CN104702549A - 一种高灵敏度窄带无线通信数据发送、接收方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高灵敏度窄带无线通信数据发送、接收方法及装置，其中，数据发送方法包括：发送端将两个连续反向的类线性调频信号作为前同步头中的同步序列、两个相同的复正弦信号作为前同步头中的参考符号，与待发送的基带数据一起组成待发送帧；将所述待发送帧调制到同相正交的两路载波上，形成并发送射频发送信号。通过本发明，可以利用FFT算法和相位对角特性联合解调，不需要精频偏估计，综合各条件与算法优势，大大降低单比特计算量，并且提高了接收灵敏度，增加了数据传输距离。

Description

一种高灵敏度窄带无线通信数据发送、接收方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种高灵敏度窄带无线通信数据发送、接收方法及装置。

背景技术

物联网组网技术通过无线节点组成网络，从而进行无线通信。在物联网广域组网技术中，节点的覆盖能力直接影响节点密度，从而影响网络成本。在通信过程中，70％功耗用于射频发射，射频发射功率直接影响节点的寿命。另外，为了提高网络容量，需要降低信号的带宽。因此，超远传输距离、低发射平均功率和窄带特性成为物联网广域组网中非常关键的三个问题。

在基于扩频的通信系统里，扩频序列具有良好的自相关特性，通过已知的扩频序列作为接收机本地的参考符号，常规的时间同步可以靠接收信号和接收机本地的参考符号之间做滑动相关来完成。当接收信号中的扩频序列和参考符号中的扩频序列对齐时，相关值表现出一个峰值，而未对齐时，相关值接近于零。但是当接收信号中存在较大频偏时，接收信号和接收机本地参考符号的滑动相关值受到很大影响。接收信号中出现较大的频偏主要是因为发射机和接收机都使用低造价的晶体振荡器。

线系统传输距离主要由发射功率、链路衰减和接收灵敏度决定。发射功率减去无线链路衰减，为接收端的天线口信号强度(RSSI)；当RSSI的最小值大于接收灵敏度，接收机就能正常工作。

根据常用的大尺度衰减hata模型，如下所示：

$L_p=69.55+26.26\log f-13.82\log h_b+(44.9-6.55\log h_b)\log d-A_{{\mathrm{Okummurah}}_m}$

L_p-从基站到移动台的路径损耗(dB)  f-载波频率(MHz)

h_b-基站通信高度  d-基站到移动台直接的距离(m)

h_m-移动台大线高度(1～10m)，一般取1.5m，单位为m

-移动台高度修正，在中等城市取(1.1logf-0.7)h_m-(1.56logf-0.8) 

在大城市取值3.2(log(11.75h_m))²-4.97

以230M频段为例，频段特性的衰减附加量为：26.26×lg230＝62dB；230M频段的链路预算是145dB，由于系统的链路预算是发射功率P减去接收灵敏度；假设平均发射功率 是1W(30dBm)，则接收灵敏度需要达到：30-145＝-115dBm。

本领域技术人员所熟知的，热噪声谱密度为：-174dBm/Hz，接收RF链路的最好热噪声功率为：

-174dBm/Hz×25kHz＝-174+44＝-130dBm

实际的RX接收链路，进去的信号带宽为对应的频段(10M量级)，还有多级信号放大单元，总噪声系数一般为5～7dB量级；如果取6dB，则噪声功率恶化为：

-130dBm+6dB＝-124dBm

该值为基带数字滤波后的理想值，实际值比该值高。

信号制式的解调SNR典型为9dB(正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK))或5dB(二进制相移键控((Binary Phase Shift Keying，BPSK))；在只选择最简单的调制方式的情况下，只有BPSK能完成任务(因为5dB+(-124dBm)＝-119dBm)，而且系统没有任何动态余量。一般通信系统会预留至少6～8dB的设计余量，以保证正常和可靠的工作。因此，采用当前的调制方法无法满足超高灵敏度的要求。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供一种高灵敏度窄带无线通信数据发送、接收方法及装置，以解决现有技术中无法满足超高灵敏度的要求的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据发方法，包括：发送端将两个连续反向的类线性调频信号作为前同步头中的同步序列、两个相同的复正弦信号作为前同步头中的参考符号，与待发送的基带数据一起组成待发送帧；将所述待发送帧调制到同相正交的两路载波上，形成并发送射频发送信号。

可选地，在将所述同步序列、所述参考符号与所述待发的基带数据一起组成发送帧之前，所述方法还包括：利用基带二进制启闭键控OOK调制方法，按照预设调制波形将待发送的比特序列调制成所述基带数据。

可选地，利用基带二进制启闭键控OOK调制方法，按照预设调制波形将待发送的比特序列调制成所述基带数据，包括：用系数为(1-j)的复正弦信号表示比特数据“1”，不发送信号表示比特数据“0”，其中，所述复正弦信号r(t)＝(1-j)sin(ωt)。

