CN105915482A - 一种基于扩展二元相移键控传输系统的多径分离方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于扩展二元相移键控调制系统的多径分离方法，该方法包括步骤：根据各径信号的增益和相位跳变所占载波周期数计算各延时径与主径的分离距离；设置第i径信号的码元起点与主径信号的同一码元的码元起点相距的载波周期数x_i与码元周期调制参数的中间参数_yi＝x_i％N，并根据多径传输信道条件设置分离条件，通过调整码元周期调制参数N，使每个信道的中间参数都能满足分离条件，最后求得的N值即为当前多径信道条件下最佳码元周期调制参数。本发明不仅可实现系统性能的最优化，还可保证码元周期的最小化，提高信息传输速率。

Description

一种基于扩展二元相移键控传输系统的多径分离方法

技术领域

本发明涉及数字通信系统在多径信道上的高速数据传输，尤其涉及一种基于扩展二元相移键控传输系统的多径分离方法。

背景技术

随着现代社会的发展，以减小占用带宽和提高信息传输速率(即提高频谱利用率，量纲为bps/Hz)为目的的高效调制是当前信息领域的研究重点。扩展的二元相移键控(EBSPK)作为高效调制的代表备受关注，对其在多径衰落信道下的研究就显得尤为重要，将为该技术得以实用奠定良好的基础。下面就以EBPSK调制、EBPSK解调及现有多径估计与分离技术为例进行说明。

1、EBPSK调制

以发明专利ZL200710025203.6(统一的二元正交调制解调方法)为例，扩展的二元相移键控(EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying)调制方法具有较高的频谱利用率及优异的误码率性能，在高效传输系统研究中被广泛采用。

其统一的表达式为：

$\begin{array}{c}{f}_0\left(t\right)=A\sin 2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t,0\&le;t<T\\ f_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}B\sin (2{\mathrm{\&pi;f}}_{c}t+\mathrm{\&theta;}),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;}\\ A\sin 2{\mathrm{\&pi;f}}_{c}t,& \mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.\end{array}---\left(1\right)$

其中，f₀(t)和f₁(t)分别表示对应于码元“0”和码元“1”的调制表达式，f_c为载波频率，A为载波幅度，B为相位跳变时的信号幅度，码元周期T＝N/f_c，相位跳变角度0≤θ≤π，跳变持续时间τ＝K/f_c(K、N均为整数)，即一个码元占N个载波周期，相位跳变占K个载波周期。该调制波形的特点是码元“0”对应于初相为0的N个载波周期的正弦波，码元“1”的前K个载波周期正弦波发生角度为θ的相位跳变，码元“1”的后N-K个载波周期保持初相为0的正弦，形成保护间隔，且可抑制频谱展宽。

具体的实现则是：当调制器输入码元“0”时，调制器就选择f₀(t)所示的波形样本输出，反之当输入为码元“1”时，调制器选择f₁(t)所示的波形样本输出。

2、EBPSK信号解调

关于EBPSK调制信号的解调，采用发明专利ZL200910029875.3(用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法)中提出的冲击滤波器来完成，该滤波器由一对共轭零点和多对共轭极点构成，在中心频率处表现出明显的陷波特性，可将EBPSK调制信号中短时间的相位变化突出为很高的幅度冲击波形，通过低通滤波器取包络后进行门限判决即可完成信号解调。

3、已提出的多径估计方法

根据EBPSK调制系统特性，解调端在接收信号的相位跳变处产生较高冲击，且冲击滤波器为一个线性系统，满足叠加原理，多径信道条件下，只需要发送码元长度稍大于信道最大延时的“1”码元作为训练码，通过查找解调后对应该训练码的冲击峰位置与幅度信息即可估计出信道参数。该发明的实现的必要前提是能够精确估计出信道的多径延时和增益参数，然而这一估计结果受AWGN干扰较为严重，因此在提高信道估计的精确度方面还需要更深入的研究。

4、已提出的多径分离方法

在发明专利ZL201110180604.5(一种短波变速通信系统及其使用的多径估计与分离方法)中，提出一种短波变速系统，以及具体的全双工通信系统实现结构，通信双方都能实时根据对短波信道的估计改变调制信号的码元周期，由T＝N/f_c，即调整调制参数N，达到分离多径干扰，提高传输效率和解调性能的目的。具步骤如下：

