DE60314709T2

DE60314709T2 - Empfänger in einem OFDM-Übertragungssystem

Info

Publication number: DE60314709T2
Application number: DE60314709T
Authority: DE
Inventors: Makoto Yoshida
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2002-11-08
Filing date: 2003-10-16
Publication date: 2008-04-17
Anticipated expiration: 2023-10-17
Also published as: EP1418720A1; US7362832B2; EP1523143A1; DE60314709D1; US20040091057A1; CN1499753A; EP1523143A8; KR20040041498A; JP4298320B2; EP1418720B1; JP2004208254A; EP1523143B1; KR100922257B1; CN100499417C

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft eine Empfangsvorrichtung in einem Orthogonal-Frequenz-Multiplex-(OFDM)-Übertragungssystem zum Empfangen eines übertragenen Signals, das das Ergebnis ist eines Hinzufügens eines Schutzintervalls auf das Signal, das erhalten wird durch IFFT-(inverse schnelle Fourier-Transformation)-Verarbeitung, und dann Übertragen des Signals. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Empfangsvorrichtung in einem OFDM-Übertragungssystem, in dem, selbst wenn eine verzögerte Welle, über das Schutzintervall bzw. Guard-Intervall hinaus, erzeugt wird, ein exzellenter Empfang ausgeführt werden kann durch Verringern der Interferenz zwischen Symbolen und Interferenz zwischen Trägern.
Ein frequenzselektives Schwächerwerden, das zurückführbar ist auf eine Multipfadumgebung, tritt in breitbanddrahtloser Kommunikation auf. Ein effektives Verfahren zum Handhaben von diesem ist die Mehrträgermodulation, die die Übertragungsbandbreite in enge Bänder (Teilträger) teilt, die kein frequenzselektives Schwächerwerden erfahren, und paralleles Übertragen der Teilträger. Momentan werden Spezifikationen hinsichtlich digitalem TV und Audioübertragungen (in Japan und Europa) und drahtloses LAN (IEEE 802.11a) standardisiert, basierend auf OFDM-Übertragung, das eine Art von Mehrträgermodulation ist. Ein OFDM-basiertes Modulationsschema wurde für Mobilkommunikationssysteme der nächsten Generation auch vorgeschlagen.
48A zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben einer Mehrträgerübertragung. Ein Seriell/Parallel-Umsetzer 1 setzt serielle Daten in parallele Daten um und gibt die parallelen Daten zu Quadraturmodulatoren 3a bis 3d über Tiefpassfilter 2a bis 2d aus. In 48A werden die seriellen Daten umgesetzt bzw. umgewandelt in parallele Daten, umfassend vier Symbole S1 bis S4. Jedes Symbol enthält eine In-Phasen-Komponente und eine Quadratur-Komponente. Die Quadraturmodulatoren 3a bis 3d unterwerfen jedes Symbol einer Quadraturmodulation durch Teilträger mit Frequenzen f1 bis f4, dargestellt in 48B, ein Kombinierer 4 kombiniert die quadraturmodulierten Signale und ein Sender (nicht gezeigt) konvertiert die kombinierten Signale zu einem Funkfrequenzsignal hoch und überträgt das Funkfrequenzsignal dann. In dem Mehrträgerübertragungsschema werden die Frequenzen angeordnet, wie in 48B gezeigt, auf solch eine Art und Weise, dass die Spektren nicht überlappen, um die Orthogonalität der Teilträger zu erfüllen.
In 48A wandelt der Seriell/Parallel-Umsetzer 1 serielle Daten in parallele Daten von vier Symbolen um. Tatsächlich jedoch wandelt der Seriell/Parallel-Umsetzer 1 bzw. Umwandler 1 die seriellen Daten in N-(beispielsweise 512 oder 1024)-Elemente von parallelen Daten um und führt eine Mehrträgerübertragung mit N-Nummern von Teilträgern durch.
In dem OFDM-Übertragungsschema wird ein Frequenzabstand derart angeordnet, dass die Korrelation Null wird zwischen einem Modulationsbandsignal, übertragen durch einen n-ten Teilträger der Mehrträgerübertragung und einem Modulationsbandsignal, übertragen durch einen (n + 1)-ten Teilträger. 49A zeigt ein Blockdiagramm einer Übertragungsvorrichtung, basierend auf dem OFDM-Schema. Die Vorrichtung enthält einen Seriell/Parallel-Umsetzer 5 zum Umwandeln von seriellen Daten in parallele Daten, umfassend M-Nummern von Symbolen (I + jQ, was eine komplexe Zahl ist). Eine IFFT-(inverse schnelle Fourier-Transformation) 6, die für den Zweck eines Übertragens der M-Nummer von Symbolen als Teilträger mit einem Frequenzabstand, gezeigt in 49B, verwendet wird, legt eine inverse schnelle Fourier-Transformation an die Frequenzdaten an, um eine Umwandlung der Zeitdaten zu bewirken. Eine Schutzintervalleinfügungseinheit 7 fügt ein Schutzintervall GI ein und gibt den Real- und Imaginärteil an einen Quadraturmodulator 9 durch Tiefpassfilter 8a, 8b. Der Quadraturmodulator 9 unterzieht die Eingangsdaten einer Quadraturmodulation, und ein Sender (nicht gezeigt) konvertiert das modulierte Signal hoch auf ein Funkfrequenzsignal. Gemäß der OFDM-Übertragung wird eine Frequenzplatzierung der in 49B gezeigten Art möglich, wodurch eine Verbesserung in der Effizienz ermöglicht wird, mit der die Frequenz verwendet wird.
50 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben einer Seriell-zu-Parallel-Umsetzung. Ein Pilot P wird zeitgemultiplext vor jedem Rahmen von Übertragungsdaten. Es sollte bemerkt werden, dass der Pilot P innerhalb eines Rahmens in der in 51 gezeigten Art und Weise verteilt werden kann. Falls angenommen wird, dass ein gewöhnlicher Pilot pro Rahmen zusammengesetzt ist aus 4 × M Symbolen und dass die Übertragungsdaten zusammengesetzt sind aus 28 × M Symbolen, dann wird der Seriell/Parallel-Umsetzer 5 M-Symbole des Piloten die ersten viermal als parallele Daten ausgeben und wird dann M-Symbole von Übertragungsdaten 28 mal als parallele Daten ausgeben. Als Ergebnis kann über die Dauer eines Rahmens ein Pilot viermal übertragen werden, nachdem er in alle Teilträger zeitgemultiplext wird. Durch Ausführen eines Korrelationsbetriebs zwischen diesem Piloten und einem schon bekannten Piloten auf der Empfangsseite, kann ein Kanal auf einer Pro-Teilträger-Basis abgeschätzt werden und eine Kanalkompensation kann ausgeführt werden.
52 zeigt ein Diagramm zum Beschreiben des Einfügens eines Schutzintervalls. Falls ein IFFT-Ausgangssignal, das konform ist mit M-Nummer der Teilträgerproben (= ein OFDM-Symbol), als eine Einheit adoptiert wird, signifiziert die Einfügung des Schutzintervalls ein Kopieren des Endteils des Signals auf das führende Ende desselben. Durch Einfügen eines Schutzintervalls GI ist es möglich, die Effekte der Intersymbolinterferenz (ISI, Intersymbol Interference) zu eliminieren, die hervorgerufen werden durch Mehrfachpfade.
53A und 53B sind Diagramme, die nützlich sind im Beschreiben der Interferenz zwischen Codes, aufgrund einer verzögerten Welle, in der Referenzzeichen A und B direkte und verzögerte (reflektierte) Wellen entsprechend darstellen. Falls die Verzögerungszeit τ der verzögerten Welle B geringer ist als eine Schutzintervalllänge N_GD, wie in 53A gezeigt, dann wird ein Datensymbol D₀ der direkten Welle A nicht mit einem anderen Datensymbol der verzögerten Welle B in einem Fenster-Timing W überlappen, und daher wird keine Intersymbolinterferenz auftreten.
Falls die Verzögerungszeit τ der verzögerten Welle B größer ist als die Schutzintervalllänge N_GD, wird jedoch, wie in 53B gezeigt, dann das Datensymbol D₀ der direkten Welle A ein anderes Datensymbol D₁ der verzögerten Welle B in dem Fenster-Timing W überlappen und eine ISI-Interferenz wird als Ergebnis produziert. Demgemäß wird die Schutzintervalllänge N_GD entschieden, die eine maximale Verzögerungszeit τmax der verzögerten Welle in Betracht zieht, auf solch eine Art und Weise, dass ISI nicht auftreten wird.
54 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung in einem OFDM-Übertragungssystem darstellt. Ein Funkempfänger 11 wendet eine Frequenzumsetzungsverarbeitung auf ein empfangenes OFDM-Trägersignal an, und ein Quadraturdemodulator 12 unterzieht das empfangene Signal einer Quadraturdemodulationsverarbeitung. Eine Schutzintervallentferneinheit 13 entfernt das Schutzintervall GI von dem Empfangssignal, nachdem eine Empfangssignalsynchronisation erreicht wird. Das resultierende Empfangssignal wird eingegeben an eine FFT-(schnelle Fourier-Transformation)-Einheit 14. Diese führt eine FFT-Verarbeitung durch und wandelt das Signal in der Zeitdomäne in eine M-Nummer der Teilträgersignal(Teilträgerprobe)-Werte S₁ bis S_M bei einem FFT-Fenster-Timing um.
