CN100499417C - Ofdm传输系统中的接收装置 - Google Patents

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Abstract

OFDM传输系统中的接收装置包括一个信道补偿单元(101)，其用于测量具有延迟大于数据保护间隔的延迟波的延迟参数；超出保护间隔延迟波检测器(103)，用于从延迟参数检测大于数据保护间隔部分的延迟时间部分，将其作为符号间串扰(ISI)部分；用于产生ISI摹本的ISI摹本生成器(104)，将与ISI部分相符的已知符号的时间波形部分，或前一个符号的时间波形部分作为ISI摹本；从接收信号中减去ISI摹本的减法器(102)；及通过对减法结果进行FFT处理来解调数据的FFT运算单元(106)。

Description

OFDM传输系统中的接收装置
技术领域
本发明涉及一种正交频分复用(OFDM)传输系统中的接收装置，用来接收通过IFFT(快速傅立叶反变换)处理获得的信号中加入保护间隔的结果的传输信号，之后传送该信号；特别是涉及一种OFDM传输系统中的接收装置，即使在该OFDM传输系统中产生了超过保护间隔的延迟波，也能通过减少载波间干扰和符号间串扰进行良好的接收。
背景技术
可归于多路环境的频率选择性衰落发生在宽带无线通讯中。一个有效的处理方法是多载波调制，它将传输带宽分割为不经历频率选择性衰减的窄频带(副载波)并且并行传输该副载波。目前，正在将基于OFDM传输的数字TV、音频广播(在日本和欧洲)和无线局域网(IEEE 802.22a)的规范进行标准化，OFDM传输是一种多载波调制。此外还为下一代移动通讯系统提出了基于OFDM的调制方案。
图48A为已知技术的多载波传输图。串/并转换器1将串行数据转换成并行数据并将并行数据通过低通滤波器2a至2d分别输入到正交调制器3a至3d。在图48A中，串行数据转换成包括四个符号S1至S4的并行数据。每个符号包括同相部分和正交部分。正交调制器3a至3d通过具有如图48B所示的f1至f4频率的副载波对每个符号进行正交调制，合并器4将正交调制的信号合并，传送器(未在图中显示)将合并的信号转换(up-converts)成无线频率信号然后传输该无线频率信号。采用多载波传输方案，频率可以设置成如图48B所示的方式，这样频谱不会重叠以符合副载波的正交性。
在图48A中，串/并转换器1将串行数据转换成包括四个符号的并行数据。但是，事实上，串/并转换器1将串行数据转换成N(例如，512或1024)项并行数据并且用N个副载波进行多载波传输。
采用OFDM传输方案，设置频率间隔来使多载波传输中的第n个副载波传输的调制频带信号和第n+1个副载波传输的调制频带信号之间的相关无效。图49A为已知技术的基于OFDM方案的传输装置的方块图。该装置包括一个串/并转换器5，用于将串行数据转换成包括M个符号(I+jQ，其为复数)的并行数据。一个IFFT(快速傅立叶反变换)6，其用于传输作为具有图49B所示的频率间隔的副载波的M个符号，对频率数据进行快速傅立叶反变换来转换成时间数据。一个保护间隔插入单元7，其将保护间隔GI插入并通过低通滤波器8a、8b将实部和虚部输入到正交调制器9。正交调制器9对输入数据进行正交调制，而且传送器(未在图中显示)将调制信号转换(up-converts)成无线频率信号。根据OFDM传输，如图49B所示的频率设置成为可能，这样能够提高使用频率的有效性。
图50为已知技术的串行至并行转换图。导频标志位(pilot)P为时分复用的，位于传输数据的每一帧的前面。请注意导频标志位P可以按照如图51所示的方式分布在一个帧内。如果假定每一帧的普通导频标志位由4 x M个符号构成，传输数据由28 x M个符号构成，那么，串/并转换器5会在前4次输出导频标志位的M个符号作为并行数据，然后28次输出传输数据的M符号作为并行数据。结果，在一个帧的周期内，导频标志位可以被时分复用的传输4次到所有的副载波。通过在接收端执行该导频标志位和已知导频标志位的相关操作，可以基于每个副载波进行信道估测并可以执行信道补偿。
图52为已知技术的保护间隔的插入图。如果采用与M个副载波采样(＝一个OFDM符号)一致的IFFT输出信号作为一个单元，保护间隔的插入表示为将信号的尾段复制到其首段。通过插入保护间隔GI，可以消除由于多路径引起的符号间串扰(ISI)的影响。
图53A和图53B用于描述已知技术的由于延迟波而造成的码间干扰，其中参考字符A和B分别代表直接和延迟(反射)波。如图53A所示，如果延迟波B的延迟时间τ小于保护间隔的长度NGD，那么在一个窗体定时W内，直接波A的数据符号D0不会覆盖延迟波B的另一个数据符号，因此就不会发生码间干扰。
然而，如图53B所示，如果延迟波B的延迟时间τ大于保护间隔的长度NGD，那么在一个窗体定时W内，直接波A的数据符号D0就会覆盖延迟波B的另一个数据符号D1，而产生码间干扰。因此，在确定保护间隔NGD的长度时，要考虑到延迟波的最大延迟时间τmax，这样就不会发生ISI。
图54为已知技术的OFDM传输系统中的接收装置的方块图。无线接收机11对接收的OFDM载波信号应用频率转换处理，正交解调器12对接收到的信号进行正交解调处理。在达到接收信号同步之后，保护间隔去除单元13去除在接收信号中的保护间隔GI，之后将接收信号输入到FFT(快速傅立叶变换)单元14。FFT单元进行FFT处理，将在时域中的信号转换为在一个FFT窗体定时中的M个副载波信号(副载波采样)值S1至SM。
信道估测单元15通过在传输端使用时分复用的导频符号对副载波逐个进行信道估测，并且信道补偿单元16用每个副载波各自的信道估测值h1至hM乘以FFT的输出S1至SM。更具体地，通过使用导频信号，信道估测单元15估测由于每一个副载波的衰落而造成的相位影响exp(jφ)和振幅影响A，信道补偿单元16通过用exp(-jφ)和1/A乘以传输信号的副载波信号成分来补偿衰落。并/串转换器17将从信道补偿单元16输出的并行数据转换成串行数据，并且，数据解调器18解调该传输数据。
这样，通过OFDM，将保护间隔GI添加到OFDM符号数据(以下简称“符号数据”)的一项上，即使在GI符号的长度范围之内存在多路延迟波也不会发生ISI。这是有利的因为可以不使用均衡器(即这种系统不会有多路衰落)进行解调。
另一方面，添加GI符号(冗余符号)会引起传输效率的降低。为了抑止传输效率的降低，OFDM符号的长度需要加大，这会增加固定传输带宽的副载波的数量M。因而会增多多载波传输遇到的某些问题，即会增加峰值功率与平均功率的比率(由于在放大器中的非线性变形而使性能降低)和由于增大符号长度而降低衰落跟踪性能，权衡上述这些因素来设计副载波。
然而，在实际传输路径上的延迟波的延迟时间变化很大，并且延迟分布很广，特别在室外，例如在市区为0.2至2.0μs，山区为10至20μs。可能的GI长度通常不能为所有服务地区提供100％的补偿。
对此问题的一个解决方法就是由Suyama等人(电子协会信息通讯工程师)所著的《用于多路环境的超出保护间隔的延迟参数的OFDM接收系统》(An OFDM Receiving System for Multipath Environments of a Delay ProfileExceeding a Guard Interval)，，技术报告RCS 2001-175(2001-11)，pp.45-50(以下引作“现有技术”)。
根据OFDM的移动无线的信号传输，在超出了保护间隔的多路延迟传播中，传输性能会显著降低。其原因是在OFDM符号间的ISI和在同一个符号中的载波间干扰(ICI)。为了抑制ISI和ICI并提高传输性能，上面引用的现有技术包括：①为去除ISI影响的判决反馈均衡器；②为去除从该处理的结果中的ICI影响和用于估测传输信号序列的最大化似然序列估计(MLSE)；③使用能够在最大化似然序列估计中降低状态的数量的窗函数，进行傅立叶变换处理；和④通过递归最小二乘法进行信道估测处理。
图55为根据现有技术的OFDM接收器的方块图。
通过该接收器，首先，FFT窗体单元50对接收信号在导频间隔的矩形窗体内进行傅立叶变换用于信道估测，并将其输出应用于信道估测单元51。该信道估测单元51使用导频进行信道估测。FFT窗体单元50使用导频标志位改变数据间隔的窗函数。更具体地，(1)当多路延迟时间之间的差别落在保护间隔内时，使用通常的矩形窗函数；但是(2)如果观测到延迟时间之间的差别超出了保护间隔时，在数据间隔中使用例如汉宁窗等平滑窗函数。
接下来，FFT窗体单元50使用窗函数在数据间隔中进行傅立叶变换。减法器55从经过傅立叶变换的接收信号中减去由ISI摹本生成器52产生的ISI摹本。对所有的副载波进行上述处理。该处理部分总体上称为判决反馈均衡器。
上述消除了ISI的接收信号输入到MLSE(最大化似然序列估计)单元53，其提取每个载波中的传输信号序列。该均衡器在一定的时间沿着符号的频率轴产生传输符号候选，ICI摹本生成器54从产生的多个候选中产生接收信号的摹本。用于最小化接收信号和ICI摹本之间误差的绝对值的平方的序列作为传输信号序列被输出。图55中的接收器还包括并/串转换器56、串/并转换器57、运算单元59和平方单元60。
现有技术处理与本发明相同的主题，并提供了应用于无线局域网系统中的仿真结果。现有技术的目的是减少由于超出了保护间隔的延迟波产生的ISI(符号间串扰)和ICI(载波间干扰)，它的特征是在频域(也就是在接收端FFT之后的电路)进行所有的处理。此外，对接收FFT是进行时域过滤，用来抑制分布于整个频带的ICI。而且，MLSE用于ICI去除，而每个载波需要具有M2状态(M代表在M进制调制中的状态数量)的维特比均衡器。例如在QPSK(M＝4)的情况下有16种状态；如果载波的数量N为1024，那么需要1024维特比的均衡器。
此外，因为解调信号经过MLSE的直接解调，当并行使用前向纠错(FEC)时，如果信号是传统的解调信号得到的，逐渐解调增益根本不会获得。也就是说，降低了BER性能。此外，因为MLSE是一种穷举搜寻演算法，所以在M进制调制下必须准备的状态数M等于观测的载波的乘数(因为在现有技术情况下有两个载波，状态的数为乘方)。因此，当并行使用自适应调制方案时，该方案是当前大多数无线系统(例如第三代移动通讯和无线局域网等)采用的方式，必要的可用状态的数量等于M进制调制状态数量的最大值，并且MLSE本身必须能够识别M进制调制状态的实际数量而且能够动态地改变这些数。此外，多载波自适应调制系统的控制很复杂，因其调制方案随着一个接一个的副载波而改变。因此传统的方法依然存在问题，即达到目的的计算成本高(尤其是并行使用自适应调制时)和并行使用FEC时编码增益下降。
发明内容
鉴于以上的问题，本发明的主要目的在于降低超出保护间隔的延迟波引起的ISI(符号间串扰)和ICI(载波间干扰)。
本发明的另外一个目的就是要在时域内进行处理来抑制ISI/ICI，也就是在接收端的FFT前面的电路，使得可以对副载波的M进制调制状态数独立计算的固定量进行控制和获得编码增益。
根据本发明在OFDM传输系统中的第一接收装置：
根据本发明在OFDM传输系统中的第一接收装置适用于添加到已知符号(例如导频符号)的保护间隔的长度大于添加到数据符号的保护间隔的长度时传输信号的情况。
更具体地，根据本发明的第一接收装置包括：①用于接收信号的接收器，该信号是在添加到已知符号的保护间隔的长度大于添加到数据符号的保护间隔的长度情况下传输的；②延迟参数测量单元，通过计算接收信号和已知信号的相关性来测量具有延迟大于数据符号的保护间隔的延迟波的延迟参数。
第一接收装置还包括③ISI部分检测器，用于从延迟参数检测大于数据保护间隔的延迟时间部分作为ISI部分；④ISI摹本生成器，用于生成与ISI部分相符的已知符号的时间波形部分或前一个符号的时间波形部分作为ISI摹本；⑤减法器，用于从接收信号中减去ISI摹本；⑥数据解调器，用于对减法的结果应用FFT处理来解调数据。
根据第一接收装置，可以降低由于超出数据保护间隔的延迟波产生的ISI，并且即使延迟波的延迟时间超出了数据的保护间隔，也能抑制BER的增加。此外，因为在时域内执行抑制ISI的处理，这样可以对副载波的M进制调制状态数独立计算的固定量进行控制，因此能够降低硬件的规模。
第一接收装置还包括⑦对减法器的输出应用FFT处理和在信道补偿后对解调的结果应用IFFT处理的装置，由此生成解调信号恢复摹本；和⑧将解调信号恢复摹本插入到通过减法去除ISI摹本的减法器输出部分的装置。数据解调器通过对插入结果应用FFT处理来解调数据。
根据第一接收装置，可以在时域抑制ISI和ICI，即使延迟波的延迟时间超过了数据的保护间隔，也能抑制BER的增加。此外，因为在时域内执行抑制ISI和ICI的处理，这样可以对载波的M进制调制状态数独立计算的固定量进行控制，因此能够降低硬件的规模。此外，在产生解调信号的恢复摹本的装置中，根据信道补偿的结果通过直接调节确定一个信号，或通过指定的量化比特长进行逐渐调节，以及对调节的结果进行IFFT处理来产生解调信号恢复摹本。这样进一步提高了性能。
