JP2003218824A - Ｏｆｄｍ用復調装置およびｏｆｄｍ用復調方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 時間窓の位置調整を短い処理時間で且つ高精
度で実行し得るＯＦＤＭ用復調装置の提供。 【解決手段】 窓位置誤差検出器９は、入力する複数の
周波数成分ｚ_n,0、ｚ_n,1、…、ｚ_n、N-1からパイロット
信号ＳＰ（１），…，ＳＰ（Ｐ）を抽出するパイロット
信号抽出部１０と、パイロット信号ＳＰ（２），…，Ｓ
Ｐ（Ｐ）の複素共役を生成する複素共役部１２₁，１
２₂，…，１２_P-1と、隣接する一組のパイロット信号の
うち一方と他方の複素共役との積ＳＰ（ｘ）・ＳＰ
^*（ｘ＋１）（但し、ｘ＝１〜Ｐ−１）を算出する乗算
器１１₁，…，１１_P-1と、それら積の平均値を算出する
加算器１３および平均化処理部１４と、当該平均値の位
相差θを抽出する位相成分抽出部１５と、位相差θから
ＦＦＴ窓位置の誤差（ズレ量）ｋ_εを算出する誤差算出
部１６とを備えて構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割
多重化）方式により送信された信号を受信するＯＦＤＭ
用復調装置およびＯＦＤＭ用復調方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】地上波デジタル放送の送信方式として、
或る帯域内に、互いに直交する数百〜数千の多数の搬送
波（サブキャリア）を多重伝送するＯＦＤＭ方式が日本
や欧州などで採用されている。「サブキャリアが互いに
直交する」とは、任意のサブキャリアのスペクトラムの
ピーク点が常に他のサブキャリアのスペクトラムのゼロ
点と一致している状態を意味する。このＯＦＤＭ方式
は、周波数利用効率が非常に高く、移動受信時に生じる
フェージング妨害に強いという利点をもつ。また、この
ＯＦＤＭ方式は、電波が高層ビルや山などの障害物で反
射し、複数経路から遅延して受信機に到達するというマ
ルチパス現象の影響を受けにくいという利点をももつ。
このようなＯＦＤＭ方式は、地上波デジタル放送のみな
らず、電話線や電力線を利用した有線通信、無線ＬＡＮ
（Local Area Network）などの無線通信などで採用され
つつある。例えば、ｘＤＳＬ（x Digital Subscriber L
ine）モデムではＤＭＴ（Discrete Multi-Tone）と称す
るＯＦＤＭ方式が採用されており、無線ＬＡＮではＩＥ
ＥＥ８０２．１１ａ規格にＯＦＤＭ方式が定められてい
る。

【０００３】図８に示すように、日本の規格では、ＯＦ
ＤＭ方式で変調されたシンボル信号は、データや制御信
号などを含む有効シンボルと、マルチパスの影響を低減
させる目的のガードインターバルとから構成されてい
る。ガードインターバルは各シンボル信号の先頭部分に
設定されており、有効シンボルの末尾部分のコピーであ
る。マルチパスによる反射波の遅延時間がガードインタ
ーバル期間Ｔｇ以内であれば、シンボル間干渉（ＩＳ
Ｉ；Inter Symbol Interference）の影響の無い完全な
１シンボル分のデータを取り出すことができる。尚、通
常、ガードインターバル期間Ｔｇは、有効シンボル期間
Ｔｕの１／４，１／８，１／１６，１／３２の何れかに
設定される。

【０００４】また、図９に示すように、日本の規格で
は、６ＭＨｚ〜８ＭＨｚの帯域幅をもつシンボル信号１
２０のスペクトラムを複数の階層Ｌ₁，Ｌ₂，Ｌ₃に分割
して伝送するという、所謂「階層伝送」が可能である。
各階層は、更に、同期変調用もしくは差動変調用の単数
または複数のセグメントＳ₁，Ｓ₂，…，Ｓ₁₃から構成さ
れている。また、階層単位またはセグメント単位で、Ｑ
ＰＳＫやＤＱＰＳＫ、多値ＱＡＭなどの変調方式、もし
くは、誤り訂正符号化の符号化率を個別に指定できる。
近年、移動通信端末や携帯通信端末においては、複数の
階層Ｌ₁，Ｌ₂，Ｌ ₃の中から一部階層のみを部分的に受
信（部分受信）する形態も採用されている。

【０００５】次に、図１０は、ＯＦＤＭ用復調装置１０
０の従来例の概略構成を示すブロック図である。ＯＦＤ
Ｍ用送信装置（図示せず）から送信されたＲＦ（Radio
Frequency）信号１０１は、伝送路を通ってＯＦＤＭ用
復調装置１００に到達する。フロント・エンド部１０３
は、受信アンテナ１０２で受信されたＲＦ信号１０１を
ＩＦ（Intermediate Frequency）信号に周波数変換し、
６ＭＨｚ〜８ＭＨｚの帯域幅のベースバンド信号に変換
してＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１０４に出力する。Ａ／Ｄ
変換器１０４は所定のサンプリング・レートで入力信号
をデジタル信号（シンボル信号）に変換する。このシン
ボル信号は、ミキサー１０５とリサンプラー１０６とを
介して直並列変換器１０７に入力し、この直並列変換器
１０７でパラレル信号に変換された後、ＦＦＴ（高速フ
ーリエ変換）演算器１１０に出力される。

