CN101827045B - 接收信号处理方法和接收机 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种接收信号处理方法和接收机，属于通信领域。所述方法包括：根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数；采用确定的所述预滤波系数对接收信号进行预滤波；对经过预滤波后的信号进行多径合并；对经过多径合并后的信号进行最大似然序列均衡，得到最优信号序列。所述接收机包括：确定模块、预滤波模块，合并模块和最大似然序列均衡模块。本发明实施例大大降低了使用MLSE的复杂度，使得MLSE能够在WCDMA系统中使用，并获得良好的效果。

Description

接收信号处理方法和接收机

技术领域

本发明实施例涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种接收信号处理方法和接收机。 

背景技术

随着无线通信技术的飞速发展，宽带码分多址（Wideband Code Division Multiple Access，以下简称WCDMA）系统引进先进技术的接收方法来解决各种高速率的信号业务。目前先进接收技术中，非线性均衡技术在信道多径环境比较恶劣的情况下比线性均衡技术有更优的接收性能，因此，非线性均衡接收技术逐渐被关注起来，非线性均衡接收技术包括判决反馈均衡（Decision Feedback Equalization，以下简称DFE），最大似然序列均衡（Maximum Likelihood Sequence Estimation，以下简称MLSE）等。 

MLSE技术基于网格搜索来寻找使联合似然函数最大的符号序列，是理论上最优的检测，但是MLSE算法计算量非常大,进行MLSE的复杂度非常高，甚至是不可实现的。因为WCDMA是一个宽带系统，码片速率较高，因此无线信道的时延扩展长度相对较大，由信道长度造成的复杂度部分也是比较大的，因此进行MLSE时复杂度比较高。 

发明内容

本发明实施例提供一种接收信号处理方法和接收机，用以解决现有技术中进行MLSE时复杂度比较高的缺陷，同时也提高了信号的接收性能。 

本发明实施例提供了一种接收信号处理方法，所述方法包括： 

根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数，所述预设等效信道长度为L′＝N·SF，其中，SF为扩频因子，N 为正整数，表示产生符号间干扰的符号来自前后各N个符号； 

采用确定的所述预滤波系数对接收信号进行预滤波； 

对经过预滤波后的信号进行多径合并； 

对经过多径合并后的信号进行最大似然序列均衡，得到最优信号序列。 

本发明实施例提供了一种接收机，所述接收机包括： 

确定模块，用于根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数，所述预设等效信道长度为L′＝N·SF，其中，SF为扩频因子，N为正整数，表示产生符号间干扰的符号来自前后各N个符号； 

预滤波模块，用于采用所述确定模块确定的预滤波系数对接收信号进行预滤波； 

合并模块，用于对所述预滤波模块滤波后的信号进行多径合并； 

最大似然序列均衡模块，用于对所述合并模块合并后的信号进行最大似然序列均衡，得到最优信号序列。 

本发明实施例的接收信号处理方法和接收机，通过根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数，利用确定的该预设滤波系数对接收信号进行预滤波，使得产生ISI的符号的个数大大减少，对经过预滤波后的信号进行多径合并，以使产生符号间干扰的符号被限制在相邻的预设个数的符号范围之内；然后对多径合并后的信号进行MLSE，由于MLSE的状态数已大大减少，从而进行MLSE时的复杂度也就大大降低了，使得MLSE能够在采用码分多址技术的系统中使用，获得良好的效果。 

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。 

图1为本发明一实施例提供的接收信号处理方法的流程示意图； 

图2为对接收信号进行预滤波的示意图； 

图3为本发明一实施例提供的接收机的结构示意图。 

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。 

图1为本发明一实施例提供的接收信号处理方法的流程示意图，如图1所示，该方法包括： 

步骤101：根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数； 

等效信道长度指的是多径信号从发射端到达接收端时，第一径信号到达时刻与最后一径信号到达时刻的时间差，实际应用中，等效信道长度一般用码片个数来表示，即等效信道长度可以表示为多少个码片长度。等效信道长度越长，产生符号间干扰(Inter Symbol Interference，以下简称ISI)的符号的数目也就越多，而产生ISI的符号的数目与MLSE的状态数呈指数关系，因此后续进行MLSE时的状态数就越多，导致MLSE的复杂度增大。 