Eine Kanalabschätzungseinheit 15 führt ein Kanalabschätzen durch, Teilträger für Teilträger, unter Verwendung von Pilotsymbolen, zeitgemultiplext auf der Übertragungsseite, und eine Kanalkompensationseinheit 16 multipliziert die FFT-Ausgaben S₁ bis S_M durch entsprechenden einen der Kanalabschätzungswerte h₁ bis h_M für jeden der Teilträger. Insbesondere schätzt, unter Verwendung von Pilotsignalen, die Kanalabschätzungseinheit 15 den Phaseneinfluss exp(jϕ) und Amplitudeneinfluss A, der zurückführbar ist auf ein Schwächerwerden von jedem Teilträger, und die Kanalkompensationseinheit 16 kompensiert das Schwächerwerden durch Multiplizieren der Teilträgersignalkomponenten der Übertragungssymbole durch exp(–jϕ) und 1/A. Ein Parallel/Seriell-Umsetzer 17 wandelt parallele Daten um, die ausgegeben werden von der Kanalkompensationseinheit 16, in serielle Daten, und ein Datendemodulator 18 demoduliert die Übertragungsdaten.
Deshalb wird bei OFDM ein Schutzintervall GI hinzugefügt zu einem Element der OFDM-Symboldaten (bezeichnet unten als einfach "Symboldaten") und ISI wird nicht auftreten, selbst wenn eine multipfadverzögerte Welle innerhalb der Länge eines GI-Symbols existiert. Dies ist dadurch vorteilhaft, dass eine Demodulation ausgeführt werden kann ohne die Verwendung einer Entzerrung (das heißt, solch ein System ist immun gegen Mehrpfadschwächerwerden bzw. Multipath Fading).
Andererseits ruft ein Hinzufügen eines GI-Symbols (ein redundantes Symbol) eine Verschlechterung in Übertragungseffizienz hervor. Um diese Verschlechterung in der Übertragungseffizienz zu unterdrücken, muss die Länge des OFDM-Symbols großgemacht werden. Dies erhöht die Anzahl M von Teilträgern in einer festen Übertragungsbandbreite. Dies führt dazu, dass gewisse Probleme bei der Mehrträgerübertragung auftreten, nämlich eine Erhöhung in dem Verhältnis der Spitzen-zu-Durchschnittsleistung (Verschlechterung der Leistungsfähigkeit, zurückführbar auf nicht-lineare Verzerrung in einem Verstärker) und einer Verschlechterung bei einem Schwächerwerden eines Nachfolgens einer Leistungsfähigkeit, aufgrund einer vergrößerten Symbollänge, und die Anzahl der Teilträger wird als Kompromiss zwischen diesen Faktoren entworfen.
Jedoch variiert die Verzögerungszeit einer verzögerten Welle entlang eines tatsächlichen Übertragungspfads stark, und die Verzögerungsverteilung ist groß, speziell außen, beispielsweise 0,2 bis 2,0 μs in städtischen Gebieten und 10 bis 20 μs in bergigen Gebieten. Die denkbare GI-Länge kann gewöhnlich nicht eine Kompensation für 100% in allen Dienstgebieten bereitstellen.
Eine Lösung für dieses Problem ist "An OFDM Receiving System for Multipath Environments of a Delay Profile Exceeding a Guard Interval" von Suyama, et al., Institution of Electronics, Information and Communication Engineers, Technical Report RCS 2001–175 (2001–11), Seiten 45–50 (was als "Stand der Technik" unten bezeichnet wird).
Bei einer Signalübertragung für Mobilfunk gemäß OFDM, verschlechtert sich die Übertragungsleistungsfähigkeit merklich bei mehrpfadverzögerter Ausbreitung, die das Schutzintervall überschreitet. Der Grund für dies ist ISI zwischen OFDM-Symbolen und Zwischenträgerinterferenz bzw. Interträgerinterferenz (ICI, Intercarrier Interference) innerhalb des gleichen Symbols. Um sowohl ISI und ICI zu unterdrücken, und die Übertragungsleistungsfähigkeit zu verbessern, besteht der oben angegebene Stand der Technik aus ➀ Entscheidungsrückkopplungsentzerrung zum Entfernen der Effekte von ISI, ➁ Maximalwahrscheinlichkeitssequenzabschätzung (MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) zum Entfernen der Effekte von ICI von den Ergebnissen dieser Verarbeitung und Abschätzen einer Übertragungssignalsequenz, ➂ Fourier-Transformationsverarbeitung unter Verwendung Fensterfunktion, die in der Lage ist, die Anzahl der Zustände in der Maximumwahrscheinlichkeitssequenzabschätzung zu reduzieren, und ➃ eine Kanalabschätzungsverarbeitung durch rekursive kleinste Quadrate.
55 zeigt ein Blockdiagramm eines OFDM-Empfängers gemäß dem Stand der Technik.
Bei diesem Empfänger unterzieht zuerst eine FFT-Fenstereinheit 50 ein Empfangssignal einer Fourier-Transformation innerhalb eines rechtwinkligen Fensters in einem Pilotintervall für Kanalabschätzung und wendet seine Ausgabe auf eine Kanalabschätzungseinheit 51 an. Die spätere führt eine Kanalabschätzung unter Verwendung eines Piloten bzw. Pilotsignals aus. Die FFT-Fenstereinheit 50 ändert die Fensterfunktion des Datenintervalls, unter Verwendung des Piloten. Insbesondere wird, (1), wenn der Unterschied zwischen Mehrpfadverzögerungszeiten innerhalb des Schutzintervalls fällt, die gewöhnliche rechtwinklige Fensterfunktion verwendet, aber (2), falls ein Verzögerungszeitunterschied, der das Schutzintervall überschreitet, beobachtet wird, dann wird eine glatte Fensterfunktion, wie zum Beispiel ein Hanning-Fenster, in dem Datenintervall verwendet.
Als Nächstes führt die FFT-Fenstereinheit 50 eine Fourier-Transformation in dem Datenintervall unter Verwendung einer Fensterfunktion aus. Ein Subtrahierer 55 subtrahiert eine ISI-Kopie, die erzeugt wurde durch einen ISI-Kopieerzeuger bzw. Generator 52, von dem Empfangssignal, das der Fourier-Transformation unterzogen wurde. Diese Verarbeitung wird für alle Teilträger ausgeführt. Dieser Verarbeitungsabschnitt wird zusammen als ein Entscheidungsrückkopplungsentzerrer betrachtet.
Das oben erwähnte Empfangssignal, von dem die ISI eliminiert wurde, wird eingegeben in eine MLSE-(Maximumwahrscheinlichkeitssequenzabschätzung)-Einheit 53, die eine Übertragungssignalsequenz von jedem Träger extrahiert. Dieser Entzerrer erzeugt Übertragungssymbolkandidaten entlang der Frequenzachse der Symbole zu einer gewissen Zeit, und ein ICI-Kopieerzeuger 54 erzeugt eine Kopie des Empfangssignals von der erzeugten Vielzahl von Kandidaten. Eine Sequenz, für die das Quadrat des Absolutwerts des Fehlers zwischen dem Empfangssignal und der ICI-Kopie minimiert wird, wird ausgegeben als eine Übertragungssignalsequenz. Der Empfänger von 55 enthält auch einen Parallel/Seriell-Umsetzer 56, einen Seriell/Parallel-Umsetzer 57, eine Berechnungseinheit 59 und eine Quadriereinheit 60.
Der Stand der Technik behandelt das gleiche Gebiet wie die vorliegende Erfindung und präsentiert das Ergebnis einer Simulation, angewandt auf ein drahtloses LAN-System. Das Ziel des Stands der Technik ist es, ISI (Intersymbolinterferenz) und ICI (Interträgerinterferenz) zu reduzieren, die zuführbar ist auf eine verzögerte Welle, die ein Schutzintervall überschritten hat, und das kennzeichnende Merkmal ist es, die gesamte Verarbeitung in der Frequenzdomäne (nämlich mit der Schaltung, die FFT auf der Empfangsseite nachfolgt) auszuführen. Ferner wird die Empfangs-FFT einem Zeitdomainfilter unterzogen, um ICI zu unterdrücken, was sich in der Gesamtheit des Bandes verteilt. Ferner wird MLSE für eine ICI-Entfernung verwendet, und ein Viterbi-Entzerrer mit M²-Zuständen (wo M die Anzahl der Zustände in M-ary-Modulationen repräsentiert) wird benötigt werden für jeden Träger. Beispielsweise wird in einem Fall von QPSK (M = 4) es 16 Zustände geben und falls die Anzahl N der Träger 1024 ist, werden dann 1024 Viterbi-Entzerrer benötigt.
Ferner wird, da das demodulierte Signal einer Hart-Entscheidung durch MLSE unterzogen wird, eine Soft-Entscheidungsverstärkung erhalten, falls das Signal das herkömmliche demodulierte Signal ist, nicht erlangt, wenn gleichzeitige Verwendung von Vorwärtsfehlerkorrektur (FEC, Forward Error Correction) durchgeführt wird. Dies bedeutet, dass die BER-Leistungsfähigkeit sich verschlechtert. Ferner ist, da MLSE ein Erschöpfende-Suche-Algorithmus ist, die M-Nummer der Zustände in der M-ary-Modulation, die hergestellt werden müssen, äquivalent zu dem Multiplizierer der beobachteten Träger (da es zwei Träger in dem Fall des Stands der Technik gibt, ist die Anzahl der Zustände das Quadrat). Demgemäß ist, wenn gleichzeitige Verwendung durchgeführt wird eines adaptiven Modulationsschemas, das in der Mehrzahl der drahtlosen Systeme heute adoptiert wird (Mobilkommunikation der dritten Generation und drahtlose LANs, etc.), die Anzahl der Zustände, die verfügbar gemacht werden muss, gleich zu dem Maximalwert der Anzahl der M-ary-Modulationszustände, und MLSE selbst muss die tatsächliche Anzahl der M-ary-Modulationszustände erkennen und muss dynamisch auf diese Nummer bzw. Anzahl hinüberwechseln. Ferner ist eine Steuerung kompliziert bei einem mehrträgeradaptiven Modulationssystem, in dem das Modulationsschema über Teilträger für Teilträger verändert wird. Deshalb bleiben Probleme bei dem herkömmlichen Verfahren, nämlich die Tatsache, dass Berechnungskosten zum Erreichen der Aufgabe hoch sind (speziell in einem Fall, wo eine gleichzeitige Verwendung einer adaptiven Modulation durchgeführt wird), und die Tatsache, dass eine Codierverstärkung sich verschlechtert, wenn eine gleichzeitige Verwendung von FEC durchgeführt wird.