根据本发明在OFDM传输系统中的第二接收装置：
根据本发明在OFDM传输系统中的第二接收装置适用于添加到已知符号(例如导频符号)的保护间隔的长度等于添加到数据符号的保护间隔的长度的情况。
更具体地，根据本发明的第二接收装置包括：①用于计算接收信号与已知信号之间的相关性的运算单元；②通过使用大于阈值的相关值检测是否出现大于保护间隔长度的延迟波的装置；③将等于或大于阈值的相关值置“0”，并且如果产生了大于保护间隔长度的延迟波则输出延迟参数的装置；④ISI部分检测器，用于从延迟参数中检测大于保护间隔长度的延迟时间部分作为ISI部分；⑤ISI摹本生成器，用于生成与ISI部分相符的已知符号的时间波形部分或前一个符号的时间波形部分作为ISI摹本；⑥减法器，用于从接收信号中减去ISI摹本；⑦数据解调器，通过对减法器的输出应用FFT处理来解调数据。
第二接收装置还包括⑧对减法器的输出进行FFT处理和在信道补偿后对解调的结果进行IFFT处理的装置，由此生成解调信号恢复摹本；和⑨将解调信号恢复摹本插入到通过减法去除ISI摹本的减法器的输出部分的装置。数据解调器通过对插入结果应用FFT处理来解调数据。
即使已知符号(导频符号)与数据符号的保护间隔的长度相等，根据第二接收装置，也能够达到与第一接收装置同样的效果。
根据本发明在OFDM传输系统中的第三接收装置：
根据本发明在OFDM传输系统中的第三接收装置适用于添加到已知符号(例如导频符号)的保护间隔长度等于添加到数据符号的保护间隔的长度的情况。
更具体地，根据本发明的第三接收装置包括：①通过计算接收信号与已知信号之间的相关性而输出延迟参数的装置；②波形整形器，用于从延迟参数中检测大于保护间隔长度的延迟时间部分作为ISI部分，整形与ISI部分一致的接收信号部分的波形；③对波形整形器的输出信号进行FFT处理和信道补偿以及在信道补偿后对信号进行IFFT处理来产生解调信号恢复摹本的装置；④将解调信号恢复摹本添加到接收信号的装置；和⑤通过对添加结果进行FFT处理来解调数据的数据解调器。
即使已知符号(导频符号)与数据符号的保护间隔的长度相等，根据第三接收装置，也能够达到与第一接收装置同样的效果。另外，因为不必要创建ISI摹本，所以可以简化硬件的配置。
有关本发明的其他特征和优点，现结合附图作详细说明。
附图说明
图1为本发明中的导频符号、数据符号和传输帧格式图；
图2为导频标志位的保护间隔长度NGP、数据符号的保护间隔长度NGD与延迟波的延迟时间Nτ max的关系图；
图3为根据本发明第一个实施例的OFDM传输系统中的接收装置的方块图；
图4A至图4E为描述产生ISI摹本的方法图；
图5为第一延迟波位置(延迟时间)与BER性能的关系图；
图6为第二延迟波位置(延迟时间)与BER性能的关系图；
图7为第三延迟波位置(延迟时间)与BER性能的关系图；
图8为第一实施例的修正图；
图9为根据本发明第二个实施例的OFDM传输系统中的接收装置的方块图；
图10A至图10F为抑制产生ICI的原理图；
图11为根据本发明第三个实施例的OFDM传输系统中的接收装置的方块图；
图12为用于描述A到D部分的理想波与延迟波的信号相位图；
图13为第三个实施例的效果图；
图14为第三实施例的修正并显示了一个ICI抑制单元以级联方式排列的例子；
图15为图14修正的效果图；
图16为根据本发明第四个实施例的分集排列的方块图；
图17为用于描述2分支分集接收效果的第一接收性能图；
图18为用于描述2分支分集接收效果的第二接收性能图；
图19为根据分集排列的第五实施例的用于进行基于每个副载波的选择合并或最大比率合并的接收器的方块图；
图20A和图20B为2分支分集接收的ISI摹本和恢复摹本的产生原理图；
图21为描述第五个实施例效果的仿真性能图；
图22为根据本发明第六个实施例的接收装置方块图；
图23为根据本发明第六个实施例中必须直接调节的星座图；
图24为根据本发明第七个实施例的接收装置的方块图；
图25为根据本发明第八个实施例的接收装置的方块图；
图26为限制范围示意图；
图27为根据第八个实施例的第一个BER—延迟时间性能关系图；
图28为根据第八个实施例的第二个BER—延迟时间性能关系图；
图29为根据第八个实施例的第三个BER—延迟时间性能关系图；
图30为插入信道估测值的排列方块图；
图31为根据本发明第九个实施例的接收装置的方块图；
图32为根据本发明第十个实施例的接收装置的方块图；
图33为符号逐渐调节的量化比特长度变化情况下的第一个BER—延迟时间性能关系图；
图34为信号逐渐调节的量化比特长度变化情况下的第二个BER—延迟时间性能关系图；
图35为信号逐渐调节的量化比特长度变化情况下的第三个BER—延迟时间性能关系图；
图36为根据第十一个实施例的导频符号和数据符号图；
图37为根据第十一个实施例的第一个接收装置方块图；
图38为根据第十一个实施例的第一个BER—延迟时间性能关系图；
图39为根据第十一个实施例的第二个BER—延迟时间性能关系图；
图40为根据第十一个实施例的第三个BER—延迟时间性能关系图；
图41为根据第十一个实施例的第二个接收装置方块图；
图42为本发明第十二个实施例图；
图43为根据第十二个实施例的接收装置方块图；
图44为波形整形器的第一个实施例；
图45为波形整形器的第二个实施例；
图46为窗函数的第一个例子；
图47为窗函数的第二个例子；
图48A和图48B为多载波传输系统的接收装置图；
图49A和图49B为OFDM传输系统中的传输装置图；
图50为已知技术串-并转换图；
图51为已知技术导频符号分布于一个帧中的情况的帧结构图；
图52为已知技术插入保护间隔图；
图53A和图53B为已知技术由于延迟波而产生的ICI图；
图54为已知技术OFDM传输系统的接收装置方块图；和
图55为已知技术OFDM接收器的方块图。
具体实施方式
传输帧格式
图1描述了本发明中的导频符号(P)、数据符号(Di，其中1≤i≤m)和传输帧格式的结构。
在数据符号Di中周期性地插入导频符号P，其保护间隔的长度与数据符号的不同。具体来说，导频符号P的保护间隔长度为NGP，数据符号Di的保护间隔长度为NGD，并且保持NGP>NGD。此外，因为其由FFT点的数量即副载波的数量确定，有效符号的长度(NU)相同。如图2所示，导频符号P的保护间隔的长度大于可能的最大延迟参数(延迟波的最大延迟时间)Nτ max。所以，即使延迟参数大于数据符号Di的保护间隔的长度NGD并在数据符号中产生了ISI，ISI也不会在导频符号中发生。因此，就可以通过使用导频符号来执行精确的信道估测和延迟参数的测量。此外，此处定义的数据符号Di的保护间隔的长度假定为NGD≥0；如果保持NGD＝0，这意味着没有保护间隔。
如图55所示的已知技术通过仅使用在无线局域网系统(IEEE802.11a)中采用的传输数据的前端(前置信号)进行信道估测，并因此使用RLS(递归最小二乘法)算法。相比之下，本发明在导频符号P周期性地插入可变GI的长度NGP，这样不需使用现有技术中使用的收敛算法便可实现无ISI的信道估测。然而，对于在导频符号中的(NGP—NGD)采样，对于保持NGP＝NGD下的固定GI长度的系统，其传输效率下降了。因此，也可以将NGD变小到使其整体的传输效率与已知技术的相同的程度。
第一个实施例
图3为根据本发明第一个实施例的OFDM传输系统中的接收装置的方块图。在该实施例以及随后的实施例中，在FFT处理之前，信号处理在时域中进行，在FFT处理之后，信号处理在频域中进行，而在IFFT处理之后，信号处理在时域中进行。第一个实施例说明了在接收端，在FFT处理之前使用接收信号(即时间波形)进行延迟波参数的信道估测/测量的情况。
接收单元(请参见图54中的无线接收机11和正交解调器12)将接收的信号输入到保护间隔去除单元100。请注意添加到导频符号P上的保护间隔的长度NGP大于添加到数据符号Di上的保护间隔的长度NGP(NGP>NGD)。
保护间隔去除单元100去除接收信号中的保护间隔GI并将接收信号输入到信道估测单元101和减法器102。因为导频符号为已知信号，信道估测单元101的IFFT单元101a对已知导频符号的副载波成分进行IFFT处理从而产生时间波形(摹本)，通过计算在摹本和接收的导频信号部分之间的交叉相关性，相关器101b测量延迟参数。事实上，相关器101b从接收信号中提取N个采样，一个时刻一个采样计算转换的摹本的相关值，由此计算N个采样的值。这样测量了在接收定时时具有直接波和延迟波的峰值的延迟参数。
将由信道估测单元101测量的延迟参数输入到超出GI延迟波检测器103，该检测器进行监测以判决是否观测到超出数据符号Di的保护间隔的长度NGD的延迟波。如图2所示，如果延迟波的延迟时间Nτ max大于NGD(NGD<Nτ max)，那么ISI摹本生成器104相应于超出NGD的部分(如图2中的阴影部分所示)使用导频符号或前面的数据符号产生一个ISI摹本，也就是相应于(Nτ max—NGD)采样的ISI摹本。
图4A至图4E描述了产生ISI摹本的方法。延迟波B以NGD或大于NGD落后于直接波A，延迟时间Nτ max满足关系式NGD<Nτ max。直接波A的数据符号D0与延迟波B的导频符号P部分重叠，并维持延迟波B的导频符号P的ISI。因此，必须从接收信号去除导频信号的该部分。受干扰的时间(采样的数量)为y＝(Nτ max—NGD)。因此，ISI摹本生成器104从已知导频信号波形中切去y部分并把它作为ISI摹本(请参见图4D中的阴影部分)。第一个信道补偿器105用信道估测值与ISI摹本相乘来应用信道补偿，并将结果输入到减法器102中。减法器102从接收的信号中减去ISI摹本并将差异输入到FFT运算单元106中，其为直接波A和延迟波B(数据符号D0)随后的阶段，如图4E的左面。
FFT运算单元106对输入的接收信号进行FFT处理来在每一个副载波基础上产生数据元素。FFT运算单元107对信道估测信号进行FFT处理以便为每个副载波产生信道补偿值。信道补偿器108将FFT处理的结果与逐个副载波的信道补偿值相乘，由此解调组成数据符号D0的副载波的数量的数据元素，并输出解调的数据。
IFFT运算单元109对从信道补偿器108输出的组成数据符号D0的副载波的数量的解调数据进行IFFT处理，并输出数据符号D0的时间波形信号。延迟电路110以等于一个符号时间Ts的时间延迟该时间波形信号并将该延迟的信号输入到ISI摹本生成器104。
与上面所述的类似的方式，直接波A的数据符号D1(请参见图4D)与延迟波B的前面的数据符号D0部分重叠，并维持延迟波B的数据符号D0的ISI。因此，需要从接收的信号去除数据符号D0的该部分。受干扰的时间(采样的数量)为y。因此，ISI摹本生成器104从前面的数据符号D0的时间波形信号中切去y部分并把它作为ISI摹本(请参见图4D中的阴影部分)。
第一个信道补偿器105将信道估测值与ISI摹本相乘来应用信道补偿，并将结果输入到减法器102中。减法器102从接收的信号中减去ISI摹本并将差异输入到FFT运算单元106中，其为直接波A和延迟波B(数据符号D1)随后的阶段，如图4E的右面。随后执行的处理与前面数据符号D0处理方式的相同。
因此，同样的方式，产生摹本并从接收的信号中去除，并进行FFT处理，之后进行信道补偿，解调每个数据符号并输出。
图5至图7为在包括下面描述的实施例中的延迟波位置(延迟时间)与BER性能(仿真的结果)的关系图。
仿真参数如下面的表1所示。
仿真参数
 
载波的数量 N＝1024
OFDM有效符号(采样) N<sub>U</sub>＝1024
导频符号间隔(符号) 14
导频符号的长度 固定的：N<sub>GP</sub>＝200(＝N<sub>GD</sub>)可变的：N<sub>GP</sub>＝400(＝N<sub>GD</sub>×2)
Eb/No 20dB
调制方案 16QAM
解调方案 基于本发明的权利要求
 
传输路径模式 2—路径模式(时间固定)D/U＝0，1，3dB固定相位：固定AT 33度延迟波位置：150至300个采样
表1
此处，“固定的”导频符号长度表示与数据符号长度相同的长度(NGP＝NGD)，“可变的”导频符号长度表示保持NGP＝2NGD。这阐明了关于等于数据采样的GI长度的1.5倍的延迟波位置(采样)与误码率(BER)性能之间的关系。延迟波位置为150到200个采样的情况为在GI之内的延迟波的BER性能。相比之下，本发明的一个效果就是对超出了GI的延迟波误码率性能降低的抑制程度。图5至图7说明了在每个D/U(0dB，1dB，3dB)的第一个实施例的性能。A表示没有应用本发明的接收方案的性能，B为第一个实施例的性能。可以看出，除了在D/U＝0dB的情况，BER性能比根据已知技术的OFDM通讯系统的性能提高了。此处D/U是指直接波(理想波)功率D被延迟波(非理想波)功率U相除的结果。