本发明实施例中指定优化准则以最小均方误差(Minimum MeanSquared Error，以下简称MMSE)准则为例进行说明，但不限于MMSE准则，例如也可以是最小二乘(Least Spuare，简称LS)准则、最大信噪比准则、统计检测准则和迫零准则等。 

需要说明的是，不同的优化准则，可能使得最终得到的最优信号序列不相同。 

步骤102：采用确定的预滤波系数对接收信号进行预滤波； 

信号由发射机发送后，为了降低MLSE的复杂度可以由接收机对发射机发送的信号(即接收信号)进行预滤波，使经过预滤波后的信号的等效信道长度L′即预设等效信道长度控制为期望时延长度，这样可减少产生ISI的符号的个数，当产生ISI的符号的数目减少时，MLSE的状态数也就减少了，因此进行MLSE时的复杂度也就会降低。期望时延长度就是期望第一径信号与最后一径信号到达接收端时相隔的码片是多少个。 

为了使后续MLSE能够获得更好的性能，在将预设等效信道设置为期望时延长度的同时，还可以通过处理使预设等效信道满足最小相位特性，因为最小相位特性可以使得相位延迟、波形延迟和能量延迟等都是最小，因此后续MLSE也就能获得更好的性能。如何使预设等效信道满足最小相位特性为现有技术，此处不再赘述。 

本发明实施例以使用DFE滤波器对接收信号进行预滤波为例进行说明，但不限于DFE滤波器，无论是哪种滤波器，只要可以使经过预滤波之后的信号的等效信道长度即预设等效信道长度控制为期望时延长度即可。DFE滤波器可以包括反馈滤波器和前馈滤波器，反馈滤波器的长度等价于预设等效信道长度，即反馈滤波器的长度是确定预滤波系数时的一个参数，前馈滤波器用于利用确定的预滤波系数对接收信号进行预滤波。 

本发明实施例可以根据期望ISI符号的产生范围来设置DFE滤波器中反馈滤波器的长度。设扩频因子为SF，若期望产生的ISI只来自前后各N个符号，则可以将DFE滤波器中反馈滤波器的长度，即预设等效信道长度L′设置为L′＝N·SF；同时，由于WCDMA系统中匹配滤波器的全响应特性，当等效信道中相继到达接收端的相邻两径信号的时间差不是码片个数的整数倍时，会对产生ISI的符号范围带来额外的延展，因此将DFE滤波器中的反馈滤波器设置为一倍速，以使经过预滤波后的等效信道中相邻到达接收端的相邻两径信号的时间差是码片个数的整数倍。将DFE滤波器中的反馈滤波器设置为 一倍速后，预设等效信道长度可以等价于经过预滤波之后的信号的信道多径个数。 

可以根据上述参数来确定预设滤波系数w，具体过程可以如下： 

以指定优化准则为MMSE准则为例，DFE滤波器中前馈滤波器的代价函数为： 

$E\left\{{|w^H*r-h^{\′H}*x|}^2\right\}=E\left\{{|w^H*r-h_0^{\′}x\left(t\right)-\underset{l=1}{\overset{L^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\′}x(t-{\mathrm{\τ}}_l^{\′})|}^2\right\}---\left(1\right)$

公式(1)中，E表示求数学期望，x表示发射信号，L′是预设等效信道长度，也就是DFE滤波器中的反馈滤波器的长度，也可以称为信道多径个数。由于将反馈滤波器设置为一倍速，因此公式(1)中x是每隔一个码片取一个的；w是预滤波系数，w^H表示w的共轭转置，h′为等效信道响应，h′₀是等效信道第0径的衰落因子，h′_l为等效信道的第l径的衰落因子，τ′_l为等效多径时延位置，r是由原始接收信号组成的向量；r中的每一个元素 

r(t)中， 

为信道冲击响应，L为预滤波之前的信道多径个数，n(t)为原始噪声，x(t)为WCDMA系统的发射信号： 

$x\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_k}\underset{i=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k\left(i\right)a_{k,i}(t-\mathrm{iT})---\left(2\right)$