【０００６】ＦＦＴ演算器１１０は、入力するＮ点の時
間領域のシンボル信号に対して高速フーリエ変換を施す
ことで、周波数領域のＮ個のＯＦＤＭ復調信号を生成
し、フレーム同期部１１３と第２周波数誤差検出器１１
２とＡ／Ｄ変換誤差検出器１１１とに出力する。

【０００７】第１周波数誤差検出器１０９と第２周波数
誤差検出器１１２は、共に、信号の周波数方向のズレ量
（誤差）を検出する回路である。第１周波数誤差検出器
１０９は、直並列変換器１０７からパラレルに入力する
シンボル信号を用いて狭帯域周波数の誤差ΔＦ₁を検出
する機能を有し、第２周波数誤差検出器１１２は、ＦＦ
Ｔ演算器１１０から入力する周波数領域の信号を用いて
広帯域周波数の誤差ΔＦ₂を検出する機能を有する。ミ
キサー１０５は、これら回路１０９，１１２から入力す
る誤差ΔＦ₁，ΔＦ₂を用いて当該誤差を補正した信号を
出力する。

【０００８】また、Ａ／Ｄ変換器１０４では、主にサン
プリング・レートの誤差に起因するＡ／Ｄ変換誤差が発
生する。Ａ／Ｄ変換誤差検出器１１１は、ＦＦＴ演算器
１１０から入力する周波数領域の信号を用いてそのＡ／
Ｄ変換誤差ΔＡを検出し、リサンプラー１０６に出力す
るものである。リサンプラー１０６は、当該誤差ΔＡを
補正するように信号レートを調整する。また、シンボル
同期部１０８は、リサンプラー１０６から入力する信号
を用いて各シンボル信号の始点情報ΔＳを検出して直並
列変換器１０７に出力する。直並列変換器１０７は、当
該始点のタイミングに合わせて直並列変換を実行する。

【０００９】次に、ＦＦＴ演算器１１０から出力された
ＯＦＤＭ復調信号は、フレーム同期部１１３でフレーム
同期を受けた後に、等化器１１４で波形等化を施され
る。この等化器１１４が出力した等化データは、並直列
変換器１１５でシリアル信号に変換された後、チャンネ
ル復号器１１６で、キャリア復調（ＤＱＰＳＫの差動復
調、もしくはＱＰＳＫや多値ＱＡＭの同期復調）、デイ
ンターリーブ、デマッピング、ビタビ復号化およびリー
ドソロモン復号化などを施される。次いで、このチャン
ネル復号器１１６が出力した信号は、ソース復号器１１
７でＭＥＰＧ（Moving Picture Experts Group）−２方
式などに従って復号化された後、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡ
Ｃ）１１８でアナログ化され出力される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上記ＦＦＴ演算器１１
０は、予め設定された時間区間（時間窓；ＦＦＴ窓）に
おけるシンボル信号を取り込み、取り込んだシンボル信
号に対してＦＦＴ演算を実行する。その時間窓の位置調
整はシンボル同期部１０８で行われるが、その位置調整
の精度は低いという問題点がある。また、時間の経過と
共に、Ａ／Ｄ変換誤差の累積やマルチパスの影響により
時間窓の位置がずれてしまう場合があるので、その位置
調整を常に行うのが望ましいが、従来の装置ではその位
置調整を短い処理時間で行うのが難しいという問題点が
あった。特に、受信したシンボル信号中の一部階層のみ
を部分受信する場合には、時間窓の位置調整を短い処理
時間で且つ高精度で行うことが困難であった。

【００１１】以上の問題点などに鑑みて本発明が目的と
するところは、時間窓の位置調整を短い処理時間で且つ
高精度で実行し得るＯＦＤＭ用復調装置およびＯＦＤＭ
用復調方法を提供する点にある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１に係る発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割
多重化）方式により互いに直交関係を満たす複数のサブ
キャリアを多重化した信号を受信して復調するＯＦＤＭ
用復調装置であって、アナログのシンボル信号をデジタ
ル信号にＡ／Ｄ変換して出力するＡ／Ｄ変換器と、所定
の時間区間の時間窓において前記デジタル信号を取り込
み、当該デジタル信号に対して直交変換を実行すること
により周波数領域のＯＦＤＭ復調信号を算出する直交変
換手段と、前記時間窓の位置のズレ量を検出して前記直
交変換手段に出力する窓位置誤差算出手段と、を備えて
おり、前記窓位置誤差検出手段は、前記ＯＦＤＭ復調信
号から、既知のパターンで埋め込まれた複数のパイロッ
ト信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、周波数方
向に隣接する一組の前記パイロット信号のうち、一方の
前記パイロット信号と他方の前記パイロット信号の複素
共役との積を算出する手段と、前記積の平均値を算出す
る平均化手段と、前記積の平均値から該平均値の位相成
分を抽出する位相成分抽出手段と、前記位相成分に基づ
いて前記時間窓の位置のズレ量を算出して前記直交変換
手段に出力する誤差算出手段と、を有し、前記直交変換
手段は、前記誤差算出手段から入力する前記ズレ量に基
づいて前記時間窓の位置を補正し前記直交変換を実行す
ることを特徴としたものである。