In IEEE Journal an Selected Areas in Communications, IEEE Inc., New York, USA (10-1998), Band 16, Nummer 8, Seiten 1590 bis 1599, wird eine Rest-ISI-Löschung für OFDM bei Anwendungen auf HDTV-Ausstrahlung diskutiert. Insbesondere wird eine iterative Technik, entwickelt für OFDM-Systeme zum Mildern der Restintersymbolinterferenz, die die Länge des Schutzintervalls überschreitet, diskutiert.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Demgemäß ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ISI (Intersymbolinterferenz) und ICI (Interträgerinterferenz) zu verringern, die zurückführbar sind auf eine verzögerte Welle, die ein Schutzintervall überschritten hat.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Verarbeitung auszuführen, um ISI/ICI in der Zeitdomäne zu unterdrücken, nämlich in der Schaltung vor der FFT auf der Empfangsseite, wodurch es möglich gemacht wird, eine Steuerung mit einer festen Berechnungsmenge auszuführen, unabhängig von der Anzahl der M-ary-Modulationszustände der Teilträger und Codierverstärkung zu erlangen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Empfangsvorrichtung in einem Orthogonal-Frequenz-Multiplex-Übertragungssystem bereitgestellt zum Empfangen eines übertragenen Rahmens, bestehend aus einer Vielzahl von Symbolen, die das Ergebnis sind eines Addierens eines Schutzintervalls zu jedem Signal, das erhalten wird durch eine IFFT-Verarbeitung, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung umfasst: eine Empfänger zum Empfangen des Rahmens, in dem ein bekanntes Symbol periodisch eingefügt wird von Datensymbolen und der Rahmen übertragen wurde bei Herbeiführen, dass die Länge eines Schutzintervalls, das hinzugefügt wird zu dem bekannten, durch die IFFT-Verarbeitung erhaltenen Signal, länger ist, als die Länge eines Schutzintervalls, das hinzugefügt wird zu jedem durch die IFFT-Verarbeitung erhaltenen Datensignal, und wobei die Länge des bekannten Signals, das durch die IFFT-Verarbeitung erhalten wird und die Länge des Datensignals, erhalten durch IFFT-Verarbeitung, identisch sind; und eine Verzögerungsprofilmesseinheit zum Messen eines Verzögerungsprofils einer verzögerten Welle mit einer Verzögerung, die größer ist, als das Schutzintervall des Datensymbols durch Berechnen einer Korrelation zwischen dem bekannten Symbol, das empfangen wird durch den Empfänger und dem bekannten Symbol.
Die Empfangsvorrichtung in einem OFDM-Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung ist anwendbar auf einen Fall, wo ein Signal übertragen wurde beim Herbeiführen, dass die Länge des Schutzintervalls, hinzugefügt auf ein schon bekanntes Symbol (beispielsweise ein Pilotsymbol) größer ist, als die Länge eines Schutzintervalls, hinzugefügt auf ein Datensymbol.
Die Empfangsvorrichtung kann ferner einen ISI-Kopieerzeuger zum Erzeugen, als eine ISI-Kopie, eines Zeitwellenformteils des schon bekannten Symbols umfassen, das konform ist mit dem ISI-Teil, oder ein Zeitwellenformteil des vorhergehenden Symbols; einen Subtrahierer zum Subtrahieren der ISI-Kopie von dem empfangenen Symbol; und einen Datendemodulierer zum Demodulieren von Daten durch Anwenden einer FFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Subtrahierung.
Gemäß der Empfangsvorrichtung kann eine ISI, zurückführbar auf eine verzögerte Welle, die das Schutzintervall der Daten überschritten hat, reduziert werden, und selbst wenn die Verzögerungszeit der verzögerten Welle das Schutzintervall der Daten überschreitet, kann eine Erhöhung in der BER unterdrückt werden. Ferner ist es möglich, da eine Verarbeitung ausgeführt wird zum Unterdrücken von ISI in der Zeitdomäne, eine Steuerung mit einer festen Berechnungszeit auszuführen, unabhängig von der Anzahl der M-ary-Modulationszustände der Teilträger, wodurch eine Verringerung in der Größe der Hardware ermöglicht wird.
Die Empfangsvorrichtung kann ferner eine Einrichtung zum Anwenden einer FFT-Verarbeitung auf die Ausgabe des Subtrahierers und Anwenden der IFFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Demodulation nach einer Kanalkompensierung umfassen, wodurch eine Demodulierte-Signalrestaurationskopie erzeugt wird; und eine Einrichtung zum Einfügen der Demodulierte-Signalrestaurationskopie in dem Teil der Subtrahiererausgabe, von der die ISI-Kopie durch Subtrahierung entfernt wurde. Der Datendemodulator demoduliert die Daten durch Anwenden einer FFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Einfügung.
Gemäß der Empfangsvorrichtung können sowohl ISI und ICI in der Zeitdomäne unterdrückt werden, uns selbst wenn die Verzögerungszeit der verzögerten Welle das Schutzintervall der Daten überschreitet, kann eine Erhöhung in BER unterdrückt werden. Ferner ist es möglich, da eine Verarbeitung ausgeführt wird zum Unterdrücken von sowohl ISI und ICI in der Zeitdomäne, eine Steuerung mit einer festen Berechnungsmenge auszuführen, unabhängig von der Anzahl der M-ary-Modulationszustände der Träger, wodurch eine Verringerung in der Größe der Hardware möglich wird. Ferner wird in der Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierte-Signalrestaurationskopie, ein Symbol bestimmt durch eine Hard-Decision bzw. Hart-Entscheidung hinsichtlich des Ergebnisses der Kanalkompensation, oder eine Soft-Entscheidung bzw. Soft-Decision wird wiedergegeben durch eine vorgeschriebene Quantisations-Bit-Länge, und eine IFFF-Verarbeitung wird angewandt auf das Ergebnis der Entscheidung zum Erzeugen der Demodulierte-Signalrestaurationskopie. Als Ergebnis wird eine weitere Verbesserung in der Leistungsfähigkeit durchgeführt.
Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung ersichtlich, die in Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen genommen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist beim Beschreiben eines Pilotsymbols, eines Datensymbols und eines Übertragungsrahmenformats gemäß der vorliegenden Erfindung;
2 zeigt ein Diagramm, das die Beziehung zwischen Schutzintervalllängen N_GP, N_GD des Piloten bzw. Datensymbolen darstellt, sowie Verzögerungszeiten Nτ_max einer verzögerten Welle;
3 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung in einem OFDM-Übertragungssystem gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
4A bis 4E zeigen Diagramme, die nützlich sind im Beschreiben eines Verfahrens der Erzeugung einer ISI-Kopie;
5 zeigt eine erste Verzögerte-Wellenposition (Verzögerungszeit), aufgetragen gegen die BER-Leistungsfähigkeit;
6 zeigt eine zweite Verzögerte-Wellenposition (Verzögerungszeit), aufgetragen gegen die BER-Leistungsfähigkeit;
7 zeigt eine dritte Verzögerte-Wellenposition (Verzögerungszeit), aufgetragen gegen die BER-Leistungsfähigkeit;
8 zeigt eine Modifizierung der ersten Ausführungsform;
9 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
10A bis 10F sind Diagramme, die nützlich sind im Beschreiben der Prinzipien der ICI-Unterdrückung;
11 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
12 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben einer Signalphase einer gewünschten Welle und einer verzögerten Welle der Teile A bis D;
13 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben der Effekte der dritten Ausführungsform;
14 zeigt eine Modifizierung der dritten Ausführungsform und zeigt ein Beispiel einer Anordnung, in der ICI-Unterdrückungseinheiten als Kaskade verbunden sind in einer Anzahl von Stufen;
15 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben der Effekte dieser Modifizierung;
16 zeigt ein Diagramm einer Diversity-Anordnung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
17 zeigt ein erstes Empfangsleistungsfähigkeitsdiagramm zum Beschreiben der Effekte des 2-Zweig-Diversity-Empfangs;
18 zeigt ein zweites Empfangsleistungsfähigkeitsdiagramm zum Beschreiben der Effekte des 2-Zweig-Diversity-Empfangs;
19 zeigt ein Blockdiagramm eines Empfängers gemäß einer fünften Ausführungsform einer Diversity-Anordnung zum Ausführen eines Auswahl-Kombinierens oder Maximalverhältnis-Kombinierens auf einer Pro-Teilträger-Basis;
20A und 20B sind Diagramme, die nützlich sind im Beschreiben der Prinzipien der Erzeugung einer ISI-Kopie und Restaurationskopie in dem 2-Zweig-Diversity-Empfangs;
21 zeigt ein Simulationsleistungsfähigkeitsdiagramm zum Beschreiben der Effekte der fünften Ausführungsform;
22 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
23 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist zum Beschreiben einer Konstellation, die die Notwendigkeit einer Hart-Entscheidung in der sechsten Ausführungsform darstellt;
24 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
25 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
26 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist beim Beschreiben eines Grenzbereichs;
27 zeigt eine erste BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeit gemäß der achten Ausführungsform;
28 zeigt eine zweite BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeit gemäß der achten Ausführungsform;
29 zeigt eine dritte BER-Verzögerungsleistungsfähigkeit gemäß der achten Ausführungsform;
30 zeigt ein Blockdiagramm einer Anordnung zum Interpolieren eines Kanalabschätzungswerts;
31 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer neunten Ausführungsform darstellt;
32 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer zehnten Ausführungsform darstellt;
33 zeigt eine erste BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeit für einen all, wo eine Quantifizierungs-Bit-Länge einer Symbol-Soft-Entscheidung variiert wurde;
34 zeigt eine zweite BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeit für einen Fall, wo eine Quantifizierungs-Bit-Länge einer Symbol-Soft-Entscheidung variiert wurde;
35 zeigt eine dritte BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeit für einen Fall, wo eine Quantifizierungs-Bit-Länge einer Symbol-Soft-Entscheidung variiert wurde;
36 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben eines Pilotsymbols und eines Datensymbols gemäß einer 11. Ausführungsform;
37 zeigt ein Blockdiagramm einer ersten Empfangsvorrichtung gemäß der 11. Ausführungsform;
38 zeigt eine erste BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeit gemäß der 11. Ausführungsform;
39 zeigt eine zweite BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeit gemäß der 11. Ausführungsform;
40 zeigt eine dritte BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeit gemäß der 11. Ausführungsform;
41 zeigt ein Blockdiagramm einer zweiten Empfangsvorrichtung gemäß der 11. Ausführungsform;
42 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist beim Beschreiben einer 12. Ausführungsform der Erfindung;
43 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß der 12. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
44 zeigt eine erste Ausführungsform eines Wellenformformers;
45 zeigt eine zweite Ausführungsform eines Wellenformformers;
46 zeigt ein erstes Beispiel einer Fensterfunktion bzw. Window-Funktion;
47 zeigt ein zweites Beispiel einer Fensterfunktion;
48A und 48B zeigen Diagramme, die nützlich sind im Beschreiben einer Empfangsvorrichtung in einem Mehrträgerübertragungssystem;
49A und 49B sind Diagramme, die nützlich sind im Beschreiben einer Übertragungsvorrichtung in einem OFDM-Übertragungssystem;
50 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben einer Seriell-zu-Parallel-Umwandlung;
51 zeigt ein Diagramm, das eine Rahmenstruktur in einem Fall zeigt, wo ein Pilotsymbol innerhalb eines Rahmens verteilt wurde;
52 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben eines Einfügens eines Schutzintervalls;
53A und 53B sind Diagramme, die nützlich sind im Beschreiben einer ICI, zurückführbar auf eine verzögerte Welle;
54 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung in einem OFDM-Übertragungssystem zeigt; und
55 zeigt ein Blockdiagramm, das den Stand der Technik zeigt.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
(A) Übertragungsrahmenformat
1 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben der Struktur eines Pilotsymbols (P) und eines Datensymbols (D_i, wo 1 < i < m) ist und ein Übertragungsrahmenformat gemäß der vorliegenden Erfindung.
Das Pilotsymbol P, das eingefügt wird periodisch zwischen den Datensymbolen D_i, hat eine Schutzintervalllänge, die von der des Datensymbols unterschiedlich ist. Insbesondere ist die Schutzintervalllänge des Pilotsymbols P N_GP, die Schutzintervalllänge des Datensymbols ist N_GD und N_GP > N_GD gilt. Ferner sind die effektiven Symbollängen (N_U) identisch, wie sie durch die Anzahl der FFT-Punkte bestimmt werden, das heißt, die Anzahl der Teilträger. Wie in 2 gezeigt, wird die Schutzintervalllänge N_GP in dem Pilotsymbol P größer gemacht, als das denkbare Maximumverzögerungsprofil (maximale Verzögerungszeit der verzögerten Welle) Nτ_max. Als Ergebnis wird, selbst wenn ein Verzögerungsprofil, größer, als die Schutzintervalllänge des Datensymbols D_i, erzeugt wird, und ISI in dem Datensymbol produziert wird, ISI nicht in dem Pilotsymbol auftreten. Demgemäß ist es möglich, eine akkurate Kanalabschätzung und Messung des Verzögerungsprofils unter Verwendung des Pilotsymbols auszuführen. Ferner wird die Schutzintervalllänge des Datensymbols D_i, hier definiert, angenommen, N_GD ≥ 0 zu sein, falls N_GD = 0 gilt, dies bedeutet, dass es kein Schutzintervall gibt.
Der in 55 gezeigte Stand der Technik führt eine Kanalabschätzung aus, unter Verwendung von nur dem Vorderteil (Präambelsignal) der Übertragungsdaten, adoptiert in einem drahtlosen LAN-System (IEEE 802.11a) und verwendet deshalb einen RLS-(rekursive kleinste Quadrate)-Algorithmus. Im Gegensatz dazu fügt die vorliegende Erfindung eine variable GI-Länge NGP zwischen den Pilotsymbolen P periodisch ein, wodurch eine ISI-freie Kanalabschätzung ohne eine Verwendung eines Konvergenzalgorithmus der in dem Stand der Technik verwendeten Art implementiert wird. Jedoch verschlechtert sich, hinsichtlich (N_GP – N_GD) -Abtastwerten in dem Pilotsymbol, eine Übertragungseffizienz mit Bezug auf ein Festes-GI-Längensystem, wo N_GP = N_GD gilt. Demgemäß ist es auch möglich, NGD auf eine solche Art und Weise klein zu machen, dass die Gesamtübertragungseffizienz die gleiche sein wird, wie die des Stands der Technik.
(B) Erste Ausführungsform
3 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung in einem OFDM-Übertragungssystem gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. In dieser Ausführungsform und in den Ausführungsformen, die folgen, wird eine Signalverarbeitung in einer Zeitdomäne vor einer FFT-Verarbeitung ausgeführt, eine Verarbeitung in einer Frequenzdomäne wird ausgeführt nach einer FFT-Verarbeitung und eine Verarbeitung in der Zeitdomäne wird ausgeführt nach einer IFFT-Verarbeitung. Die erste Ausführungsform stellt einen Fall dar, wo eine Kanalabschätzung/Messung des Verzögerungsprofils, unter Verwendung eines Empfangssignals (das heißt, Zeitwellenform) vor einer FFT-Verarbeitung auf der Empfangsseite ausgeführt wird.
Eine Empfangseinheit (siehe Funkempfänger 11 und Quadraturdemodulator 12 in 54) gibt das Empfangssignal in eine Schutzintervallentferneinheit 100 ein. Es sollte bemerkt werden, dass die Schutzintervalllänge N_GP, hinzugefügt auf das Pilotsymbol P, größer ist als die Schutzintervalllänge NGD, hinzugefügt auf das Datensymbol D_i (N_GP > N_GD)
Die Schutzintervallentferneinheit 100 entfernt das Schutzintervall GI von dem Empfangssignal und gibt dann das Empfangssignal an eine Kanalabschätzungseinheit 101 und einen Subtrahierer 102 aus. Da das Pilotsymbol ein schon bekanntes Symbol ist, wendet eine IFFT-Einheit 101a in der Kanalabschätzungseinheit 101 eine IFFT auf die Teilträgerkomponenten des bekannten Pilotsymbols an, um dabei eine Zeitwellenform (Replika bzw. Kopie) zu erzeugen, und ein Korrelator 101b misst ein Verzögerungsprofil durch Berechnen einer Kreuzkorrelation zwischen der Kopie und dem empfangenen Pilotsignalteil. Tatsächlich extrahiert der Korrelator 101b N-Proben bzw. Abtastwerte des empfangenen Signals, berechnet einen Korrelationswert beim Verschieben der Kopie jeweils um eine Probe und berechnet daher N-Proben der Werte. Als Ergebnis wird ein Verzögerungsprofil mit Spitzen bei den Empfangs-Timings der direkten und verzögerten Wellen gemessen.
Das durch die Kanalabschätzungseinheit 101 gemessene Verzögerungsprofil wird eingegeben in einen GI-Überschrittenen-Verzögerte-Welle-Detektor 103, der ein Überwachen ausführt, um zu bestimmen, ob eine verzögerte Welle, die die Schutzintervalllänge N_GD des Datensymbols D_i überschritten hat, beobachtet wurde. Falls die Verzögerungszeit Nτ_max der verzögerten Welle größer wird als N_GD (N_GD < Nτ_max), wie in 2 gezeigt, erzeugt dann ein ISI-Kopieerzeuger 104 eine ISI-Kopie entsprechend des Teils, der _NGD (das schraffierte Teil in 2) überschreitet, nämlich eine ISI-Kopie entsprechend zu (Nτ_max – N_GD)-Proben, unter Verwendung des Pilotsymbols oder vorherigem Datensymbol.
4A bis 4E zeigen Diagramme, die nützlich sind beim Beschreiben eines Verfahrens eines Erzeugens einer ISI-Kopie. Eine verzögerte Wellenlänge B hinkt einer direkten Wellenlänge A um _NGD oder mehr hinterher, und die Verzögerungszeit Nτ_max erfüllt die Beziehung N_GD < Nτ_max. Das Datensymbol D₀ der direkten Welle A überlappt teilweise das Pilotsymbol P der verzögerten Welle B und hält ISI aufrecht von dem Pilotsymbol P der verzögerten Welle B.