步骤1)针对发射载波频率确定后所用通信信道不同量级的多径时延，通过找到形如y_n＝(m(y_n-1+n₁(x-n₂)))％x或y_n＝(m(n₃-n₄(x-n₅)))％x的码间干扰出现位置的明确表达式，直接计算出为保证各条非主径时延均落在任何码元周期的第K+1～第N个载波周期内所需的N值，式中自变量x表示一个码元周期内的载波周期数N，因变量y表示码间干扰的位置(式中下标n表示多径中的第n径)，以本码元周期内的信号载波周期来计数，n₁，...，n₅为整数，符号(·)％x表示“·”以x为模取余数，m为所估计出的某一量级下某一非主径时延的取值，也以载波数计数；

步骤2)针对所计算出的各条非主径不产生多径干扰所需的N值取交集，即得到满足当前多径信道在所用载频上不产生码元干扰所需N值的集合；

步骤3)取所述集合中最小的N值，该N值就对应着所使用的调制方式在当前的信道状态下，所述短波变速通信系统可分离本码元的主径信号与前面码元的多径干扰的最大传输码率。

然而，该分离算法存在许多弊端：

(1)计算过程繁琐，且不具有通用性。把延时径所在某码元中的位置复杂化，还要区分延时时间的不同数量级，再根据具体的延时值联立本质相同的公式，穷举出符合条件的N值的集合，再取其最小值。

(2)对N的搜索范围过小。N值集合包含于集合{10·}(其中“·”表示正整数集合)，范围不包含所有的正整数，忽略许多更小更合适的值。

(3)无多径干扰的条件不严谨。让非主径信号延时点落在第K+1到第N个载波周期内，排除了该延时径对延时所在码元周期的第1到第K个载波周期内相位跳变信息的干扰，却未考虑该径延时点落在第N-K+1到第N个载波周期内时它对下一码元的干扰。另一方面，解调时信号产生冲击所占的时间大于K个载波周期，仅让延时点避开主径相位跳变点K个载波周期以内是不够的，还须加大一定的距离。

发明内容

发明目的：为了克服现有多径分离技术中存在的不足，本发明在扩展二元相移键控调制系统下，提供一种更简单、更通用的多径分离方法，不仅可消除延时径对主径的干扰，更有望能充分利用多径信息大大提高解调性能。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

假设传输信道存在Nτ条可分辨径，不考虑多普勒扩展引起的衰落。由于自适应校相滤波器可使所有径信号相位一致，且为使分离算法不受载频大小的影响，具有通用性，可假设各延时径与主径延时整数倍载波周期，定义x_i为第i径信号的码元起点与主径信号的同一码元的码元起点相距的载波周期数，i＝[1，2，...，Nτ]，相应的各延时径的延时时间为τ_i＝x_i/f_c，单位为秒；第i径信号的增益为p_i，定义τ₁＝x₁＝0，p₁＝1，即第一径为主径，其他径为延时径。一般系统默认信道参数满足如下条件：τ₁＜τ₂＜...＜τ_Nτ，p₁＞p₂＞...＞p_Nτ，即延时越长，路径增益越小。

由于各延时径的码元起点将落后于主径，处于主径的某个码元内，因此定义一中间变量为：y_i＝x_i％N，y_i表示延时径i的码元起点与主径码元起点的前向最小距离，％为求余运算符号。由于一个码元占N个载波周期，所以有0≤y_i≤N。

当主径信号相位跳变占K个载波周期，延时径信号相位跳变也占K个载波周期，要使延时径i不干扰主径信号，则二者的相位跳变位置必须保持一定的距离，设为D_i个载波周期，称D_i为分离距离，延时径的增益大小影响对主径的干扰程度，增益越大，干扰越严重，因此，D_i需要根据调制参数K和信道增益p_i作适当的调整，为避开码间干扰，D_i不能过小，为保证较高码率，D_i不能过大。

本发明提供的技术方案具体为：一种基于扩展二元相移键控调制系统的多径分离方法，所述扩展二元相移键控调制系统包括EBPSK调制器、以冲击滤波器为核心的解调器和信道估计模块；该方法利用信道估计模块估计得到当前多径信道条件，并以求取当前多径信道条件下最佳码元周期调制参数为目的构建问题模型，包括步骤：