可选地，所述预设调制波形预先存储在所述发送端。

可选地，所述两个连续反向的类线性调频信号包括：两个反向的Zadoff-Chu同步序列；所述两个相同的复正弦信号包括：两个相同的系数为(1-j)的单周期复正弦信号。

可选地，所述两个连续反向的类线性调频信号和所述两个相同的复正弦信号预先存储 在所述发送端。

根据本发明的另一个方面，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据接收方法，包括：接收来自发送端的射频发射信号；对所述射频发射信号进行下变频，得到基带接收信号；对所述基带接收信号进行采样得到基带接收数字信号；对所述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，再进行时间精同步，其中，所述的同步头中的同步序列由两个连续反向的类线性调频信号组成，所述前同步头中的参考符号为两个相同的复正弦信号组成；对进行时间粗同步和时间精同步后的基带接收数字信号进行解调，得到发送端发送的比特序列。

可选地，对所述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，包括：从所述基带接收数字信号的前同步头处取出一个发送周期的采样信号；对所述采样信号进行m倍抽取，得到接收降采样数字信号，其中m为预设的接收数字信号降采样倍数；对所述接收降采样信号进行快速傅氏变换FFT，将得到的结果进行共轭变换；对本地同步序列进行FFT，然后与共轭变换得到的序列相乘，得到基带接收降采样信号与本地同步序列的滑动自相关值，滑动自相关值对应的最大值的位置确定为粗同步位置。

可选地，对基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间精同步，包括：取所述基带接收数字信号中前同步头的粗同步点左右2m点组成采样序列，其中m为预设的接收数字信号降采样倍数；对所述采样序列进行FFT和共轭变换；对本地同步序列进行FFT，并与进行FFT和共轭变换后的所述采样序列相乘，得到滑动相关值，滑动相关值的最大值对应的位置确定为精同步位置。

可选地，对进行时间粗同步和时间精同步后的基带接收数字信号进行解调，包括：取进行时间粗同步和时间精同步后的所述基带接收数字信号，计算参考序列的FFT，得到各次谐波的幅值；根据得到的各次谐波的幅值，计算基波的幅值与其他各次谐波的幅值平均值的比值；取一个接收符号进行FFT计算，以所述比值为判决门限，与频域的对角特性联合判决，得到发送端发送的比特序列。

根据本发明的又一个方面，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据发送装置，包括：组成模块，用于将两个连续反向的类线性调频信号作为前同步头中的同步序列、两个相同的复正弦信号作为前同步头中的参考符号，与待发送的基带数据一起组成待发送帧；正交调制模块，用于将所述待发送帧调制到同相正交的两路载波上，形成到并发送射频发送信号。

可选地，所述装置还包括：基带调制模块，用于利用基带二进制启闭键控OOK调制方法，按照预设调制波形将待发送的比特序列调制成所述基带数据。

可选地，所述装置还包括：第一存储模块，用于预先存储所述调制波形。

可选地，所述装置还包括：第二存储模块，用于存储所述两个连续反向的类线性调频信号和所述两个相同的复正弦信号。

根据本发明的又一个方面，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据接收装置，包括：接收模块，用于接收来自发送端的射频发射信号；下变频模块，用于对所述射频发射信号进行下变频，得到基带接收信号；采样模块，用于对所述基带接收信号进行采样得到基带接收数字信号；时间粗同步模块，用于对所述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，其中，所述前同步头中的同步序列由两个连续反向的类线性调频信号组成，所述前同步头中的参考符号为两个相同的复正弦信号组成；时间精同步模块，用于对经过所述粗时间同步模块进行粗同步后的基带接收数字信号进行时间精同步；解调模块，用于对进行时间粗同步和时间精同步后的基带接收数字信号进行解调，得到发送端发送的比特序列。

可选地，所述时间粗同步模块包括：采样单元，用于从所述基带接收数字信号的前同步头处取出一个发送周期的采样信号；抽取单元，用于对所述采样信号进行m倍抽取，得到接收降采样数字信号，其中，m为预设的接收数字信号降采样倍数；变换单元，用于对所述接收降采样信号进行快速傅氏变换FFT，将得到的结果进行共轭变换；粗同步单元，用于对本地同步序列进行FFT，然后与变换单元变换得到的序列相乘，得到基带接收降采样信号与本地同步序列的滑动自相关值，将滑动自相关值对应的最大值的位置确定为粗同步位置。

可选地，所述时间精同步包括：采样单元，用于取所述基带接收数字信号中前同步头的粗同步位置左右2m点组成采样序列，其中，m为预设的接收数字信号降采样倍数；变换单元，用于对所述采样序列进行FFT和共轭变换；精同步单元，用于对本地同步序列进行FFT，并与进行FFT和共轭变换后的所述采样序列相乘，得到滑动相关值，将滑动相关值的最大值对应的位置确定为精同步位置。