Es ist deshalb notwendig, diesen Teil des Pilotsymbols von dem Empfangssignal zu entfernen. Die Zeit (Nummer der Proben), ausgesetzt der Interferenz ist y = (Nτ_max – N_GD) Demgemäß schneidet der ISI-Kopieerzeuger 104 das y-Teil aus der bekannten Pilotsignalwellenform aus und erzeugt es als die ISI-Kopie (siehe das gestrichelte Teil in 4D). Ein erster Kanalkompensierer 105 multipliziert die ISI-Kopie mit dem Kanalabschätzwert, um dabei eine Kanalkompensation anzulegen und das Ergebnis an den Subtrahierer 102 einzugeben. Der spätere subtrahiert die ISI-Kopie von dem Empfangssignal und gibt die Differenz ein in eine FFT-Berechnungseinheit 106, die eine Stufe ist, die der direkten Welle A und verzögerten Welle B (Datensymbol D1) folgt, gezeigt auf der linken Seite von 4E.
Die FFT-Berechnungseinheit 106 wendet ein FFD-Verarbeiten auf das eingetretene Empfangssignal an, um dabei Datenelemente auf einer Pro-Teil-Trägerbasis zu erzeugen. Eine FFT-Berechnungseinheit 107 wendet eine FFT-Verarbeitung auf das Kanalabschätzungssignal an, um dabei einen Kanalkompensationswert für jeden Teilträger zu erzeugen. Ein Kanalkompensator 108 multipliziert das Ergebnis der FFT-Verarbeitung mit dem Kanalkompensationswert Teilträger-für-Teilträger, wobei die Datenelemente der Anzahl der Teilträger demoduliert werden, die das Datensymbol D₀ darstellen, und gibt die demodulierten Daten aus.
Eine IFFT-Berechnungseinheit 109 wendet eine IFFT-Verarbeitung auf die demodulierten Daten der Anzahl der Teilträger darstellend das Datensymbol D₀ an, ausgegeben von dem Kanalkompensierer bzw. Kanalkompensator 108 und gibt das Zeitwellenformsignal des Datensymbols D₀ aus. Eine Verzögerungsschaltung 110 verzögert dieses Zeitwellenformsignal durch eine Zeit, äquivalent zu einer Symbolzeit Ts und gibt das verzögerte Signal an den ISI-Kopieerzeuger 104 ein.
In einer Art und Weise, ähnlich zu der oben beschriebenen, überlappt ein Datensymbol D1 (siehe 4) der direkten Welle A teilweise das vorherige Datensymbol D₀ der verzögerten Welle B und hält ISI von dem Datensymbol D₀ der verzögerten Welle B aufrecht. Es ist notwendig, deshalb dieses Teil des Datensymbols D₀ von dem Empfangssignal zu entfernen. Die Zeit (Anzahl der Proben bzw. Abtastwerte), die der Interferenz ausgesetzt ist, ist y. Demgemäß schneidet der ISI-Kopieerzeuger 104 das y-Teil aus dem Zeitwellenformsignal des vorherigen Datensymbols D₀ aus, um es als die ISI-Kopie zu erzeugen (siehe das gestrichelte Teil in 4D).
Der erste Kanalkompensator 105 multipliziert die ISI-Kopie mit dem Kanalabschätzungswert, um dabei eine Kanalkompensation anzuwenden, und gibt das Ergebnis ein in den Subtrahierer 102. Der spätere subtrahiert die ISI-Kopie von dem Empfangssignal und gibt den Unterschied ein an die FFT-Berechnungseinheit 106, die eine Stufe ist, die der direkten Welle A und verzögerten Welle B (Datensymbol D₁) folgt, gezeigt auf der rechten Seite von 4E. Verarbeiten wird nachfolgend ausgeführt auf eine Art und Weise, die ähnlich zu der des Datensymbols D₀ ist.
Deshalb werden und in einer ähnlichen Art und Weise, ISI-Kopien erzeugt und entfernt von dem Empfangssignal und eine FFT-Verarbeitung wird angewandt, nach welcher eine Kanalkompensation angewandt wird, und jedes der Datensymbole wird demoduliert und ausgegeben.

5 bis 7 sind Verzögerte-Wellenpositionen (Verzögerungszeit), aufgetragen gegen BER-Leistungsfähigkeiten (Ergebnisse der Simulationen) in Ausführungsformen inklusive der einen, die unten beschrieben ist. Simulationsparameter werden in der Tabelle 1 unten gezeigt. SIMULATIONSPARAMETER

ANZAHL DER TRÄGER	N = 1024
OFDM-GÜLTIG-SYMBOLE (PROBEN)	N₀ = 1024
PILOT-SYMBOL-ABSTAND (SYMBOLE)	14
PILOT-SYMBOL-LÄNGE	FEST: N_GP = 200 (=N_GD) VARIABEL: N_GP = 400 (N_GC x 2)
Eb/No	20dB
MODULATIONSSCHEMA	16 QAM
DEMODULATIONSSCHEMA	BASIEREND AUF ANSPRÜCHEN DER ERFINDUNG
ÜBERTRAGUNGS-PFAD-MODELL	2-PFAD-MODELL (ZEITINVARIANZ) D/U = 0, 1, 3 dB FESTE PHASE: FEST BEI 33 Grad VERZÖGERTE-WELLENPOSITION: 150 BIS 300 PROBEN

TABELLE 1
Hier bedeutet eine "FESTE" Pilotsymbollänge eine Länge, die die gleiche ist, wie die Länge des Datensymbols (N_GP = N_GD), und eine "VARIABLE" Pilotsymbollänge bedeutet, dass N_FD = 2N_GD gilt. Dies stellt ein Verzögerte-Welle-Teil (Probe bzw. Abtastwert), aufgetragen gegen die Bit-Fehler-Rate-(BER, Bit Error Rate)-Leistungsfähigkeit mit Bezug auf die Verzögerten-Wellen dar, die bis zu 1,5 mal der GI-Länge der Datenprobe sind. Ein Fall, in dem Verzögerte-Welle-Teile 150 bis 200 Proben sind, ist eine BER-Leistungsfähigkeit bei einer verzögerten Welle innerhalb von GI. Im Gegensatz dazu ist das Ausmaß, mit welchem eine Verschlechterung der BER-Leistungsfähigkeit bei der Zeit einer verzögerten Welle, die GI überschreitet, unterdrückt wird, ein Effekt der vorliegenden Erfindung. 5 bis 7 stellen Leistungsfähigkeiten der ersten Ausführungsform bei jedem D/U (0 dB, 1 dB, 3 dB) dar. Eine Leistungsfähigkeit in einem Fall, wo das Empfangsschema der vorliegenden Erfindung nicht implementiert wird, wird gekennzeichnet mit A, und die Leistungsfähigkeit der ersten Ausführungsform wird gekennzeichnet mit B. Es wird verstanden werden, dass mit Ausnahme von D/U = 0 dB, die BER-Leistungsfähigkeit verbessert wird, über der des OFDM-Kommunikationssystems gemäß dem Stand der Technik. Hier ist D/U ein Wert, der das Ergebnis eines Teilens einer Direkt-Wellen-(Gewünschte-Welle)-Leistung D durch Verzögerte-Welle-(Unerwünschte-Welle)-Leistung U ist.
8 zeigt eine Modifizierung der ersten Ausführungsform und stellt einen Fall dar, wo eine Kanalabschätzung ausgeführt wird nach FFT. Komponenten, die identisch mit solchen der ersten Ausführungsform sind (2), die eine Kanalabschätzung ausführt vor FFT, werden durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet.
Eine IFFT-Einheit 101c in einer Kanalabschätzungseinheit 101' wendet eine IFFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Verarbeitung durch die FFT 106 an, wodurch ein Empfangssignal einer Zeitwellenform erzeugt wird. Eine Korrelationsberechnungseinheit 101d misst ein Verzögerungsprofil durch Berechnen der Korrelation zwischen einer Zeitwellenform des Empfangssignals und der Zeitwellenform (Kopie) des bekannten Pilotsignals. Insbesondere extrahiert die Korrelationsberechnungseinheit 100d N-Proben des Empfangssignals, berechnet einen Korrelationswert beim Verschieben der Kopie um eine Probe zu einer Zeit und berechnet daher N-Proben der Werte. Als Ergebnis wird ein Verzögerungsprofil mit Spitzen bei den Empfangs-Timings bzw. Empfangszeitgebungen der direkten und verzögerten Welle gemessen. Operationen, die ähnlich zu denen der ersten Ausführungsform sind, werden danach ausgeführt.
Die Beschreibung, die oben dargelegt wurde, stellt einen Fall dar, wo es zwei Pfade gibt (direkte und verzögerte Wellen) und der ISI-Pfad ist ein Pfad. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht begrenzt auf die Anzahl der Pfade, bei denen ISI erzeugt wird, und es wird genügen, Kopien der Anzahl zu berechnen, die äquivalent zu der Anzahl der Pfade, auf welchen ISI produziert wird. Ferner kann die Anzahl der Pfade, die einer Eliminierung unterzogen werden, begrenzt auf die Größe (Leistung) derselben oder auf den Betrag der Verzögerungszeit sein. Die Anzahl der Pfade, die einer Eliminierung unterzogen werden, wird bestimmt durch einen Kompromiss zwischen Leistungsfähigkeiten und Komplexitätsgrad. Ferner kann die Modifizierung von 8 auch angewandt werden auf die Ausführungsformen, die später beschrieben werden.
