CN102857448A - 一种短波变速通信系统及其使用的多径估计与分离方法 - Google Patents

Abstract

一种短波变速通信系统及其使用的多径估计与分离方法，包括通过短波信道通信的通信终端A和通信终端B，所述通信终端A包括调制器A和解调器A，所述通信终端B包括调制器B和解调器B，所述通信终端B中还包括一多径估计与分离模块，所述多径估计与分离模块连接所述解调器B用于计算出能够分离多径影响所需的码元周期值后送入调制器B，最后通过短波信道传输给通信终端A；所述解调器B包括一模数变换器，所述模数变换器连接一冲击滤波器，所述冲击滤波器连接一检测判决模块，所述检测判决模块连接一用于输出信息序列的位同步模块。本发明无需复杂的信道均衡即可分离多径干扰，提高传输效率和解调性能，并降低通信系统硬件实现的成本和复杂度。

Description

一种短波变速通信系统及其使用的多径估计与分离方法

技术领域

本发明涉及数字通信系统在短波多径衰落信道上的高速数据传输，特别是采用一类扩展的二元相移键控调制和特殊的滤波器快速估计短波信道参数和高效解调短波通信数据，属于通信信号处理的技术领域。

背景技术

1、短波通信

短波通信是利用波长为100-10m(频率为3-30MHz)的电磁波进行的无线电通信。发射电波要经电离层的反射才能到达接收设备，是远程通信的主要手段。

1)明显优势

在山区、戈壁、海洋等地区，超短波覆盖不到，主要依靠短波和卫星，但短波通信不用支付话费，比卫星通信运行成本低。而且短波是惟一不受网络枢纽和有源中继制约的远程通信手段，一旦发生战争或灾害，各种通信网络都可能受到破坏，卫星也可能受到攻击，这些通信方式的抗毁能力和自主通信能力与短波通信无可相比。

2)严重缺点

可用频段窄、通信容量小、信道质量差。

3)传输特点

短波信号由天线发出后，经电离层反射回地面，又由地面反射回电离层，可以反射多次，因而传播距离远(几百至上万公里)，而且不受地面障碍物阻挡。但在传输过程中，路径衰耗、时间延迟、大气噪声、多径效应、电离层衰落等因素，都会造成信号的弱化和畸变，影响短波通信的效果。由于短波信道是变参信道，时变衰落严重，经电离层传输后接收到的短波无线电信号存在着不同时延、频移等多个分量的组合，所以如何降低信道对数字通信系统的严重影响，是短波通信系统必须解决的关键技术。

4)串行传输体制

目前短波通信中存在串行和并行两种体制。串行体制在一个话路带宽内采用单载波串行发送高速数据信号，因此提高了高频发射机的功率利用率，克服了并行体制功率分散的缺点。串行体制必须综合采用高效的自适应均衡、序列检测和信道估计等技术，以克服由于多径传播和信道畸变引起的符号间干扰(ISI)。但由于短波信道的多径时延可长达数毫秒，因而均衡器抽头多、滤波器阶数高，增加了通信系统的成本。

5)并行传输体制

并行体制是将发送数据并行分配到多个子信道上传输，已经存在了几十年，但从1990年代中期以后，并行体制开始采用频谱效率更高的多载波正交频分复用(OFDM)技术，具有较强的抗多径干扰能力，并能有效抑制ISI和子载波干扰(ICI)，特别是编码的正交频分复用(COFDM)系统，已被许多数字通信和广播的国际标准采用。

6)短波扩频通信

针对短波通信存在的保密性不强、抗干扰能力弱以及为提高抗测向、抗侦察、抗截获等防御能力而发展了短波扩频技术，包括跳频、自适应跳频及短波直接序列扩频等，不仅对提高短波通信电子防御能力具有重要作用，而且对于改善短波信道性能，提高数据通信的可靠性和有效性具有良好的作用。缺点是频谱利用率更低。

7)信道自适应技术

就是为了提高通信的可靠性和有效性而实时、最佳地调整系统参数以适应短波信道的变化。此类技术以短波实时选频与频率自适应为主体，使短波通信系统能实时或近实时地选用最佳工作频率，以适应电离层的种种变化，同时克服多径衰落影响，并躲避邻近电台及其它干扰。这样对提高短波通信的可靠性与有效性具有关键意义。短波自适应的含义很广，包括自适应选频、自适应调制解调、自适应跳频、自适应数据速率、自适应功率控制、自适应零位天线、自适应误差控制、自适应网管等。近年来短波通信最重要、最显著的发展正是在这个方面。但是，信道自适应的前提，是要以对于信道状态和参数的快速准确估计为前提，否则，这些复杂技术的实施效果都可能大打折扣；另外，民用短波通信在选频、跳频和功率控制等方面也未必那么自由。

2、扩展的二元相移键控调制信号

高速增长的宽带无线业务需求对无线通信提出了越来越高的要求，直接导致了空中的无线电频率越来越拥挤，特别是随着第三代(3G)和第四代(4G)宽带移动通信网络的发展，较低频段的连续频谱几乎被耗尽。欧洲10MHz频谱20年使用权的拍卖价已高达40亿欧元，而在我国，花钱也难买到最有利的频点和带宽。因此，与能源和水资源一样，频谱也是国家的重要战略资源，最大限度地压缩无线传输频谱具有重要的实际意义和直接的经济效益，频谱利用率已成为新一代信息传输系统的核心竞争指标和关键共性技术。