可选地，所述解调模块包括：第一计算单元，用于取进行时间粗同步和时间精同步后的所述基带接收数字信号，计算参考序列的FFT，得到各次谐波的幅值；第二计算单元，用于根据得到的各次谐波的幅值，计算基波的幅值与其他各次谐波的幅值平均值的比值；第三计算单元，用于取一个接收符号进行FFT计算，以所述比值为判决门限，与频域的对角特性联合判决，得到发送端发送的比特序列。

根据本发明的又一个方面，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据传输系统，包括：发送端和接收端，其中，所述发送端上述的数据发送装置；所述接收端包括上述的数据接 收装置。

本发明实施例中，数据发送过程中使用两个连续反向的类线性调频信号作为前同步头的同步序列，使用两个相同的正弦脉冲作为前同步头参考符号，由于类线性调频信号抗频偏性好，在低速的条件下频偏影响不大，因此在接收方法中，在不用频偏估计补偿的情况下接收信号和本地同步序列仍然可以得到相关峰值。实现时间同步过程中，接收信号和本地同步信号的滑动相关可以用快速傅里叶变换(以下简称FFT)方法，以降低同步的计算量，加快同步时间，提高了灵敏度。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为根据本发明实施例的高灵敏度窄带无线通信数据发送方法的流程图；

图2为根据本发明实施例的高灵敏度窄带无线通信数据接收方法的流程图；

图3为根据本发明实施例的高灵敏度窄带无线通信数据发送装置的结构示意图；

图4为根据本发明实施例可选实施方式的高灵敏度窄带无线通信数据发送装置的结构示意图；

图5为根据本发明实施例的高灵敏度窄带无线通信数据接收装置的结构示意图；

图6为根据本发明实施例可选实施方式的高灵敏度窄带无线通信数据接收装置的结构示意图；

图7为根据本发明实施例五的高灵敏度窄带无线通信数据传输系统结构示意图；

图8为实施例七中的低速率高灵敏度无线数据发送过程的示意框图；

图9为实施例七中的低速率高灵敏度无线数据接收过程的示意框图；

图10为实施例七中基带发送信号帧的示意图；

图11为实施例七中FFT实现快速相关示意图；

图12为实施例七中计算序列相关值使用的延时线结构示意图；

图13为实施例七中同步序列相关值示意图；

图14为实施例七中采用FFT快速算法一个实例示意图；

图15为实施例七的解调流程图；

图16为实施例七的解调结果示意图。

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

根据本发明实施例，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据传输方案，尤其是低速率超高灵敏度数据发送、接收和解调方法。

实施例一

根据本发明实施例一，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据发送方法。

图1为根据本发明实施例的高灵敏度窄带无线通信数据发送方法的流程图，如图1所示，主要包括以下步骤102-步骤104：

步骤102，发送端将两个连续反向的类线性调频信号作为前同步头中的同步序列、两个相同的复正弦信号作为前同步头中的参考符号，与待发送的基带数据一起组成待发送帧。

在本发明实施例中，在信号发射过程中使用两个连续反向的类线性调频信号作为前同步头的同步序列，使用两个相同的正弦脉冲作为前同步头参考符号，由于类线性调频信号抗频偏性好，在低速的条件下频偏影响不大，因此在接收方法中，在不用频偏估计补偿的情况下接收信号和本地同步序列仍然可以得到相关峰值。实现时间同步过程中，接收信号和本地同步信号的滑动相关可以用快速傅里叶变换(以下简称FFT)方法，以降低同步的计算量，加快同步时间。

步骤104，将所述待发送帧调制到同相正交的两路载波上，形成并发送射频发送信号。

可选地，在执行步骤102之前，可以利用二进制启闭键控(OOK：On-Off Keying)调制方法将待发送的比特序列调制成基带信号，OOK信号解调不用频偏估计和信道估计，因此，在解调时使用FFT算法，根据基波分量的幅值，以及基波分量幅值和其他次谐波幅值平均值的比值可以判决得到比特数据；另外利用两路信号频域对角特性联合判决，可以增加判决正确率。

其中，将数据比特序列调制成基带信号时，发送2^l(其中l为整数)个系数为(1-j)的复正弦信号表示比特“1”，不发送信号表示比特“0”。

例如，可以选取两个反相的Zadoff-Chu序列为同步头同步符号，两个相同的复正弦序列作为参考符号，组成如下格式的发送帧：

其中，参考符号、同步符号和调制波形可预存在本地，因此发送端不需要脉冲成型过程。其中，两个相同的复正弦序列可以为两个相同的系数为(1-j)的单周期复正弦信号。

采用本发明实施例提供的数据发送方法，在接收信噪比为-10dB情况下，采用本发明实施例提供的方法，接收灵敏度随通信带宽和数据符号重复个数的关系如下：

采用本发明实施例提供接收灵敏度优于当前通信方式15dBm以上。

实施例二

根据本发明实施例二，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据接收方法。

图2为根据本发明实施例的高灵敏度窄带无线通信数据接收方法的流程图，如图2所示，主要包括以下步骤：

步骤201，接收来自发送端的射频发射信号；

步骤202，对所述射频发射信号进行下变频，得到基带接收信号；

步骤203，对所述基带接收信号进行采样得到基带接收数字信号；

步骤204，对所述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，再进行时间精同步，其中，所述前同步头中的同步序列由两个连续反向的类线性调频信号组成，所述前同步头中的参考符号为两个相同的复正弦信号组成；