(C) Zweite Ausführungsform
9 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform darstellt. Während die erste Ausführungsform nur ISI unterdrückt, unterdrückt die zweite Ausführungsform simultan ICI zusätzlich zu ISI.
Figuren 10A bis 10F sind Diagramme, die nützlich sind im Beschreiben des Prinzips der ICI-Unterdrückung. In der ersten Ausführungsform wird das Empfangssignal, das in 10B gezeigt ist, der FFT-Verarbeitung ausgesetzt, sobald das ISI-Segment y der verzögerten Welle B, gezeigt in 10A, eliminiert wird, um ISI zu entfernen.
Jedoch ist die verzögerte Welle B diskontinuierlich bei dem Teil, entsprechend dem ISI-Segment y, und über dies hinaus nicht eine Periodewellenform. Deshalb enthält jede Teilträgerkomponente, erhalten durch FFT-Verarbeitung, eine Verzerrung, die zurückzuführen ist auf ICI. Um solch eine ICI zu eliminieren, wird es genügen, eine Wellenform einzufügen, die die verzögerte Welle B glatter macht über den Bereich des ISI-Segments y, sowie auch periodisch, wie gekennzeichnet durch die gestrichelte Linie in 10C.
Demgemäß wird das Empfangssignal der 10B einer FFT-Verarbeitung ausgesetzt, wie in 10D gezeigt, nach welcher eine IFFT-Verarbeitung angewandt wird, wodurch eine kontinuierliches Signalwellenform bereitgestellt wird, wie in 10E gezeigt.
Falls das Endsegment y der kontinuierlichen Signalwellenform von 10E abgeschnitten wird und eingefügt wird in das Segment y an dem vorderen Ende des Empfangssignals von 10B, wird die verzögerte Welle B eine kontinuierliche periodische Wellenform annehmen, wie in 10F gezeigt.
Falls die FFT-Verarbeitung angewandt wird auf das Signal von 10F, wird ICI unterdrückt. Es sollte bemerkt werden, dass idealerweise, es notwendig ist für die verzögerte Welle B, gezeigt in 10F, zu einer kontinuierlichen periodischen Wellenform durch die Wellenform von 10E gemacht zu werden. Jedoch lässt, da die Wellenform von 10B FFT und IFFT-Verarbeitung ausgesetzt wird, die Wellenform von 10E leicht die ideale Form.
Komponenten in der zweiten Ausführungsform der 9, die identisch mit denen der ersten Ausführungsform von 3 sind, werden durch ähnliche Bezugszeichen bezeichnet. Ein FFT-Prozessor 201 wendet eine FFD-Verarbeitung auf das Empfangssignal (siehe 10B) des Datensymbols D_i an, das eingetreten ist von dem Subtrahierer 102, wodurch Datenelemente auf einer Pro-Teilträger-Basis erzeugt werden. Ein Kanalkompensator 202 multipliziert das Ergebnis der FFT-Verarbeitung mit einem Kanalkompensationswert Teilträger für Teilträger. Ein IFFT-Prozessor 203 wendet die IFFT-Verarbeitung auf demodulierte Daten der Anzahl der Teilträger, darstellend das Datensymbol D_i an, die ausgegeben werden von dem Kanalkompensator 202 und gibt das Zeitwellenformsignal (siehe 10E) des Datensymbols D_i aus.
Ein Demodulierte-Signal-Restaurationskopieerzeuger schneidet das Signalteil des y-Segments bei dem Ende des Zeitwellenformsignals aus, das eingetreten ist von dem IFFT-Prozessor 203, wodurch eine Demodulierte-Signal-Restaurationskopie (ICI-Kopie) erzeugt wird, und gibt die Kopie an einen Kombinierer 205. Der spätere kombiniert die Demodulierte-Signal-Restaurationskopie mit dem Empfangssignal (siehe 10B), das ausgegeben wird von dem Subtrahierer 102, wodurch eine kontinuierliche Signalwellenform produziert wird, und gibt diese Wellenform an die FFT-Berechnungseinheit 106. Es sollte bemerkt werden, dass in einem Fall, wo eine Zeit Td benötigt wird zum Erzeugen der Demodulierte-Signal-Restaurationskopie, eine Verzögerungsschaltung 206, gekennzeichnet durch die gestrichelte Linie, bereitgestellt wird, die Signalausgabe von dem Subtrahierer 102 verzögert, und das verzögerte Signal an den Kombinierer 205 eingibt.
Die FFT-Berechnungseinheit 106 wendet eine FFD-Verarbeitung auf das kombinierte Signal, ausgegeben von dem Kombinierer 205, an, um dabei Datenelemente hinsichtlich einer Pro-Teilträgerbasis zu erzeugen, und der Kanalkompensator 108 multipliziert das Ergebnis der FFT-Verarbeitung mit dem Kanalkompensationswert Teilträger für Teilträger und gibt das Ergebnis der Kanalkompensation als demoduliertes Signal aus. Als Ergebnis kann ICI zusammen mit ISI unterdrückt werden.
Gemäß der zweiten Ausführungsform, wie gekennzeichnet durch die Leistungsfähigkeit C in 5 bis 7, wird es verstanden werden, dass bei D/U = 3 dB, eine BER-Leistung erhalten wird, die eine Leistung überschreitet, in der die Verzögerung innerhalb des Schutzintervalls NGD fällt. Ferner manifestiert sich bei G/U = 0 dB ein Leistungsverbesserungseffekt gemäß der vorliegenden Erfindung, und fast keine Verschlechterung in der Leistungsfähigkeit wird beobachtet in einer Umgebung, wo D/U = 1 dB gilt. Deshalb wird es verstanden werden, dass die Leistungsfähigkeit stark verbessert wird, über die des OFDM-Kommunikationssystems gemäß dem Stand der Technik.
(D) Dritte Ausführungsform
Die zweite Ausführungsform unterdrückt ISI und ICI simultan. Dies bedeutet, dass, wie in 10D gezeigt ist, das Empfangssignal von 10B einer FFT-Verarbeitung ausgesetzt wird, nach welcher eine Kontinuierliche-Signal-Wellenform erhalten wird, wie in 10E gezeigt, falls eine IFFT-Verarbeitung angewandt wird. Das Endsegment y des Kontinuierlichen-Wellenform-Signals von 10E wird abgeschnitten und eingefügt in das Segment y an dem vorderen Ende des empfangenen verzögerten Signals von 10B, wodurch die verzögerte Welle B zu einer kontinuierlichen periodischen Wellenform gemacht wird, wie in 10F gezeigt, und dann das Signal von 10F der FFT-Verarbeitung ausgesetzt wird, um ICI zu unterdrücken.
In der zweiten Ausführungsform, wie oben dargelegt, wird nur das Segment y an dem vorderen Ende der verzögerten Welle B ersetzt mit dem Kopiesignal; der ISI-Teil der erwünschten Welle (direkte Welle) A wird nicht ersetzt mit einem Kopiesignal. Das Segment y an dem vorderen Ende der erwünschten Welle (direkte Welle) A wird schwächer und nimmt Rauschen auf, wodurch die Qualität sich verschlechtert. Andererseits wird die Demodulierte-Signal-Restaurationskopie, wie in 10E gezeigt, hergestellt, und das Segment y an dem Vorderteil dieser Kopie hat eine Qualität, besser als die der empfangenen erwünschten Welle A. Demgemäß ergänzt die dritte Ausführungsform die zweite Ausführungsform durch Ausschneiden des Segments y bei dem vorderen Ende der kontinuierlichen Signalwellenform von 10E und verwendet sie als eine Kopie, um das Segment y an dem vorderen Ende des empfangenen erwünschten Signals A von 10b zu ersetzen. Als Ergebnis kann eine Demodulationsqualität weiter verbessert werden.
11 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, und 12 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben der Signalphase der erwünschten Wellen und der verzögerten Wellen des Teils A bis D.
In 11 fügt eine "0"-Einfügungseinheit 211 "0" in das ISI-Teil einer erwünschten Wellenkomponente des Signals (siehe Signal A in 12), das ausgegeben wird von dem Subtrahierer 102. Die FFT 201, der Kanalkompensator 202 und die IFFT-Einheit 203 unterziehen das Ausgangssignal des Subtrahierers 102 einer FFT-Verarbeitung und einer Kanalkompensation und wenden IFFT-Verarbeiten auf das Ergebnis der Demodulation folgend der Kanalkompensation an. Der Demodulierte-Signal-Restaurationskopieerzeuger 204 gibt ein y-Segment RC bei dem vorderen Ende aus, sowie ein y-Segment RS bei dem Ende des Signals (siehe Signal C in 12), das einer IFFT-Verarbeitung unterzogen wurde, als Demodulierte-Signal-Restaurationskopien (Restaurationskopien). Ein Addierer 212 addiert die Restaurationskopien RC und RS zu den y-Segmenten an den vorderen Enden des Gewünschte-Welle- und Verzögerte-Welle-Signals (siehe Signal B in 12), die ausgegeben werden von der "0"-Einfügungseinheit 211, und gibt das Ergebnis aus. Die FFT-Berechnungseinheit 106 und Kanalkompensator 108 wenden eine FFT-Verarbeitung und Kanalkompensierung auf das Ergebnis der Addition (siehe Signal D in 12) an und geben das demodulierte Signal aus. Parallel zu dem Vorhergehenden werden eine Erzeugung der ISI-Kopie und eine Verarbeitung zum Entfernen der ISI-Kopie von dem Empfangssignal, beschrieben in der ersten Ausführungsform, ausgeführt.