图8为第一个实施例的修正并且说明了当在FFT之后执行信道估测的情况。与在FFT之前执行信道估测的第一个实施例(图2)相同的成分用相同的参考符号表示。
信道估测单元101中的IFFT单元101c对FFT 106的处理结果进行IFFT处理，这样产生时间波形的接收信号。相关运算单元101d通过计算接收的信号的时间波形与已知导频信号的时间波形(摹本)的相关来测量延迟波。更具体地，相关运算单元101d从接收信号中选取N个采样，一次一个采样的计算变换摹本的相关值，并由此计算N个采样的值。这样测量具有直接波和延迟波在接收定时的峰值的延迟参数。之后执行与第一个实施例的相同的操作。
上面说明了有两个通道(直接和延迟波)并且ISI通道为其中一个通道的情况。然而，本发明并不限于产生的ISI通道的数量，它能够计算数量等于产生ISI通道的数量的摹本。此外，经过消除处理的通道的数量可能受限于其大小(功率)或延迟时间的大小。经过消除处理的通道的数量由性能和复杂度的折衷来确定。此外，图8的修正还可以适用于以下描述的实施例。
第二个实施例
图9为根据本发明第二个实施例的接收装置的方块图。第一个实施例仅抑制ISI，第二个实施例除了抑制ISI还同时抑制ICI。
图10A至图10F描述抑制产生ICI的原理。在第一个实施例中，如图10B所示的接收信号在消除如图10A所示的延迟波B的ISI段y以去除ISI后进行FFT处理。
然而，与ISI段y相应的延迟波B的部分不连续，而且不是周期波形。结果由FFT处理获得的每个副载波成分包括由于ICI的变形。为了消除该ICI，插入能使延迟波在ISI段y的跨度平滑而且具有周期性的波形，如图10C中的虚线所示。
据此，对图10B的接收信号进行FFT处理，如图10D所示，之后进行IFFT处理，这样来提供连续的信号波形，如图10E所示。
如果切除图10E中的连续信号波形的尾段y并插入到图10B中接收信号的前端y段，那么延迟波B就成为一个连续而且具有周期性的波形，如图10F所示。
如果对图10F中的信号进行FFT处理，就能抑制ICI。请注意，理想情况下，通过图10E的波形就能将10F中的延迟波B变成连续的周期波形。然而，因为图10B的波形要进行FFT和IFFT处理，图10E的波形略微偏离了理想的形状。
图3的第一个实施例和图9的第二个实施例中的相同部分采用相同的参考符号表示。FFT处理器201对从减法器102输入的数据符号Di的接收信号(请参见图10B)进行FFT处理，由此产生基于每个副载波的数据元素。信道补偿器202对副载波逐个用信道补偿值乘以FFT处理的结果。IFFT处理器203对从信道补偿器202输出的组成数据符号Di的副载波的数量的解调数据进行IFFT处理，并输出数据符号Di的时间波形信号(请参见图10E)。
解调信号恢复摹本生成器204删去从IFFT处理器203输入的时间波形信号的尾端的y段的信号部分，这样产生解调信号恢复摹本(ICI摹本)，并将该摹本输入合并器205。该合并器将解调信号恢复摹本与从减法器102输出的接收信号(请参见图10B)合并，这样产生连续信号波形，并将该波形输入给FFT运算单元106。请注意在产生解调信号恢复摹本的需要时间Td的情况下，要提供由虚线表示的延迟电路206，将从减法器102输出的信号延迟并将延迟的信号输入合并器205。
FFT运算单元106对从合并器205输出的合并信号进行FFT处理，由此在每个副载波基础上产生数据元素。信道补偿器108对副载波逐个用信道补偿值乘以FFT处理的结果，并将信道补偿的结果作为解调信号输出。这样可以同时抑止ISI和ICI。
根据第二个实施例，如图5至图7中的性能C所示，可以看出在D/U＝3dB时，获得了超过延迟落于保护间隔NGD的性能的BER性能。此外，在D/U＝0dB时，证明了根据本发明其性能得到改善；在当保持D/U＝1dB的苛刻环境下，性能几乎没有降低。这样可以看出，与根据现有技术的OFDM通讯系统相比，本发明的性能有很大提高。
第三个实施例
第二个实施例同时抑制了ISI和ICI。也就是说，如图10D所示，对图10B中的接收信号进行FFT处理，此后如果进行IFFT处理，可获得连续信号波形，如图10E所示。切除图10E中的连续信号波形的尾段y并将其插入到图10B中接收信号的前端y段，这样将延迟波B形成一个连续而且具有周期性的波形，如图10F所示，然后对图10F中的信号进行FFT处理来抑制ICI。
在第二个实施例中，如上所述，只有延迟波B的前端y段被摹本信号替代；理想波(直接波)A的ISI部分没有被摹本信号替代。在理想波(直接波)A的前端y段会经过衰落和拾取噪音，结果造成质量下降。另一方面，如图10E所示产生解调信号恢复摹本，在该摹本中的前端y段具有优于接收到的理想波A的质量。因此，第三个实施例补充第二个实施例，通过切除图10E的连续信号波形的前端y段，使用它作为摹本来替代图10B中的接收的理想信号A的前端y段。这样，可以进一步提高解调的质量。
图11为根据本发明第三个实施例的接收装置的方块图，图12的A至D部分为用于描述理想波与延迟波的信号相位。
图11中，“0”插入单元211将“0”插入到从减法器102输出的信号(请参见图12中的信号A)的理想波成分的ISI部分。FFT201、信道补偿器202和IFFT单元203对减法器102的输出信号进行FFT处理和信道补偿，并在信道补偿之后对解调的结果进行IFFT处理。解调信号恢复摹本生成器204将经过IFFT处理的信号(请参见图12的信号C)的前端y段RC和尾端y段RS作为解调信号恢复摹本(恢复摹本)输出。加法器212将恢复摹本RC和RS分别加到从“0”插入单元211中输出的理想波和延迟波(请参见图12的信号B)的前端y段，并输出结果。FFT运算单元106和信道补偿器108对加法的结果进行FFT处理和信道补偿(请参见图12中的信号D)并输出解调信号。与前面所述的相同，执行第一个实施例所述的产生ISI摹本和从接收信号中去除ISI摹本。
在大量延迟波超出了GI的情况下，“0”插入的ISI采样的数量由以下几种情况决定：(a)、最大功率通道，(b)、最小延迟通道。或(C)、(a)×(b)最大的通道。
图13描述了第三个实施例的效果。在D/U＝0dB，Eb/N0＝20dB的延迟时间—BER性能关系图中：A代表第二个实施例的性能，B代表第三个实施例的性能。根据第三个实施例，可以看出即使在苛刻的条件D/U＝0dB的情况下，也能得到改善的效果。此外，可以证明在要求较松(D/U＝1dB，D/U＝3dB等)的情况下，能得到非常大的改善效果。
图14为第三个实施例的修正。该修正具有多个级联的ICI抑制单元251。该ICI抑制单元251包括：对输入信号进行IFFT处理的IFFT单元203；用于从IFFT单元203输出信号产生恢复摹本的摹本生成器204；用于将恢复摹本加到“0”插入单元211的输出信号的加法器212；用于对加法结果进行FFT处理的FFT运算单元106；以及信道补偿器108。如果迭代数为2，则有两个ICI抑制单元251级联。通常，如果迭代数为k，则k个ICI抑制单元251级联。
图15描述该修正的效果。在D/U＝0dB，Eb/N0＝20dB的延迟时间—BER性能图中：A1、A2代表第二个实施例的性能，B1、B2代表第三个实施例的性能。A1、B1为单个ICI抑制单元251(没有迭代)时的性能，A2、B2为两个ICI抑制单元251(一次迭代)时的性能。
在第二个实施例中，迭代使性能改善的效果很小。然而，根据本发明，可以看出仅通过执行一次迭代，就能达到与在保护间隔内(在图中小于200个采样)基本相同的性能。
第四个实施例
图16为根据本发明第四个实施例的分集排列的方块图。此处第二个实施例的排列为两个分支，使用具有较大D/U分支的解调信号恢复摹本消除每个分支的ICI，两个分支的解调信号都被最大化比率合并和输出结果，或选择较大D/U的分支的解调信号并输出。
在图16中，在各自分支中的接收器301、302具有与第二个实施例中的接收器相同的功能，与图9中相同的部分用相同的参考符号表示。本实施例所不同的是：对于FFT运算单元106和201，本实施例采用共同的单元106；对于信道补偿器108和202，本实施例采用共同的补偿器108；对于IFFT单元109和203，本实施例采用共同的单元109；并去除了FFT运算单元201、信道补偿器202和IFFT单元203。
解调信号恢复摹本选择器/产生器303基于从各自分支中的接收器301和302的信道估测单元101中进入的延迟参数，计算每个分支的D/U，选择从IFFT单元109进入的具有较大D/U的信号，使用选择的信号创建解调信号恢复摹本(ICI摹本)并将创建的摹本输入到每个分支的接收器301和302的合并器205。差异性天线选择器/合并器304使从各自分支的接收器301和302进入的解调信号进行例如最大化比率合并和输出结果的操作。请注意D/U中的D指的是从信道估测单元101中进入的直接波(理想波)功率，U指的是延迟波(ISI部分，它是非理想波)的功率。如果D/U的值大，ISI部分的功率低；而如果D/U的值小，ISI部分的功率高。
在第四个实施例中，通过分集接收使具有较大D/U分支的ICI摹本信号用作具有较小D/U分支的ICI摹本信号，这样提高每个分支的解调信号的质量。在每个分支的解调信号的质量提高之后，执行与现有技术相似的差异性天线选择/合并，从而确保在苛刻条件下稳定的接收性能。在L(L>2)分支，使用具有最大D/U分支的ICI摹本就足够了。第四个实施例可看作是实施分集增益的性能提高方案。
图17、18为描述2分支分集接收效果的接收性能图。将低D/U分支和高D/U分支的D/U差(ΔD/U)作为一个参数，在每个图中说明了低D/U分支的接收性能A，为作比较，在每个图中也说明了在延迟时间小于数据保护间隔长度NGD(＝200个采样)的情况下的接收性能B。Eb/No与BER性能的关系在延迟时间保持在固定的300个采样(NGD＝200个采样)情况下进行仿真。此外，获得了在ΔD/U＝1dB和5dB的数据，以及表示了Eb/No与BER性能的关系。
因为每一个分支经历都经过独立衰落，所以分支相关性很小。利用这一点，使用可能获得分集增益程度的高D/U信号。
由于上述原因，从图17和18中可以看出，即使在ΔD/U＝1dB的没有分集增益的情况下，也能大大地抑制性能的降低。通过同时使用错误校正，可以保持高的线条质量。此外，在ΔD/U＝5dB时，获得的性能基本上等于延迟时间小于数据保护间隔长度NGD(＝200个采样)的情况下的接收性能B。这样能够证实第四个实施例中差异性天线的效果。请注意分集排列也适用于下面介绍的实施例。
如上所述，在k(＝2)分支的情况下执行第二个实施例。然而也可以在k个分支的情况下，执行第三个实施例。
第五个实施例
图19为用于执行基于每个副载波的选择合并或最大化比率合并的分集排列的第五个实施例的接收器的方块图。此处仍以第二个实施例的排列提供两个分支。请注意，通常可以采用k个分支。
各自分支的接收器311、312的功能与在第二个实施例中的一样，与图9相同的部分用相同的参考符号表示。该实施例的不同之处在于：①第二个实施例的IFFT单元109和延迟电路110由接收器311和312分担；②IFFT单元203由接收器311和312分担；③解调信号恢复摹本生成器313由接收器311和312分担并在IFFT单元203之前提供，而且对分支的输入信号进行基于每一个副载波的选择合并或最大化比率合并；和④设有差异性天线选择器/合并器314，对分支的解调信号进行选择合并或最大化比率合并并输出结果，该输出信号(解调信号)通过IFFT单元109和延迟单元110输入到ISI摹本生成器104。
图20A和20B为2分支分集接收的ISI摹本和恢复摹本的产生原理图。
选择接收
在选择接收(SEL接收)中，差异性天线选择器/合并器314和解调信号恢复摹本生成器313分别产生ISI摹本和恢复摹本，此时选择具有较大传输通道估测值的分支信号并逐个载波输出。这样，如果我们令X(i，j，k)代表OFDM解调之后的第k个分支的第i个符号，令Y(i，j，k)代表传输通道响应值(信道估测值)，令Z(i，j)代表选择后的摹本符号，那么，将通过下面的等式表示ISI摹本Z(i，j)和恢复摹本Z(i，j)，其中i代表符号数，j代表载波数，k代表分支数，K分支表示最大通道响应值。
也就是说，如图20A所示，使用第(i-1)符号X(i-1，j，k)，从下面的等式中得到ISI摹本Z(i，j)：
Z(i，j)＝X(i-1，j，K)，Y(i，j，K)＝max{Y(i，j，k)}            (1)
此外，如图20B所示，使用第i符号X(i，j，k)从下面的等式中得到恢复摹本Z(i，j)：
Z(i，j)＝X(i，j，K)，Y(i，j，K)＝max{Y(i，j，k)}              (2)
这样，在分集选择接收情况时，根据公式(1)解调信号恢复摹本生成器313逐个载波地选择具有较大传输通道估测值的分支的信号，IFFT单元203对IFFT副载波的每一个选择的信号进行IFFT处理来输出恢复摹本。
