个码元周期T＝NT_c内发送M≥2种数据符号k＝0，1，…，M-1的调制波形可具体表示为：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\end{array}\\ \left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t\&le;(k-1){\mathrm{KT}}_c,& \\ -{\sin \mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-1){\mathrm{KT}}_c<t<(k-r_g){\mathrm{KT}}_c,& 1\&le;k\&le;M-1\\ {\sin \mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& \end{array}\right.\end{array}---\left(1\right)\right.$

其中，ω_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”。

(1)式的一个重要特例是当M＝2且r_g＝0时：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}{\sin \mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\end{array}\\ \left\{\begin{array}{cc}-{\sin \mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{KT}}_c,\\ {\sin \mathrm{\&omega;}}_{c}t,& {\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,\end{array}k=1\right.\end{array}\right.---\left(2\right)$

可见(2)式中码元“0”和“1”的调制区间分别为T＝NT_c和τ＝KT_c且0＜τ＜T(或1≤K＜N)，是扩展的二元相移键控(EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying)调制的一种简单特例(见“一种统一的二元正交偏移键控调制和解调方法”，发明专利号：ZL200710025203.6)，其仅在码元“1”的起始处有K个载波周期的反相，其余各处以及码元“0”均为连续的正弦波，因而是一种不对称调相，又称反相调制(PRM：Phase ReversalModulation)。如果τ＝T，则PRM即为经典的BPSK(或2-PSK)调制。

关于(2)式所示PRM信号在430MHz频段的发射功率谱实测值如图1所示，其中各子图均采用f_c＝1/T_c＝30MHz调制后再上变频到430MHz。

2、MPPSK解调

为了提高频谱利用率，MPPSK调制信号的“0”码元与“非0”码元在时域上的差异很小，而在解调器中为了突出这一差异，发明专利申请“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”(申请号：200910029875.3，公开号：CN101599754。本技术方案中所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下不再声明)中，曾公开了一种特殊的无限冲激响应(IIR)数字滤波器，可以突出MPPSK/EBPSK调制信号的相位跳变。该滤波器由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，零点频率低于所有极点频率，而零点频率和极点频率的靠近程度不劣于位于零点频率和极点频率之间的信号载频的10^-3数量级，从而在其通带内的中心频率处呈现出一个如图2(a)所示的极窄的陷波-选频特性，使得不对称键控调制信号的滤波输出波形在“非0”码元的信息调制处，产生明显而强烈的寄生调幅冲击如图2(b)所示，从而大幅提升了滤波输出的信噪比，便于利用幅度门限直接判决“0”码元与“非0”码元，故称数字冲击滤波器(注：所用“冲击”对应的英文为“impact”，意在有别于通常滤波器“冲激”响应对应的英文“impulse”)。另外，为了保证冲击滤波器系数为实数，无论是零点，还是极点，均应共轭成对出现。即本技术方案中所称的一个零点，是指一对共轭零点；而多个极点，也是指多对共轭极点。

由于数字冲击滤波器的极点受IIR滤波器稳定性的要求不能太靠近z-平面上的单位圆因而品质因数(Q值)不高，而且解调性能受过采样率的影响较大，因此又依据“一种不对称二元调制信号接收机”(发明专利申请号：201110165155.7)设计了性能更好的模拟冲击滤波器，并采用幅频特性如图2(c)的石英晶体加以实现。从图2(d)可见晶体冲击滤波器在PRM信号信息调制处的响应是峰值更高的幅度过冲，因而具有更高的信噪比提升。对于EBPSK调制，可直接幅度判决实现解调；而对于MPPSK调制，则判决出“非0”码元后再参考时间轴上的位置信息即可区分出“码元1”～“码元M-1”。

首先，根据对实验结果的观察和分析得到以下结论和发现。

1、占空比K∶N决定了信号的原始频谱特性

当调制信号的载波频率f_c给定后，从图1所示PRM信号的功率谱可以看出：

1)上下各自纵向比较图1中的两列：当调制时段内的载波周期数K一定时，码元周期T内的载波周期数N越大，信号的功率谱特性越好(主瓣和边带越低)，但传输比特率

R_b＝(f_clog₂M)/N    (3)