(1)参数设置：设扩展二元相移键控调制系统中信道可分辨径数量为Nτ，信道中码元周期调制参数为N，即每个码元占N个载波周期，码元中的相位跳变占K个载波周期；定义x_i为第i径信号的码元起点与主径信号的同一码元的码元起点相距的载波周期数，i＝[1，2，...，Nτ]，τ_i表示第i径信号相对于主径信号的延时时间，单位为秒，τ₁＜τ₂＜...＜Nτ；p_i为第i径信号的增益，p₁＞p₂＞...＞p_Nτ；定义τ₁＝x₁＝0，p₁＝1，即第一径为主径，其他径为延时径；

(2)设置问题模型的中间变量为：

y_i＝x_i％N

0≤y_i≤N

其中，y_i表示延时径i的码元起点与主径码元起点的前向最小距离，％为求余运算符号；

(3)根据各径信号的增益和相位跳变所占载波周期数K计算各延时径与主径的分离距离D_i，所述分离距离D_i为在不干扰主径信号的前提下，延时径i码元的相位跳变位置与主径码元的相位跳变位置的最小距离；

(4)根据x_i和D_i判断信道条件，若x_i≥D_i，i＝[2，3，4...，Nτ]，则将延时径码元与主径码元相分离；分离步骤为：

(4-1)初始化N＝N₀，i＝1；其中，N₀为扩展二元相移键控调制系统中适合相位跳变参数K的最小码元周期调制参数；

(4-2)令i＝i+1，并判断i＞Nτ是否成立，若成立，则输出N，N即为所求各延时径与主径分离的最佳码元周期调制参数；否则，进入步骤(4-3)；

(4-3)计算y_i＝x_i％N，进入步骤(4-4)；

(4-4)判断y_i是否满足D_i≤y_i≤N-D_i，若判断结果为是，则返回步骤(4-2)；若判断结果为否，则令N＝N+1，i＝2，并返回步骤(4-3)。

进一步的：若步骤(4)中的信道条件满足x_m-x_n＞D_m，且m＞nm，n∈[1，2，3，...，Nτ]；

则将每个可分辨径的码元信号相互分离，分离方法为：

S1：基于步骤(4)输出的码元周期调制参数N计算y_i＝x_i％N，i＝[1，2，...，Nτ]；

S2：判断是否存在：

|y_m-y_n|＜D_m，且

m＞n，m∈[2，3，4，...，Nτ]，n∈[2，3，4，...，Nτ]

若存在，则令i＝1，N＝N+1，并进入步骤S3；若不存在，则步骤(4)输出的码元周期调制参数N即为所求各可分辨径相互分离的最佳码元周期调制参数；

S3：令i＝i+1，并判断i＞Nτ是否成立，若成立，则输出N，N即为所求各可分辨径相互分离的最佳码元周期调制参数；否则进入步骤S4；

S4：计算y_i＝x_i％N；

S5：基于步骤S4计算得到的y_i，判断是否满足D_i≤y_i≤N-D_i，若判断结果为是，当i＝Nτ时返回步骤S2，当i≠Nτ时返回步骤S3；否则，令N＝N+1，i＝2，返回步骤S4。

具体的：所述第i径信号相对于主径信号的延时时间τ_i和第i径信号的增益p_i均通过信道估计获得。

有益效果：本发明提供的一种基于扩展二元相移键控调制系统的多径分离方法，相对于现有技术，具有如下优势：

1、算法简单、灵活，通用性强。适用于任何信道参数、任何调制载频，只需求让所有延时径的相位跳变信息位置间距离足够大的码元长度(N个载波周期)，即可实现多径分离。

2、延时各径间无干扰条件严谨可靠。冲击滤波器通过高效突出接收信号中的相位变化进行解调，延时径间的干扰则来源于冲击波形之间的干扰，也就是各径相位跳变间的干扰，分离多径也化为分离各径的相位跳变位置。首先分离各非主径与主径间相位跳变位置，不仅要考虑非主径相位跳变位置与当前主径码元的相位跳变位置距离，还要考虑与下一主径码元的相位跳变位置的距离。再者，若要使所有径充分分离，还要保证所有径的相位跳变位置间满足最小距离。