公式(2)中K表示发送的码道个数；E_k表示每个码道的平均符号发送能量；s_k(i)表示第k个码道的第i个发射符号，且其能量归一化，即|s_k(i)|²＝1； 

表示第k个码道第i个发射符号的扩频波形，SF为扩频因子，c_k，i(j)为扩频码字，c_k，i(j)由第k个码道的正交可变扩频因子码(orthogonal variable spreading factor codes，简称OVSF)和特征扰码的乘积组成，且|c_k，i(j)|²＝1，T_c为码片时间间隔，T＝SF*T_c为符号时间间隔，p(t) 表示能量归一化的根升余弦成形滤波器，即 

对公式(1)求导，可得到预滤波系数w如下： 

$w={(R_{\mathrm{rr}}-R_{\mathrm{xr}}^H{R}_{\mathrm{xr}})}^{-1}{r}_{\mathrm{rx}}{h}_0^{\′}---\left(3\right)$

公式(3)中，R_rr是接收信号向量的自相关矩阵，其矩阵维数M等于预滤波器抽头数；R_xr是接收信号向量与反馈信号向量的互相关矩阵，维数为L′×M；r_rx是接收信号向量与目标信号x₀(t)的互相关矢量；h′₀是期望的等效信道中目标信号的信道系数，一般可以归一化为1。 

需要说明的是，当使用的优化准则不同时，相应的，DFE滤波器中前馈滤波器的代价函数也会发生变化，而求解预滤波系数w的过程是类似的。其中，在本实施例的基础上，不同的优化准则下的代价函数的获取方式是比较容易想到的，对不同准则下的代价函数求导即可得到预滤波系数w。 

利用由公式(3)计算出的预滤波系数w的共轭与接收信号对应相乘，将得到的L′+1个相乘结果相加，得到预滤波后的信号，设r′(t)为预滤波后的信号，用公式表示为 

$r^{\′}\left(t\right)=w^H*r$

$=\underset{l=0}{\overset{L^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\′}x(t-{\mathrm{\τ}}_l^{\′})+n^{\′}\left(t\right)---\left(4\right)$

公式(4)中，n′(t)是经过预滤波后的噪声，L′为信道多径个数，h′_l为预滤波之后等效信道的第l径的衰落因子。 

图2为采用DFE滤波器中前馈滤波器对接收信号进行预滤波的示意图，如图2所示，前馈滤波器的长度为M，也就是说前馈滤波器的抽头个数是M。前馈滤波器将各个接收信号与对应的预滤波系数相乘，得到M个相乘结果，将M个相乘结果相加得到预滤波后的信号r′(t)，r′(t)的等效信道长度是L′。其中Z^-1表示一个单位的时延，M可以用码片个数来表示，M一般取大于等于L的值；*是指对预滤波系数标量的共轭。 

经过利用确定出的预滤波系数w对接收信号进行述预滤波后，减少了产生ISI的符号的个数；同时由于将预设等效信道设置为期望时延长度，使得产生ISI的符号被限制在相邻的预设个数的符号范围之内，因此降低了后续进行MLSE的复杂度。 

步骤103：对经过预滤波后的信号进行多径合并； 

本步骤中，通过多径合并将各径中的有用信号的能量收集在一起，以获得最大的有用信号能量。 

此处的多径合并可以通过如下方式实现： 

a：根据预设等效信道长度和信道多径个数就可以直接获取预滤波后的信号的等效多径时延位置τ′₁，τ′₂......τ′_l，根据获取的等效多径时延位置，在经过预滤波后的信号r′(t)的对应位置抽取各径码片信号r′(τ₁)，r′(τ₂)......r′(τ_l)； 

b：对得到的各径码片信号进行解扰解扩，得到各径符号级信号； 

其中，可以通过如下方式对各径码片信号进行解扰解扩：将产生的扩频码字与各径码片信号分别做对应位置的相乘，然后将得到的SF个相乘结果累加，得到各径符号级信号。下面以公式表示第k₀码道、第i₀符号的符号级信号： 

$y_{k_0,i_0}\left(t\right)=\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}{r}^{\′}\left(\mathrm{\τ}\right)a_{k_0,i_0}^{*}(\mathrm{\τ}-t)\mathrm{d\τ}$

$=\stackrel{L-1}{\underset{l=0}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_{k_0}}{h}_l^{\′}{s}_{k_0}\left(i_0\right)R_{k_0,i_0}^{k_0,i_0}(t-i_{0}T-{\mathrm{\τ}}_l^{\′})+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\≠i_0}{\overset{+\∞}{\underset{i=-\∞}{\mathrm{\Σ}}}}\sqrt{E_{k_0}}{h}_l^{\′}{s}_{k_0}\left(i\right)R_{k_0,i}^{k_0,i_0}(t-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l^{\′})$