也越低(对于EBPSK调制M＝2，故R_b＝f_c/N)。

2)左右横向比较图1中的各行：当N一定时，尽管K越大信号的功率谱主瓣越窄，但其峰值也越高，因而功率谱特性变差。

极限情况K＝N时PRM退化为BPSK调制，此时信号功率谱中的载波分量(即图1中的中心线谱尖峰)因0-1调制的对称性而被完全抑制，频谱利用率最差。因此，如果定义K∶N为MPPSK/EBPSK调制信号的波形“占空比”，则占空比越小，信号的频谱特性越好。这仍属本领域的公知常识。

2、调制周期数K决定了信号的解调性能

从(1)式、(2)式特别是图2所示PRM信号的冲击滤波响应可以直观地分析：

1)如果K＝0，则信号成为没有调制的单一正弦波，经过冲击滤波器后仍为纯粹的正弦波，除了幅度可能不同外，形不成任何的寄生调幅“冲击”。

2)随着K的加大，一开始冲击的幅度逐步提升，但随着K向N的趋近，一方面是已调制信号中的载波分量越来越小，能够支撑幅度冲击的基础正弦波的幅度也越来越低，极限情况当K＝N时即退化为经典的BPSK调制后，将不再有冲击，故通常要保证K＜N/2；另一方面则是从(2)式可见，连续两个“1码元”之间的保护间隔(N-K)T_c也会越来越小，从图2(b)和图2(d)可预计码间干扰也将越来越大。因此，从解调性能最佳的角度看，K也并非越大越好，而是有一个较佳的范围。对于目前所用的数字冲击滤波器和门限判决解调方法，仿真表明当K＞4后对于解调性能的正面贡献明显下降。

综上可得，基于冲击滤波解调的MPPSK/EBPSK数字传输系统对于调制参数的共性要求是：

1)为了高效利用频谱带宽，要求调制波形占空比K∶N尽可能小，但若要同时保证较高的传输码率R_b，N不能太大，K越小越好；

2)为了高效利用发射能量，解调器要求至少保证K≥2；

3)上述频谱效率和功率效率对于K的要求互相抵触，化解这一矛盾的关键是提高信号调制时的工作载频f_c。

其次，我们又注意到：

1、发射机调制频率

典型的MPPSK发射机(以及大多数通信发射机)都采用先中频(IF)调制再上变频到射频(RF)进行功率放大和发射的结构，如图3所示，特别是1GHz以上频段的发射机。因此，对于图3的实现架构，在(1)～(3)式中的载频f_c，实际上只是某个中间频率f_IT(如果该发射机有多级上变频，则就是频率最低的那一级的信号频率)。尽管发射码元的周期T并不因信号载频的不同而改变，但如果不考虑成形滤波，则发射信号的频谱主要取决于调制器输出信号的频谱，因为本领域技术人员公知，上变频只是把信号频谱连同载频向上搬移，并不改变频谱的结构，自然也不影响占空比，更不改变码率。但是，如果以f_c来表示最终发射信号的RF载波频率(如果没有特殊说明，本技术方案中后续内容将继续认定f_c即为信号的RF载频)，则(1)式和(2)式中的K和N也随着信号频率的提升而被放大为：

K′＝Kf_c/f_IT，N′＝Nf_c/f_IT    (4)

因此，如果不考虑其它因素，仅仅为了更好地控制发射频谱，就应该力争直接对RF载频f_c进行调制(或在尽量高的发射中频f_IT上进行调制)。

2、接收机中频频率

为了便于处理并取得更好的接收效果，现用的数字通信接收机一般都要将载频为f_c的RF接收信号下变频到频率为f_IR的中频信号进行处理，或者直接变换到f_IR＝0的所谓零中频I、Q两路正交信号在基带进行解调，这是本领域的公知。但由于本申请书所述的MPPSK/EBPSK采用直接载波调制，已没有通常的基带处理的概念，而且独特的冲击滤波器可较为有效地利用信号载波的能量，因此直接在f_IR＞0的中频进行解调。MPPSK/EBPSK锁相接收机的总体方框图如图4所示，图中左边的虚线框是一个标准的模拟锁相环，用于将f_IR锁定在频率为f_IR/L的本地参考晶体振荡器的振荡频率上；而右边虚线框中的EBPSK数字解调器则利用模数转换器(ADC)把锁相接收机输出的EBPSK中频信号数字化后再进行独特的数字冲击滤波，即可进行检测/判决、位同步等常规处理。如果接收的是MPPSK调制信号，则图4中的判决/位同步模块进一步展开成图5，其中延时器的目的是为了在不同的位置区分不同的“非0”码元而按照(1)式进行的相应延时。