3、传输码率更高。该方法从适合参数K的EBPSK调制系统的最小值N₀开始加1递增，以最佳分离距离检验调制参数是否满足多径分离条件，所得N值必为适应信道的最小值，大大缩短码元周期，提高传输码率。

4、系统可通过简单发送固定码元，完成信道估计，同时可实时估算调制参数，适应信道变化，简单有效的实现抗衰落。

附图说明

图1是调制参数为N＝20，K＝2，A＝B＝1，θ＝π的码元“1”的信号中，延时径所在码元位置参数y_i(i＝2，3，...，Nτ)、满足相位跳变信息互不干扰的分离距离D_i与调制参数K、N关系示意图；

图2是本发明实施例中延时径与主径之间分离的算法流程图(算法1)；

图3是本发明实施例中所有径之间充分分离的算法流程图(算法2)；

图4是扩展二元相移键控调制系统框图；

图5是两径条件下固定其它参数不变，不同分离距离D₂对应系统的SNR-BER曲线比较；

图6是两径条件下固定其它参数不变，不同路径增益p₂对应系统的SNR-BER曲线比较；

图7是典型的短波信道模型三条件下，各调制参数N的系统采用FP方法判决的误码率结果；

图8是典型的短波信道模型三条件下，各调制参数N的系统采用EGC方法判决的误码率结果，虚线为N＝27时采用FP法的误码率；

图9是典型的短波信道模型三条件下，各调制参数N的系统采用MRC方法判决的误码率结果，虚线为N＝27时采用FP法的误码率。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

1、通信系统

为在多径信道条件下使通信系统实现多径估计与分离，通信双方应采用全双工通信方式，以便及时根据估计所得信道条件调整适应信道的调制参数，完整的通信系统框架参见专利ZL201110180604.5(一种短波变速通信系统及其使用的多径估计与分离方法)。

基于扩展二元相移键控调制系统的多径分离方法，以扩展二元相移键控调制系统为基础，其简化的单向传输系统框图如图4所示，它包括EBPSK调制器、信道发生器、冲击滤波解调器、信道估计模块和多径分离算法模块。其中，

(1.1)EBPSK调制器

该扩展二元相移键控调制系统根据要发送的信息序列，由EBPSK调制器产生EBPSK调制信号s_i(t)。本文采用主要参数为f_c＝5MHz，A＝B＝1，θ＝π，K＝2，10倍载频采样频率f_s＝10f_c＝50MHz。

(1.2)信道发生器

对于多径延时信道假设其条件为：存在Nτ条可分辨延时径，第一径为主径信号，各径延时时间集合为τ＝[τ₁，τ₂，...，τ_Nτ]，其中τ₁＝0，其它表示各延时径与主径的相对延时，单位为秒，各径增益集合为P＝[p₁，p₂，...，p_Nτ]，其中p₁＝1，其它表示各延时径与主径的相对幅度。

信道输入信号为s_i(t)，相应的多径延时信道发生器产生的信道输出信号则为

s_o(t)＝s_i(t)+p₂s_i(t-τ₂)+...+p_Nτs_i(t-τ_Nτ) (2)

DRM标准中典型的短波信道模型三的多径信道参数为：τ＝[0，0.7，1.5，2.2]×10^-3P＝[1，0.7，0.5，0.25]。

随后引入AWGN，根据求出对应的噪声功率，由AWGN产生器产生该功率的加性高斯白噪声n(t)加入信道中，则系统接收机的接收信号为

r(t)＝s_o(t)+n(t) (3)

(1.3)冲击滤波解调器

冲击滤波解调器主要包括冲击滤波器、低通滤波器和门限判决器。

数字冲击滤波器选用一种特殊的IIR型数字滤波器，由一对共轭零点和多对共轭极点构成，具体见中国专利200910029875.3(用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法)，它能在调制信号中的相位跳变处产生明显而强烈的幅度冲击，大幅提升输出信噪比。本发明采用性能较好的单零点-三极点的冲击滤波器，其传输函数为：