$+\underset{k\≠k_0}{\overset{K-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_k}{h}_l^{\′}{s}_k\left(i\right)R_{k,i}^{k_0,i_0}(t-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l^{\′})+\tilde{n}\left(t\right)---\left(5\right)$

公式(5)中， 

表示第k₀码道、第i₀符号的符号级信号，r′(τ)表示经过预滤波后的总码片信号， 

表示含有 成型滤波器响应的扩频波形之间的互相关。 

c：对得到的各径符号级信号进行合并。 

根据信号统计理论，信号的最大比合并结果是目标信号的一个充分统计量，没有信息的丢失，因此本发明实施例采用最大比合并方法对得到的各径符号级信号进行最大比合并，当然也可以采用其它的合并方法，本实施例不再赘述。 

设各径符号级信号的合并信号为 

，则 

$z_{k_0,i_0}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h_l^{\′}}^{*}{y}_{k_0,i_0}\left({\mathrm{\τ}}_l^{\′}\right)---\left(6\right)$

公式(6)中，h′_l ^*为经预滤波后的等效信道的第l径的衰落因子的共轭转置。 

将 用矩阵的形式表示为： 

$z_{k_0,i_0}=\sqrt{E_{k_0}}\underset{i=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}h(i_0,i)s\left(i\right)+u_{k_0}\left(i_0\right)---\left(7\right)$

公式(7)中，s(i)＝[s₀(i)，s₁(i)，Λ，s_K-1(i)]^T，s(i)表示发送序列；h(i₀，i)是一行向量，表示合并后的等效信号系数；0～N_s-1是对合并后信号截取的观察窗，目标时刻i₀落在其中，窗长范围的选取准则是将对i₀符号有明显干扰的信号包含在内。 

步骤104：对经过多径合并后的信号进行MLSE，得到最优信号序列。 

MLSE是基于网格图来搜索最优信号序列，即将接收到信号与所有可能发送序列比较，将其中欧基里德距离最小的那条路径对应的发送序列作为最优信号序列，网格图中节点之间的路径可以称为状态转移路径，计算每条路径的欧基里德距离称为度量。 

前面已经描述过产生ISI的符号的数目与MLSE的状态数呈指数关系， 本发明实施例中对接收信号进行预滤波后和多径合并后，使得产生ISI的符号的数目减少了，并使得产生ISI的符号被限制在相邻的预设个数的符号范围之内，所以MLSE的状态数也就减少了，相应的，各种可能的状态转移的路径也就减少了，从而进行MLSE时复杂度也就降低了。 

具体的，根据多径合并后的信号可以得到多个系数值，包括目标信号系数值、ISI系数值等。利用这些系数值，可对多径合并后信号的各种可能的状态转移的路径进行度量，得到各个状态转移路径的度量结果，从中选出欧基里德距离最小的一条路径，该欧基里德距离最小的路径对应的发送序列就作为最优信号序列。具体过程可以如下： 

将多径合并后的信号 

写成矩阵形式： 

$z\left(i_0\right)=\underset{i=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}H(i_0,i)\mathrm{As}\left(i\right)+u\left(i_0\right)---\left(8\right)$

公式(8)中，H(i₀，i₀)表示目标信号系数值， 

H(i₀，i)表示多个ISI系数值，H(i₀，i)的第(k₁，k₂)个元素 

为： 

$H_{k_1,k_2}(i_0,i)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h_j^{\′}}^{*}{h}_l{R}_{k_2,i}^{k_1,i_0}(i_{0}T+{\mathrm{\τ}}_j^{\′}-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(9\right)$

根据多径合并后的信号可以得到多个系数值后，再确定一个代价函数，根据确定的代价函数利用H(i₀，i₀)和H(i₀，i)对每一个可能的发送序列进行度量，然后在所有可能的发送序列中选择一个信号序列使确定的代价函数值最小，即使得欧基里德距离最小。 

具体的，确定的代价函数可以是 

$f={|z\left(i_0\right)-\underset{i=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}H(i_0,i)\mathrm{As}\left(i\right)|}^2---\left(10\right)$