In einem Fall, wo eine Vielzahl der verzögerten Wellen, die GI überschreiten, existiert, wird die Anzahl der ISI-Proben von "0"-Einfügung bestimmt unter Bedingungen von (a) Maximalleistungspfad, (b) Minimalverzögerungspfad oder (c) ein Pfad für den (a) × (b) maximal ist.
13 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist beim Beschreiben des Effekts der dritten Ausführungsform. In einer Verzögerungszeit-BER-Leistungsfähigkeit im Fall von D/U = 0 dB, Eb/N0 = 20 dB, repräsentiert A die Leistungsfähigkeit der zweiten Ausführungsform und B die Leistungsfähigkeit der dritten Ausführungsform. Gemäß der dritten Ausführungsform wird verstanden werden, dass der Verbesserungseffekt selbst unter der strengen Bedingung D/U = 0 dB erhalten wird. Ferner wurde es bestätigt, dass eine besonders große Verbesserung unter schwächeren Bedingungen erhalten wird (D/U = 1 dB, 3 dB, etc.)
14 zeigt eine Modifizierung der dritten Ausführungsform. Diese Modifizierung weist eine Anordnung auf, in der eine Anzahl der ICI-Unterdrückungseinheit 251 in einer Kaskadenweise verbunden sind. Die ICI-Unterdrückungseinheit 251 umfasst die IFFT-Einheit 203 zum Anwenden der IFFT-Verarbeitung auf das Eingangssignal; den Kopieerzeuger 204 zum Erzeugen einer Restaurationskopie von dem Ausgangssignal der IFFT-Einheit 203; den Addierer 212 zum Addieren der Restaurationskopie zu dem Ausgangssignal der "0"-Einfügungseinheit 211, die FFT-Berechnungseinheit 106 zum Anwenden einer FFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Addition; und den Kanalkompensierer bzw. Kanalkompensator 108. Falls die Anzahl der Iterationen Zwei ist, werden zwei der ICI-Unterdrückungseinheiten 251 in einer Kaskade verbunden. Im Allgemeinen werden, falls die Anzahl der Iterationen k ist, eine k-Anzahl der ICI-Unterdrückungseinheiten 251 in einer Kaskade verbunden.
15 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben der Effekte dieser Modifizierung. In einer Verzögerungszeit-BER-Leistungsfähigkeit, in einem Fall von D/U = 0 dB, Eb/N0 = 20 dB, repräsentieren A1, A2 die Leistungsfähigkeiten der zweiten Ausführungsform, B1, B2 die Leistungsfähigkeiten der dritten Ausführungsform, A1, B1 Leistungsfähigkeiten, wenn es eine einzige ICI-Unterdrückungseinheit 251 (keine Iteration) gibt, und A2, B2 Leistungsfähigkeiten, wenn es zwei ICI-Unterdrückungseinheiten 251 (eine Iteration) gibt.
In der zweiten Ausführungsform ist der Leistungsverbesserungseffekt, zurückführbar auf die Iteration, klein. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird es jedoch verstanden, dass eine Leistungsfähigkeit im Wesentlichen gleich zu der innerhalb des Schutzintervalls (weniger als 200 Proben in der Figur) erhalten wird durch einmaliges Ausführen der Iteration.
(D) Vierte Ausführungsform
16 zeigt ein Blockdiagramm einer Diversity-Anordnung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Hier wird die Anordnung der zweiten Ausführungsform in zwei Zweigen bereitgestellt, ICI wird eliminiert in jedem Zweig unter Verwendung der Demodulierte-Signal-Restaurationskopie des Zweigs mit größerem D/U, und die demodulierten Signale von beiden Zweigen werden einem Maximalverhältniskombinieren ausgesetzt, und das Ergebnis wird ausgegeben oder das demodulierte Signal des Zweigs mit der größeren D/U wird ausgewählt und ausgegeben.
In 16 haben Empfänger 301, 302 in entsprechenden der Zweige Funktionen, die identisch sind mit denen der zweiten Ausführungsform, und Komponenten, die identisch sind mit denen von 9, werden mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Diese Ausführungsform unterscheidet sich dadurch, dass die FFT-Berechnungseinheiten 106, 201 zu einer gemeinsamen Einheit 106 gemacht werden, die Kanalkompensatoren 108, 202 werden zu einem gemeinsamen Kompensator 108 gemacht und die IFFT-Einheiten 109, 203 werden zu einer gemeinsamen Einheit 109 gemacht, und die FFT-Berechnungseinheit 201, Kanalkompensator 202 und IFFT-Einheit 203 werden eliminiert.
Ein Demodulierte-Signal-Restaurationskopie-Auswähler/Erzeuger 303 berechnet D/U in jedem Zweig, basierend auf den Verzögerungsprofilen, die eintreten von der Kanalabschätzungseinheit 101 in die Empfänger 301, 302 der entsprechenden Zweige, wählt das Signal, das von der IFFT-Einheit 109 mit dem größeren D/U eintritt, erzeugt eine Demodulierte-Signal-Restaurationskopie (ICI-Kopie), unter Verwendung des ausgewählten Signals und gibt die erzeugte Kopie an die Kombinierer 205 der Empfänger 301, 302 in jeden der Zweige. Ein Antennen-Diversity-Auswähler/Kombinierer 304 setzt die demodulierten Signale, die von den Empfängern 301, 302 der entsprechenden Zweige eintreten, beispielsweise einem Maximumverhältniskombinieren aus, und gibt das Ergebnis aus. Es sollte bemerkt werden, dass D in D/U die Leistung der direkten Welle (erwünschte Welle) kennzeichnet, die von der Kanalabschätzungseinheit 101 eintritt, und dass U die Leistung der verzögerten Welle (ISI-Teil) kennzeichnet, die die unerwünschte Welle ist. Die Leistung des ISI-Teils ist niedrig, falls D/U groß ist, und hoch, falls D/U klein ist.
In der vierten Ausführungsform wird das ICI-Kopiesignal des Zweigs mit dem großen D/U verwendet (gemeinsam verwendet) als das ICI-Kopiesignal des Zweigs mit dem kleineren D/U durch Diversity-Empfang, wodurch die Qualität des demodulierten Signals von jedem Zweig verbessert wird. Nachdem die Qualität des demodulierten Signals von jedem Zweig verbessert wird, wird eine Antennen-Diversity-Auswahl/Kombination, ähnlich zu der des Stands der Technik, ausgeführt, wodurch eine stabile Empfangsleistungsfähigkeit unter strengen Bedingungen gesichert wird. Bei L (> 2) Zweigen wird es ausreichen, die ICI-Kopie des Zweigs mit dem maximalen D/U zu verwenden. Die vierte Ausführungsform kann ein Leistungsfähigkeitsverbesserungsschema genannt werden, das eine Diversity-Verstärkung verwendet.
17, 18 sind Empfangsleistungsfähigkeiten zum Beschreiben der Effekte des 2-Zweig-Diversity-Empfangs. Ein D/U-Unterschied (= ΔD/U) zwischen einem Niedrig-D/U-Zweig und einem Hoch-D/U-Zweig wird als Parameter adoptiert, eine Empfangsleistungsfähigkeit A des Niedrig-D/U-Zweigs wird dargestellt in jedem der Diagramme und eine Empfangsleistungsfähigkeit B in einem Fall, wo eine Verzögerungszeit geringer ist, als die Datenschutzintervalllänge NGD (= 200 Proben), wird auch in jedem der Diagramme für Vergleichszwecke gekennzeichnet. Eine Eb/No gegen BER-Leistungsfähigkeit wurde simuliert mit einer Verzögerungszeit, die festgehalten wurde bei 300 Proben (NGD = 200 Proben). Ferner werden Daten erfasst mit Bezug auf ΔD/U = 1 dB und 5 dB, und die Eb/No gegen BER-Leistungsfähigkeit wird gekennzeichnet für jede derselben.
Da jeder Zweig ein unabhängiges Schwächerwerden erfährt, ist die Zweigkorrelation gering. Diese Tatsache wird verwendet und das Hoch-D/U-Signal wird verwendet zu dem möglichen Ausmaß, um dabei eine Diversity-Verstärkung zu erhalten.
Von den 17 und 18 wird eine Verschlechterung in den Leistungsfähigkeiten beträchtlich unterdrückt für die obigen Gründe, selbst in einem Fall, wo fast keine Diversity-Verstärkung erhalten wird, das heißt, ΔD/U = 1 dB. Eine Leitungsqualität kann auf hohem Niveau aufrechterhalten werden durch gleichzeitige Verwendung der Fehlerkorrektur. Ferner ist bei ΔD/U = 5 dB eine Leistungsfähigkeit im Wesentlichen gleich zu der Empfangsleistungsfähigkeit B, für die die Verzögerungszeit geringer ist, als die Schutzintervalllänge NGD (= 200 Proben) der Daten erhalten. Die Effekte der vierten Ausführungsform, zurückführbar auf die Antennen-Diversity, wurden dadurch bestätigt. Es sollte bemerkt werden, dass die Diversity-Anordnung auch anwendbar an den unten dargelegten Ausführungsformen ist.
Die Implementierung der zweiten Ausführungsform wurde oben beschrieben hinsichtlich einem Fall, wo k (= 2)-Zweige bereitgestellt werden. Jedoch kann derart angeordnet werden, dass die Implementierung der dritten Ausführungsform mit k-Anzahl von Zweigen bereitgestellt wird.