此外，差异性天线选择器/合并器314根据公式(2)选择具有较大传输通道估测值的分支的信号，将该信号输入至解调器(未在图中显示)并通过IFFT单元109和延迟单元110输入到ISI摹本生成器104。
最大化比率合并接收
在最大化比率合并接收(MRC接收)中，差异性天线选择器/合并器314和解调信号恢复摹本生成器313分别产生ISI摹本和恢复摹本，此时在分支中的信号被最大化比率合并并使用传输通道估测值输出。也就是说，当产生ISI摹本和恢复摹本时，多个天线分支的接收信号的每一个都与传输通道响应值相乘，并通过传输通道响应值规格化乘积的总数，采用规格化的值作为摹本信号。通过下面的等式表达基于最大化比率合并的摹本信号，其中使用与选择接收中的相同的标记符号表示，i代表符号数，j代表载波数，k代表分支数。
也就是说，如图20A所示，使用第(i-1)符号X(i-1，j，k)，从下面的等式中得到ISI摹本Z(i，j)：
Z ( i , j ) = &Sigma; k = 1 L X ( i - 1 , j , k ) &CenterDot; Y * ( i , j , k ) &Sigma; k = 1 L Y ( i , j , k ) &CenterDot; Y * ( i , j , k ) - - - ( 3 )
此外，如图20B所示，使用第i符号X(i，j，k)，从下面的等式中得到恢复摹本Z(i，j)：
Z ( i , j ) = &Sigma; k = 1 L X ( i , j , k ) &CenterDot; Y * ( i , j , k ) &Sigma; k = 1 L Y ( i , j , k ) &CenterDot; Y * ( i , j , k ) - - - ( 4 )
这样，在分集最大化比率合并情况下，解调信号恢复摹本生成器313根据公式(4)输出对每个载波的最大化比率合并获得的信号，IFFT单元203对每个副载波的输出信号进行IFFT处理来输出恢复摹本。
此外，差异性天线选择器/合并器314根据公式(3)计算规格化的传输通道响应值，将该值输入到解码器(未在图中显示)并通过IFFT单元109和延迟单元110输入到ISI摹本生成器104。
图21为描述第五个实施例效果的仿真性能图。此处，横轴表示Eb/N0，纵轴表示BER。此外，A(＝传统的)代表在每一个分支单独产生摹本而没有在摹本产生时实施分集的情况下(图9的第二个实施例)的性能；B(＝在时域进行SEL Div.)代表图16C中的第四个实施例的性能；C(＝在频域进行SEL Div.)代表在选择接收情况下的第五个实施例的性能；D(＝在频域进行MRC Div.)代表在最大化比率合并情况下的第五个实施例的性能。根据第五个实施例，能够获得比第四个实施例更好的效果。图21说明了在高速移动环境(V＝207Km/h，载频为fc＝5GHz)当保持衰减频率为fd＝960Hz的情况下的性能。即使在非常苛刻的环境下也能达到良好的效果。
第六个实施例
在第四个和第五个实施例中，即使在高ISI功率的低D/U的苛刻条件下也能由于分集增益而提高性能。然而，逐个分支的性能的提高会带来性能更大的提高。
图22为根据本发明第六个实施例的接收装置方块图。与图9的第二个实施例相同的部分用相同的参考符号表示。本实施例的不同之处在于在信道补偿器202和IFFT单元203之间设有符号直接调节单元310。
第六个实施例的目的是抑制产生ICI摹本时由于ICI的变形，经过FFT处理后的副载波的信号进行信道补偿后，要在符号直接调节单元310经过符号直接调节，并对直接调节的结果进行IFFT处理来产生ICI摹本。如果采取了该方法，可以校正维持ICI变形的解调信号的变形。图23为根据本发明第六个实施例中必须直接调节的星座图。假定每个副载波的数据经过了QPSK调制。如果没有发生变形，信号点将根据(00)、(01)、(10)、(11)存在于图23的每个象限x标志上。然而，如果发生了变形，信号点的位置将会改变。例如，信号点从第一象限的点A的位置改变到点B的位置。如果ICI摹本是在这些条件下产生的，将不能获得连续周期波形(请参见图10F)并且解调信号中会包含变形。因此，对信号点A、B进行直接调节并认为其在第一象限的x位置。当随后进行IFFT处理来产生ICI摹本时，将获得连续周期波形(请参见图10F)并能够提高性能。
根据第六个实施例，能够在D/U＝0dB和D/U＝1dB的苛刻环境下提高性能，如图5至图7所示的性能D，与传统OFDM通讯系统相比能够极大的提高性能。
第七个实施例
图24为根据本发明第七个实施例的接收装置的方块图。与图22所示的第六个实施例不同，本实施例设有一个开关401和阈值鉴别单元402，并且根据D/U的值自适应地控制以便：①使用符号直接调节的结果创建ICI摹本②使用不带直接调节的信道补偿创建ICI摹本。
如图5至图7所示，当延迟波功率增加而D/U下降至1dB以下时，在提供了直接调节的第六个实施例(图22)中的性能D优于未提供直接调节的第二个实施例(图9)的性能C。然而，与此相反，当D/U为1dB或大于1dB时，在提供了直接调节的第六个实施例(图22)中的性能D就比未提供直接调节的第二个实施例(图9)的性能C差。因此，阈值鉴别单元402从信道估测单元101进入的延迟参数，计算分别来自直接波和延迟波的功率D和U的D/U，并确定阈值是否是等于或小于还是大于1dB。如果阈值等于或小于1dB，通过开关401选择符号直接调节单元310提供直接调节的结果，并输入到IFFT单元203，这样产生ICI摹本。另一方面，如果D/U大于1dB，通过开关401选择信道补偿202的补偿结果，并输入到IFFT单元203，这样产生ICI摹本。
第八个实施例
图25为根据本发明第八个实施例的接收装置的方块图。与图9的第二个实施例相同的部分用相同的参考符号表示。本实施例的不同之处在于，在信道补偿器202和IFFT单元203之间设有限制器410，界限LM设置于如图26中的虚线表示的位置，在阴影部分的区域的信号点受限于虚线的信号点。如果采用这种排列，不执行图24中的阈值鉴别也能达到相同的性能。
图27至图29为分别在D/U为0、3、5dB的情况下的BER—延迟时间性能关系图。此处A为没有限制器的第二个实施例的BER性能，B为第八个实施例的BER性能。当保持D/U＝0dB时，第八个实施例的性能以一个数量级优于第二个实施例。当D/U大于3dB时，获得与第二个实施例的BER性能相同的性能。
信道估测单元的修正
第一个至第八个实施例中，信道估测单元101在导频符号期间进行信道估测并使用找到的信道估测值和延迟参数直至更新信道估测。然而，信道估测值和延迟参数依据衰减量变化。因此在该实施例，使用通过实施相邻的导频符号获得的两个信道估测值，来进行它们之间的插补。为了达到此目的，在保护间隔去除单元100后面设有缓冲器111，并在信道估测单元101中设有插入器101e，如图30所示。信道估测单元101的相关器101b计算在相邻的导频符号位置的第一个和第二个信道估测值，并将该值输入到插入器101e。该插入器在相邻符号之间线性插入信道补偿值(其包括延迟参数的延迟时间)，并在符号周期内输出插入值。虽然如果采用这种排列需要缓冲器111，但是可以提高有关高速衰减的跟踪性。
第九个实施例
图31为根据本发明第九个实施例的接收装置的方块图，其中与图9的第二个实施例相同的部分用相同的参考符号表示。本实施例的不同之处在于它设有用于去除导频符号的时间波形中的ISI摹本部分的ISI摹本去除单元501、FFT运算单元502、ICI波动值计算单元503和补偿ICI波动的乘法器504。
在第二个实施例中，对从中去除ISI的段y的图10B所示的数据符号的波形信号进行FFT处理。这样，即使产生了ICI摹本并插入到图10B中的波形的ISI的段y，也不能获得图10F那样的连续周期性波形，并会出现变形。
因此，在第九个实施例，计算图10B的数据符号波形进行FFT处理的影响并进行控制来消除该影响。更具体地，ISI摹本去除单元501从已知导频符号的时间波形信号中去除ISI段y，FFT运算单元502对ISI摹本去除单元501输出的信号进行FFT处理，ICI波动值计算单元503逐个副载波地计算FFT的输出和已知导频符号之间的差异，并计算ICI波动值Aexp(jφ)。乘法器504逐个副载波地用ICI波动值的性能倒数exp(—jφ)/A乘以信道补偿器202的输出信号，并将乘积输入到进行下一步的IFFT单元203。通过性能倒数的乘法结果，就可以补偿通过减法器102去除ISI段y的影响，可以通过解调信号恢复摹本生成器204产生精确的ICI摹本，并可以获得图10F所示的连续的周期波形。如果在导频信号之间线性地插入ICI波动值，就可以提高高速衰减的跟踪性能。
第十个实施例
图32为根据本发明第十个实施例的接收装置的方块图，其中与图22的第六个实施例相同的部分用相同的参考符号表示。本实施例的不同之处在于将信道补偿器202和IFFT单元203之间的直接调节单元310替代成符号逐渐调节单元601。
在符号直接调节的情况下，如图24所示，为了获得好的BER—延迟时间性能，需要依据D/U值在提供和不提供符号直接解调之间切换。第十个实施例的适应性很强，使得可以不需要这种切换。在图5至图7中，C代表了基于其中量化比特为无限的符号逐渐调节的性能(第二个实施例的性能)，D代表了基于符号直接调节的性能(第六个实施例的性能)。基于这些性能，如果符号逐渐调节的量化比特的长度为有限的，就可以获得C和D的中间性能。图33至图35为在符号逐渐调节的量化比特长度分别为二、三和五位的情况下的BER—延迟时间性能关系图。此处，A代表带有限制器的量化比特的长度为无限的第八个实施例(请参见图25)的性能，B、C和D为符号逐渐调节的量化比特长度分别为二、三和五位情况下的第十个实施例的性能，E为直接调节性能。
基于图33至图35，可以看出从复杂度和性能的角度来说，当量化比特数＝3(即逐渐调节的比特数＝2)时较理想。虽然在高速操作等时会引起问题，也可以通过例如DSP(数字信号处理器)的浮点数算法实现量化比特＝∞的情况。
第十一个实施例
如上所述的第一个至第十个实施例适应性很强，以至于导频符号的保护间隔的长度NGP可以大于数据符号的保护间隔的长度NGD，这样即使产生了超过了数据符号的保护间隔的长度NGD的延迟波，也能减少ISI和ICI并获得极好的性能。
如图36所示，第十一个实施例说明当导频符号的保护间隔的长度NGP与数据符号Di的保护间隔的长度NGD相等的情况，即使出现了具有延迟时间Nτ max大于保护间隔的长度的延迟波，也能从接收信号中排除ISI摹本来降低ISI并插入ICI摹本至排除的部分来降低ICI。
图37为根据第十一个实施例的第一个接收装置方块图，其中与图3的第一个实施例相同的部分用相同的参考符号表示。在结构上，第十一个实施例与第一个实施例不同之处在于：①将第一个实施例中的信道估测单元101替换成信道估测单元601；②删除第一个实施例中的超出GI延迟波检测器103；和③信道估测单元601与ISI摹本生成器104直接相连。
信道估测单元601包括：延迟参数测量单元601a，它通过计算已知导频符号和接收信号的时间波形信号之间的相关性来创建延迟参数；阈值鉴别器601b，用于检测峰值点大于将噪音考虑进去的固定峰值点的时间位置(直接波位置TD和延迟波位置TU)；超出GI延迟波检测器601c，用于确定峰间距TINT是否大于保护间隔的长度NGD，并且，如果峰间距TINT较大，则确定是否出现了超出了保护间隔的延迟波；“0”插入单元601d，当产生了超出保护间隔的长度NGD延迟波时，将小于阈值的相关值置“0”，并输出延迟参数。
ISI摹本生成器104从延迟参数中检测大于保护间隔的延迟时间部分作为ISI部分，并产生与ISI部分一致的已知符号的时间波形部分或之前符号的时间波形部分作为ISI摹本。之后，执行与第一个实施例相同的控制。
图38至图40为根据第十一个实施例的当保持NGD＝200个采样和D/U分别为0、1和3dB的情况下的BER—延迟时间性能关系图。为了比较，也示出了第一个实施例的性能。此处，A为第十一个实施例的性能，B为第一个实施例的性能。与第一个实施例相比，即使在例如D/U＝0dB的苛刻的条件下，也几乎观测不到性能下降。
图41为根据第十一个实施例的第二个接收装置方块图。此处，第十一个实施例设有ICI摹本生成器，且添加该ICI摹本到ISI间隔。
虽然没有说明，但是可以通过将第十一个实施例扩展至具有第三个至第十个实施例相同的结构来获得相等的效果。例如，可以通过采用2分支分集排列进一步提高性能。此外，考虑到ICI变形和符号鉴别错误的折衷，可以根据ISI强度(也就是D/U)适应地转换控制。
第十二个实施例
如上所述的第一个实施例至第十一个实施例产生ISI摹本并从接收信号中减去ISI摹本来降低ISI。必须用硬件来产生ISI摹本。