【００１３】請求項２に係る発明は、請求項１記載のＯ
ＦＤＭ用復調装置であって、前記シンボル信号は、周波
数領域を複数に分割した階層構造を有しており、前記窓
位置誤差検出手段は、前記ＯＦＤＭ復調信号の一部階層
のみを利用して前記ズレ量を検出するものである。

【００１４】請求項３に係る発明は、請求項２記載のＯ
ＦＤＭ用復調装置であって、前記一部階層は、既知のパ
ターンで所定のサブキャリアに埋め込まれたパイロット
信号を含む同期変調セグメントから構成されているもの
である。

【００１５】請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何
れか１項に記載のＯＦＤＭ用復調装置であって、前記直
交変換手段は前記直交変換として高速フーリエ変換を実
行するものである。

【００１６】次に、請求項５に係る発明は、ＯＦＤＭ
（直交周波数分割多重化）方式により互いに直交関係を
満たす複数のサブキャリアを多重化したシンボル信号を
受信して復調するＯＦＤＭ用復調方法であって、（ａ）
アナログの前記シンボル信号をデジタル信号にＡ／Ｄ変
換する工程と、（ｂ）所定の時間区間の時間窓において
前記デジタル信号を取り込み、当該デジタル信号に対し
て直交変換を実行することにより周波数領域のＯＦＤＭ
復調信号を算出する工程と、（ｃ）前記ＯＦＤＭ復調信
号から、既知のパターンで埋め込まれた複数のパイロッ
ト信号を抽出する工程と、（ｄ）周波数方向に隣接する
一組の前記パイロット信号のうち、一方の前記パイロッ
ト信号と他方の前記パイロット信号の複素共役との積を
算出する工程と、（ｅ）前記工程（ｄ）で算出された前
記積の平均値を算出する工程と、（ｆ）前記平均値から
該平均値の位相成分を抽出する工程と、（ｇ）前記位相
成分に基づいて前記時間窓の位置のズレ量を算出する工
程と、を備え、前記工程（ｂ）は、前記工程（ｇ）で算
出された前記ズレ量を用いて前記時間窓の位置を調整す
る工程を含むことを特徴とするものである。

【００１７】請求項６に係る発明は、請求項５記載のＯ
ＦＤＭ用復調方法であって、前記シンボル信号は、周波
数領域を複数に分割した階層構造を有しており、前記工
程（ｃ）は、前記工程（ｂ）で算出された前記ＯＦＤＭ
復調信号の一部階層のみの前記パイロット信号を抽出す
る工程である。

【００１８】請求項７に係る発明は、請求項６記載のＯ
ＦＤＭ用復調方法であって、前記一部階層は、既知のパ
ターンで所定のサブキャリアに埋め込まれたパイロット
信号を含む同期変調セグメントから構成されているもの
である。

【００１９】請求項８に係る発明は、請求項５〜７の何
れか１項に記載のＯＦＤＭ用復調方法であって、前記工
程（ｂ）は、前記直交変換として高速フーリエ変換を実
行する工程である。

【００２０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態に係
るＯＦＤＭ用復調装置１の概略構成を示すブロック図で
ある。尚、図１中、図１０に示した符号と同一符号を付
したブロックは、上記ブロックの機能と略同一機能を有
するものである。

【００２１】このＯＦＤＭ用復調装置１は、図１０に示
したＯＦＤＭ用復調装置１００と同様に、受信アンテナ
１０２、フロント・エンド部１０３、Ａ／Ｄ変換器１０
４、ミキサー１０５、リサンプラー１０６、直並列変換
器１０７、シンボル同期部１０８、第１周波数誤差検出
器１０９、ＦＦＴ演算器１１０、Ａ／Ｄ変換誤差検出器
１１１、第２周波数誤差検出器１１２、フレーム同期部
１１３、等化器１１４、並直列変換器１１５、チャンネ
ル復号器１１６、ソース復号器１１７およびＤ／Ａ変換
器１１８を備えている。

【００２２】このＯＦＤＭ用復調装置１は、更に、フレ
ーム同期部１１３から出力された信号を用いて、ＦＦＴ
演算器１１０における時間窓（以下、ＦＦＴ窓と呼
ぶ。）の位置の誤差（ズレ量）ｋ_εを算出する窓位置誤
差検出器９を備えている点に特徴がある。また、ＦＦＴ
演算器１１０は、窓位置誤差検出器９から入力する誤差
ｋ _εを用いてＦＦＴ窓の位置を微調整する機能を有す
る。この窓位置誤差検出器９の具体的構成について述べ
る前に、本発明に到達するに至った考え方を以下に説明
する。