$H\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\frac{b_0+b_1{e}^{-j\mathrm{\&omega;}}+b_2{e}^{-j2\mathrm{\&omega;}}}{1+a_1{e}^{-j\mathrm{\&omega;}}+a_2{e}^{-j2\mathrm{\&omega;}}+a_3{e}^{-j3\mathrm{\&omega;}}+a_4{e}^{-j4\mathrm{\&omega;}}+a_5{e}^{-j5\mathrm{\&omega;}}+a_6{e}^{-j6\mathrm{\&omega;}}}---\left(4\right)$

其中，零点参数为：

b₀＝b₂＝1，b₁＝-1.6181733185991785

极点参数为：

a₁＝-4.5781931992746454，a₂＝9.6546659241157258

a₃＝-11.692079480819313，a₄＝8.5756341567768217

a₅＝-3.6121554794765309，a₆＝0.70084076007371199

低通滤波器对数字冲击滤波器的输出信号取绝对值后再进行低通滤波，得到冲击信号包络，以便于判决。

门限判决器则有三种实施方案，第一种为只利用主径信息判决，其他两种为多径合并法综合判决。由于各延时径解调时由相位跳变产生冲击峰，各径峰值点的延迟与各径延时一致，易由延时参数找到相应的峰值点，设第k个码元对应的所有路径的冲击峰值点值为η＝[η₁(k)，η₂(k)，...，η_Nτ(k)]，三种方法分别为：

1)第一路径(FP)法

只利用主径产生的峰值点值η₁(k)，根据信息序列的等概率分布，对η₁(k)求平均生成门限，进行判决；

2)等增益合并(EGC)法

根据信道条件，将所有路径的峰值点值等增益合并：

${\mathrm{\&lambda;}}_{EGC}\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{N\mathrm{\&tau;}}{\&Sigma;}}{\mathrm{\&eta;}}_i\left(k\right)---\left(5\right)$

对λ_EGC(k)求平均生成门限进行判决；

3)最大比合并(MRC)法

根据信道条件，将所有路径的峰值点值按增益之比加权合并：

${\mathrm{\&lambda;}}_{MRC}\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{N\mathrm{\&tau;}}{\&Sigma;}}\frac{p_i}{\underset{j}{\overset{N\mathrm{\&tau;}}{\&Sigma;}}{p}_j}{\mathrm{\&eta;}}_i\left(k\right)---\left(6\right)$

对λ_MRC(k)求平均生成门限进行判决。

(1.4)信道估计模块

当接收到发送端发送的码元长度较长的训练码元“1”后，多径条件下通过检测可得较强径产生的冲击峰及其位置，通过位置信息估计出各径延时时间τ＝[τ₁，τ₂，...，τ_Nτ]，通过峰值估计出各径增益P＝[p₁，p₂，...，p_Nτ]。

(1.5)多径分离算法模块

根据估计所得信道增益参数确定相应的分离距离，再通过本发明提出的分离方法计算出适应当前信道的调制参数N，然后反馈给调制器，以使该调制系统适应信道达到最佳传输性能。

下面通过具体实施例对本发明进行具体说明。

附图1给出了调制参数为N＝20，K＝2，A＝B＝1，θ＝π的EBPSK信号中码元“1”的波形，以及参数y_i、D_i、K、N间关系示意图。第i径延时信号的码元起点处于主径某个码元的第y_i个载波位置，因此将y_i＝x_i％N作为中间变量，设置分离条件为D_i≤y_i≤N-D_i；其中，y_i≥D_i，使该径信号不干扰主径当前码元的相位跳变信息，y_i≤N-D_i使该径信号不干扰主径下一码元的相位跳变信息。

本实施例主要包括两个算法：

(1)算法1：延时径与主径之间分离的算法

为实现该多径分离算法，对信道条件还有一个内在要求——对于第i径信号的码元起点与主径信号的同一码元的码元起点相距的载波周期数x_i满足x_i≥D_i(i＝2，3，...，Nτ)，即各延时径与主径之间存在足够大的距离。

那么，根据各延时径相位跳变不干扰主径相位跳变信息的条件，即可得到满足条件的最小调制参数N，以适应信道、分离延时径对主径的干扰，且信息传输速率最高。该算法的流程图如图2所示，具体步骤如下：

步骤1)EBPSK调制系统中适合相位跳变参数K的最小码元周期参数N为N₀，根据多径信道的各径增益确定其分离距离D_m(m＝2，3，...，Nτ)，令N＝N₀，i＝2。