在第十二个实施例中，如图42所示，当出现大于保护间隔NGI的延迟波时，在最延迟的通道用“0”来代替接收信号，如图42中的(a)所示。也就是说，因为从ISI产生大于保护间隔NGI的延迟(＝Nτmax—NGI)，此时间区的接收信号(理想波和延迟波)由“0”代替来产生恢复摹本，并将恢复摹本添加到接收信号来产生解调信号。如果采用了这种方式，则不再需要产生ISI摹本，但是延迟时间越长，性能越下降。然而，很少出现延迟波大于保护间隔NGI的情况。
虽然如图42中(a)所示的用“0”替代的方式很简单，但是会产生不连续的波形和产生变形。因此产生如图42中(b)所示的窗函数并用该窗函数乘以ISI部分来保持其连续性及抑制变形的发生。
图43为根据本发明的第十二个实施例的接收装置方块图，其中与图22的第六个实施例相同的部分用相同的参考符号表示。与第六个实施例不同，本实施例删去用于产生ISI摹本并将其从接收信号中减去的组成部分102至105及109，并由波形整形器701代替。
图44为波形整形器701的第一个实施例，其设有选择信号产生器711和选择器712。选择信号产生器711进行监测来确定是否存在大于保护间隔NGI的延迟波。如果存在该延迟波且最大延迟波的延迟时间为Nτmax，选择信号产生器711输出在FFT窗体的前端期间(Nτmax-NGI)获得高电平的选择信号。在(Nτmax-NGI)时间段选择信号SSL为高电平时，在选择器712选择并输出“0”，而在其它时间段选择器712输出接收信号。
其中通过波形整形器701将ISI段变成零(即从中切除ISI的信号)的接收信号通过FFT201、信道补偿器202、符号直接调节单元310和IFFT单元203进行处理，并且通过解调信号恢复摹本生成器204产生恢复摹本。加法器205将恢复摹本插入接收信号的ISI部分(虽然也可以插入到从中切去了ISI部分的信号的“0”部分)。FFT106和信道补偿器108对其进行FFT处理和信道补偿并输出解调信号。
图45为波形整形器701的第二个实施例，其设有定时信号产生器721、窗函数产生器722和乘法器723。定时信号产生器721进行监视来确定是否存在大于保护间隔NGI的延迟波。如果存在此延迟波且最大延迟波的延迟时间为N τmax，定时信号产生器721输出在FFT窗体的前端期间(N τmax-NGI)获得高电平的定时信号。窗函数产生器722在定时信号为高电平的时段产生窗函数WF。窗函数的可能的例子为在(N τmax-NGI)期间直线增加至1.0的函数，如图46所示；具有时间常数(N τmax-NGI)的指数函数，如图47所示；或三角函数等。乘法器723用窗函数乘以接收信号并输出乘法结果。
在波形整形器701中与窗函数相乘的接收信号通过FFT201、信道补偿器202、符号直接调节单元310和IFFT单元203进行处理，并且通过解调信号恢复摹本生成器204产生恢复摹本。加法器205将恢复摹本插入从波形整形器701输出的信号的ISI部分，之后，FFT运算单元106和信道补偿器108对其进行FFT处理和信道补偿并输出解调信号。如图43中的虚线所示，设有零插入单元702，其将零插入到从变形整形器701输出的信号的ISI部分，这样可以将恢复摹本添加到已插入零的信号中。
请注意图43中的符号直接调节单元310不是必须设置的。另外，符号直接调节单元310可以由限制器(图25中)或符号逐渐调节单元(图32中)代替。此外，通过预先设置固定的间隔而不是自适应地控制变形整形器进行处理的间隔(N τmax-NGI)，可以确保减少处理量。
在上述的实施例中，本发明应用于单个延迟波的情况。然而本发明也自然适用于两个或更多的延迟波的情况。在这种情况下，根据下面的①至③来决定要经过消除ISI和ICI的延迟波。
①通过以功率降低的顺序限制延迟波的数量至K来降低计算量；
②通过以延迟时间降低的顺序限制延迟波的数量至K来降低计算量；
③通过考虑上述的①和②两个参数(功率和延迟时间)也就是以乘积结果的降低的顺序，限制延迟波的数量来降低计算量。
这样，根据本发明，通过使已知信号的保护间隔大于导频的保护间隔，可以降低由于超出数据保护间隔的延迟波的ISI。即使延迟波的延迟时间超出了数据的保护间隔，也能抑制BER的增加。此外，在时域抑制ISI，就可能对副载波的M进制调制状态数独立计算的固定量进行控制，并可以降低硬件的规模。
根据本发明，可以在时域抑制ISI和ICI，即使延迟波的延迟时间超过了数据的保护间隔，也能有效地抑制BER的增加。此外，因为在时域内抑制ISI和ICI，就可能对副载波的M进制调制状态数独立计算的固定量进行控制，这样能够降低硬件的规模。
根据本发明，根据信道补偿的结果提供符号直接调节，或以指定的量化比特长提供符号逐渐调节，并对调节的结果进行IFFT处理来产生解调信号恢复摹本。这样能进一步提高性能。
根据本发明，采用分集排列，并使用具有较高D/U的分支产生数据解调信号。这就可能提高数据调节的精确性。
根据本发明，采用分集排列，对多个分支中的接收信号进行选择和合并或进行最大比率合并，使用合并的信号产生恢复摹本和ISI摹本并抑制ISI和ICI。这就可能提高数据调节的精确性。
根据本发明，计算接收信号与已知信号之间的相关性，通过使用大于阈值的相关值来判断是否出现了大于保护间隔长度的延迟波，当出现了大于保护间隔长度的延迟波时产生恢复摹本和ISI摹本，抑制ISI和ICI。即使已知符号(导频符号)与数据符号的保护间隔的长度相等，也可能达到与已知信号的保护间隔长度大于导频的保护间隔长度的情况同样的效果。
根据本发明，计算接收信号与已知信号之间的相关性，并检测是否出现了大于保护间隔的长度的延迟波。当出现了大于保护间隔的长度的延迟波时，接收信号的ISI部分通过用零或窗函数相乘来整形，使用整形的接收信号产生恢复摹本并抑制ICI。这样通过简单的方式，可以进一步提高数据调节的精确性。
因为在不脱离本发明的本质和范围的前提下，可以有许多很明显的不同的实施例，因此除了在权利要求书中限定的外，本发明不仅仅只限于这些特定的实施例。

Claims (20)

1.一种正交频分复用传输系统中的接收装置，用来接收通过IFFT处理获得的信号中加入保护间隔的结果的传输信号，之后传送该信号，该装置包括：
用于接收信号的接收器，该信号是在添加到已知符号的保护间隔的长度大于添加到数据符号的保护间隔的长度情况下传输的；
延迟参数测量单元(101，101’)，用于通过计算接收信号和已知信号之间的相关性来测量具有延迟大于数据符号的保护间隔的延迟波的延迟参数；
符号间串扰ISI摹本生成器(103，104)，用于从延迟参数检测大于保护间隔的延迟时间部分作为ISI部分，并将与该ISI部分相符的部分作为ISI摹本；
第一信道补偿器(105)，用于对ISI摹本应用信道补偿；
减法器(102)，用于从所述接收信号中减去应用所述信道补偿的ISI摹本；
数据解调器(106)，通过对减法器的结果进行FFT处理来解调数据；
第二信道补偿器(108)，用于对解调数据应用信道补偿并输出信道补偿结果；
IFFT运算单元(109)，用于对从该第二信道补偿器输出的组成数据符号Di(i＝0，1，2，...)的解调数据进行IFFT处理；和
延迟电路(110)，以等于一个符号的时间延迟该数据符号Di并将该延迟的信号输入到该ISI摹本生成器，其中
所述的ISI摹本生成器生成与ISI部分相符的已知符号的时间波形部分或前一个符号的时间波形部分作为ISI摹本。
2.如权利要求1所述的装置，还包括：
用于对该减法器的输出进行FFT处理以解调数据和在信道补偿后对解调的结果进行IFFT处理用以产生解调信号恢复摹本的装置(201，202，203，204)；以及
用于将解调信号恢复摹本插入到通过减法将ISI摹本去除的所述减法器输出部分的装置(205)，
其中该数据解调器(106)，用于通过对插入所述减法器的输出的恢复摹本的结果信号进行FFT处理来解调数据。
3.如权利要求1或2所述的装置，
其中所述延迟参数测量单元在接收信号的时间波形和已知符号的时间波形之间执行自相关操作，测量延迟参数并输出信道估测值；
所述的第一信道补偿器使用该信道估测值对ISI摹本进行信道补偿，并将结果输入到所述减法器；和
所述的第二信道补偿器将该信道估测值转换成逐个载波估测值并使用该信道估测值对FFT处理的结果进行信道补偿。
4.如权利要求1或2所述的装置，其中该延迟参数测量单元通过对FFT处理的结果进行IFFT处理产生接收信号的时间波形信号，在该时间波形和已知符号的时间波形之间执行自相关操作，测量延迟参数并输出信道估测值。
5.如权利要求3所述的装置，其进一步包括插入器，用于在已知符号之间插入延迟参数和信道估测值；使用插入的延迟参数和信道估测值来进行ISI摹本的产生和信道补偿的控制。
6.如权利要求2所述的装置，当该装置适用于差异性天线时还包括：
在多分支的每一个分支检测ISI部分影响程度及判定ISI部分影响程度小的分支的装置；
用于选择ISI部分影响程度小的分支的解调信号恢复摹本的装置；
使用选定的解调信号恢复摹本的每个分支。
7.如权利要求2所述的装置，其中所述的用于产生解调信号恢复摹本的装置具有直接调节单元，其用于根据基于每个载频的信道补偿结果提供符号直接调节；
所述的用于产生解调信号恢复摹本的装置对该减法器的输出进行FFT处理，对FFT处理的结果进行信道补偿，根据基于每个载频的信道补偿结果提供符号直接调节，对基于每个载频的直接调节的结果进行IFFT处理，用以产生解调信号恢复摹本。
8.如权利要求2所述的装置，其中所述的用于产生解调信号恢复摹本的装置具有用于监视判别要去除的延迟波功率的大小是否满足阈值的装置；
如果满足了阈值，其中所述的用于产生解调信号恢复摹本的装置选择信道补偿的结果，如果不满足阈值，则选择直接调节处理的结果，并对选择的结果进行IFFT处理，用以产生解调信号恢复摹本。
9.如权利要求2所述的装置，其中所述的用于产生解调信号恢复摹本的装置具有限制器，用于限制逐个副载波的信道补偿的结果不超过限定值；
其中所述的用于产生解调信号恢复摹本的装置对该减法器的输出进行FFT处理，对FFT处理的结果进行信道补偿，限制逐个副载波的信道补偿的结果不超过限定值，对限制的结果进行IFFT处理，用以产生解调信号恢复摹本。
10.如权利要求2所述的装置，还包括：
用于从已知信号中去除ISI部分的去除单元；
用于对该去除单元的输出信号进行FFT处理的装置，以便计算基于每个载波的ICI波动值，并找出基于每个载波的该ICI波动值的性能的倒数；和
所述的用于产生解调信号恢复摹本的装置对该减法器的输出进行FFT处理，对FFT处理的结果进行信道补偿，用每个载波的性能的倒数乘以信道补偿的结果并对每个载频的乘法结果进行IFFT处理，用以产生解调信号恢复摹本。
11.如权利要求2所述的装置，其中所述的用于产生解调信号恢复摹本的装置具有根据基于每个载频的信道补偿结果提供符号逐渐调节的逐渐调节单元；
所述的用于产生解调信号恢复摹本的装置对该减法器的输出进行FFT处理，对FFT处理的结果进行信道补偿，根据基于每个载频的信道补偿结果提供符号逐渐调节，对基于每个载频的逐渐调节的结果进行IFFT处理，以便产生解调信号恢复摹本。
12.一种正交频分复用传输系统中的分集接收装置，用来接收通过IFFT处理获得的信号中加入保护间隔的结果的传输信号，之后传送该信号，该装置在多分支的每一个分支中包括：
延迟参数测量单元(101)，通过计算接收信号和已知信号之间的相关性来测量具有延迟大于数据符号的保护间隔的延迟波的延迟参数；和
符号间串扰ISI摹本生成器(103，104)，用于从延迟参数检测大于保护间隔的延迟时间部分作为ISI部分，并产生与该ISI部分相符的ISI摹本；
第一信道补偿器(105)，对ISI摹本应用信道补偿；
减法器(102)，用于从接收信号中减去应用所述信道补偿的ISI摹本；
FFT/信道补偿装置(201，202)，用于对该减法器的输出进行FFT处理并执行信道补偿；
用于插入从恢复摹本产生装置(313)中输出的解调信号恢复摹本到通过减法将ISI摹本去除的该减法器输出部分的装置(205)；和
数据解调器(106)，通过对插入恢复摹本的结果的信号进行FFT处理来解调数据；
第二信道补偿器(108)，用于对解调数据进行信道补偿并输出信道补偿结果；
该装置还包括：
恢复摹本产生装置(313，203)，用于逐个载波地进行最大化比率合并或选择合并从每个分支的该FFT/信道补偿装置(201，202)输出的信号，及对每个分支的合并信号进行IFFT处理来产生恢复摹本；
选择器/合并器(314)，用于逐个载波地用最大化比率合并或选择合并经由每个分支的第二信道补偿器(108)从该数据解调器(106)解调的信号，并输出该合并的信号
IFFT运算单元(109)，对来自选择器/合并器(314)的组成数据符号Di(i＝0，1，2，...)的合并信号进行IFFT处理；和
延迟电路(110)，以等于一个符号的时间延迟该数据符号Di并将该延迟的信号输入到每一分支的ISI摹本生成器(104)，其中