【００２３】ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）において
ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）でＯＦＤＭ変調された
ベースバンド信号ｘ_n（ｋ）は、次式（１）で表現でき
る。

【００２４】

【数１】

【００２５】上式（１）中、ｊ²＝−１、ａ_n,s（ｋ＝０
〜Ｎ−１；ｎはシンボル番号）は周波数軸上でのＮ個の
複素数データ（サブキャリア・シンボル）、Ｎ＝Ｔｕ／
Ｔ（Ｔは標本化周期、１／Ｔはサンプリング周波数、Ｔ
ｕは有効シンボル期間）である。また、ｓはサブキャリ
ア番号を示す。

【００２６】上記ベースバンド信号ｘ_n（ｋ）は、マル
チパス伝送路（マルチパス・チャンネル）を送信された
後、ＯＦＤＭ用復調装置１で受信され復調される。その
結果、ＯＦＤＭ用復調装置１の直並列変換器１０７か
ら、次式（２）で表現される信号ｒ_n（ｋ）が出力され
ることになる。

【００２７】

【数２】

【００２８】上式（２）中、Ｎ_hはＮ以下の整数、ｈ
_n（ｉ）はｎ番目シンボルのチャンネル・インパルス応
答、ｎ（ｋ）は白色雑音を示している。伝送路において
は、キャリアの振幅がレイリー分布し、その位相が一様
分布するレイリーフェージングが発生したとき、直接波
や反射波などを含めた複数の波が受信機で受信されるた
め、マルチパス妨害が発生する。チャンネル・インパル
ス応答ｈ_n（ｉ）は、主にその種のマルチパス妨害の影
響を示す量である。

【００２９】受信したシンボル信号に対して、ガードイ
ンターバルを正確に除去した後に、ＦＦＴ演算器１１０
でＦＦＴを施して得た周波数成分ｚ_n,s（ｓ：キャリア
番号）は、次式（３）の通りである。次式（３）は、上
式（２）をフーリエ変換することで導出される。

【００３０】

【数３】

【００３１】但し、上式（３）中、Ｈ（ｎ，ｓ）は、次
式（４）で表現されるチャンネル伝達関数である。

【００３２】

【数４】

【００３３】また、上式（３）中、ｎ_n,sは、次式
（５）で定義される白色雑音の周波数成分を示してい
る。

【００３４】

【数５】

【００３５】次に、ＦＦＴ窓位置の誤差が周波数成分ｚ
_n,sに与える影響について考察する。図２および図３
は、シンボル信号とＦＦＴ窓との相対位置関係を示す概
略図である。図２および図３に示す通り、時間軸（ｔ）
に沿って複数のシンボル信号が連続的に伝送され、各シ
ンボル信号に対してＦＦＴ窓が設定されている。ＦＦＴ
演算器１１０は、当該ＦＦＴ窓に対応するシンボル信号
を取り込んでＦＦＴを実行することになる。図に示すシ
ンボル信号のガードインターバル２０は、先頭の期間Ｔ
_Aに、マルチパス伝送路による遅延波の影響が現れるＣ
ＩＲ（Channel Impulse Response）領域２１を含んでい
る。

【００３６】図２に示すように、ＦＦＴ窓３０がガード
インターバル２０のＣＩＲ領域２１を含まずに、それ以
外の領域２２を含む場合は、シンボル間干渉は発生せ
ず、周波数成分は、サブキャリア番号と共に増加する位
相回転量ｅｘｐ(−ｊ2πｓｋ_ε／Ｎ)を含んでいる。有
効シンボルの始点とＦＦＴ窓の始点との間の時間間隔を
ｋ_εで表すとき、上式（３）は、次式（６）のようにな
る。

【００３７】

【数６】

【００３８】一方、図３に示すように、ＦＦＴ窓３０
が、時間的に以前のシンボル信号におけるＣＩＲ領域２
１から開始する場合は、シンボル間干渉が発生する。こ
の時、文献「F. Classen. Systemkomponenten fur ein
e terrestrische digitale mobile Breitbandubertragu
ng. 1996. Dissertation at the RWTH-Aschen, ISBN 3-
8265-1289-8」によれば、周波数成分は、近似的に次式
（７）で表現することができる。

【００３９】

【数７】

【００４０】上式（７）によれば、周波数成分には位相
回転量ｅｘｐ(−ｊ2πｓｋ_ε／Ｎ)が作用すると共に、
シンボル間干渉のために、係数（Ｎ−ｋ_ε）／Ｎが作用
する分だけ信号が減衰し、雑音ｎ_Δε（ｎ，ｓ）が出現
している。このように、ＦＦＴ窓位置がＣＩＲ領域２１
に対応する場合は、当該ＦＦＴ窓位置を調整してシンボ
ル間干渉の影響を除去する必要がある。

【００４１】次に、従来のＦＦＴ窓位置の調整方法の概
略を説明し、その後、本発明に係るＦＦＴ窓位置の調整
方法について詳説する。例えば、欧州のデジタル放送規
格（ＤＶＢ−Ｔ）でのＦＦＴ窓の微調整は、伝送路特性
のインパルス応答を使用している。すなわち、図１に示
す等化器１１４で推定される伝送路特性が、ＦＦＴ窓位
置のズレの影響を大きく受けるため、ＦＦＴ窓位置の微
調整に利用されているのである。