数字通信系统的频谱利用率，可用单位频带内能够传输的数码率(以bps/Hz为量纲)来考核，主要取决于把二进制数据码流调制成发送频段模拟载波时所占的频带宽度。最简单的数字调制方法，是利用二进制信息码元“0”或“1”直接改变(通常称之为“偏移键控”)正弦载波的某个参数(如幅度、频率、相位等)，相应地得到二元(二进制)的幅移键控(2-ASK)、频移键控(2-FSK)和相移键控(2-PSK)调制信号。这些二元偏移键控调制的抗干扰能力强，但频谱利用率很低，其中综合性能较好的2-PSK(也记做BPSK)也最多只有1bps/Hz。

增加调制空间的星座点数(例如从2-PSK即BPSK→4-PSK即QPSK→8-PSK→…)可以提高频谱利用率，但在同等接收性能下所需的发射功率也要相应增加，特别是对于恶劣的短波信道，更高阶的数字调制方式效果并不理想。另外，传统的二元相移键控(BPSK)调制方式的键控时段τ就是其码元周期T，缺乏必要的保护间隔以应对多径信道和码间干扰，故我们将其扩展到0＜τ＜T的情形，从而得到了一类扩展的二元相移键控(EBPSK：Extended Binary PhaseShift Keying)调制(见“统一的正交二元偏移健控调制和解调方法”，专利号：ZL200710025203.6)，定义如下：

s₀(t)＝Asinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}B\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;}),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，s₀(t)和s₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形，ω_c为载波角频率；码元周期T＝2πN/ω_c持续了N≥1个载波周期，“1”码元的调制时间长度τ＝2πK/ω_c持续了K＜N个载波周期，K和N均为整数以保证整周期调制。

(1)式中载波键控的相位角度θ越小，EBPSK检测性能越差。故为了保证解调性能及实现简单，本发明取θ＝π，由此带来的另一个好处是有利于接收机通过限幅来抗信道衰落和脉冲干扰。此时(1)式简化为

s₀(t)＝Asinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}-B\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;}\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& \mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(2\right)$

可见此时的EBPSK调制信号波形除在数据“1”的起始处有短时的反相及幅度A+B的跳变外，其余都是连续的正弦波，这有助于使其能量集中在载频ω_c处以提高频谱利用率(理由见“吴乐南：超窄带高速通信进展.自然科学进展，17(11)，2007，1467-1473”)，而τ/T＝K/N可称为“调制占空比”。

在(2)式的简化EBPSK表达式中，本发明又只关心以下两种更简单的特例。

1)令B＝A＝1，得到反相调制(PRM：Phase ReversalModulation)：

s₀(t)＝sinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}-\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;}\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& \mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(3a\right)$

2)令B＝0(以及A＝1)，得到缺周期调制(MCM：Missing CycleModulation)：

s₀(t)＝sinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;}\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& \mathrm{\&tau;}\&le;t\end{array}\right.---\left(3b\right)$

由图1可见，PRM和MCM的时域波形非常简单；而由图2可见，EBPSK调制的主要能量集中在载频附近，因而其带宽很窄，频谱利用率很高。但另一方面，EBPSK调制的“0”和“1”的波形差异很小，给解调带来很大的挑战。

3、数字冲击滤波器

对于“0”、“1”波形差异很小的不对称调制，经典的用于对称调制波形的匹配滤波器和相关检测方法已不再最佳。为了提高对于EBPSK调制信号的解调性能，我们曾发明了一类单零点-多极点的无限冲激响应(IIR)数字滤波器(见“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，发明专利申请号：200910029875.3)，通过其通带中心陡峭的陷波-选频特性，将EBPSK调制信号的信息调制(相位跳变或缺周期)转变为明显而强烈的寄生调幅冲击，输出信噪比得到显著提升，甚至可在信号被噪声完全淹没的情形下(信噪比SNR＜0)以过冲的形式突显出信号的调制信息，故称之为数字冲击滤波器(Impacting Filters)或EBPSK信号数字增强器。

例如，图3(a)和(b)分别给出一个单零点-3极点数字滤波器的整体幅频特性和局部幅频-相频特性展宽图。由图3(a)可见，该滤波器在465kHz的信号载波频率(即我国短波收音机的中频频率)附近具有极窄的陷波-选频特性，且在0-2.4MHz的整个频带内呈现明显的整体带通特性(例如在350kHz处衰减约17dB，800kHz处衰减约55dB)；而由图3(b)可见，信号的载波频率约处于滤波器幅频特性曲线(图3(b)中的实线)的谷点与峰值的中间。图3(c)则为该滤波器的实施效果，其中第1道波形为原始的EBPSK调制信号，第2道和第3道分别为SNR＝5dB时原始信号加噪声后的时域波形及其通过该滤波器后的输出波形。可见该滤波器不仅滤波效果明显，而且可将输入信号相位跳变转换为幅度放大约80倍的输出冲击波形(约从±2提升到±160，对应于图中的“1”)。

由图3(c)可以得到启示：如果发射机将EBPSK调制的码元周期T加大到超过信道的最大多径时延，从而将来自所有信道路径的接收信号都约束在T内，则EBPSK接收机就可从冲击滤波输出峰值的个数(信道路径数)、位置(相对于主径的时延)和高度(各条路径幅度因子的相对值)估计出必要的信道参数。