步骤2)根据第i径信号的码元起点与主径信号的同一码元的码元起点相距的载波周期数x_i，由y_i＝x_i％N求出在当前N值下该径的码元起点落在主径某码元的第y_i个载波位置。若满足分离条件D_i≤y_i≤N-D_i，则进行步骤3)；否则，令N＝N+1，此时若i≠2，则令i＝2，再重复步骤2)。

步骤3)令i＝i+1。若i＞Nτ，则算法结束，此时的N值即为所求可令延时径与主径分离的最小码元周期调制参数；否则，重复步骤2)。

(2)算法2：所有径之间充分分离的算法

为实现该多径分离算法，对信道条件也有一个内在要求——对于延时载波周期数xτ满足x_m-x_n＞D_m，且m＞n m，n∈[1，2，3，...，Nτ]，即所有径之间本就存在足够大的距离。

为了能充分有效利用增益稍小的非主径信息进行解调，采用多径合并法综合判决，需要在算法1的基础上增加一个限制条件，使所有径的相位跳变位置在一码元中的两两距离都大于分离距离，互不干扰，即所有径充分分离。该算法的流程图如图3所示，具体步骤如下：

步骤1)EBPSK调制系统中适合相位跳变参数K的最小码元周期参数N为N₀，根据多径信道的各径增益确定其分离距离D_m(m＝2，3，...，Nτ)，令N＝N₀，i＝2。

步骤2)根据第i径信号的码元起点与主径信号的同一码元的码元起点相距的载波周期数x_i，由y_i＝x_i％N求出在当前N值下该径的码元起点落在主径某码元的第y_i个载波位置。若满足分离条件D_i≤y_i≤N-D_i，进入步骤3)；否则，令N＝N+1，此时若i≠2，则令i＝2，再重复步骤2).

步骤3)当I＝Nτ时，若存在|y_m-y_n|＜D_m，且

m＞n，m∈[2，3，4，...，Nτ]，n∈[2，3，4，...，Nτ]

则令i＝1，N＝N+1，进行步骤4)，否则直接进行步骤4)。

步骤4)令i＝i+1。若i＞Nτ，则算法结束，此时的N值即为所求可令多径分离的最小码元周期调制参数；否则，重复步骤2)。

特别地，当Nτ＝2时，算法2等同算法1，算法2与算法1的差别只是增强分离条件，使所有延时径之间相互分离。在解调采用第一路径法判决时，只需使用条件更少的算法1即可以最小的调制参数N实现最佳解调性能，使用算法2则可能得到更大的参数N，而解调性能不变；解调采用多径合并法判决，可充分利用延时径信息，获得更好的解调性能，但是必须使用算法2所得调制参数N，因为只有延时径之间互不干扰才能被有效利用。

2、分离距离与信道增益的影响

为排除过多接收径相叠加的相互干扰，只采用两条径叠加的信道条件，探究分离距离和路径增益对系统误码性能的影响。

(2.1)分离距离D对系统性能的影响

设置参数如下：Nτ＝2，xτ＝[0，11]，P＝[1，0.7]，N0＝10，K＝2，当D₂分别为2、3、4、5、6时由分离算法所求调制参数N分别为13、14、15、16、17，相应各取值下的系统误码率曲线如图5所示。

随分离距离D₂的增大，两径间的相位跳变位置距离增加，相互干扰减小，系统误码性能越来越好，然而，一方面D不能大于x₂，即11，另一方面，D的增大会引起N的增大(有的参数下，D小范围内变化，满足分离多径的N不变)，码元周期增大，则不得不牺牲信息传输速率，因此，D不能太小，也不能过大。图5中当D₂≥5时，误码率曲线接近，因此，为保证较大的传输码率，系统应以D₂＝5作分离距离为宜。然而，系统性能不仅受分离距离的影响，还受路径增益的影响，最佳分离距离应随路径增益而变化。

(2.2)路径增益p_i对系统性能的影响

设置参数如下：Nτ＝2，xτ＝[0，11]，P＝[1，p₂]，K＝2，D₂＝2，则由分离算法所示调制参数为N＝13，当信道参数p₂分别为0.9、0.7、0.5、0.3时的系统误码率曲线如图6所示。