每一个可能的发送序列的度量可以表示为： 

$M_H\left(\tilde{S}\right)=\underset{i=0}{\overset{N_s}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_i({\tilde{S}}_{i-1},{\tilde{S}}_i)---\left(11\right)$

为多径合并后信号的各种可能的状态转移路径的度量，其计算式为： 

${\mathrm{\γ}}_i({\tilde{S}}_{i-1},{\tilde{S}}_i)=2\mathrm{Re}\left({\tilde{s}}^H\left(i\right)(z\left(i\right)-H(i,i)s\left(i\right)-\underset{n=i-1}{\overset{i-J}{\mathrm{\Σ}}}H(i,n)s\left(n\right))\right)---\left(12\right)$

公式(12)中，n是一个自变量。 

得到每一个可能的发送序列的度量结果后，从中多个发送序列的的多个度量结果中选出一个度量结果使得公式(10)所示的代价函数最小，如公式(13)所示。 

$\min {|z\left(i_0\right)-\underset{i=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}H(i_0,i)\mathrm{As}\left(i\right)|}^2---\left(13\right)$

本发明实施例也不限于步骤104提供的MLSE方法，还可以采用其它的减状态的MLSE算法，如缩减状态序列估计(Reduced State Sequence Estimation，简称RSSE)算法等，不同的算法中路径的选取方法、保留的有效路径个数不同，但度量的过程是类似的。 

需要说明的是，本发明实施例不仅适用于WCDMA系统，还可以适用于码分多址(Code Division Multiple Access，以下简称CDMA)系统等所有采用码分多址技术的系统。 

本发明实施例根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数，利用确定的该预设滤波系数对接收信号进行预滤波，各径合并，然后对多径合并后的信号进行MLSE，不仅可以提高信号的接收性能，而且由于经过预滤波，使得产生ISI的符号的个数大大减少，因此MLSE的状态数也就大大降低了，从而进行MLSE的复杂度也可以大大降低，使得MLSE能够在采用码分多址技术的系统中使用，获得良好的效果。 

图3为本发明一实施例提供的接收机的结构示意图，如图3所示，该接收机包括： 

确定模块201、预滤波模块202、合并模块203和MLSE模块204； 

其中，确定模块201用于根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数； 

具体的，设预设等效信道长度为L′，则L′＝N·SF； 

其中，SF为扩频因子，N为正整数，表示产生符号间干扰的符号来自前后各N个符号。 

其中，确定模块201可以包括：确定单元和计算单元； 

确定单元，用于根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定滤波器的代价函数； 

具体的，当上述滤波器为DFE滤波器、指定优化准则为最小均方误差准则时，确定单元确定的代价函数为： 

$E\left\{{|w^H*r-h^{\′H}*x|}^2\right\}=E\left\{{|w^H*r-h_0^{\′}x\left(t\right)-\underset{l=1}{\overset{L^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\′}x(t-{\mathrm{\τ}}_l^{\′})|}^2\right\}---\left(14\right)$

其中，E表示求数学期望，x表示发射信号，L′是所述预设等效信道长度，w是预滤波系数，w^H表示w的共轭转置，h′为等效信道响应，h′₀是等效信道第0径的衰落因子，h′_l为等效信道的第l径的衰落因子，τ′_l为等效多径时延位置，r是由原始接收信号组成的向量。 

计算单元，用于对所述确定单元确定的代价函数求导，确定出所述滤波器的预滤波系数。 

具体的，对公式(14)求导，可得到预滤波系数w如下： 

$w={(R_{\mathrm{rr}}-R_{\mathrm{xr}}^H{R}_{\mathrm{xr}})}^{-1}{r}_{\mathrm{rx}}{h}_0^{\′}---\left(15\right)$

公式(15)中，R_rr是接收信号向量的自相关矩阵，其矩阵维数M等于预滤波器抽头数；R_xr是接收信号向量与反馈信号向量的互相关矩阵，维数为L′×M，R_xr ^H表示R_xr的共轭转置；r_rx是接收信号向量与目标信号x₀(t)的互相关矢量；h′₀是期望的等效信道中目标信号的信道系数，一般可以归一化为1。 