步骤205，对进行时间粗同步和时间精同步后的基带接收数字信号进行解调，得到发送端发送的比特序列。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，上述数据接收方法可以接续上述的数据发送方法，例如，发送端在发送数据时，首先选取两个反相的Zadoff-Chu序列最为同步头同步符号，复正弦序列作为参考符号，组成如下格式的发送帧：

参考符号

Zadoff-Chu同步符号

参考符号

复数OOK调制波形

其中，参考符号、同步符号和调制波形可预存在本地，因此，发送到不需要脉冲成型 过程。然后发送端将上述发送帧调制到I和Q两路载波上，成为射频发射信号；接收端接收上述射频信号进行下变频，成为基带接收信号，采样得到基带接收数字信号；对上述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，再进行时间精同步；对基带接收数字信号进行解调，得到发送端比特序列。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，对所述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步可以包括：

(1)从所述基带接收数字信号的前同步头处取出一个发送周期的采样信号；

(2)对所述采样信号进行m倍抽取，得到接收降采样数字信号，其中，m为预设的接收数字信号降采样倍数；

(3)对所述接收降采样信号进行快速傅氏变换FFT，将得到的结果进行共轭变换；

(4)对本地同步序列进行FFT，然后与共轭变换得到的序列相乘，得到基带接收降采样信号与本地同步序列的滑动自相关值，滑动自相关值对应的最大值的位置确定为粗同步位置。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，对基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间精同步可以包括：

(1)取基带接收数字信号中前同步头的粗同步点(即上述确定的粗同步位置)左右2m点组成采样序列，其中m为预设的接收数字信号降采样倍数；

(2)对所述采样序列进行FFT和共轭变换； 

(3)对本地同步序列进行FFT，并与(2)中进行FFT和共轭变换后的所述采样序列相乘，得到滑动相关值，滑动相关值的最大值对应的位置确定为精同步位置。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，对进行时间粗同步和时间精同步后的基带接收数字信号进行解调可以包括：

(1)取进行时间粗同步和时间精同步后的所述基带接收数字信号，计算参考序列的FFT，得到各次谐波的幅值；

(2)根据得到的各次谐波的幅值，计算基波的幅值与其他各次谐波的幅值平均值的比值；

(3)取一个接收符号进行FFT计算，以所述比值为判决门限，与频域的对角特性联合判决，得到发送端发送的比特序列。

实施例三

与上述数据发送方法对应，本发明实施例三提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据发送装置。

图3为根据本发明实施例的高灵敏度窄带无线通信数据发送装置的结构示意图，如图3所示，根据本发明实施例的高灵敏度窄带无线通信数据发送装置主要包括：组成模块300，用于将两个连续反向的类线性调频信号作为前同步头中的同步序列、两个相同的复正弦信号作为前同步头中的参考符号，与待发送的基带数据一起组成待发送帧；正交调制模块301，用于将所述待发送帧调制到同相正交的两路载波上，形成到并发送射频发送信号。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，所述高灵敏度窄带无线通信数据发送装置还可以包括：基带调制模块，用于利用基带二进制启闭键控OOK调制方法，按照预设调制波形将待发送的比特序列调制成所述基带数据。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，所述装置还可以包括：第一存储模块，用于预先存储所述调制波形。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，所述装置还可以包括：第二存储模块，用于存储所述两个连续反向的类线性调频信号和所述两个相同的复正弦信号。

在具体实施过程中，上述第一存储模块和第二存储模块可以分开设置，也可以合一设置，具体本发明实施例不作限定。

图4为根据本发明实施例可选实施方式的高灵敏度窄带无线通信数据发送装置的结构示意图，如图4所示，数据发送装置先将比特数据调制成为基带OOK符号，经过数模转换器成为两路基带数字信号，经过基带滤波器后经过混频器调制成同向和正交两路载波上，成为射频发射信号，经过窄带滤波器和功率放大器之后，通过天线发送出去。