发明内容

为克服现有技术中存在的不足，本发明的目的在于提供一种短波变速通信系统，该系统无需复杂的信道均衡即可分离多径干扰，提高传输效率和解调性能，并降低通信系统硬件实现的成本和复杂度。

本发明的另一个目的在于提供了一种短波变速通信系统使用的多径估计与分离方法。

为解决上述技术问题，实现上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：

一种短波变速通信系统，包括通过短波信道通信的通信终端A和通信终端B，所述通信终端A包括调制器A和解调器A，所述通信终端B包括调制器B和解调器B，所述通信终端B中还包括一多径估计与分离模块，所述多径估计与分离模块连接所述解调器B用于计算出能够分离多径影响所需的码元周期值后送入调制器B，最后通过短波信道传输给通信终端A；所述解调器B包括一模数变换器，所述模数变换器连接一冲击滤波器，所述冲击滤波器连接一检测判决模块，所述检测判决模块连接一用于输出信息序列的位同步模块。

进一步的，为实现全双工的通讯，所述通信终端A中也包括一多径估计与分离模块，所述多径估计与分离模块连接所述解调器A用于计算出能够分离多径影响所需的码元周期值后送入调制器A，最后通过短波信道传输给通信终端B；所述解调器A与所述解调器B的结构相同。

进一步的，所述多径估计与分离模块包括多径估计模块和多径分离计算模块，所述冲击滤波器连接所述多径估计模块，所述多径估计模块连接所述径分离计算模块。

进一步的，所述多径估计与分离模块包括多径估计模块和多径分离计算模块，所述冲击滤波器连接所述多径估计模块，所述多径估计模块连接所述多径分离计算模块；一用于接收短波频段EBPSK调制信号的天线连接一前置放大模块，所述前置放大模块连接一混频器，所述混频器连接一中频放大模块，所述中频放大模块连接一鉴相器，所述鉴相器连接一低通滤波器，所述低通滤波器连接一用于产生本振信号的压控振荡器，所述压控振荡器连接所述混频器，一参考晶振分别连接所述鉴相器和一时钟发生器，所述时钟发生器分别连接所述检测判决模块和所述位同步模块；所述模数变换器连接所述中频放大模块。

优选的，所述调制器A和所述调制器B为反相调制的调制器，所述反相调制的调制器包括一个在数据“0”时均只发送单一的正弦波的第一正弦波振荡器、一个用于在数据“1”的前整数个载波周期将所述第一正弦波振荡器的输出信号反相180°的反相器和一个电子开关；所述第一正弦波振荡器的输出分为上、下两支路，上支路直接连接所述电子开关的一个输入端，下支路经所述反相器反相输出后连接所述电子开关的另外一个输入端，所述电子开关选择两支路中任一信号作为输出的反相调制信号。

优选的，所述调制器A和所述调制器B为缺周期调制的调制器，所述缺周期调制的调制器包括一个在数据“0”时均只发送单一的正弦波的第二正弦波振荡器和一个用于在数据“1”的前整数个载波周期阻断所述第二正弦波振荡器的信号输出的阻塞门。

进一步的，所述冲击滤波器为无限冲激响应数字带通滤波器，由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-3量级。

一种短波变速通信系统使用的多径估计与分离方法，其包括以下步骤：

步骤1)针对发射载波频率确定后所用通信信道不同量级的多径时延，通过找到形如y_n＝(m(y_n-1+n₁(x-n₂)))％x或y_n＝(m(n₃-n₄(x-n₅)))％x的码间干扰出现位置的明确表达式，直接计算出为保证各条非主径时延均落在任何码元周期的第K+1～第N个载波周期内所需的N值，其中，K、N均为整数，自变量x表示一个码元周期内的载波周期个数N，因变量y表示码间干扰的位置，以本码元周期内的信号载波周期来计数，n₁，Λ，n₅为整数，符号(·)％x表示“·”以x为模取余数，m为所估计出的某一量级下某一非主径时延的取值；

步骤2)针对所计算出的各条非主径不产生多径干扰所需的N值取交集，即得到了满足当前多径信道在所用载频上不产生码间干扰所需N值的集合；

步骤3)取所述集合中最小的N值，该N值就对应着所使用的调制方式在当前的信道状态下，所述短波变速通信系统可分离本码元的主径信号与前面码元的多径干扰的最大传输码率。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1)传输码率高。由于短波信道的大时延多径时变衰落特性，使得高码率下的码间干扰很大，而采用EBPSK调制和冲击滤波解调，只要调制参数满足当前信道要求，即可完全消除多径带来的码间干扰，使得多径信道近似于高斯信道，所以可显著提高短波信道的传输码率。