因此，在接收机中频f_IR上，(4)式中的K′和N′经过因子f_IR/f_c降低后成为

K″＝(f_IR/f_c)Kf_c/f_IT＝Kf_IR/f_IT，N″＝(f_IR/f_c)Nf_c/f_IT＝Nf_IR/f_IT    (5)

由(5)式显见，如果接收机中频f_IR与发射机中频f_IT相同(均为f_I)，则K″和N″又回归到原始的K和N；而如果使f_IR＞f_IT，即可得到K″＞K和N″＞N，这正是我们所需要的。

发明内容

为克服现有技术中的不足，根据以上发现和分析，本发明的目的在于提供一种用于提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统。

为解决上述技术问题，实现上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：

用于提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统，以MPPSK调制的简化表达式为基础，

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\end{array}\\ \left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t\&le;(k-1){\mathrm{KT}}_c,& \\ -{\sin \mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-1){\mathrm{KT}}_c<t<(k-r_g){\mathrm{KT}}_c,& 1\&le;k\&le;M-1\\ {\sin \mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& \end{array}\right.\end{array}---\left(1\right)\right.$

其中，ω_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”；其特征在于：发射机采用射频调制，或在尽量高的发射中频上进行调制；接收机采用上变频冲击滤波解调，或在尽量高的接收中频上进行冲击滤波解调，以提高被发端降低的K值，改善误码率性能。

进一步的，所述发射机的调制器的调制信号采用最小调制时段以提高频谱利用率，即(1)式中取K＝1甚至K＝1/2。

进一步的，所述调制器采用“0码元”和“非0码元”分别通过增益相同的同相放大器和反相放大器后再开关选择的电路结构。

进一步的，所述接收机的冲击滤波器为模拟形态冲击滤波器或数字形态冲击滤波器。

进一步的，所述数字形态冲击滤波器由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-3量级。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

1、频谱利用率高。由于调制指数K可在收端弥补，故发端可用最小K值(1，甚至1/2)调制。而K越小，发射频谱越接近超窄带，故在相同码率下将MPPSK体制的空间频谱利用率发挥到其理论最大值(或在同等带宽内进一步提高码率)。

2、解调性能好。

大致在0＜K≤N/5的范围内，加大K可以显著提升基于冲击滤波器的MPPSK解调器的性能，而本发明通过将接收信号上变频可以按变频比等比例地提高送入冲击滤波器的接收信号的K值，能显著提高冲击滤波输出信号包络的寄生调幅冲击幅度的峰值，而噪声则保持不变，从而在同等条件下有效提升了解调器的误码率性能。

3、适用范围广。本发明无需改动调制波形即可同时提升频谱效率和功率效率，其性能改进源自冲击滤波器对于不对称相位调制的特殊滤波响应，无论该相位调制是否连续，因而本技术方案对相位突变的MPPSK调制和相位连续的MCP-EBPSK类调制均有效。

4、适应信道能力强。由于发射端采用最小K值进行调制，因而可留下更大的码间干扰保护间隔。以EBPSK为例，该保护间隔为T-τ＝(N-K)T_c，所以对带宽受限、频率选择性衰落等引入的码间干扰留下了更大的保护间隔，可适应更大的信道变化。

5、系统结构改动小。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是PRM信号在430MHz频段的发射功率谱实测值，其中图1(a)～(f)均是按照(2)式在30MHz载频完成PRM调制后再上变频到430MHz进行发射和测量：图1(a)取K＝2、N＝30，码率为1Mbps；图1(b)取K＝4、N＝30，码率为1Mbps；图1(c)取K＝2、N＝300，码率为100kbps；图1(d)取K＝4、N＝300，码率为100kbps；图1(e)取K＝2、N＝3000，码率为10kbps；图1(f)取K＝4、N＝3000，码率为10kbps。

