CN101582868B

CN101582868B - 频谱紧缩的扩展二元相移键控调制和解调方法

Info

Publication number: CN101582868B
Application number: CN2009100333225A
Authority: CN
Inventors: 吴乐南; 何峰
Original assignee: SUZHOU EASTERNWONDER INFORMATION TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Liu Wei
Priority date: 2009-06-18
Filing date: 2009-06-18
Publication date: 2011-10-12
Anticipated expiration: 2029-06-18
Also published as: CN101582868A

Abstract

频谱紧缩的扩展二元相移键控调制和解调方法是一种用于数字通信的信息调制方法，该方法用二进制信息码元直接改变正弦载波的连续相位实现调制，用一类特殊的谐振频率非常靠近的单零点多极点窄带数字滤波器辅助实现解调，使得对应数字“0”的已调信号f₀(t)是N个载波周期的正弦波，而对应数字“1”的f₁(t)则是在角频率为ω的N个载波周期的正弦波中，前K个周期的相位与载频同步按照正弦规律连续变化，利用数据位直接控制正弦载波的相位连续变化的幅度及其时间占空比，即可分别或同时改变信号带宽、传输码率和传输性能，可以实现带宽极窄的高速数据传输。

Description

频谱紧缩的扩展二元相移键控调制和解调方法

技术领域

本发明涉及用于数字通信的信息调制方法，特别是一种频谱紧缩的扩展二元相移键控调制和解调方法，属于数字信息传输的技术领域。

背景技术

数字通信系统中，把代表二进制数据的基带信号向上搬移到给定发送频段的过程叫做调制，而相反的过程则称之为解调。随着信息传输系统的不断宽带化，空中的无线电频率越来越拥挤，欧洲10MHz频谱20年使用权的拍卖价已高达40亿欧元。因此，与能源和水资源一样，频谱也是国家的重要战略资源，成为国家可持续发展的一个制约瓶颈。而高效调制可直接提高频谱利用率，使得单位频带内可传输更高的数码率(以bps/Hz为量纲)，缓解发展中的频谱资源紧迫，这是未来发展的迫切需要，国家有重大战略需求。

本申请人在早先的专利申请“统一的二元相位调制和解调方法”(申请号：200610040767.2；公开号：CN1889550A)中，曾提出一种对二元相位调制方式的统一描述和全数字实现方法，得到了一类频谱利用率高效的“扩展的二元相移键控”(EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying)调制方式，用公式表达如下：

f₀(t)＝sinωt，0≤t≤T

f_{1} (t) = \{\begin{matrix} \sin (ωt + θ), & 0 \leq t < τ, 0 \leq θ \leq π \\ \sin ωt, & τ \leq t < T \end{matrix} - - - (1)

式中：f₀(t)和f₁(t)分别为二进制数据“0”和“1”所调制的波形；T为数据信息的符号宽度(即码元时间长度)，且持续了N≥1个载波周期，即T＝2πN/ω，ω为调制载波的角频率；τ为“0”、“1”波形存在差异的时间长度，即信息数据“1”相对于信息数据“0”跳变了θ角度的调制时段，持续了K个载波周期，即τ＝2πK/ω，且K≤N。当K＜N，EBPSK调制可取得比传统的二元相移健控(BPSK)调制(即在(1)式中取τ＝T和θ＝π)更高的频谱利用率。

由(1)式可见，EBPSK调制仍不尽如人意：

1)调制波形在数据“1”的起始处相位跳变了θ角，因而其相位不连续，时间波形也不连续；

2)由于相位对于时间t的导数是频率，而(1)式波形的相位有突跳，瞬时频率变化达±∞。

由于以上因素，导致了EBPSK已调波频谱的展宽，特别是除载波之外的其它离散谱(线谱)的幅度仍然较高，如附图3～5所示。

发明内容

本发明的目的是意在继续改进(1)式的调制波形，提供一种频谱紧缩的扩展的二元相移键控调制和解调方法，进一步紧缩EBPSK已调信号的频谱，即进一步提高EBPSK调制的用率。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：