在具体实施过程中，本发明实施例提供的数据发送装置也可以通过硬件来实现，例如，基带板。

实施例四

与上述数据接收方法对应，本发明实施例四提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据接收装置。

图5为根据本发明实施例的高灵敏度窄带无线通信数据接收装置的结构示意图，如图5所示，主要包括：接收模块501，用于接收来自发送端的射频发射信号；下变频模块502，用于对所述射频发射信号进行下变频，得到基带接收信号；采样模块503，用于对所述基带接收信号进行采样得到基带接收数字信号；时间粗同步模块504，用于对所述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，其中，所述前同步头中的同步序列由两个连续反向的类线性调频信号组成，所述前同步头中的参考符号为两个相同的复正弦信号组成；时间精同步模块505，用于对经过所述粗时间同步模块进行粗同步后的基带接收数字信号进行时间精同步；解调模块506，用于对进行时间粗同步和时间精同步后的基带接收数字信号 进行解调，得到发送端发送的比特序列。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，所述时间粗同步模块504可以包括：采样单元，用于从所述基带接收数字信号的前同步头处取出一个发送周期的采样信号；抽取单元，用于对所述采样信号进行m倍抽取，得到接收降采样数字信号，其中，m为预设的接收数字信号降采样倍数；变换单元，用于对所述接收降采样信号进行快速傅氏变换FFT，将得到的结果进行共轭变换；粗同步单元，用于对本地同步序列进行FFT，然后与变换单元变换得到的序列相乘，得到基带接收降采样信号与本地同步序列的滑动自相关值，将滑动自相关值对应的最大值的位置确定为粗同步位置。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，所述时间精同步505可以包括：采样单元，用于取基带接收数字信号中前同步头的粗同步位置左右2m点组成采样序列，其中，m为预设的接收数字信号降采样倍数；变换单元，用于对所述采样序列进行FFT和共轭变换；精同步单元，用于对本地同步序列进行FFT，并与进行FFT和共轭变换后的所述采样序列相乘，得到滑动相关值，将滑动相关值的最大值对应的位置确定为精同步位置。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，所述解调模块506可以包括：第一计算单元，用于取进行时间粗同步和时间精同步后的所述基带数字信号，计算参考序列的FFT，得到各次谐波的幅值；第二计算单元，用于根据得到的各次谐波的幅值，计算基波的幅值与其他各次谐波的幅值平均值的比值；第三计算单元，用于取一个接收符号进行FFT计算，以所述比值为判决门限，与频域的对角特性联合判决，得到发送端发送的比特序列。

在本发明实施例的一个可选实施方式中，数据接收装置可以采取图6所示的结构，在图6所示的结构中，由接收天线接收到射频信号，经过三级带通滤波器和功率放大器之后，经过混频器下变频到基带，成为基带接收信号，经过低通滤波器和放大器，模数转换器对基带接收模拟信号采样，得到基带接收数字信号，再进行解调。

在具体实施过程中，上述高灵敏度窄带无线通信数据接收装置也可以通过硬件来实现，例如，射频板卡。

实施例五

根据本发明实施例五，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据传输系统。

图7为根据本发明实施例五的高灵敏度窄带无线通信数据传输系统结构示意图，如图7所示，该系统包括：发送端701和接收端702，其中，所述发送端701可以包括上述实施例三所述的数据发送装置；所述接收端702可以包括上述实施例四所述的数据接收装置。可选地，发送端701可以包括基带调制模块、数模转换模块、及载波调制模块；接收端702可以包括下变频模块、模数转换模块、及解调模块。具体参见上述实施例三和实施例四的 描述，在此不再赘述。

实施例六

根据本发明实施例六，提供了一种高灵敏度窄带无线通信数据传输方法。

根据本发明实施例六提供的高灵敏度窄带无线通信数据传输方法可以包括以下步骤：

(1)发送端选取两个反相的Zadoff-Chu序列为同步头同步符号，两个相同系数复正弦序列作为参考符号，组成如下格式的发送帧：

参考符号

Zadoff-Chu同步符号

参考符号

复数OOK调制波形

其中，参考符号、同步符号和调制波形可预存在本地，因此发送端不需要脉冲成型过程。

(2)将上述发送帧调制到I和Q两路载波上，成为射频发射信号；

在将比特序列调制成复数OOK调制波形时，可以发送2^l(其中l为整数)个系数为(1-j)的复正弦信号表示比特“1”，不发送信号表示比特“0”；

可选地，同步头的组成包括两个反相的Zadoff-Chu同步符号和两个相同的系数为(1-j)的单周期复止弦信号组成。

(3)接收上述射频信号进行下变频，成为基带接收信号，采样得到基带接收数字信号；

(4)对上述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，再进行时间精同步；

(5)对基带接收数字信号进行解调，得到发送端比特序列。

在步骤(4)中，对基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步可以包括以下各步骤：

(1)从基带接收数字信号的前同步头处取出一个发送周期的采样信号；

(2)对上述信号进行m倍抽取，成为接收降采样数字信号；

(3)对上述降采样信号进行FFT，将得到的结果进行共轭变换；

(4)对本地同步序列进行FFT，比与上述序列相乘，得到基带接收降采样信号与本地同步序列的滑动自相关值，其中最大值的位置确定为粗同步位置。

在上述步骤(4)中对基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间精同步的方法可以包括以下各步骤：