图2(a)是单零点-4极点数字冲击滤波器的幅频特性，图2(b)是其对于PRM信号叠加高斯白噪声(SNR＝0dB)的输出波形；图2(c)是10MHz晶体冲击滤波器的幅频特性，图2(d)是其对于占空比为2∶10的PRM信号的输出波形。

图3是典型的MPPSK发射机结构框图，采用了先中频(IF)调制再上变频到发射频率(RF)的方案。

图4是现用的EBPSK锁相接收机的总体方框图，其中数字解调器采用ADC将下变频后的模拟中频信号转化为数字信号。如果是接收MPPSK调制信号，则将其中的判决/位同步模块展开成图5。

图5是用图4所示接收机解调MPPSK信号时判决/位同步模块的展开框图。

图6是采用上变频方案的MPPSK/EBPSK锁相接收机总体方框图，其中的判决/位同步模块展开框图仍如图5。

图7是图3中MPPSK发射机中调制器的模拟实现方式，其中图7(b)是图7(a)的改进。

图8是K＝0.5、N＝20和M＝8时奇数和偶数信息数据所对应的MPPSK调制信号时域波形，图中奇数值的跳变波形为正弦波的负半周(上图的波形)，偶数值的跳变波形为正弦波的正半周(下图的波形)。

图9是信号载频为630kHz、N＝100和M＝32时MPPSK调制信号的功率谱：图9(a)为K＝2，图9(b)为K＝1，图9(c)为K＝0.5。

图10是信号载频630kHz、N＝100和M＝32时MPPSK接收机上变频到不同中频进行数字解调的误码率性能，图中纵坐标为误码率，横坐标为信噪比。原始调制系数：图10(a)为K＝2，图10(b)为K＝1，图10(c)为K＝0.5。

图11是采用上变频方案和模拟冲击滤波器的MPPSK/EBPSK接收机总体方框图，其中的判决/位同步模块展开框图仍如图5。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。

1、MPPSK调制器

图3一直是目前MPPSK/EBPSK发射机的具体实现框图，其中调制器(除了上变频器和功率放大器以外的模块)采用全数字化实施，被选中的调制波形数字样本由数模转换器(DAC)直接转换成模拟的已调信号输出。其最显著的优点就是具有很强的灵活性，然而，它也存在很大的缺点，即射频载波的频率f_c受DAC转换速率、准确性等因素的限制不可能太高，且高速DAC的功耗和代价也大。而本发明恰恰要求发射机采用射频调制，或在尽量高的发射中频上进行调制，这样一来，全数字调制器就更难以胜任了。图7(a)是专利“扩展的二元相移键控调制解调器及其实现方法”(发明专利申请号：201010580315.X，公开号：CN102014093A)中提出的EBPSK调制器一种最简单而直接的模拟实现方式(同样也适用于MPPSK调制，只需将电子开关控制信号采用MPPSK的码流时序)：

将频率为f_c的正弦波振荡器输出分为两路，上支路直接输出，下支路反相输出；同时，发送信息序列被转换为相应的脉冲串以控制电子开关S。仅在“非0”数据起始时刻，脉冲串处于高电平(逻辑“1”)，且持续时间为τ；而在其它时刻，这一脉冲串通常都保持低电平(逻辑“0”)。在低电平时，开关S被连接到s₀，即直接输出纯正弦波，而在高电平时则被连接到s₁即在“非0”的起始时刻输出经反相器倒相后的正弦波。显然以这种方式构造的MPPSK调制器可以在比图3方案更高的频率下工作，且省去DAC后无精度损失，更加小巧价廉。

由于本发明对于MPPSK调制器的工作频率提出了更高的要求，为了能在更高的射频载波(例如毫米波频段)上控制调制信号的波形失真和频谱失真，我们提出如图7(b)所示的改进方案，其与图7(a)的不同仅仅是在数据“0”的通道中增加了一个增益与反相放大器相同的同相放大器，以抵消反相器在更高射频实现时不可忽略的传输时延，降低波形失真，使得基于图7(b)所设计的微波集成电路能工作在更高的通信频段。