2)系统实现简单廉价。现行的短波信道估计算法都很复杂，由于恶劣短波信道的多径时延很大，常规串行通信体制进行短波信道均衡器需要很多的抽头系数和很高的计算量，而现代基于OFDM的多载波并行通信体制则需要进行快速傅里叶变换(FFT)，运算量也不低，且系统的正交性对于信道的多普勒频移特别敏感。而本发明利用“0”、“1”非对称的EBPSK调制波形所提供的时间保护间隔和接收机冲击滤波器对于EBPSK调制信号的特殊滤波响应，直接得到信道的径数和各径的相对幅度和时延，运算量大幅度降低；利用导出的计算公式可以直接算出无多径干扰的较高码率，通过限幅和改变传输码率而省去了复杂的信道均衡。而且与具体时延相对应的无多径干扰的调制参数也可事先算出而存储下来，工作时再根据具体的多径时延值而查表读出。因而几乎没有特殊算法，也无需发送复杂的训练序列，很容易实时实现，硬件成本低。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是EBPSK调制两种特例(反相调制和缺周期调制)的时域波形。

图2是在430MHz发射频率上反相调制的功率谱实测值。调制在30MHz载频上进行，然后上变频到430MHz，取调制占空比K∶N＝2∶300，因而码率为100kbps。

图3(a)和图3(b)分别给出一个单零点-3极点数字滤波器的整体幅频特性-相频特性和局部幅频-相频特性展宽图，图3(c)则为该滤波器的实施效果，其中从上到下：第1道波形为原始的EBPSK调制信号；第2道和第4道为原始信号添加噪声后的波形，信噪比分别为SNR＝5dB和SNR＝0dB；而第3道和第5道波形则分别为该两道加噪声信号通过该滤波器后的输出波形。

图4是本发明的短波变速通信系统的总体框架图。

图5是EBPSK调制信号经过短波信道传输后的冲击滤波响应眼图。图中横坐标为一个码元周期所占的时间，纵坐标为相对幅度。

图6(a)为EBPSK的PRM调制器；图6(b)为EBPSK的MCM调制器。

图7是本发明的一实施例的EBPSK调制信号接收机的实现框图。

图8是K＝1，2，3，4，6，8，10时EBPSK调制信号通过同一冲击滤波器后的误比特率性能的比较。图中横坐标为信噪比，纵坐标为误比特率性能。

图9是在同等码率下本系统经多径信道和高斯信道传输的误比特率性能比较。图中横坐标为信噪比，纵坐标为误比特率性能。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。

1、调制、解调器

1)调制器以EBPSK调制的特例即(3a)式的反相调制PRM或(3b)式的缺周期调制MCM方式为基础，意在利用EBPSK调制T＞τ甚至T＞＞τ的特点，尽可能留下码间保护间隔，同时也更有利于分辨与分离短波信道的多径响应。

2)解调器以数字冲击滤波器为核心，以便将PRM信号的反相跳变或MCM信号的缺周期波形转变为寄生调幅冲击，以显著提升输出信噪比以利信号检测。

2、信道估计

冲击滤波器是一个线性系统，满足叠加原理，而由图3(c)所展现的EBPSK调制信号冲击滤波响应的波形特征，我们得出以下论断：

1)如果发射机将EBPSK调制的码元周期T加大到超过传输信道的最大多径时延，从而使来自所有信道路径的接收信号都落在T内，则EBPSK接收机就可以：

a)从T内冲击滤波输出峰值的个数，估计出信道的路径数；

b)从冲击滤波输出波形各个幅度冲击的位置，估计出各径的时延，特别是其它各径(即第2条及其以后各条路径)相对于主径(即第1个幅度冲击)的时延；

c)从冲击滤波输出波形各幅度冲击的高度，估计出各条路径幅度因子的相对值。

从而极其简单地得到必要的信道参数。

2)即使将码元周期T保持在较小的正常工作值，也只需先发送一个“1”，再一直发送“0”，也可以得到与加大T相同的效果。这就意味着，对于所述的EBPSK调制和冲击滤波解调体制，如果信道没有衰落，则只发送一个“单脉冲”，即可得到必要的信道参数。

3)如果信道有衰落，则可以让发射机连续发送多个如2)中所述的“单脉冲”，而接收机只需将这多个“单脉冲”的输出响应加以平均，也同样能够得到必要的信道参数估计值，类似于图5所示意。

3、多径分离思路

即使对于正常工作时T较小以保持较高的码率R＝1/T，也有可能通过所估计出的信道参数来选择恰当的T，使得除了第1径(即主径)的冲击滤波响应中“1”的幅度冲击落在τ内以外，其余各径冲击滤波响应中“1”的幅度冲击均只落入T-τ内，从而对于在τ内检测主径时没有多径影响，即克服了多径干扰。

4、系统描述

基于上述思路，本实施例构思了如图4所示的短波变速通信系统的总体框架，其主要工作步骤如下：

1)通信终端B的多径估计与分离模块从冲击滤波器(包含在解调器内)对于EBPSK调制信号的输出响应中，估计出当前的信道参数，并由此计算出能够分离多径影响(即保证除了主径的幅度冲击落在τ内、其余各径的幅度冲击均只落入T-τ内)所需的T值后送入自己的调制器，通过反向信道传输给通信终端A。

2)通信终端A依据接收到的由通信终端B所计算出的可实现多径分离的T值，来调整自己的发送码率R，即可在通信终端B产生无多径影响的冲击滤波响应(即使此时的传输码率R仍然很高)，从而可靠地解调出由通信终端A所发送的信息序列A。