所述每一分支的ISI摹本生成器生成与ISI部分相符的已知符号的时间波形部分或前一个符号的时间波形部分作为ISI摹本。
13.如权利要求1所述的装置，还包括：
零插入装置(211)，用于将零插入到该减法器的输出的ISI部分；
对该减法器的输出进行FFT处理和在信道补偿后对解调的结果进行IFFT处理的装置(201，202，203，204)，用以产生解调信号恢复摹本；以及
将恢复摹本添加到信号的ISI部分的装置，该信号是从其中插入零的该零插入装置中输出的，
其中该数据解调器(106)，通过对恢复摹本的加法结果的信号进行FFT处理来解调数据。
14.如权利要求13所述的装置，在复用阶段还包括：
通过进行IFFT处理产生恢复摹本的装置；
将该恢复摹本添加到通过该零插入装置从中插入零的ISI部分的装置；和
对恢复摹本的添加结果的信号进行FFT处理的装置。
15.如权利要求1、2或13所述的装置，其中如上所述的处理适用于添加到已知符号的保护间隔的长度大于添加到数据符号的保护间隔的长度的情况传输的信号。
16.一种正交频分复用传输系统中的接收装置，用来接收和解调通过IFFT处理获得的信号中加入预定长度的保护间隔的结果的传输信号，之后传送该信号，该装置包括：
用于计算接收信号和已知信号之间的相关性的运算单元(601a)；
使用相关值大于阈值来检测是否出现大于保护间隔长度的延迟波的装置(601b，601c)；
如果出现了大于保护间隔长度的延迟波，将等于或小于阈值的相关值置0并输出延迟参数的装置(601d)；
ISI摹本生成器(104)，用于从延迟参数检测大于保护间隔长度的延迟时间部分作为ISI部分，并将与该ISI部分相符的部分作为ISI摹本；
第一信道补偿器(105)，用于对ISI摹本应用信道补偿；
减法器(102)，用于从所述接收信号中减去应用所述信道补偿的ISI摹本；
数据解调器(106)，通过对减法的结果进行FFT处理来解调数据；
第二信道补偿器(108)，用于对解调数据进行信道补偿并输出信道补偿结果；
IFFT运算单元(109)，对从第二信道补偿器输出的组成数据符号Di(i＝0，1，2，...)的解调数据进行IFFT处理；和
延迟电路(110)，以等于一个符号的时间延迟该数据符号Di并将该延迟的信号输入到ISI摹本生成器，其中
所述的ISI摹本生成器生成与ISI部分相符的已知符号的时间波形部分或前一个符号的时间波形部分作为ISI摹本。
17.如权利要求16所述的装置，还包括：
对该减法器的输出进行FFT处理和在信道补偿后对解调的结果进行IFFT处理的装置(201，202，203，204)，用以产生解调信号恢复摹本；以及
将解调信号恢复摹本插入到通过减法将ISI摹本去除的该减法器输出部分的装置(205)，
其中该数据解调器，通过对插入恢复摹本的结果信号进行FFT处理来解调数据。
18.一种正交频分复用传输系统中的接收装置，用来接收和解调通过IFFT处理获得的信号中加入预定长度的保护间隔的结果的传输信号，之后传送该信号，该装置包括：
用于计算接收信号和已知信号之间的相关性并输出延迟参数的装置(101)；
波形整形器(701)，用于从延迟参数检测大于保护间隔长度的延迟时间部分作为ISI部分，并整形与该ISI部分相符的接收信号部分的波形；
对该波形整形器的输出进行FFT处理和信道补偿，对在信道补偿后的信号进行直接调节，并对直接调节的结果进行IFFT处理的装置(201，202，310，203，204)，用以产生解调信号恢复摹本；
将解调信号恢复摹本添加到接收信号的装置(205)；
数据解调器(106)，通过对添加解调信号恢复摹本的结果的信号进行FFT处理来解调数据；和
第二信道补偿器(108)，用于对解调数据进行信道补偿并输出信道补偿结果。
19.如权利要求18所述的装置，其中该波形整形器将与ISI部分相符的接收信号的部分置零。
20.如权利要求18所述的装置，其中该波形整形器用预定的窗函数乘以与ISI部分相符的接收信号的部分。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101729461B (zh) * 2008-10-20 2013-04-24 澜起科技（上海）有限公司 消除单频干扰及多频干扰的系统及方法

Families Citing this family (118)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4121407B2 (ja) * 2003-03-20 2008-07-23 富士通株式会社 Ｏｆｄｍシンボルを復調する受信機
CN1778060B (zh) * 2003-06-19 2011-06-15 索尼株式会社 多载波传输的无线通信系统、接收器及方法、发送器及方法
JP4291674B2 (ja) * 2003-11-11 2009-07-08 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Ｏｆｄｍ送信機及びｏｆｄｍ受信機
JPWO2005055479A1 (ja) * 2003-12-02 2007-07-05 松下電器産業株式会社 マルチキャリア伝送における無線送信装置およびピーク電力抑圧方法
US7756003B1 (en) 2004-02-27 2010-07-13 Marvell International Ltd. Adaptive OFDM transmitter based on carrier frequency offset
PL1732773T3 (pl) * 2004-04-06 2009-05-29 Michael Stegmair Urządzenie do rozłącznego umieszczania pomocniczego środka trakcyjnego na kole pojazdu mającym obręcz i oponę z bieżnikiem
JP4574210B2 (ja) * 2004-04-16 2010-11-04 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 受信機、送信機および無線通信システム並びにチャネル推定方法
US20060246928A1 (en) * 2004-04-22 2006-11-02 Hidetoshi Nishino Synchronization processing apparatus and synchronization processing method
RU2006147002A (ru) * 2004-05-28 2008-07-10 Конинклейке Филипс Электроникс Н.В. (Nl) Способ обработки сигналов и процессор сигналов в системе ofdm
US20050276337A1 (en) * 2004-06-09 2005-12-15 Lucent Technologies, Inc. Bandwidth efficient orthogonal frequency division multiplexing communication system
WO2006006238A1 (ja) * 2004-07-14 2006-01-19 Fujitsu Limited マルチキャリア受信方法及びマルチキャリア受信装置
JP4421416B2 (ja) * 2004-08-04 2010-02-24 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ方式の受信装置
US7340000B1 (en) * 2004-08-13 2008-03-04 Cisco Technology, Inc. Decision feedback equalizer in an OFDM WLAN receiver
US7672383B2 (en) * 2004-09-17 2010-03-02 Qualcomm Incorporated Noise variance estimation in wireless communications for diversity combining and log-likelihood scaling
KR100715913B1 (ko) * 2004-10-12 2007-05-08 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중접속 방식의 이동통신시스템에서레인징 신호 검색 장치 및 방법
US20060083291A1 (en) * 2004-10-15 2006-04-20 Zheng Hongming Receiver apparatus, and associated method, for operating upon data communicated in a MIMO, multi-code, MC-CDMA communication system
CN100566317C (zh) * 2004-10-22 2009-12-02 财团法人工业技术研究院 基于频率相关性的相干正交频分复用接收器同步方法与装置
JP4167646B2 (ja) 2004-11-30 2008-10-15 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ復調装置
JP3724501B1 (ja) 2004-11-30 2005-12-07 三菱電機株式会社 復調装置、ダイバーシチ受信装置および復調方法
EP1830501A1 (en) * 2004-12-21 2007-09-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Ofdm reception device
US20090279420A1 (en) * 2005-01-11 2009-11-12 Nec Corporation Base station apparatus, radio transmission system, radio base station program, and timing estimation method
WO2006075732A1 (ja) * 2005-01-17 2006-07-20 Sharp Kabushiki Kaisha 無線通信装置
CN101103572B (zh) * 2005-01-20 2011-03-23 松下电器产业株式会社 发送装置、接收装置及无线通信方法
US8019032B2 (en) * 2005-02-04 2011-09-13 Qualcomm Incorporated Method and system for channel equalization
JP4440303B2 (ja) * 2005-03-02 2010-03-24 三菱電機株式会社 受信装置
JP4364820B2 (ja) 2005-03-09 2009-11-18 株式会社メガチップス Ｏｆｄｍダイバーシティ受信装置
EP3322114B1 (en) 2005-03-10 2019-05-15 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Radio receiver apparatus and radio transmitter apparatus
WO2006098011A1 (ja) * 2005-03-16 2006-09-21 Fujitsu Limited 多入力システムにおける無線通信装置及びチャンネル推定及び分離方法
KR100690615B1 (ko) 2005-03-21 2007-03-09 엘지전자 주식회사 직교 주파수 분할 다중화 수신기의 전력 의존 소프트 결정장치 및 그 방법
JP4557160B2 (ja) * 2005-04-28 2010-10-06 日本電気株式会社 無線通信システム、無線通信装置、受信装置、および無線通信方法
JP4936680B2 (ja) * 2005-05-20 2012-05-23 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ受信方法及び受信装置
US7660229B2 (en) * 2005-06-20 2010-02-09 Texas Instruments Incorporated Pilot design and channel estimation
JP5072199B2 (ja) * 2005-06-23 2012-11-14 株式会社東芝 デジタル変調信号受信装置及びその受信方法