需要补充指出的是：由于本发明允许半周期调制，故当K＝0.5时，信息序列中奇数值与偶数值所对应的MPPSK调制信号的相位跳变分别为正弦载波的正半周与负半周，其波形如图8所示。图中K＝0.5、N＝20和M＝8，奇数值的跳变波形为正弦波的负半周(图8上图)，偶数值的跳变波形为正弦波的正半周(图8下图)。

为了用于中波调幅广播频段(535kHz～1605kHz)的数字广播(因为这是信息技术即IT领域尚未数字化的最后一个产品门类)，本实施例均选择信号载频为630kHz，则当N＝100、M＝32时MPPSK调制信号的功率谱如图9所示，其中图9(a)为K＝2，图9(b)为K＝1，图9(c)为K＝0.5。可见在给定参数下减小K值可逐步把调制信号的功率谱主瓣降低至-60dB(或以下)。

2、MPPSK数字接收机

通常基于数字冲击滤波器的MPPSK锁相接收机如图4和图5所示，其原理已如前述，本发明只是将其中的下变频体制(我国现行的超外差收音机都是将接收频率下变频至465KHz的中频)改为上变频体制，如图6和图5所示，其它并未引入新的原理。其中数字冲击滤波器采用单共轭零点-双共轭极点的实施方案，其传递函数为

$H\left(z\right)=\frac{b_0+b_1\&CenterDot;z^{-1}+b_2\&CenterDot;z^{-2}}{1-a_1\&CenterDot;z^{-1}-a_2\&CenterDot;z^{-2}-a_3\&CenterDot;z^{-3}-a_4\&CenterDot;z^{-4}}---\left(6\right)$

其中各系数取值为：b₀＝b₂＝1，b₁＝-1.6181733185991785；

a₁＝-3.2030956372618675，a₂＝4.5250048786401749，

a₃＝-3.1388924680650234，a₄＝0.96031356602907181。

图10是与图9采用同样参数时MPPSK接收机上变频到不同中频进行数字解调的误码率性能，仿真时均取采样频率f_s＝10f_IR。原始调制系数：图10(a)为K＝2，图10(b)为K＝1，图10(c)为K＝0.5。可见，MPPSK的解调性能的确随着载波频率的提升而改善，且初始的调制时段(K值)越小，解调性能的提升空间越大，表明了前述分析的正确性。例如，考查误码率为10^-4时的解调性能：

1)K＝2时，由图10(a)可见：直接在射频f_c＝630kHz上解调，SNR≈0.1dB；在高中频f_IR＝2f_c上解调(相当于原始的K＝4)，SNR≈-3.4dB，性能改善约3.5dB；但即使在高中频f_IR＝15f_c上解调(相当于原始的K＝30)，SNR≈-5.0dB，性能相对于射频解调改善约5.1dB，但相对于f_IR＝2f_c解调仅改善约1.6dB。可见K＝4时的解调性能已接近饱和点了。

2)K＝1时，由图10(b)可见：直接在射频f_c＝630kHz上解调，SNR≈5.8dB；在高中频f_IR＝2f_c上解调(相当于原始的K＝2)，SNR≈-0.1dB，性能改善约5.9dB；在高中频f_IR＝9f_c上解调(相当于原始的K＝4.5)，SNR≈-6.2dB，性能改善约12.0dB。

3)K＝0.5时，由图10(c)可见：直接在射频f_c＝630kHz上解调，SNR＞15dB；在高中频f_IR＝2f_c上解调(相当于原始的K＝1)，SNR≈4.8dB，性能改善近10dB；在高中频f_IR＝6f_c上解调(相当于原始的K＝3)，SNR≈-2.4dB，性能改善约17.4dB；在高中频f_IR＝9f_c上解调(相当于原始的K＝4.5)，SNR≈-4.0dB，性能改善约19.0dB；而在高中频f_IR＝15f_c上解调(相当于原始的K＝7.5)，SNR≈-5.1dB，性能改善约20.1dB。同样表明K＝4时的解调性能已接近饱和点。