3)如果不需要全双工通信，则通信终端B可将所需的T值通过低速的(从而可不理会多径干扰)反向信道发给通信终端A，而此时通信终端A中的多径估计与分离模块即可省去。

4)如果必须全双工数据通信，则通信终端A应采用与通信终端B相同的配置，即保留同样的多径估计与分离模块，依照上述通信终端B同样的处理过程，计算出适合自己的T值后，送入调制器发给通信终端B，以保证信息序列B按照没有多径干扰的速率进行传输。

5)由于通信终端A的发送频率(即通信终端B的接收频率)与通信终端B的发送频率(即通信终端A的接收频率)不同，因而两个通信终端在全双工通信时均有必要保留自己的多径估计与分离模块。

6)由于短波信道的时变性，所以每隔一定的时间，就需要重复一次上述“单脉冲”信道估计过程(取决于信道的时变速率)，而且计算出的最佳T值，也可以通过一定的数据格式插入到信息序列中传输。而这样一个双方“握手”的过程或协议，对于本领域技术人员则是公知的。

5、多径分离方法

由(1)式可见，当载波频率f_c确定时，能够改变码元周期T以调节信道多径时延落入T-τ范围的波形参数即为N＝T·f_c，所以，能否找到多径时延系数与调制参数N满足的函数关系式，将成为本发明可行性的关键。步骤如下：

1)由于短波频率低于30MHz，故为了找出规律，我们取f_c＝5MHz，按照图4的系统框架和上述“2”的信道估计方法对信道进行实时估计，从冲击滤波输出波形各个幅度冲击的位置，估计出短波信道的径数，以及各径的幅度和时延。考虑到最恶劣短波信道的最大时延不超过10ms，因此在估计信道的多径时延参数时，分别考察1×10^-3、1×10^-4和1×10^-5(即1ms、0.1ms和0.01ms)等3个量级的数值。

2)当得到信道的最大时延后，即可通过改变调制参数N以找出二者之间的函数关系。此时减小N固然可以提高码率，但N太小会造成多径干扰无法区分；加大N当然有助于区分多径干扰，但会降低传输码率，低到一定程度后便没有实用价值。由于当前先进而成熟的3kHz带宽的短波数据传输速率一般在9.6kbps以内(恶劣短波信道一般只有1.2kbps)，故表1给出了当最大时延在1×10^-3即1ms量级时，对于N取可用值时相应的码间(多径)干扰出现在一个码元周期的位置(即出现在该周期第几个载波处，见表1中括号外的数据)。若单纯观察表1中括号外的数据位置很难看出规律性，但若观察括号内的数据即可发现，每当N增大10时，该数据都会在原有的基础上增大40的倍数。假设用自变量X∈{160，170，Λ，240，250}来表示N，用因变量Y来表示码间干扰的位置，则码间干扰位置的递推公式为y_n＝(y_n-1+4n(x-160))％x，其中符号(·)％x表示“·”以x为模取余数，n∈{1，2，Λ，8，9}。因此，如果某一条路径的延时在毫秒量级即其取值为m×10^-3(s)，则该径干扰出现的位置为y_n＝(m(y_n-1+4n(x-160)))％x。此时由于N≤250，所以码率不低于20kbps。

表1.时延为1ms量级N取不同值时码间干扰出现在一个码元周期内的位置

N＝160	N＝170	N＝180	N＝190	N＝200
					40(200)	70(240)	140(320)	60(440)	0(600)
N＝210	N＝220	N＝230	N＝240	N＝250
					170(800)	160(1040)	170(1320)	20(1640)	0(2000)

3)由于短波信道具有非常恶劣的时变和多径特性，故为了得到更加精确的多径分离信息，多径时延很长时就不得不牺牲码率而加大N。经过大量实验，对于毫秒量级的多径时延可得如表2所示的一系列公式。

表2.时延为1ms量级N取不同值时多径干扰出现在一个码元周期内位置的函数关系式

当N＝2500时码率降为2kbps。

4)表3是当最大时延在1×10^-4即0.1ms量级时，对于N取可用值时相应的码间干扰出现在一个码元周期的位置，表中数据的含义与表1相同。

表3.时延为1ms量级N取不同值时码间干扰出现在一个码元周期内的位置

N＝30	N＝40	N＝50	N＝60	N＝70	N＝80	N＝90	N＝100
								20(440)	20(420)	0(400)	20(380)	10(360)	20(340)	50(320)	0(300)

N＝110	N＝120	N＝130	N＝140	N＝150	N＝160	N＝170	N＝180
								60(280)	20(260)	110(240)	80(220)	50(200)	20(180)	160	140
N＝190	N＝200	N＝210	N＝220	N＝230	N＝240	N＝250
								120	100	80	60	40	20	0

由表3同样可以归纳出当最大时延在1×10^-4即0.1ms量级时，对于N取可用值时相应的码间干扰出现在一个码元周期的位置，如表4所示，表中数据的含义同表1。

表4.时延为0.1ms量级N取不同值时多径干扰出现在一个码元周期内位置的函数关系式

N＝{30，40，50，60，…，250}	yn＝(m×(440-(x-30)×2))％x
		N＝{260，……}＞250	yn＝(m×500)％x

5)当时延为1×10^-5即0.01ms量级时，只要N＞50，就不会出现码间干扰，因为当N＝50时码间干扰出现在第50个载波周期处。若时延为m×10^-5，则码间干扰的位置为y＝(50m)％x。