【００４２】上述の通り、伝送路でマルチパス妨害が発
生すると、周波数選択性フェージングによりサブキャリ
ア毎に振幅および位相が変化する。一般に、セグメント
の変調方式がＤＱＰＳＫのような差動変調方式であれ
ば、必ずしも等化処理を実行する必要は無いが、周波数
利用効率を高めて狭帯域で多くの情報を送信したい場合
には、同期変調方式である多値ＱＡＭが採用される。多
値ＱＡＭを採用した場合は、振幅に情報を乗せるため等
化処理は必要である。送信側は、ＯＦＤＭ信号の中に、
位相と振幅の歪みの程度を参照するための参照信号（パ
イロット信号）を一定の割合で所定のキャリア位置に埋
め込むため、等化器１１４はそのパイロット信号を利用
して等化処理を実行することになる。

【００４３】また、等化処理はセグメント単位で実行さ
れる。日本の規格では、等化処理で使用される同期変調
用セグメントには９本の分散パイロット信号（以下、Ｓ
Ｐ信号と呼ぶ。）が挿入されており、このＳＰ信号を参
照信号として後述する伝送路応答が推定される。図５
に、「ディジタル放送システム委員会報告」（日本電気
通信技術審議会）で規定される「モード１」の場合の同
期変調用セグメントの信号配置を示す。この図５におい
ては、横方向が周波数方向（キャリア方向）、縦方向が
時間方向（シンボル方向）を示しており、各丸印は、デ
ータ信号、ＳＰ信号、ＴＭＣＣ（Transmission and Mul
tiplexing Configuration Control）信号もしくはＡＣ
（Auxiliary Channel）信号の何れかを表したものであ
る。伝送路推定に利用するＳＰ信号は各シンボル毎に９
本埋め込まれている。尚、ＴＭＣＣ信号は制御情報を伝
送するための信号、ＡＣ信号は付加情報を伝送するため
の拡張用信号である。これらＴＭＣＣ信号やＡＣ信号
は、マルチパスが伝送路応答へ与える影響を軽減するた
めに、キャリア方向のランダムな位置に埋め込まれてい
る。

【００４４】図４は、等化器１１４の概略構成を示すブ
ロック図である。この等化器１１４には、上記ＦＦＴ演
算器１１０からＯＦＤＭ復調信号ｚ_n,sが入力する。分
離器１２１は、ＯＦＤＭ復調信号ｚ_n,sを受信データ信
号ｚ_n,sd（ｓｄ：データ信号に対応するサブキャリア番
号）と受信パイロット信号ｚ_n,sp（ｓｐ：パイロット信
号に対応するサブキャリア番号）とに分解し、受信パイ
ロット信号ｚ_n,spを補間フィルタ１２２に出力し、受信
データ信号ｚ_n,sdを除算器１２３に出力する。補間フィ
ルタ１２２は、送信側で埋め込まれたパイロット信号の
既知の複素振幅をもつため、この複素振幅と受信パイロ
ット信号ｚ_n,spとを用いて、データ信号ｚ_n,sdを伝送す
るサブキャリアの伝送路応答Ｈ_c（ｎ，ｓｄ）を補間推
定し、除算器１２３に出力する。除算器１２３は、分離
器１２１から入力する受信データ信号ｚ_n,sdを推定伝送
路応答Ｈ_c（ｎ，ｓｄ）で除算した等化データｚ_n,sd／
Ｈ_c（ｎ，ｓｄ）を出力する。

【００４５】上記した欧州のデジタル放送規格では、次
式（８），（９）で規定されるように、推定伝送路応答
Ｈ_c（ｎ，ｓｄ）のパワーΛ_Hをズレ量ｋ_εの関数とみな
し、このパワーΛ_Hが最大値をとる時点でのズレ量ｋ_ε
＝＜ｋ_ε＞がＦＦＴ窓位置の誤差として算出される。

【００４６】

【数８】

【００４７】尚、上式（８）中の和Σは、パイロット信
号が配置されたサブキャリア番号の集合Ｐに属する全サ
ブキャリア番号ｓに関する和を示す記号である。

【００４８】しかしながら、この欧州方式は、日本のデ
ジタル放送規格で採用されることが難しい。欧州の規格
では、同期変調、差動変調に関わらず、シンボル信号中
の所定のサブキャリア位置にパイロット信号が配置され
ているので、受信側は、パイロット信号の配置パターン
を常に知っており、常に伝送路推定を行うことができ
る。対する日本の規格では、図９に示したように、１つ
のシンボル信号１２０中に同期変調セグメントと差動変
調セグメントとが予測不能に混在しており、欧州方式を
採用するのが困難である。また、欧州方式では、推定伝
送路応答のパワーΛ_Hが最大に至るまでズレ量ｋ_εをず
らす操作を繰り返し実行するため、計算量が膨大になり
処理時間が長大になるという欠点がある。更に、たとえ
伝送路推定が可能としても、伝送路推定に通常使用され
るＳＰ信号は同期変調セグメントのみに埋め込まれてい
るため、１セグメントや３セグメントなどの一部階層の
みを受信する部分受信の場合には、ズレ量ｋ_εの精度が
低くなるという欠点もある。