JP4827845B2 (ja) 2005-07-29 2011-11-30 パナソニック株式会社 マルチキャリア通信における無線通信基地局装置、無線通信移動局装置、および、パイロット信号系列割当方法
EP1921785A1 (en) * 2005-08-26 2008-05-14 Sharp Kabushiki Kaisha Communication control apparatus, communication terminal apparatus, wireless communication system, and transmitting method
JPWO2007032497A1 (ja) * 2005-09-16 2009-03-19 住友電気工業株式会社 受信機、伝送方法、及び伝送システム
JP4516505B2 (ja) * 2005-09-21 2010-08-04 シャープ株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置
CN101341677B (zh) * 2005-10-21 2012-01-11 松下电器产业株式会社 载波间干涉去除装置及使用其的接收装置
US7835460B2 (en) * 2005-10-27 2010-11-16 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for reducing channel estimation noise in a wireless transceiver
JP2007159066A (ja) * 2005-12-08 2007-06-21 Sanyo Electric Co Ltd 無線通信装置及び無線通信制御方法
KR100728221B1 (ko) * 2005-12-08 2007-06-13 한국전자통신연구원 터보부호 ｏｆｄｍ 시스템용 반복적 잔류 주파수 위상 보정장치 및 그 방법
JP4659840B2 (ja) 2005-12-28 2011-03-30 富士通株式会社 通信装置及びチャネル推定方法
US7813421B2 (en) 2006-01-17 2010-10-12 Marvell World Trade Ltd. Order recursive computation for a MIMO equalizer
JP5108232B2 (ja) * 2006-01-20 2012-12-26 富士通株式会社 無線通信システム及び無線通信方法
US7899107B1 (en) 2006-04-17 2011-03-01 Marvell International Ltd. Preamble detection using low-complexity cross-correlation
CN102882628B (zh) * 2006-04-25 2016-12-21 日本电气株式会社 无线发送设备、无线通信系统和导频信号发送方法
US8045927B2 (en) * 2006-04-27 2011-10-25 Nokia Corporation Signal detection in multicarrier communication system
US7864884B2 (en) * 2006-04-27 2011-01-04 Nokia Corporation Signal detection in OFDM system
EP2023519A1 (en) * 2006-05-30 2009-02-11 Sharp Kabushiki Kaisha Wireless receiver, wireless communication system and wireless receiving method
US7991077B1 (en) * 2006-05-31 2011-08-02 Marvell International Ltd. Preamble detection with multiple receive antennas
KR100979598B1 (ko) * 2006-06-26 2010-09-01 교세라 가부시키가이샤 Ｏｆｄｍ 통신 장치 및 가드 인터벌 길이 결정 방법
JP4637061B2 (ja) 2006-06-28 2011-02-23 富士通株式会社 無線送信装置及びガードインターバル挿入方法
JP4929895B2 (ja) * 2006-07-24 2012-05-09 富士通株式会社 送信装置及びサブフレームの作成方法
KR100752670B1 (ko) 2006-08-25 2007-08-29 삼성전자주식회사 순방향 에러 정정 디코더의 출력을 이용하여 심볼 값을추정하는 ｏｆｄｍ 시스템, 심볼 추정 장치 및 캐리어사이의 간섭 제거 방법
JP2008099259A (ja) * 2006-09-14 2008-04-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ送信装置及びデータ受信装置
US20080069264A1 (en) * 2006-09-14 2008-03-20 Tomokazu Sada Data transmitting apparatus and data receiving apparatus
WO2008084634A1 (en) 2007-01-10 2008-07-17 Nec Corporation Transmission of mbms in an ofdm communication system
JP4633189B2 (ja) * 2007-03-16 2011-02-16 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 通信システム、送信装置、通信方法
JP4782717B2 (ja) * 2007-03-23 2011-09-28 富士通株式会社 無線フレームの先頭位置検出方法及び装置
WO2008129609A1 (ja) * 2007-04-06 2008-10-30 Panasonic Corporation 送信装置及びｓｓｂ信号形成方法
US7579921B2 (en) * 2007-04-25 2009-08-25 Nec Laboratories America, Inc. On-off keying-7-phase shift keying modulation system and method for fiber communication
CN101350803B (zh) * 2007-07-16 2012-11-28 电信科学技术研究院 下行数据的传送方法和装置
EP2178233A1 (en) * 2007-08-06 2010-04-21 Sharp Kabushiki Kaisha Receiver and reception method
US7778318B1 (en) * 2007-08-15 2010-08-17 Agilent Technologies, Inc. OFDM gain compression measurement
DE102007039786A1 (de) * 2007-08-23 2009-02-26 Deutsche Telekom Ag Verfahren und Vorrichtung zur Messung des Antennendiversity-Gewinns in digitalen Funkübertragungssystemen
US7773683B2 (en) * 2007-08-31 2010-08-10 Industrial Technology Research Institute Method and apparatus for ICI cancellation in communication systems
KR101413309B1 (ko) * 2007-10-08 2014-06-27 엘지전자 주식회사 채널 선택성을 감소시키는 전송기 및 데이터 전송 방법
JP5157430B2 (ja) * 2007-12-27 2013-03-06 日本電気株式会社 送信装置、送受信装置、送信方法、送受信方法
US20090185630A1 (en) * 2008-01-23 2009-07-23 Mediatek Inc. Method and apparatus for estimating the channel impulse response of multi-carrier communicating systems
JP5031600B2 (ja) 2008-01-28 2012-09-19 京セラ株式会社 無線通信方法、無線通信システム、基地局、移動局
CN101499814B (zh) * 2008-01-30 2012-09-05 京信通信系统（中国）有限公司 用于wcdma系统同频多小区下行的参数测量方法
JP5314002B2 (ja) * 2008-02-27 2013-10-16 パナソニック株式会社 受信装置、集積回路及び受信方法
JP5108940B2 (ja) * 2008-03-31 2012-12-26 株式会社日立製作所 無線通信システムにおけるタイミング調整方法、受信局、送信局及び無線通信システム
US7912142B2 (en) * 2008-04-04 2011-03-22 Newport Media, Inc. Double layer maximum ratio combining for an OFDM receiver with inter-carrier-interference cancelling
JP5281078B2 (ja) * 2008-04-11 2013-09-04 パナソニック株式会社 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム
KR100980498B1 (ko) * 2008-04-28 2010-09-07 (주)에프씨아이 부반송파의 리오더링이 필요하지 않은 ｏｆｄｍ 수신기 및ｏｆｄｍ 신호처리방법
JP2009278448A (ja) * 2008-05-15 2009-11-26 Fujitsu Microelectronics Ltd Ｏｆｄｍ受信機およびｏｆｄｍ受信方法
JP5023006B2 (ja) * 2008-07-09 2012-09-12 日本放送協会 Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置
EP2146470B1 (en) * 2008-07-15 2012-02-01 ST-Ericsson SA Inter-carrier interference reduction for multi-carrier signals
JP2010034934A (ja) * 2008-07-30 2010-02-12 Oki Semiconductor Co Ltd 伝送路推定方法及び伝送路推定器
US7664190B1 (en) * 2008-08-04 2010-02-16 Mediatek Inc. Multi-carrier receiver with dynamic power adjustment and method for dynamically adjusting the power consumption of a multi-carrier receiver
KR101576911B1 (ko) * 2008-09-11 2015-12-11 삼성전자주식회사 세컨더리 시스템의 협력 신호에 기반하는 인지 무선 통신 시스템
JP4626698B2 (ja) * 2008-09-29 2011-02-09 ソニー株式会社 情報処理装置及び方法、表示装置、並びにプログラム
KR100967058B1 (ko) * 2008-11-21 2010-06-29 성균관대학교산학협력단 무선통신 시스템에서의 개량된 채널 추정 방법 및 채널 추정기
KR20100070751A (ko) * 2008-12-18 2010-06-28 한국전자통신연구원 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 그 장치
US8396180B2 (en) * 2008-12-18 2013-03-12 Kawasaki Microelectronics America Inc. High jitter tolerant phase comparator