SNR-BER曲线随路径增益的减小明显降低，说明多径对原信号的干扰程度严重受到路径增益系数的影响，增益越高，干扰越强烈。

总之，为使码元周期参数N最小，最佳分离距离D应取消除多径干扰的分离距离的最小值，受路径增益的影响，最佳分离距离D随增益增大将适当增大，系统应根据具体的延时径信道增益参数确定其最佳分离距离。

3、分离多径效果

信道条件以DRM标准中典型的短波信道模型三为例，τ＝[0，0.7，1.5，2.2]×10^-3，P＝[1，0.7，0.5，0.25]，则xτ＝τf_c＝[0，3500，7500，11000]，调制参数为K＝2，算法中初值N₀＝10。根据(2.1)中分析方法与信道增益[p₂，p₃，p₄]＝[0.7，0.5，0.25]，各径分离距离宜取为[D₂，D₃，D₄]＝[5，4，3]，于是由本发明所述分离算法1和算法2求得实现多径分离的最小调制参数N均等于27。除了N取27，其他取值下各径的距离将各有不同，下面通过三种判决方法下不同N取值的解调情况说明各径距离对误码性能的影响。

(3.1)FP

采用FP法进行判决，N分别取值为12、16、18、22、27时，相应的各延时径码元起点与主径码元起点的前向最小距离为y＝xτ％N＝[0，y₂，...，y_Nτ]，和各延时径的码元起点与主径的码元起点的最小距离[0，min{y₂，N-y₂}，...，min{y_Nτ，N-y_Nτ}]如下表所示：

调制信号经多径信道输出后，N＝12时，第2径与主径的最小距离为4，不满足D₂≥5的条件，尤其第3径与主径的距离为0，干扰严重；N＝16时，第2径与主径的距离4，虽不满足D₂≥5，但干扰不严重；N＝18时，第4径与主径距离为2，虽不满足D₄≥3，但干扰也不严重；N＝22时，三条延时径均与主径非常靠近，干扰严重；N＝27时各径与主径距离均超过最佳距离，误码结果将达到最佳状态。

图7为各N值对应系统的误码率曲线，误码性能与上述干扰情况讨论一致。N＝12与N＝22相比误码率更为严重，说明与主径相位跳变点重合的路径增益大小对干扰的严重性有重要影响。N＝16时系统误码率比N＝27时稍高，说明增益为0.7的第2径与主径最小距离为4个载波周期时对主径仍有一定的干扰，分离距离D₂＝5为宜。N＝18与N＝27的误码率曲线靠近一致，说明增益较小的第4径与主径距离为2个载波周期却对解调结果无太大影响，对于码率要求较高的系统可适当降低对增益小的延时径的分离距离的要求。

(3.2)EGC

为综合利用接收信号中所有延时的信息提高解调性能，采用EGC法进行判决，图8为N分别取值为16、18、27时对应系统误码率曲线，并加入N＝27时采用FP法判决的误码率曲线(虚线所示)作对比。N＝16时，增益较大的第2径和第3径的相位跳变信息落于主径码元的同一位置，相互干扰严重，用于解调判决必然恶化结果，如图8所示其SNR-BER曲线远远高于FP法判决结果。N＝18时，各延时径的相位跳变点保持一定的距离，与N＝27时相比，主要第4径与主径距离较小、第3径与第2径距离较小，均为2个载波周期，采用EGC法判决的结果在SNR较小时有些改善，但不如N＝27的结果，说明只有让所有延时径之间充分分离，才能充分利用各径信息大大提高解调性能。

(3.3)MRC

为综合利用接收信号中所有延时的信息提高解调性能，采用MRC法进行判决，图9为N分别取值为16、18、27时对应系统误码率曲线，并加入N＝27时采用FP法判决的误码率曲线(虚线所示)作对比。与图8相比，相同N值下采用MRC法的判决结果较EGC法都有明显的改善，说明MRC法的优越性，但是要求实现对信道延时径增益的更高精度估计。