图9和图10表明本发明可同时提升MPPSK传输系统的频谱利用率和能量利用率，而这一性能提升仅需提高调制器和解调器的工作频率。这是本发明新发现并开发出的基于冲击滤波辅助解调的MPPSK系统的独特潜力，而经典通信体制和技术并不存在这种特性。例如，对于确定的码率，传统BPSK调制信号的带宽与载频的高低无关，其解调性能也与接收机的中频频率无关。又如，虽然现行的短波通信接收机也有采用高中频结构的，但那只是为了提高接收机的选择性和抗干扰能力，提高不了解调性能。

3、MPPSK模拟接收机

根据上述可知，本发明为提升MPPSK调制解调器的综合效率和性能仅需提高调制器和解调器的工作频率。但调制器工作频率的上限是发射机载波频率；而解调器的工作频率虽然理论上没有上限，却最好能保证处理时K≥4，当K＝0.5即要求f_IR≥8f_c。于是，处理频率更将高达f_s＝10f_IR≥80f_c，随着载频的提升，图4所示数字接收机的实现压力也越来越大，主要是全数字化的高性能MPPSK接收机要求较高的过采样率，工程实施时需配置昂贵的高速ADC，加大了应用成本，甚至可能无法实现。即便可以实现，接收机成本也会因此大幅度提高。为此，我们再给出一个如图11所示的使用模拟冲击滤波器接收机代替数字冲击滤波器接收机。就是直接用模拟冲击滤波器取代原来的ADC和数字冲击滤波器，而判决和位同步等基本解调过程的数字处理不变，仍然是对冲击滤波器输出的模拟信号包络来进行。但此时可以直接进行采样门限比较和判决解调而无需ADC(即采用1位的ADC)，且采样率至少可从f_s≥10f_IR降至f_s＜f_IR，甚至降至f_s＝R_b(R_b为传输信号的比特率)。

专利“一种不对称二元调制信号接收机”，发明专利申请号：201110165155.7曾给出了从数字冲击滤波器到模拟冲击滤波器的直接转换方法，图2(c)所示的幅频特性为石英晶体冲击滤波器的一种实现。由于石英晶体的Q值很高，因而该10MHz冲击滤波器的-3dB带宽仅806Hz，-50dB带宽也不过7.4kHz，但将图2(d)与图2(b)相对比可见，晶体冲击滤波器比数字冲击滤波器产生了更高更窄的幅度过冲，且图2(d)的EBPSK码率高达1Mbps。初步仿真表明，同等信道条件下用图2(c)晶体冲击滤波器比用图2(a)数字冲击滤波器得到了5～6dB信噪比改善。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.用于提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统，以MPPSK调制的简化表达式为基础，

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\end{array}\\ \left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t\&le;(k-1){\mathrm{KT}}_c,& \\ -{\sin \mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-1){\mathrm{KT}}_c<t<(k-r_g){\mathrm{KT}}_c,& 1\&le;k\&le;M-1\\ {\sin \mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& \end{array}\right.\end{array}---\left(1\right)\right.$

其中，ω_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”；其特征在于：发射机采用射频调制，或在尽量高的发射中频上进行调制；接收机采用上变频冲击滤波解调，或在尽量高的接收中频上进行冲击滤波解调，以提高被发端降低的K值，改善误码率性能。

2.根据权利要求1所述的用于提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统，其特征在于：所述发射机的调制器的调制信号采用最小调制时段以提高频谱利用率，即(1)式中取K＝1甚至K＝1/2。

3.根据权利要求1所述的用于提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统，其特征在于：所述调制器采用“0码元”和“非0码元”分别通过增益相同的同相放大器和反相放大器后再开关选择的电路结构。

4.根据权利要求1或2或3所述的用于提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统，其特征在于：所述接收机的冲击滤波器为模拟形态冲击滤波器或数字形态冲击滤波器。

5.根据权利要求4所述的用于提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统，其特征在于：所述数字形态冲击滤波器由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-3量级。

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