1.相位连续的EBPSK调制方式

本发明所构思的频谱紧缩的扩展二元相移键控调制方法可称之为连续相位EBPSK(Continuous Phase-EBPSK)调制(简称为CP-EBPSK)，其调制波形定义如下：

f₀(t)＝sinωt，0≤t＜T

f_{1} (t) = \{\begin{matrix} \sin (ωt &PlusMinus; Δ \sin ωt), & 0 \leq t \leq τ, 0 < Δ < 1 \\ \sin ωt, & τ \leq t \leq T \end{matrix} - - - (2)

其中除了参数Δ外，其余参数的定义与(1)式相同。

由(2)式可见，CP-EBPSK调制波形具有如下特点：

1)相位连续，时间波形也连续；

2)数据“0”的角频率为ω，数据“1”的角频率为ω±Δωcosωt，瞬时频率变化为±Δ·ω，是一个有限值，因此已调波的频谱可望比EBPSK调制更紧缩；

3)如果取τ＝T即K＝N，即可实现单载波周期的调制，从而最高码率在数值上就等于载波频率，带宽达到最宽。随着τ/T的减小(或Δ的减小)，则在一定的功率谱密度电平上，CP-EBPSK已调波形的带宽可从超宽带(UWB)一直趋于超窄带(UNB)。因此，τ/T＝K/N可称为“调制占空比”；

4)Δ及其符号的选取可与用于EBPSK解调的窄带冲击滤波器中频处的超窄的陷波-选频特性配合(详见附图8)，使得Δ·ω＜＜ω，从而Δ＜＜1，频谱扩展最小且“恰到好处”(而当Δ＝0，CP-EBPSK已调波形就退化为标准的正弦波)。因此，Δ和τ这2个参数构成了改变信号带宽、传输码率和解调性能的“调制指数”；

5)因为CP-EBPSK的调制波形是恒包络，可能含有少许直流分量。为此，当K为偶数时，在(2)式中可交错取Δ的符号。例如当K＝2时：

f₀(t)＝sinωt，0≤t＜T

f_{1} (t) = \{\begin{matrix} \sin (ωt + Δ \sin ωt), & 0 \leq t < 2 π / ω \\ \sin (ωt - Δ \sin ωt), & 2 π / ω \leq t < 4 π / ω \\ \sin ωt, & 4 π / ω \leq t \leq T \end{matrix} - - - (3)

(3)式在一个符号宽度T内，可保证CP-EBPSK已调制波形的平均值为零，因而其频谱不含直流分量。但实际上，即使采用(2)式，CP-EBPSK频谱中的直流分量也微不足道，可见附图3。

2.CP-EBPSK调制信号的解调

由于CP-EBPSK信号比EBPSK信号更接近纯粹的正弦波，用于判别其“0”和“1”的波形差异更加微乎其微。通常的解调方法如鉴相、匹配滤波或相关已不大可行，至少不够可靠。为此，本发明利用我们在“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”的发明专利申请(申请号：200910029875.3，申请日2009.3.26)中所提出的数字冲击滤波器，即一类特殊的无限冲激响应(IIR)窄带数字带通滤波器，由谐振频率非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，在其通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波-选频特性，来对CP-EBPSK调制信号进行增强，将其连续相位变化转换并突出为滤波器输出信号波形的寄生调幅(即“冲击”)，从而展现了带宽超窄的CP-EBPSK调制信号完全可以解调。

本发明的优点及有益效果：

①频带利用率高。由于具有一定的调制占空比特别是时间波形和相位都连续，使得CP-EBPSK已调波形更加接近纯粹的正弦波，因而其频谱能量高度集中，占用带宽更窄，即使不经滤波而直接发送，其边带衰减也能够满足国内外无线电管理部门要求低于-60dB的最苛刻要求，因而可以实现频带利用率极高的超窄带高速数据传输。