综上所述，采用本发明算法所得调制参数(N＝27)可使系统解调性能最优，虽然非算法所得的参数N＝18条件下系统性能与N＝27时性能相当，但采用多径合并法判决时其结果则明显不如N＝27条件下好，验证本发明提出的算法2——所有径之间充分分离的算法——在多径合并解调时相比算法1的优越性。本发明提出的分离算法1所求为使延时径与主径分离的码元周期调制参数N，适用于只采用简单的FP法判决的解调系统，使码元周期最短，系统性能最优。本发明提出的分离算法2所求为使所有径充分分离的码元周期调制参数N，当采用多径合并法判决时必须加强分离条件，使用算法2所得调制参数方可使系统获得最佳的解调性能。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种基于扩展二元相移键控调制系统的多径分离方法，其特征在于：所述扩展二元相移键控调制系统包括EBPSK调制器、以冲击滤波器为核心的解调器和信道估计模块；该方法利用信道估计模块估计得到当前多径信道条件，并以求取当前多径信道条件下最佳码元周期调制参数为目的构建问题模型，包括步骤：

(1)参数设置：设扩展二元相移键控调制系统中信道可分辨径数量为Nτ，信道中码元周期调制参数为N，即每个码元占N个载波周期，码元中的相位跳变占K个载波周期；定义x_i为第i径信号的码元起点与主径信号的同一码元的码元起点相距的载波周期数，i＝[1，2，…，Nτ]，τ_i表示第i径信号相对于主径信号的延时时间，单位为秒，τ₁＜τ₂＜...＜Nτ；p_i为第i径信号的增益，p₁＞p₂＞...＞p_Nτ；定义τ₁＝x₁＝0，p₁＝1，即第一径为主径，其他径为延时径；

(2)设置中间变量为：

y_i＝x_i％N

0≤y_i≤N

其中，y_i表示延时径i的码元起点与主径码元起点的前向最小距离，％为求余运算符号；

(3)根据各径信号的增益和相位跳变所占载波周期数K计算各延时径与主径的分离距离D_i，所述分离距离D_i为在不干扰主径信号的前提下，延时径i码元的相位跳变位置与主径码元的相位跳变位置的最小距离；

(4)根据x_i和D_i判断信道条件，若x_i≥D_i，i＝[2，3，4…，Nτ]，则将延时径码元与主径码元相分离；分离步骤为：

(4-1)初始化N＝N₀，i＝1；其中，N₀为扩展二元相移键控调制系统中适合相位跳变参数K的最小码元周期调制参数；

(4-2)令i＝i+1，并判断i＞Nτ是否成立，若成立，则输出N，N即为所求各延时径与主径分离的最佳码元周期调制参数；否则，进入步骤(4-3)；

(4-3)计算y_i＝x_i％N，进入步骤(4-4)；

(4-4)判断y_i是否满足D_i≤y_i≤N-D_i，若判断结果为是，则返回步骤(4-2)；若判断结果为否，则令N＝N+1，i＝2，并返回步骤(4-3)。

2.根据权利要求1所述的一种基于扩展二元相移键控调制系统的多径分离方法，其特征在于：若步骤(4)中的信道条件满足x_m-x_n＞D_m，且m＞nm，n∈[1，2，3，…，Nτ]，则将每个可分辨径的码元信号相互分离，分离方法为：

S1：基于步骤(4)输出的码元周期调制参数N计算y_i＝x_i％N，i＝[1，2，…，Nτ]；

S2：判断是否存在：

|y_m-y_n|＜D_m，且

m＞n，m∈[2，3，4，…，Nτ]，n∈[2，3，4，…，Nτ]

若存在，则令i＝1，N＝N+1，并进入步骤S3；若不存在，则步骤(4)输出的码元周期调制参数N即为所求各可分辨径相互分离的最佳码元周期调制参数；

S3：令i＝i+1，并判断i＞Nτ是否成立，若成立，则输出N，N即为所求各可分辨径相互分离的最佳码元周期调制参数；否则进入步骤S4；

S4：计算y_i＝x_i％N；

S5：基于步骤S4计算得到的y_i，判断是否满足D_i≤y_i≤N-D_i，若判断结果为是，当i＝Nτ时返回步骤S2，当i≠Nτ时返回步骤S3；否则，令N＝N+1，i＝2，返回步骤S4。

3.根据权利要求1所述的一种基于扩展二元相移键控调制系统的多径分离方法，其特征在于：所述第i径信号相对于主径信号的延时时间τ_i和第i径信号的增益p_i均通过信道估计获得。