(1)取带接收数字信号中前同步头的粗同步点左右2m点的采样信号；

(2)对上述序列进行FFT和共轭变换； 

(3)对本地同步序列进行FFT，并与上述序列相乘，得到滑动相关值，其中最大值的位置确定为精同步位置。

上述步骤(5)中，对接收基带接收数字信号进行解调的可以包括以下各步骤：

(1)计算基带接收数字信号的FFT；

(2)根据基波幅值、基波幅值与其他各次谐波幅值平均值的比值和频域的对角特性记性判决，成为接收比特序列。

通过本发明实施例提供的数据传输方法，具有以下优点：

(1)FFT快速算法计算相关值，算法简单，单比特计算量比通常算法降低95％；

(2)易于实现数据传输中的时间同步，并且有良好的抗多径的能力；

(3)接收时不需要估计精频偏，可以简化硬件设计；

(4)易于实现FFT解调，提高解调信噪比，并且可以降低将近一半的发射功率；

(5)参考符号峰均比为1.414，同步信号的峰均比为1.5，如此低的峰均比使通信系统对功率放大器，模数、数模转换器动态范围要求不高，硬件工作效率高。

(6)参考符号可用于确定解调的参考门限；

(7)发送数据可添加信道编码加强纠错能力。

实施例七

图8和图9为本实施例中的低速率高灵敏度无线数据发送和接收过程框图。如图8所示，在发送过程中，首先利用基带OOK将数据比特调制为基带数据波形，然后将前同步头和数据组成发送数据帧，最后调制到同向止交两路载波上发射出去。在接收过程中，如图9所示，首先把射频接收信号下变频为基带接收信号，然后经过前同步头的时间粗同步和精同步，最后进行解调以得到发射的数据比特。

在本实施例中，首先将数据比特调制成为基带OOK波形。在此过程中，用系数为(1-j)的复正弦波表示比特数据“1”，不发送信号表示比特数据“0”。设复正弦信号表达式为：

r(t)＝(1-j)sin(ωt)

此信号的特点是实部和虚部的相位相反。设信道的系统函数为G(jω)，则接收端信号表达式为：

c(t)＝|G(jω)|(1-j)sin[ωt+∠G(jω)]

由此可以看出，实部和虚部相位仍然相反，具有对角谱特性，而且其波形仍然为正弦信号。上述性质说明了信道不影响复止弦信号的对角谱特性，接收信号相位有所偏移，但实部和虚部相位仍然相反，解调的时候可以利用此特性判决信号的存在。

对于两个频率相同的复正弦信号，其和可以由下式表达：

其中为任意相位差，

复正弦信号与相位不同的复正弦信号相加，其结果仍然为正弦信号。上述性质说明了，复止弦信号的多径合成仍然为复止弦信号，因此在接收时不需要进行信道估计。

正弦信号峰均比(以下峰均比用PAR表示)为1.414，因此正弦信号对发射机中的功率放大器动态范围要求不高，功率放大器有很高的效率。

前同步头用来检测接收信号的到来，辅助进行自动增益控制。本发明实施例选取两个反向的Zadoff-Chu序列作为同步序列。Zadoff-Chu序列由N个点组成，其中第n个点a_n的表达式为：

$a_n=e^{j\frac{{\mathrm{\πn}}^2}{N}}$

这里n＝0，1，2，3…N-1，此序列式恒包络的复数序列，其相位随采样点呈非线性变化，频率随采样点呈线性变化。

Zadoff-Chu序列具有良好的周期自相关特性，即两个相同的线性调频序列只有在对齐的时候才具有非零的相关值，其他情况下相关性值都为零。这一特性可以用公式表示为，

$R\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{(n+k)\%N}{a}_n^{*}=\left\{\begin{array}{c}N,k=0\\ 0,k=1,...,N-1\end{array}\right.$

式中R(k)表示移位为k时的自相关值，N为序列长度，％表示求膜运算，即当n+k超过N后，a的下标从0开始计算，这相当于对线性调频信号序列做循环移位操作。

Zadoff-Chu序列模值恒定，因此对接收信号饱和不敏感。在有频偏影响的情况下，可以由以下表达式表示：

$e^{j\frac{{\mathrm{\πn}}^2}{N}}{e}^{\mathrm{j\Δfn}}=e^{j(\frac{{\mathrm{\πn}}^2}{H}+\mathrm{\Δfn})}$

上述性质说明，Zadoff-Chu(ZC)信号在频偏的影响下模值不会改变，可以用来估计接收功率。

在本实施例中，用于低速率频段通信时，频偏影响很小。在无线通信收发机中使用的低造价晶振偏差可达到±20ppm，在对于工作在230M频段的系统来说，可以造成9.2kHz的频率偏移，如果符号的周期是100μs，那么将造成的相差，这么小的频偏对扩频序列的 相关值和解调的判决影响很小。在硬件装置验证中，证明了频偏对本发明的方法没有影响。