6)由于短波信道不超过4径，因而除了主径外，最多只有3条非主要路径。

a)如果各条非主径的时延参数都在同一个数量级上，则只需在上述步骤中套用同一个公式，算出各条非主径时延在码元周期内的位置：如果均落在该周期第K个载波之后，则这些非主径均不会影响在第1～第K个载波周期内(即主径信号可能的寄生调幅冲击处)判决“0”和“1”，当前的N无码间干扰；否则，就要用同一个公式重选一个合适的N，以保证各条非主径时延均落在该周期第K+1～第N个载波周期内(以下简称这种情况为“无多径干扰条件”)，并通知发端按照这个合适的N值改变EBPSK调制的发送码率。

b)如果各条非主径的时延参数不在同一个数量级上(至少有一条非主径的时延参数与其它非主径的时延参数不在同一个数量级上)，则需要联立上述公式，找到同时满足“无多径干扰条件”中最小的那个N(即最高的无多径干扰码率)，并通知发端按照此N值改变EBPSK调制的发送码率。

由此便实现了多径分离。其实质是通过所述EBPSK调制器的码间保护信号波形、所述冲击滤波器的幅度冲击包络形状、所述多径估计与分离方法计算出的无码间干扰N值、以及传输速率的在线调整，使得在同一个码元周期内，非主径信号的冲击脉冲与主径信号的冲击脉冲不重叠且均位于主径信号之后。

以下根据附图对本实施例作进一步的详细说明：

1、EBPSK调制器

所述PRM和MCM的调制方式表达式分别如(3a)和(3b)式所示，其调制器的实现框图分别如图6(a)和图6(b)所示。

1)EBPSK的PRM调制器

如图6(a)，包括第一正弦波振荡器f₁、反相器14和电子开关S。其中第一正弦波振荡器f₁输出频率为f_c的正弦波，分为上、下两路，上面支路直接输出，下面支路经反相器14反相输出；两支路连接电子开关S的两输入端，电子开关S选择两支路中任一信号作为输出的PRM信号；原始的发送信息序列转换为相应的脉冲串，用于电子开关的选择。对于所述脉冲串，仅在数据“1”的起始时刻为高电平，且持续时间为τ；在其它时刻，脉冲串都保持低电平。而脉冲串在低电平时，上支路信号为输出信号，反之，下支路信号为输出信号。

2)EBPSK的MCM调制器

如图6(b)，包括一个在数据“0”时均只发送单一的频率为f_c的正弦波的第二正弦波振荡器f₂，和一个用于在数据“1”的前整数个载波周期阻断所述第二正弦波振荡器f₂的信号输出的阻塞门15。而阻塞门除了在数据脉冲串的高电平时阻断外，其余时间均为直通。

2、EBPSK接收机

参见图7所示，本发明的一种短波变速通信系统和方法一实施例的EBPSK调制信号接收机包括：

一用于接收短波频段EBPSK调制信号的天线1，所述天线1连接一前置放大模块2，所述前置放大模块2连接一混频器3，所述混频器3连接一中频放大模块4，所述中频放大模块4连接一鉴相器5，所述鉴相器5连接一低通滤波器6，所述低通滤波器6连接一用于产生本振信号的压控振荡器7，所述压控振荡器7连接所述混频器3，由此构成一个完整的锁相环；所述中频放大模块4还连接一模数变换器8，所述模数变换器8连接一冲击滤波器9，所述冲击滤波器9连接一检测判决模块10，所述检测判决模块10连接一用于输出信息序列的位同步模块11；所述冲击滤波器9还连接一多径估计模块12，所述多径估计模块12连接一多径分离计算模块13；还包括一参考晶振14和一时钟发生器15，所述参考晶振14分别连接所述鉴相器5和所述时钟发生器15，所述时钟发生器15分别连接所述检测判决模块10和所述位同步模块11。

其工作原理如下：

1)从短波天线1接收到的EBPSK调制信号经过前置放大模块2放大后，与来自压控振荡器7的本振信号通过混频器3相乘进行下变频(或上变频)，得到中频信号后分为两路输出：一路经过中频放大器4放大后经模数变换器8进入EBPSK信号解调器；另一路送给鉴相器5与参考晶振14的信号进行相位比较，其误差信号经低通滤波器6低通滤波后控制压控振荡器7的频率，并最终使变频所得到的中频信号的频率严格锁定在参考晶振14的频率上；参考晶振14的输出信号同时送给时钟发生器15，用以产生接收机的系统时钟，为EBPSK信号解调器的检测判决模块10和位同步模块11提供采样同步时钟。

2)对于送给EBPSK信号解调器的EBPSK调制的模拟中频信号：首先利用冲击滤波器9进行信噪比增强并将相位跳变转换为寄生调幅后送给检测判决模块10，由其取出EBPSK调制信号的模拟冲击滤波输出信号的包络(由取绝对值和低通滤波两个步骤来完成)，然后在系统时钟发生器15所发系统时钟的同步时刻直接判决“0”和“1”，无需再转换到基带处理。此时既可以采用最简单的门限判决，也可以采用积分判决。由于冲击滤波器对于PRM信号的反相跳变和MCM信号的周期缺失均能产生输出幅度上的过冲，因此，EBPSK解调器对于不同的EBPSK调制特例可以通用。检测判决模块10的判决输出经过位同步模块11的位同步调整后即(在系统时钟的控制下，以及在一定的误码率下)恢复出发送信息序列，而所述位同步模块11则是数字通信接收机的基本环节和成熟技术。