其中，该接收机还可以包括：设置模块，用于在确定模块201中的确定单元确定DFE滤波器的代价函数之前，将DFE滤波器中的反馈滤波器设 置为一倍速。 

预滤波模块202，用于采用确定模块201确定的预滤波系数对接收信号进行预滤波，以减少产生ISI的符号，并使产生ISI的符号被限制在相邻的预设个数的符号范围之内； 

合并模块203，用于对经过预滤波模块202得到的信号进行多径合并，即将各径信号中的有用信号的能量收集在一起，以获得最大的有用信号能量； 

其中，合并模块203包括： 

抽取单元，用于根据等效多径时延位置，在经过预滤波后的信号的对应位置抽取各径码片信号； 

解扰解扩单元，用于对抽取单元抽取到的各径码片信号进行解扰解扩，得到各径符号级信号； 

合并单元，用于对解扰解扩单元得到的各径符号级信号进行合并。 

MLSE模块204，用于对经过合并模块203合并后的信号进行MLSE，得到最优信号序列。 

经过预滤波模块202的预滤波、合并模块203多径合并后的信号是包含有确定产生ISI的符号范围的信号，根据这些信号可以得到各个系数值，包括目标信号系数值、ISI系数值等。利用这些系数值，可对多径合并后信号的各种可能的状态转移的路径进行度量，得到各个状态转移路径的度量结果，从中选出欧基里德距离最小的一条路径，该欧基里德距离最小的路径对应的发送序列就作为最优信号序列。 

需要说明的是，对于本发明装置实施例而言，各个模块和单元的实现以及交互方式等可以参见方法实施例相关部分的说明。以上所描述的装置或系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域 普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。 

需要说明的是，本发明实施例不仅适用于WCDMA系统，还可以适用于CDMA系统等所有采用码分多址技术的系统。 

本发明实施例根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数，利用确定的该预设滤波系数对接收信号进行预滤波，各径合并，然后对多径合并后的信号进行MLSE，不仅可以提高信号的接收性能，而且由于经过预滤波，使得产生ISI的符号的个数大大减少，因此MLSE的状态数也就大大降低了，从而进行MLSE的复杂度也可以大大降低，使得MLSE能够在采用码分多址技术的系统中使用，获得良好的效果。 

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。 

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。 

Claims (11)

1.一种接收信号处理方法，其特征在于，所述方法包括：

根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数，所述预设等效信道长度为L′＝N·SF，其中，SF为扩频因子，N为正整数，表示产生符号间干扰的符号来自前后各N个符号；

采用确定的预滤波系数对接收信号进行预滤波；

对经过预滤波后的信号进行多径合并；

对经过多径合并后的信号进行最大似然序列均衡，得到最优信号序列；

其中，所述根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数，具体包括：

根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定对接收信号进行预滤波的滤波器的代价函数；

对所述代价函数求导，确定出所述滤波器的预滤波系数。

2.根据权利要求1所述的接收信号处理方法，其特征在于，当滤波器为DFE滤波器并且所述指定优化准则为最小均方误差准则时，通过如下方式确定对接收信号进行预滤波的滤波器的代价函数：

$E\left\{\right|w^H*r-h^{\′H}*x{|}^2\}=E\{|w^H*r-h_0^{\′}x\left(t\right)-\underset{l=1}{\overset{L^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\′}x(t-{\mathrm{\τ}}_l^{\′}){|}^2\};$

其中，E表示求数学期望，x表示发射信号，L′是所述预设等效信道长度，w是预滤波系数，w^H表示w的共轭转置，h′为等效信道响应，

是等效信道第0径的衰落因子，为等效信道的第l径的衰落因子，

为等效多径时延位置，r是由原始接收信号组成的向量。

3.根据权利要求2所述的接收信号处理方法，其特征在于，对所述代价函数求导，确定出所述滤波器的预滤波系数，包括：

对所述 $E\left\{\right|w^H*r-h^{\′H}*x{|}^2\}=E\{|w^H*r-h_0^{\′}x\left(t\right)-\underset{l=1}{\overset{L^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\′}x(t-{\mathrm{\τ}}_l^{\′}){|}^2\};$ 求导，

确定出所述滤波器的预滤波系数

其中，R_rr是接收信号向量的自相关矩阵，其矩阵维数M等于预滤波器抽头数；R_xr是接收信号向量与反馈信号向量的互相关矩阵，维数为L′×M，

表示R_xr的共轭转置；r_rx是接收信号向量与目标信号x₀(t)的互相关矢量；是期望的等效信道中目标信号的信道系数，所述M为所述DFE滤波器中前馈滤波器的抽头个数。