本发明实施例中选用两个相同的单周期复正弦信号作为前同步头参考符号，参考符号用来估计接收功率，确定解调门限值。图10所示为本发明实施例中基带发送信号帧示意图。

本发明实施例中，数据传输过程中频偏影响很小，因此在数据接收方法中不用估计和补偿频偏，可以直接进行时间同步。时间同步是为了找到数据开始的位置，以便下一步数据解调。解调过程是将确定发送符号的位置，从而进行判决，得到发送端比特数据。

首先进行前同步头的时间粗同步。在本发明实施例中对于接收序列和本地同步序列的滑动相关使用FFT(以下简称FFT)来计算。图11所示为FFT实现快速相关示意图。接收序列长度远大于本地同步序列，为了进一步提高计算效率，将接收序列分割成等长度的子序列，将子序列进行FFT计算，并进行共轭变换，将得到的序列与FFT变换后的本地同步序列相乘，得到滑动相关值。

记接收子序列的长度为L，本地同步序列长度为M。在时间粗同步中，首先将接收子相列和本地同步序列行m倍降采样，成为接收降采样子序列和本地同步降采样序列，对上述两序列进行N1点FFT快速相关计算，其中N₁满足的最小的2的整数次幂，相关序列实部的最大值确定为粗同步位置。本发明将接受序列分成若干段进行FFT计算，降低每次计算的点数，易于软件和硬件单元实现。

计算序列相关值通常使用图12所示的延时线结构，以长度为N的序列为例，使用延时线结构需要N²次复数乘法。使用FFT快速算法只需要次复数乘法，计算量大大减小。以N＝64为例，使用延时线结构需要计算4096次复数乘法；使用FFT算法需要计算160次复数乘法。

本发明实施例取两个反向的Zadoff-Chu序列作为同步序列，由于Zadoff-Chu序列良好的相关特性，接收信号与本地同步序列的相关函数会出现一个尖锐的正峰值和在其两侧M处两个幅值为正峰值一半的负峰值，正峰值位置为同步位置。如图13所示为同步序列相关值示意图，图14为本发明实施例中采用FFT快速算法一个实例。

在时间精同步中，取粗同步点前后各m个基带接收数据信号采样点序列，此时计算点数比较少，直接计算上述序列与本地同步序列的滑动相关值，其中相关值最大的点确定为精同步点，由此就完成时间同步，然后进行数据解调。

图15为本发明实施例的解调流程图，如图15所示，在本发明实施例的解调过程中，取时间粗同步和精同步后的接收序列，计算参考符号的FFT，得到各次谐波的幅值，并求 基波与其他次谐波幅值比，然后取一个接收符号进行FFT计算，以参考符号基波幅值和基波与其他次谐波幅值比为判决门限，与复正弦符号对角谱特性联合判决，得到解调比特数据。图16为本发明实施例在带宽25kHz接收信噪比为-10dB时的一个实例解调结果示意图。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (19)

1.一种高灵敏度窄带无线通信数据发送方法，其特征在于，包括：

发送端将两个连续反向的类线性调频信号作为前同步头中的同步序列、两个相同的复正弦信号作为前同步头中的参考符号，与待发送的基带数据起组成待发送帧；

将所述待发送帧调制到同相正交的两路载波上，形成并发送射频发送信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征住于，住将所述同步序列、所述参考符号与所述待发的基带数据一起组成发送帧之前，所述方法还包括：利用基带二进制启闭键控OOK调制方法，按照预设调制波形将待发送的比特序列调制成所述基带数据。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，利用基带二进制启闭键控OOK调制方法，按照预设调制波形将待发送的比特序列调制成所述基带数据，包括：用系数为(1-j)的复正弦信号表示比特数据“1”，不发送信号表示比特数据“0”，其中，所述复正弦信号r(t)＝(1-j)sin(ωt) 。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述预设调制波形预先存储在所述发送端。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述两个连续反向的类线性调频信号包括：两个反向的Zadoff-Chu同步序列；所述两个相同的复正弦信号包括：两个相同的系数为(1-j)的单周期复正弦信号。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其特征在于，所述两个连续反向的类线性调频信号和所述两个相同的复正弦信号预先存储在所述发送端。

7.一种高灵敏度窄带无线通信数据接收方法，其特征在于，包括：

接收来自发送端的射频发射信号；

对所述射频发射信号进行下变频，得到基带接收信号；

对所述基带接收信号进行采样得到基带接收数字信号；

对所述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，再进行时间精同步，其中，所述前同步头中的同步序列由两个连续反向的类线性调频信号组成，所述前同步头中的参考符号为两个相同的复正弦信号组成；

对进行时间粗同步和时间精同步后的基带接收数字信号进行解调，得到发送端发送的比特序列。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，对所述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，包括：