US8761274B2 (en) * 2009-02-04 2014-06-24 Acorn Technologies, Inc. Least squares channel identification for OFDM systems
KR20110018143A (ko) * 2009-08-17 2011-02-23 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 등화기 수신기 및 방법
JP5349206B2 (ja) * 2009-08-28 2013-11-20 三菱電機株式会社 キャリア間干渉除去装置及びキャリア間干渉除去方法
JP5115534B2 (ja) * 2009-10-14 2013-01-09 富士通株式会社 無線通信システム及び無線通信方法
US8908794B2 (en) 2009-11-09 2014-12-09 Nec Corporation Wireless sending apparatus, wireless sending method, storage medium and baseband circuit
JP5428788B2 (ja) * 2009-11-13 2014-02-26 シャープ株式会社 受信装置、受信方法、及び受信プログラム
JP5371722B2 (ja) * 2009-12-11 2013-12-18 シャープ株式会社 受信装置、受信方法、及び受信プログラム
US8335269B2 (en) 2009-12-16 2012-12-18 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus for receiving signals in a communication system based on multicarrier transmission and method for interference cancellation
US8254510B2 (en) * 2009-12-23 2012-08-28 Industrial Technology Research Institute Apparatus and method for inter-carrier interference cancellation
JP5415308B2 (ja) 2010-01-26 2014-02-12 京セラ株式会社 基地局及び基地局での基準タイミングの調整方法
JP5644475B2 (ja) * 2010-02-18 2014-12-24 富士通株式会社 受信装置
JP5454237B2 (ja) 2010-03-05 2014-03-26 富士通株式会社 受信装置および受信方法
JP5454236B2 (ja) 2010-03-05 2014-03-26 富士通株式会社 受信装置および受信方法
JP2011217191A (ja) * 2010-03-31 2011-10-27 Fujitsu Ltd Ｏｆｄｍ信号の受信方法及びその方法を実行する受信装置
JP2012204941A (ja) * 2011-03-24 2012-10-22 Toshiba Corp 受信装置および受信方法
JP5812827B2 (ja) * 2011-11-30 2015-11-17 三菱電機株式会社 受信装置
US9401826B2 (en) * 2012-02-17 2016-07-26 Sony Corporation Signal processing unit employing a blind channel estimation algorithm and method of operating a receiver apparatus
WO2014006961A1 (ja) * 2012-07-06 2014-01-09 日本電気株式会社 フェージングドップラ周波数推定装置およびフェージングドップラ周波数推定方法
US9544171B2 (en) * 2013-02-12 2017-01-10 Nokia Solutions And Networks Oy Zero insertion for ISI free OFDM reception
JP6198665B2 (ja) 2013-07-05 2017-09-20 三菱電機株式会社 受信装置及び受信方法
KR102110841B1 (ko) * 2013-08-01 2020-05-14 삼성전자주식회사 신호 복조를 위하여 임계값을 적응적으로 설정하는 방법 및 장치
US8891705B1 (en) * 2013-08-26 2014-11-18 Amlogic Co., Ltd. Methods for signal processing to reduce inter-symbol-interference
US9635508B2 (en) * 2014-01-14 2017-04-25 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Fast method for wideband spectrum sensing
KR101549947B1 (ko) 2014-02-21 2015-09-03 국방과학연구소 Ofdm 레이더 시스템에서의 ici 효과를 제거하는 방법 및 장치
JPWO2016002106A1 (ja) * 2014-06-30 2017-06-22 日本電気株式会社 受信装置、受信方法及び受信プログラム
EP3427457B1 (fr) * 2016-03-11 2020-09-09 Orange Procédé et dispositif de transmission multiservice avec modulation fc-ofdm et récepteur correspondant
CN107276923B (zh) * 2016-04-07 2020-07-28 富士通株式会社 抗混叠的信道估计装置、方法以及接收机
US10396867B2 (en) * 2016-11-03 2019-08-27 National Instruments Corporation Reduced-complexity downlink (DL) signal demodulation using reciprocity reference signals for MIMO wireless communication systems
KR102549607B1 (ko) * 2019-01-28 2023-06-29 삼성전자주식회사 크로스토크 노이즈 및 심볼 간 간섭을 선택적으로 보상할 수 있는 전자 회로
US11611459B1 (en) * 2021-08-25 2023-03-21 Qualcomm Incorporated Symbol configuration for single-carrier for frequency domain equalization waveform
KR102623191B1 (ko) * 2022-03-04 2024-01-11 주식회사 램쉽 비대칭 풀두플렉스 신호송수신을 위한 에코제거회로
EP4297353A1 (en) * 2022-06-24 2023-12-27 Nxp B.V. Vehicular communication protocols with co-channel coexistence and inter-symbol interferance calculation

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2671923B1 (fr) * 1991-01-17 1993-04-16 France Etat Dispositif de demodulation coherente de donnees numeriques entrelacees en temps et en frequence, a estimation de la reponse frequentielle du canal de transmission et seuillage, et emetteur correspondant.
EP0802649A1 (en) * 1996-04-19 1997-10-22 ALCATEL BELL Naamloze Vennootschap Method and windowing unit to reduce leakage, Fourier transformer and DMT modem wherein the unit is used
DE19858106B4 (de) * 1998-12-16 2014-09-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Empfänger und Verfahren zum Verhindern einer Zwischensymbolstörung in einem Hochgeschwindigkeitsübertragungssystem
DE60029687T2 (de) * 1999-06-22 2007-10-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Symboltaktsynchronisierung in Mehrträgerempfängern
EP1065855A1 (en) 1999-06-29 2001-01-03 Sony International (Europe) GmbH Adaptation of cyclic extensions in an OFDM communication system
JP3116090B1 (ja) * 1999-09-17 2000-12-11 郵政省通信総合研究所長 通信システム、送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、および、情報記録媒体
JP2001103033A (ja) * 1999-09-30 2001-04-13 Hitachi Denshi Ltd データ伝送装置
CA2399297C (en) 2000-02-07 2005-12-06 At&T Corp. System and method for near optimal joint channel estimation and data detection for cofdm systems
US6693984B1 (en) * 2000-08-29 2004-02-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for compensating for intersymbol interference in a received signal
US7027519B2 (en) * 2001-02-28 2006-04-11 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Iterative maximum likelihood channel estimation and signal detection for OFDM systems
US7133474B2 (en) * 2001-07-31 2006-11-07 Motorola, Inc. Method and system for timing recovery and delay spread estimation in a communication system
US7139340B2 (en) * 2002-06-28 2006-11-21 Hitachi, Ltd. Robust OFDM carrier recovery methods and apparatus

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101729461B (zh) * 2008-10-20 2013-04-24 澜起科技（上海）有限公司 消除单频干扰及多频干扰的系统及方法

Also Published As

Publication number Publication date
DE60314709D1 (de) 2007-08-16
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