4.根据权利要求2所述的接收信号处理方法，其特征在于，所述方法还包括：在所述根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定滤波器的代价函数之前，将所述DFE滤波器中的反馈滤波器设置为一倍速。

5.根据权利要求1所述的接收信号处理方法，其特征在于，所述指定优化准则为以下任意一种：

最小均方误差准则、最小二乘准则、最大信噪比准则、统计检测准则和迫零准则。

6.根据权利要求1-5任一项所述的方法，其特征在于，所述对经过预滤波后的信号进行多径合并包括：

根据等效多径时延位置，在经过预滤波后的信号的对应位置抽取各径码片信号；

对得到的各径码片信号进行解扰解扩，得到各径符号级信号；

对得到的各径符号级信号进行合并。

7.一种接收机，其特征在于，所述接收机包括：

确定模块，用于根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定预滤波系数，所述预设等效信道长度为L′＝N·SF，其中，SF为扩频因子，N为正整数，表示产生符号间干扰的符号来自前后各N个符号；

预滤波模块，用于采用所述确定模块确定的预滤波系数对接收信号进行预滤波；

合并模块，用于对所述预滤波模块滤波后的信号进行多径合并；

最大似然序列均衡模块，用于对所述合并模块合并后的信号进行最大似然序列均衡，得到最优信号序列；

其中，所述确定模块包括：

确定单元，用于根据预设等效信道长度、等效信道的多径个数及指定优化准则确定滤波器的代价函数；

计算单元，用于对所述确定单元确定的代价函数求导，确定出所述滤波器的预滤波系数。

8.根据权利要求7所述的接收机，其特征在于，当滤波器为DFE滤波器、所述指定优化准则为最小均方误差准则时，所述确定单元确定的代价函数为：

$E\left\{\right|w^H*r-h^{\′H}*x{|}^2\}=E\{|w^H*r-h_0^{\′}x\left(t\right)-\underset{l=1}{\overset{L^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\′}x(t-{\mathrm{\τ}}_l^{\′}){|}^2\};$

其中，E表示求数学期望，x表示发射信号，L′是所述预设等效信道长度，w是预滤波系数，w^H表示w的共轭转置，h′为等效信道响应，

是等效信道第0径的衰落因子，

为等效信道的第l径的衰落因子，

为等效多径时延位置，r是由原始接收信号组成的向量。

9.根据权利要求8所述的接收机，其特征在于，所述计算单元，具体用于对所述代价函数

$E\left\{\right|w^H*r-h^{\′H}*x{|}^2\}=E\{|w^H*r-h_0^{\′}x\left(t\right)-\underset{l=1}{\overset{L^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{\′}x(t-{\mathrm{\τ}}_l^{\′}){|}^2\};$ 求导，确定出所述滤波器的预滤波系数 $w={(R_{\mathrm{rr}}-R_{\mathrm{xr}}^H{R}_{\mathrm{xr}})}^{-1}{r}_{\mathrm{rx}}{h}_0^{\′};$

其中，R_rr是接收信号向量的自相关矩阵，其矩阵维数M等于预滤波器抽头数；R_xr是接收信号向量与反馈信号向量的互相关矩阵，维数为L′×M，

表示R_xr的共轭转置；r_rx是接收信号向量与目标信号x₀(t)的互相关矢量；

是期望的等效信道中目标信号的信道系数，所述M为所述DFE滤波器中前馈滤波器的抽头个数。

10.根据权利要求8所述的接收机，其特征在于，所述接收机还包括设置模块，用于在所述确定单元确定所述DFE滤波器的代价函数之前，将所述DFE滤波器中的反馈滤波器设置为一倍速。

11.根据权利要求7至10任一项所述的接收机，其特征在于，所述合并模块包括：

抽取单元，用于根据等效多径时延位置，在经过预滤波后的信号的对应位置抽取各径码片信号；

解扰解扩单元，用于对所述抽取单元抽取到的各径码片信号进行解扰解扩，得到各径符号级信号；

合并单元，用于对所述解扰解扩单元得到的各径符号级信号进行合并。

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