【００４９】本発明は、推定伝送路応答を使用せずに、
たとえ部分受信の場合であっても高精度に且つ短い処理
時間でズレ量ｋ_εの算出を実現するものである。上式
（６），（７）に示したように、ＦＦＴ窓位置のズレ
は、位相回転量ｅｘｐ(−ｊ2πｓｋ_ε／Ｎ)の形で現れ
る事実がある。本発明者らはこの事実に着目した。

【００５０】以下、パイロット信号間のポイント数（パ
イロット信号に対応するサブキャリア番号の間隔）をＤ
とした場合の、ＦＦＴ窓位置のズレ量ｋ_εとこのズレ量
ｋ_εに対応する位相差θとの関係式を導出する。

【００５１】上式（６）の周波数成分ｚ_n,sを用いて、
周波数方向に隣接する一組のパイロット信号ｚ_n,sとｚ
_n,s-Dのうち、一方のパイロット信号ｚ_n,sと他方のパイ
ロット信号の複素共役ｚ^* _n,s-Dとの積ｚ_n,s・ｚ^* _n,s-D
を次式（１０）の通りに算出する。

【００５２】

【数９】

【００５３】上式（１０）の最終辺の第２項、第３項お
よび第４項は、白色雑音ｎ_n,s、ｎ_{n ,s-D}を含むので十分
に小さな量と考えられる。従って、上式（１０）の積ｚ
_n,s・ｚ^* _n,s-Dは、最終辺の第１項に一致するとみなす
ことができる。このとき、積ｚ_n,s・ｚ^* _n,s-Dの位相差
θは、位相回転量の位相成分であるから、次式（１１）
のように導出できる。

【００５４】

【数１０】

【００５５】従って、上式（１１）を変形することによ
り、ＦＦＴ窓位置のズレ量ｋ_εは、次式（１２）のよう
にして導出できる。

【００５６】

【数１１】

【００５７】尚、前記関係式（１２）の導出の際には上
式（６）を用いたが、上式（７）を用いても同一の関係
式を導出することが可能である。すなわち、上式（６）
中のサブキャリア・シンボルａ_n,sを、上式（７）中の
量ａ_n,s×（Ｎ−ｋ_ε）／Ｎに置き換えると共に、上式
（６）中の白色雑音ｎ_n,sを、上式（７）中の量ｎ_n,s＋
ｎ_Δε（ｎ，ｓ）に置き換えればよい。

【００５８】以上のように、少なくとも１組のパイロッ
ト信号を使用するだけで、ＦＦＴ窓位置のズレ量ｋ_εを
導出できる。そのズレ量ｋ_εの精度を高めるためには、
ＳＰ信号を含む同期変調セグメント単位もしくは複数の
セグメント単位で、上式（１０）に示す積ｚ_n,s・ｚ^*
_n,s-Dの平均値を算出して、当該平均値の位相差θおよ
びそのズレ量ｋ_εを算出するのが望ましい。平均値を算
出する演算子をＥ（ｘ）（ｘは測定量）とするとき、上
式（１０）に示す積の平均値は、次式（１３）のように
なる。

【００５９】

【数１２】

【００６０】白色雑音ｎ_n,sとｎ_n,s-Dの平均値はゼロで
あり、白色雑音とそれ以外の量とは無相関であるとみな
すことにより、上式（１３）は、次式（１４）のように
変形できる。

【００６１】

【数１３】

【００６２】このように、一組のパイロット信号の積の
平均値を用いて、当該平均値の位相差θを算出すること
により、雑音成分の影響を低く抑えることが可能であ
る。便宜上、参照するパイロット信号をＳＰ（１），Ｓ
Ｐ（２），…，ＳＰ（Ｐ）で表し、複素成分Ｙの位相成
分θを抽出する演算子をＰＡＯ（Ｙ）で表現するとすれ
ば、次式（１５）が成立する。

【００６３】

【数１４】

【００６４】上式（１５）中、Ｐは、参照されるパイロ
ット信号の総数を示している。

【００６５】図１に示す窓位置誤差検出器９は、以上の
アルゴリズムを実現する回路構成を有する。図６は、そ
の窓位置誤差検出器９の回路構成を示すブロック図であ
る。この窓位置誤差検出器９は、入力する複数の周波数
成分ｚ_n,0、ｚ_n,1、…、ｚ_{n、 N-1}からパイロット信号Ｓ
Ｐ（１），…，ＳＰ（Ｐ）を抽出するパイロット信号抽
出部１０と、パイロット信号の複素共役ＳＰ^*（２），
…，ＳＰ^*（Ｐ）を生成する複素共役部１２₁，１２₂，
…，１２_P-1と、隣接する一組のパイロット信号のうち
一方と他方の複素共役との積ＳＰ（ｘ）・ＳＰ^*（ｘ＋
１）（ｘ＝１〜Ｐ−１）を算出する乗算器１１₁，…，
１１_P-1とを備えると共に、加算器１３、平均化処理部
１４、位相成分抽出部１５および誤差算出部１６を備え
て構成されている。