至此，已经实现了标准的EBPSK接收机功能，而本发明所述的一种短波变速通信系统和方法则引入了信道估计与多径分离功能。在此可以指出的是：如果采用经典的门限判决(或先判决再积累)，则模数变换器8也可以省去，即直接在采样时刻将冲击滤波器输出的模拟信号与一个预先设定(或自适应算出)的门限值进行比较，超过该门限值判为“1”，否则判为“0”，而此一过程就是一个模拟比较器的标准功能。

3、冲击滤波器

数字冲击滤波器是IIR型滤波器，通常利用单零点-K极点(实为1对共轭零点、K对共轭极点)在其通带内呈现出一个极窄的陷波-选频特性，使得EBPSK调制信号的滤波输出波形在信息调制处产生明显而强烈的寄生调幅冲击。图8针对本发明所述信道给出了冲击滤波器在K＝{1，2，3，4，6，8，10}时的性能比较，可见K＝4时最好，故本实施方案以K＝4为例(而随着K增大，冲击滤波器的系数还可以进一步优化)，其传递函数如下：

$H\left(z\right)=\frac{b_0+b_1\&CenterDot;z^{-1}+b_2\&CenterDot;z^{-2}}{1-a_1\&CenterDot;z^{-1}-a_2\&CenterDot;z^{-2}-a_3\&CenterDot;z^{-3}-a_4\&CenterDot;z^{-4}-a_4\&CenterDot;z^{-5}-a_4\&CenterDot;z^{-6}-a_4\&CenterDot;z^{-7}-a_4\&CenterDot;z^{-8}}---\left(4\right)$

其中各系数的取值为：

a₁＝-6.1150669443734404，a₂＝17.593270852070781，a₃＝-30.66190141963812，

a₄＝35.258220132970798，a₅＝-27.343924194038685，a₆＝13.991777506187015，

a₇＝-4.3370740838799371，a₈＝0.63250878596652416，

b₀＝b₂＝1，b₁＝-1.6181733185991785。

4、多径处理

1)多径估计模块12从所述数字冲击滤波器9的输出信号包络绝对值的采样值中，通过搜索局部极值的个数和幅度，估计信道的径数及各径信号的相对幅值；通过统计码元起点至各局部极值出现位置的采样点数，估计信道各径的时延，特别是得到那些非主径时延的大小在什么数量级上后，送给多径分离计算模块13。

2)多径分离计算模块13通过搜索可使不同的非主径时延系数引起的码间干扰不出现在对于主径信号的判决位置处的较小N值，并通知发送端以该N值作为EBPSK调制的码率参数，即实现了多径分离，同时仍保持了较高的码率。

下面以世界数字广播组织(DRM：Digtal Radio Mondiale)标准中的典型短波信道(DRM信道3)模型为实例，进一步说明本发明的信道分离方法。DRM标准中的典型短波信道有4径，其参数如表5所示。这时由于第2条路径的延时为0.7ms，属于m×10^-4的范围，第3条路径和第4条路径则落入m×10^-3量级，于是结合以上所述算法，分别求出在这两个数量级信道时延下无码间干扰的N值的交集，并取其中的较小者。若f_c＝10MHz，求得对应的EBPSK调制的码元周期N为170，则选取N＝170，K＝4进行EBPSK调制，可得到多径干扰分离的最高传输码率，其冲击滤波响应信号的眼图如图5所示，而3个非主径时延分别出现在一个码元周期内的第[0，100，20，120]个载波周期处。这时的码率为R＝f_c/N＝10×10⁶/170＝58823bps≈58.8kbps。

表5.DRM标准中最恶劣信道的参数

	路径1	路径2	路径3	路径4
					延时(Δk)	0	0.7ms	1.5ms	2.2ms
路径增益(ρk)	1	0.7	0.5	0.25
					多普勒频移(Dsh)	0.1Hz	0.2Hz	0.5Hz	1.0Hz
多普勒扩展(Dsp)	0.1Hz	0.5Hz	1.0Hz	2.0Hz

5、反馈调整

根据冲击滤波器9对于训练序列(1个“1”多个“0”，其长度须大于信道的最大时延，可重复发送)计算出最佳的调制参数N后，送给本终端的调制器经反向信道(或双工信道)反馈给发送端，作为发送端调整码率的依据。发送端根据接收到的N值，及时更新每个码元内的载波周期数，实现无多径干扰通信。由于短波信道的时变性，上述反馈和调整每隔一段时间就需要进行一次，从而依据自适应调制，使得通信速率能够适应信道参数，保持在无多径干扰的状态；或者说，所述方法更适合于小数据包的高速传输。由于所述特殊的EBPSK调制波形和冲击滤波响应，因而本发明用于短波信道估计和多径分离所耗费的时间相对于短波信道的时变速度来说，几乎可以忽略不计。