②全数字化实现。这完全是直接继承了EBPSK调制解调器的优点。

③适应面宽。与EBPSK类似，调制参数Δ或调制占空比τ/T的改变(可以固定T而只改变τ)均可控制前述CP-EBPSK调制信号的带宽和传输码率，在同样的发射功率下得到不同的传输性能，以适应不同的信道环境。特别是当调制方式和传输码率均改变后，只要载频ω不变，则采用图7解调方式的接收机就可以不中断地自动识别出调制占空比、码元宽度和传输码率等参数的改变值，尤其适合非合作的特殊通信要求，便于构成非常灵活的可事先编程设定或在线动态重组的通信系统。

④接收机结构简单。这完全是直接继承了EBPSK调制解调器和数字冲击滤波器的优点。因为CP-EBPSK调制信号仍可与我们早先所发明的特殊的冲击滤波器(申请号：200910029875.3)相配合，在对应于“1”的调制波形的起始处产生很高的冲击，其幅度明显高于无信息调制处的原始波形，因而可以直接通过幅度检测或者再利用拖尾部分能量综合累积检测来判决“0”、“1”信号。而该冲击滤波器为数字化的无限冲激响应(IIR)滤波器，只有几阶，因而计算量和硬件实现复杂度都极大地降低。特别有利于CP-EBPSK接收机的集成电路芯片集成和简化。

附图说明

图1是标准正弦信号、本发明CP-EBPSK调制信号与EBPSK调制的时间波形比较图；

图2是标准的正弦信号与本发明CP-EBPSK调制信号的时间波形对比图；

图3是图1的EBPSK调制波形功率谱(a)和CP-EBPSK调制波形功率谱(b)的对比图；

图4是将图3的功率谱在频率轴上展宽观察图；

图5是对EBPSK和CP-EBPSK调制波形的功率谱进行局部对比图；

图6是本发明CP-EBPSK调制系统框图；

图7是本发明CP-EBPSK解调系统框图；

图8是本发明CP-EBPSK解调系统所用冲击滤波器的整体频率响应(a)以及局部的幅频和相频特性(b)图；

图9是本发明CP-EBPSK解调系统所用冲击滤波器的实施效果图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明。

在(2)式中取Δ＝0.01，N＝16，K＝2，f＝ω/2π＝40kHz，得到CP-EBPSK调制信号的时间波形如图1所示。其中，标准的正弦信号(圆点线)、由(2)式定义的本发明CP-EBPSK调制信号(实线)与EBPSK调制(由(1)式定义，θ＝π/2)信号(短划线)的时间波形比较，可见CP-EBPSK调制比EBPSK调制的信号波形确实更接近正弦波。

如果令Δ的符号按照(3)式的定义交替改变，则得到如图2所示的CP-EBPSK调制波形(实线)，其中，作为对比的标准正弦信号的时间波形用短划线表示。

图1的CP-EBPSK调制信号的功率谱如图3(b)，其中纵坐标是以载频处的功率谱幅度作为0dB。由图3可见，图1的EBPSK调制波形功率谱(a)和CP-EBPSK调制波形功率谱(b)的对比，载波频率均为40kHz，频谱范围为0-700kHz。在0-700kHz的频谱范围内，CP-EBPSK调制信号的能量高度集中，载频(位于40kHz处)幅度高于其它边带约70dB(1000万倍)，而作为对比的图3(a)中EBPSK调制信号的功率谱则仅约22dB。

图4与图3的条件相同，只是在0-100kHz的频谱范围内对比EBPSK和CP-EBPSK调制波形的功率谱，即将图3的功率谱在频率轴上展宽来观察。

图5与图3和图4的条件相同，只是在40kHz的载频附近(35kHz-45kHz)对EBPSK和CP-EBPSK调制波形的功率谱进行局部对比，采样频率为载频的32倍。

将载频处的功率谱进一步展开，则可在0-100kHz(图4)和35kHz-45kHz(图5)的频率范围，对EBPSK和CP-EBPSK调制波形的功率谱进行局部对比和更细致地观察，则显然CP-EBPSK调制的功率谱要更加干净。