【００６６】加算器１３は、各乗算器１１₁〜１１_P-1か
ら出力された一組のパイロット信号の積ＳＰ（ｘ）・Ｓ
Ｐ^*（ｘ＋１）の総和を算出し、平均化処理部１４は当
該総和の平均値を算出する。次いで、位相成分抽出部１
５は、上式（１５）に基づいて当該平均値の位相差θを
抽出して出力する。次に、誤差算出部１６は、その位相
差θを用いて、上式（１２）に基づいてＦＦＴ窓位置の
ズレ量ｋ_εを算出する。そして、図１に示したＦＦＴ演
算器１１０は、窓位置誤差検出器９から出力されたＦＦ
Ｔ窓位置のズレ量ｋ_εを用いて、ＦＦＴ窓の位置を補正
する。

【００６７】図７は、上記の窓位置誤差検出器９を用い
たＦＦＴ窓位置の微調整のシミュレーション結果を示す
グラフである。図７に示すグラフの横軸は、時間軸に比
例するシンボル数に対応し、縦軸はＦＦＴ窓位置に対応
している。日本のデジタル放送規格では、１シンボルは
１３個のセグメントから構成されている。本シミュレー
ションでは、１シンボルのうち、図５に示した信号配置
をもつ１セグメントのＳＰ信号のみを用いて、ＦＦＴ窓
位置の微調整処理を行った。すなわち、最初（シンボル
数がゼロ）の時点で、ＦＦＴ窓位置を正確な位置からガ
ードインターバル側に（グラフの下方に）１０ポイント
ずらし、また、シンボル数が５０の時点で、有効シンボ
ル側に（グラフの上方に）６ポイントずらして、その調
整効果を測定した。図７のグラフに示す通り、最初のズ
レに対してはシンボル数が１の時点でＦＦＴ窓位置が正
確な位置に調整されており、次のズレに対しても、シン
ボル数が５１の時点でＦＦＴ窓位置が正確な位置に調整
されていることが分かる。

【００６８】以上のような窓位置誤差検出器９を有する
ＯＦＤＭ復調装置によれば、位相差θの演算回数が１回
で済むため、短い処理時間でＦＦＴ窓位置のズレ量ｋ_ε
を算出することが可能である。また、マルチパス妨害が
発生し、伝送路のインパルス応答がリアルタイムに変動
し得る状況下でも、ＦＦＴ窓位置の微調整を短い処理時
間で且つ高精度に行うことができる。特に、本発明に係
るアルゴリズムによれば、参照するパイロット信号の個
数が２個以上であればＦＦＴ窓位置のズレ量ｋ _εを算出
できることから、ＯＦＤＭ信号の一部階層のみを受信す
る部分受信の場合でも、当該一部階層に含まれるパイロ
ット信号を用いて高精度にズレ量ｋ_εを算出し、ＦＦＴ
窓位置の微調整を行うことが可能である。

【００６９】

【発明の効果】以上の如く、本発明の請求項１に係るＯ
ＦＤＭ用復調装置および請求項５に係るＯＦＤＭ用復調
方法によれば、時間窓の位置のズレ量を算出する際の演
算回数が少なくて済むため復調処理の短縮化が可能であ
る。また、伝送路においてレイリーフェージングなどに
よるマルチパス妨害が発生し、その伝送路のインパルス
応答が時間的に変動する場合でも、時間窓の位置の微調
整を高精度に行うことが可能である。

【００７０】請求項２および請求項６によれば、上記Ｏ
ＦＤＭ復調信号の全階層のパイロット信号を用いずに、
一部階層のパイロット信号のみを用いて時間窓の位置調
整を実行でき、部分受信の場合でも時間窓の位置の微調
整を高精度に実行できる。

【００７１】請求項３および請求項７によれば、日本の
デジタル放送規格では、１つのシンボル信号中に、同期
変調セグメントと差動変調セグメントとが予測不能な配
置で混在し得る場合があるが、かかる場合でも、１つの
同期変調セグメント中のパイロット信号のみを用いて時
間窓のズレ量を高精度に算出することが可能である。

【００７２】請求項４および請求項８によれば、周波数
領域のＯＦＤＭ復調信号を高速に算出することが可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ用復調装置
の概略構成を示すブロック図である。

【図２】シンボル信号とＦＦＴ窓との相対位置関係を示
す概略図である。

【図３】シンボル信号とＦＦＴ窓との相対位置関係を示
す概略図である。

【図４】等化器の概略構成を示すブロック図である。

【図５】同期変調セグメントの信号配置を示す図であ
る。

【図６】本実施の形態に係る窓位置誤差検出器の回路構
成を示すブロック図である。

【図７】ＦＦＴ窓位置の微調整のシミュレーション結果
を示すグラフである。

【図８】シンボル信号の概略構成を示す図である。

【図９】シンボル信号の階層構造を示す図である。

【図１０】ＯＦＤＭ用復調装置の従来例の概略構成を示
すブロック図である。

【符号の説明】

１ ＯＦＤＭ用復調装置 ９ 窓位置誤差検出器 １０ パイロット信号抽出部 ２０ ガードインターバル ２１ ＣＩＲ領域 ３０ ＦＦＴ窓 １１０ ＦＦＴ演算器 １１３ フレーム同期部 １１４ 等化器