图9是在同等码率下经所述方法处理后的该4径短波信道传输的误比特率性能，与单径信道的误比特率性能的比较。由此可以看出，运用EBPSK调制解调以及其特殊的分离多径算法可以提高传输码率，且传输性能基本上不受多径干扰影响。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种短波变速通信系统，包括通过短波信道通信的通信终端A和通信终端B，所述通信终端A包括调制器A和解调器A，所述通信终端B包括调制器B和解调器B，其特征在于：所述通信终端B中还包括一多径估计与分离模块，所述多径估计与分离模块连接所述解调器B用于计算出能够分离多径影响所需的码元周期值后送入调制器B，最后通过短波信道传输给通信终端A；所述解调器B包括一模数变换器(8)，所述模数变换器(8)连接一冲击滤波器(9)，所述冲击滤波器(9)连接一检测判决模块(10)，所述检测判决模块(10)连接一用于输出信息序列的位同步模块(11)。

2.根据权利要求1所述的短波变速通信系统，其特征在于：所述通信终端A中也包括一多径估计与分离模块，所述多径估计与分离模块连接所述解调器A用于计算出能够分离多径影响所需的码元周期值后送入调制器A，最后通过短波信道传输给通信终端B；所述解调器A与所述解调器B的结构相同。

3.根据权利要求1所述的短波变速通信系统，其特征在于：所述多径估计与分离模块包括多径估计模块(12)和多径分离计算模块(13)，所述冲击滤波器(9)连接所述多径估计模块(12)，所述多径估计模块(12)连接所述径分离计算模块(13)；一用于接收短波频段EBPSK调制信号的天线(1)连接一前置放大模块(2)，所述前置放大模块(2)连接一混频器(3)，所述混频器(3)连接一中频放大模块(4)，所述中频放大模块(4)连接一鉴相器(5)，所述鉴相器(5)连接一低通滤波器(6)，所述低通滤波器(6)连接一用于产生本振信号的压控振荡器(7)，所述压控振荡器(7)连接所述混频器(3)，一参考晶振(14)分别连接所述鉴相器(5)和一时钟发生器(15)，所述时钟发生器15分别连接所述检测判决模块(10)和所述位同步模块(11)；所述模数变换器(8)连接所述中频放大模块(4)。

4.根据权利要求2所述的短波变速通信系统，其特征在于：所述多径估计与分离模块包括多径估计模块(12)和多径分离计算模块(13)，所述冲击滤波器(9)连接所述多径估计模块(12)，所述多径估计模块(12)连接所述径分离计算模块(13)；一用于接收短波频段EBPSK调制信号的天线(1)连接一前置放大模块(2)，所述前置放大模块(2)连接一混频器(3)，所述混频器(3)连接一中频放大模块(4)，所述中频放大模块(4)连接一鉴相器(5)，所述鉴相器(5)连接一低通滤波器(6)，所述低通滤波器(6)连接一用于产生本振信号的压控振荡器(7)，所述压控振荡器(7)连接所述混频器(3)，一参考晶振(14)分别连接所述鉴相器(5)和一时钟发生器(15)，所述时钟发生器(15)分别连接所述检测判决模块(10)和所述位同步模块(11)；所述模数变换器(8)连接所述中频放大模块(4)。

5.根据权利要求1所述的短波变速通信系统，其特征在于：所述调制器A和所述调制器B为反相调制的调制器，所述反相调制的调制器包括一个在数据“0”时均只发送单一的正弦波的第一正弦波振荡器(f1)、一个用于在数据“1”的前整数个载波周期将所述第一正弦波振荡器(f1)的输出信号反相180°的反相器和一个电子开关(S)；所述第一正弦波振荡器(f1)的输出分为上、下两支路，上支路直接连接所述电子开关(S)的一个输入端，下支路经所述反相器反相输出后连接所述电子开关(S)的另外一个输入端，所述电子开关(S)选择两支路中任一信号作为输出的反相调制信号。

6.根据权利要求1所述的短波变速通信系统，其特征在于：所述调制器A和所述调制器B为缺周期调制的调制器，所述缺周期调制的调制器包括一个在数据“0”时均只发送单一的正弦波的第二正弦波振荡器(f2)和一个用于在数据“1”的前整数个载波周期阻断所述第二正弦波振荡器(f2)的信号输出的阻塞门(15)。

7.根据权利要求1所述的短波变速通信系统，其特征在于：所述冲击滤波器(9)为无限冲激响应数字带通滤波器，由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-3量级。

8.一种用于权利要求1至7中任意一项所述的短波变速通信系统的多径估计与分离方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1)针对发射载波频率确定后所用通信信道不同量级的多径时延，通过找到形如y_n＝(m(y_n-1+n₁(x-n₂)))％x或y_n＝(m(n₃-n₄(x-n₅)))％x的码间干扰出现位置的明确表达式，直接计算出为保证各条非主径时延均落在任何码元周期的第K+1～第N个载波周期内所需的N值，其中，K、N均为整数，自变量x表示一个码元周期内的载波周期个数N，因变量y表示码间干扰的位置，以本码元周期内的信号载波周期来计数，n₁，Λ，n₅为整数，符号(·)％x表示“·”以x为模取余数，m为所估计出的某一量级下某一非主径时延的取值；

步骤2)针对所计算出的各条非主径不产生多径干扰所需的N值取交集，即得到了满足当前多径信道在所用载频上不产生码间干扰所需N值的集合；

步骤3)取所述集合中最小的N值，该N值就对应着所使用的调制方式在当前的信道状态下，所述短波变速通信系统可分离本码元的主径信号与前面码元的多径干扰的最大传输码率。

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