从所述基带接收数字信号的前同步头处取出一个发送周期的采样信号；

对所述采样信号进行m倍抽取，得到接收降采样数字信号，其中m为预设的接收数字信号降采样倍数；

对所述接收降采样信号进行快速傅氏变换FFT，将得到的结果进行共轭变换；

对本地同步序列进行FFT，然后与共轭变换得到的序列相乘，得到基带接收降采样信号与本地同步序列的滑动自相关值，滑动自相关值对应的最大值的位置确定为粗同步位置。

9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，对基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间精同步，包括：

取所述基带接收数字信号中前同步头的粗同步点左右2m点组成采样序列，其中m为预设的接收数字信号降采样倍数；

对所述采样序列进行FFT和共轭变换；

对本地同步序列进行FFT，并与进行FFT和共轭变换后的所述采样序列相乘，得到滑动相关值，滑动相关值的最大值对应的位置确定为精同步位置。

10.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，对进行时间粗同步和时间精同步后的基带接收数字信号进行解调，包括：

取进行时间粗同步和时间精同步后的所述基带接收数字信号，计算参考序列的FFT，得到各次谐波的幅值；

根据得到的各次谐波的幅值，计算基波的幅值与其他各次谐波的幅值平均值的比值；

取一个接收符号进行FFT计算，以所述比值为判决门限，与频域的对角特性联合判决，得到发送端发送的比特序列。

11.一种高灵敏度窄带无线通信数据发送装置，其特征在于，包括：

组成模块，用于将两个连续反向的类线性调频信号作为前同步头中的同步序列、两个相同的复正弦信号作为前同步头中的参考符号，与待发送的基带数据一起组成待发送帧；

正交调制模块，用于将所述待发送帧调制到同相正交的两路载波上，形成到并发送射频发送信号。

12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：基带调制模块，用于利用基带二进制启闭键控OOK调制方法，按照预设调制波形将待发送的比特序列调制成所述基带数据。

13.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：第一存储模块，用于预先存储所述调制波形。

14.根据权利要求11至13中任一项所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：第二 存储模块，用于存储所述两个连续反向的类线性调频信号和所述两个相同的复正弦信号。

15.一种高灵敏度窄带无线通信数据接收装置，其特征在于，包括：

接收模块，用于接收来自发送端的射频发射信号；

下变频模块，用于对所述射频发射信号进行下变频，得到基带接收信号；

采样模块，用于对所述基带接收信号进行采样得到基带接收数字信号；

时间粗同步模块，用于对所述基带接收数字信号中前同步头处的信号进行时间粗同步，其中，所述前同步头中的同步序列由两个连续反向的类线性调频信号组成，所述前同步头中的参考符号为两个相同的复正弦信号组成；

时间精同步模块，用于对经过所述粗时间同步模块进行粗同步后的基带接收数字信号进行时间精同步；

解调模块，用于对进行时间粗同步和时间精同步后的基带接收数字信号进行解调，得到发送端发送的比特序列。

16.根据权利要求15所述的装置，其特征在于，所述时间粗同步模块包括：

采样单元，用于从所述基带接收数字信号的前同步头处取出一个发送周期的采样信号；

抽取单元，用于对所述采样信号进行m倍抽取，得到接收降采样数字信号，其中，m为预设的接收数字信号降采样倍数；

变换单元，用于对所述接收降采样信号进行快速傅氏变换FFT，将得到的结果进行共轭变换；

粗同步单元，用于对本地同步序列进行FFT，然后与变换单元变换得到的序列相乘，得到基带接收降采样信号与本地同步序列的滑动自相关值，将滑动自相关值对应的最大值的位置确定为粗同步位置。

17.根据权利要求15所述的装置，其特征在于，所述时间精同步包括：

采样单元，用于取所述基带接收数字信号中前同步头的粗同步位置左右2m点组成采样序列，其中，m为预设的接收数字信号降采样倍数；

变换单元，用于对所述采样序列进行FFT和共轭变换；

精同步单元，用于对本地同步序列进行FFT，并与进行FFT和共轭变换后的所述采样序列相乘，得到滑动相关值，将滑动相关值的最大值对应的位置确定为精同步位置。

18.根据权利要求15所述的装置，其特征在于，所述解调模块包括：

第一计算单元，用于取进行时间粗同步和时间精同步后的所述基带接收数字信号，计算参考序列的FFT，得到各次谐波的幅值；

第二计算单元，用于根据得到的各次谐波的幅值，计算基波的幅值与其他各次谐波的幅 值平均值的比值；

第三计算单元，用于取一个接收符号进行FFT计算，以所述比值为判决门限，与频域的对角特性联合判决，得到发送端发送的比特序列。

19.一种高灵敏度窄带无线通信数据传输系统，其特征在于，包括：发送端和接收端，其中，所述发送端包括权利要求11至14中任一项所述的装置；所述接收端包括权利要求15至18中任一项所述的装置。