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）方式
   により互いに直交関係を満たす複数のサブキャリアを多
   重化した信号を受信して復調するＯＦＤＭ用復調装置で
   あって、 アナログのシンボル信号をデジタル信号にＡ／Ｄ変換し
   て出力するＡ／Ｄ変換器と、 所定の時間区間の時間窓において前記デジタル信号を取
   り込み、当該デジタル信号に対して直交変換を実行する
   ことにより周波数領域のＯＦＤＭ復調信号を算出する直
   交変換手段と、 前記時間窓の位置のズレ量を検出して前記直交変換手段
   に出力する窓位置誤差算出手段と、を備えており、 前記窓位置誤差検出手段は、 前記ＯＦＤＭ復調信号から、既知のパターンで埋め込ま
   れた複数のパイロット信号を抽出するパイロット信号抽
   出手段と、 周波数方向に隣接する一組の前記パイロット信号のう
   ち、一方の前記パイロット信号と他方の前記パイロット
   信号の複素共役との積を算出する手段と、 前記積の平均値を算出する平均化手段と、 前記積の平均値から該平均値の位相成分を抽出する位相
   成分抽出手段と、 前記位相成分に基づいて前記時間窓の位置のズレ量を算
   出して前記直交変換手段に出力する誤差算出手段と、を
   有し、 前記直交変換手段は、前記誤差算出手段から入力する前
   記ズレ量に基づいて前記時間窓の位置を補正し前記直交
   変換を実行する、ことを特徴とするＯＦＤＭ用復調装
   置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のＯＦＤＭ用復調装置であ
   って、 前記シンボル信号は、周波数領域を複数に分割した階層
   構造を有しており、 前記窓位置誤差検出手段は、前記ＯＦＤＭ復調信号の一
   部階層のみを利用して前記ズレ量を検出する、ＯＦＤＭ
   用復調装置。
3. 【請求項３】 請求項２記載のＯＦＤＭ用復調装置であ
   って、前記一部階層は、既知のパターンで所定のサブキ
   ャリアに埋め込まれたパイロット信号を含む同期変調セ
   グメントから構成されている、ＯＦＤＭ用復調装置。
4. 【請求項４】 請求項１〜３の何れか１項に記載のＯＦ
   ＤＭ用復調装置であって、前記直交変換手段は前記直交
   変換として高速フーリエ変換を実行する、ＯＦＤＭ用復
   調装置。
5. 【請求項５】 ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）方式
   により互いに直交関係を満たす複数のサブキャリアを多
   重化したシンボル信号を受信して復調するＯＦＤＭ用復
   調方法であって、（ａ）アナログの前記シンボル信号を
   デジタル信号にＡ／Ｄ変換する工程と、（ｂ）所定の時
   間区間の時間窓において前記デジタル信号を取り込み、
   当該デジタル信号に対して直交変換を実行することによ
   り周波数領域のＯＦＤＭ復調信号を算出する工程と、
   （ｃ）前記ＯＦＤＭ復調信号から、既知のパターンで埋
   め込まれた複数のパイロット信号を抽出する工程と、
   （ｄ）周波数方向に隣接する一組の前記パイロット信号
   のうち、一方の前記パイロット信号と他方の前記パイロ
   ット信号の複素共役との積を算出する工程と、（ｅ）前
   記工程（ｄ）で算出された前記積の平均値を算出する工
   程と、（ｆ）前記平均値から該平均値の位相成分を抽出
   する工程と、（ｇ）前記位相成分に基づいて前記時間窓
   の位置のズレ量を算出する工程と、を備え、 前記工程（ｂ）は、前記工程（ｇ）で算出された前記ズ
   レ量を用いて前記時間窓の位置を調整する工程を含む、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ用復調方法。
6. 【請求項６】 請求項５記載のＯＦＤＭ用復調方法であ
   って、 前記シンボル信号は、周波数領域を複数に分割した階層
   構造を有しており、 前記工程（ｃ）は、前記工程（ｂ）で算出された前記Ｏ
   ＦＤＭ復調信号の一部階層のみの前記パイロット信号を
   抽出する工程である、ＯＦＤＭ用復調方法。
7. 【請求項７】 請求項６記載のＯＦＤＭ用復調方法であ
   って、前記一部階層は、既知のパターンで所定のサブキ
   ャリアに埋め込まれたパイロット信号を含む同期変調セ
   グメントから構成されている、ＯＦＤＭ用復調方法。
8. 【請求項８】 請求項５〜７の何れか１項に記載のＯＦ
   ＤＭ用復調方法であって、前記工程（ｂ）は、前記直交
   変換として高速フーリエ変換を実行する工程である、Ｏ
   ＦＤＭ用復調方法。