图6是CP-EBPSK调制系统的全数字化实施例，其原理和方法与我们在专利“高频带利用率的信息调制和解调方法”(ZL03152978.X)中所描述的相同，只是图中的“数字滤波”可以不用，因为CP-EBPSK调制信号的功率谱已经足以满足最苛刻的要求了。

图7是CP-EBPSK解调系统的全数字化实施例，其原理和方法与我们在“一种用于统一二元调制信号的解调方法”(发明专利申请号：200810124475.6，公开号：CN101316252)中所描述的完全相同。图7中冲击滤波器的传递函数为：

H (z) = \frac{1 - 1.618092409933249 \cdot z^{- 1} + z^{- 2}}{1 - a_{1} \cdot z^{- 1} - a_{2} \cdot z^{- 2} - a_{3} \cdot z^{- 3} - a_{4} \cdot z^{- 4} - a_{5} \cdot z^{- 5} - a_{6} \cdot z^{- 6}} - - - (4)

式中滤波器极点的系数取为：

a₁＝-4.4487641635087289，a₂＝9.1143117046902233，a₃＝-10.714469963056477，

a₄＝7.6230327442634893，a₅＝-3.1122694200491399，a₆＝0.58516647896211305；

得到其整体频率响应如图8(a)，而局部的幅频特性和相频特性则如图8(b)。其对于本发明申请所提出的CP-EBPSK调制信号的实施效果则如图9所示，可见CP-EBPSK调制信号通过该滤波器后的输出波形中，在信息调制(对应于“1”的起始)处产生了明显的寄生调幅冲击，见图9第2道波形。如果将滤波后的信号波形取绝对值，则效果更明显(见图9第3道波形)。由此可见，采用简单的门限判决即可使CP-EBPSK调制信息得以解调。

Claims

1.一种频谱紧缩的扩展二元相移键控调制和解调方法，以扩展的二元相移键控调制方式为基础，

f₀(t)＝sinωt，0≤t＜T

f_{1} (t) = \{\begin{matrix} \sin (ωt + θ), & 0 \leq t < τ, 0 \leq θ \leq π \\ \sin ωt, & τ \leq t < T \end{matrix};

式中：f₀(t)和f₁(t)分别为二进制数据“0”和“1”所调制的波形；T为数据信息的符号宽度即码元时间长度，且持续了N≥1个载波周期，即T＝2πN/ω，ω为调制载波的角频率；τ为“0”、“1”波形存在差异的时间长度，即信息数据“1”相对于信息数据“0”跳变了θ角度的调制时段，持续了K个载波周期，即τ＝2πK/ω，且K≤N；

其特征在于：用二进制信息码元直接改变正弦载波的连续相位实现调制，用谐振频率非常靠近的单零点多极点窄带数字滤波器辅助实现解调，该数字滤波器系一类特殊的无限冲激响应(IIR)窄带数字带通滤波器，由谐振频率非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，在其通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波-选频特性，来对CP-EBPSK调制信号进行增强，将其连续相位变化转换并突出为滤波器输出信号波形的寄生调幅即“冲击”，从而展现了带宽超窄的CP-EBPSK调制信号完全可以解调，使得对应数字“0”的已调信号f₀(t)是N个载波周期的正弦波，而对应数字“1”的f₁(t)则是在角频率为ω的N个载波周期的正弦波中，前K个周期的相位与载频同步按照正弦规律连续变化；即

f₀(t)＝sinωt，0≤t≤T

f_{1} (t) = \{\begin{matrix} \sin (ωt &PlusMinus; Δ \sin ωt), & 0 \leq t \leq τ, 0 < Δ < 1 \\ \sin ωt, & τ \leq t \leq T \end{matrix};

其中，T＝2πN/ω，τ＝2πK/ω，K≤N，而Δ和τ这2个参数构成改变信号带宽、传输码率和解调性能的调制指数。