(Fünfte Ausführungsform)
19 zeigt ein Blockdiagramm eines Empfängers nach einer fünften Ausführungsform einer Diversity-Anordnung zum Ausführen einer Auswahlkombinierung oder Maximalverhältniskombinierung auf einer Pro-Teilträger-Basis. Hier wird die Anordnung der zweiten Ausführungsform auch in zwei Zweigen bereitgestellt. Es sollte bemerkt werden, dass im Allgemeinen eine k-Zweigimplementierung adoptiert werden kann.
Die Empfänger 311, 312 in entsprechenden der Zweige weisen Funktionen auf, die identisch mit diesen der zweiten Ausführungsform sind, und Komponenten, die identisch mit diesen der 9 sind, werden durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet. Diese Ausführungsform unterscheidet sich dadurch, dass ➀ die IFFT-Einheit 109 und Verzögerungsschaltung 110 der zweiten Ausführungsform gemeinsam benutzt werden durch die Empfänger 311, 312; ➁ die IFFT-Einheit 203 gemeinsam benutzt wird durch die Empfänger 311, 312; ➂ ein Demodulierte-Signal-Restaurationskopieerzeuger 313 gemeinsam verwendet wird durch die Empfänger 311, 312, und bereitgestellt wird vor der IFFT-Einheit 203, und die Eingangssignale der Zweige den Auswahlkombinieren oder Maximumverhältniskombinieren auf einer Pro-Teilträger-Basis ausgesetzt werden; und ➃ ein Antennen-Diversity-Auswähler/Kombinierer 314 bereitgestellt wird, die demodulierten Signale der Zweige werden einem Auswahlkombinieren oder Maximumverhältniskombinieren ausgesetzt und das Ergebnis wird ausgegeben, und dieses Ausgangssignal (demoduliertes Signal) wird eingegeben in den ISI-Kopieerzeuger 104 über die IFFT-Einheit 109 und Verzögerungseinheit 110.
Die 20A und 20B zeigen Diagramme, die nützlich sind im Beschreiben der Prinzipien der Erzeugung einer ISI-Kopie und Restaurationskopie bei einem 2-Zweig-Diversity-Empfang.
(1) Auswahlempfang
Bei dem Auswahlempfang (SEL-Empfang) erzeugt der Antennen-Diversity-Auswähler/Kombinierer 314 und der Demodulierte-Signal-Restaurationskopieerzeuger 313 eine ISI-Kopie bzw. Restaurationskopie, bei welcher Zeit das Signal in den Zweig mit dem größeren Übertragungspfadabschätzwert ausgewählt wird, und Träger für Träger ausgegeben wird. Als Ergebnis, falls wir ein i-tes Symbol in einem k-ten Zweig nach einer OFDM-Demodulation durch X(i, j, k) repräsentieren, repräsentieren wird den Übertragungspfadantwortwert (Kanalabschätzungswert) durch Y(i, j, k) und das Kopiesymbol nach einer Auswahl durch Z(i, j), dann wird die ISI-Kopie Z(i, j) und Restaurationskopie Z(i, j) ausgedrückt durch die unteren Gleichungen, wobei I die Symbolzahl repräsentiert, j die Trägerzahl, k die Zweigzahl und K den Zweig kennzeichnend den Maximumpfadantwortwert repräsentiert.
Das bedeutet, dass die ISI-Kopie Z(i, j) aus der folgenden Gleichung gefunden wird, unter Verwendung eines (i – 1)-ten Symbols X(i – 1, j, K), wie in 20A gezeigt: Z(i, j) = X(i – 1, j, K), Y(i,j,K) = max{Y(i, j, k)} (1)
Ferner wird die Restaurationskopie Z(i, j) aus der folgenden Gleichung gefunden, unter Verwendung eines i-ten Symbols X(i, j, K), wie in 20B gezeigt: Z(i, j) = X(i, j, K), Y(i, j, K) = max{Y(i, j, k) } (2)
Daher wählt, in einem Fall des Diversity Auswahlempfangs, der Demodulierte-Signal-Restaurationskopieerzeuger 313 das Signal des Zweigs mit dem größeren Übertragungspfadabschätzungswert Träger für Träger gemäß der Gleichung (1) aus, und die IFFT-Einheit 203 unterzieht jedes ausgewählte Signal von einem Teilträger der IFFT-Verarbeitung, um dabei eine Restaurationskopie auszugeben.
Ferner wählt der Antennen-Diversity-Auswähler/Kombinierer 314 das Signal des Zweigs mit dem größeren Übertragungspfadabschätzungswert gemäß der Gleichung (2) aus, gibt dieses Signal in einen Demodulator (nicht gezeigt) und auch in den ISI-Kopieerzeuger 104 über die IFFT-Einheit 109 und Verzögerungseinheit 110.
(2) Maximumverhältniskombinierempfang
Beim Maximumverhältniskombinierempfang (MRC-Empfang, Maximum-Ratio Combining Reception) erzeugt der Antennen-Diversity-Auswähler/Kombinierer 314 und der Demodulierte- Signal-Restaurationskopieerzeuger 313 eine ISI-Kopie bzw. Restaurationskopie, zu welcher Zeit die Signale in den Zweigen Maximumverhältniskombiniert werden und ausgegeben werden, unter Verwendung eines Übertragungspfadsabschätzungswerts. Dies bedeutet, dass, wenn die ISI-Kopie und Restaurationskopie erzeugt werden, die Empfangssignale einer Vielzahl von Antennenzweigen jeweils multipliziert werden durch einen Übertragungspfadantwortwert, die Gesamtsumme der Produkte normalisiert wird durch den Übertragungspfadantwortwert und der normalisierte Wert als das Kopiesignal angenommen wird. Das Kopiesignal, basierend auf einem Maximumverhältniskombinieren, wird ausgedrückt durch die unteren Gleichungen, unter Verwendung einer Notation, ähnlich zu der des Auswahlempfangs, wobei i die Symbolnummer repräsentiert, j die Trägernummer und k die Zweignummer. Dies bedeutet, dass die ISI-Kopie Z(i, j) aus der folgenden Gleichung gefunden wird, unter Verwendung eines (i – 1)-ten Symbols X(i – 1, j, K), wie in 20A gezeigt:
Ferner wird die Restaurationskopie Z(i, j) aus der folgenden Gleichung gefunden, unter Verwendung eines i-ten Symbols X(i, j, K), wie in 20B gezeigt:
Deshalb gibt, in einem Fall eines Diversity-Maximumverhältniskombinierens, der Demodulierte-Signal-Restaurationskopieerzeuger 313 ein Signal aus, das erhalten wird durch Maximumverhältniskombinieren auf einer Pro-Träger-Basis gemäß Gleichung (4), und die IFFT- Einheit 203 unterzieht jedes Ausgangssignal eines Teilträgers der IFFT-Verarbeitung, um dabei eine Restaurationskopie auszugeben.
Ferner berechnet der Antennen-Diversity-Auswähler/Kombinierer 314 einen Wert, normalisiert durch einen Übertragungspfadantwortwert gemäß Gleichung (3) und gibt den Wert in einen Decodierer (nicht gezeigt) ein, und auch in den ISI-Kopieerzeuger 104 über die IFFT-Einheit 109 und Verzögerungseinheit 110.
21 zeigt ein Simulationsleistungsfähigkeitsdiagramm zum Beschreiben der Effekte der fünften Ausführungsform. Hier wird Eb/N0 aufgetragen entlang der horizontalen Achse und BER entlang der vertikalen Achse. Ferner repräsentiert A (= herkömmlich) die Leistungsfähigkeit in einem Fall (zweite Ausführungsform, gezeigt in 9), wo die Kopieerzeugung ausgeführt wurde, unabhängig in jedem Zweig ohne ein Implementieren der Diversity in der Kopieerzeugung, B (= mit SEL Div. in der Zeitdomäne) repräsentiert die Leistungsfähigkeit der vierten Ausführungsform, gezeigt in 16, C (= mit SEL Div. in der Frequenzdomäne) repräsentiert die Leistungsfähigkeit der fünften Ausführungsform in dem Fall des Auswahlempfangs, und D (= mit MRC Div. in der Frequenzdomäne) repräsentiert die Leistungsfähigkeit der fünften Ausführungsform in dem Fall des Maximumverhältniskombinierens. Gemäß der fünften Ausführungsform werden Ergebnisse erhalten, die besser sind, als diese der vierten Ausführungsform. 21 stellt die Leistungsfähigkeiten in einer Hochgeschwindigkeitsmobilumgebung dar (V = 207 Km/h, Trägerfrequenz fc = 5 GHz), wobei für die Abschwächungsfrequenz fd = 960 Hz gilt. Exzellente Effekte werden erhalten, sogar in einer anspruchsvollen Umgebung.
(F) Sechste Ausführungsform
Bei der vierten und fünften Ausführungsform ist eine Verbesserung in den Leistungsfähigkeiten zurückzuführen auf Diversity-Verstärkung, selbst möglich und strengen Bedingungen von geringem D/U, das heißt, hoher ISI-Leistung. Jedoch verspricht eine Verbesserung in der Leistungsfähigkeit Zweig für Zweig eine sogar größere Verbesserung in Leistungsfähigkeiten.
22 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Komponenten, die identisch mit denen der zweiten Ausführungsform in 9 sind, werden durch gleiche Bezugzeichen bezeichnet. Diese Ausführungsform unterscheidet sich dadurch, dass eine Symbol-Hart-Entscheidungseinheit 310 bereitgestellt wird zwischen dem Kanalkompensator 202 und einer IFFT-Einheit 203.
Die sechste Ausführungsform ist derart, dass, um eine Verzerrung aufgrund von ICI zu unterdrücken, wenn eine ICI-Kopie erzeugt wird, jedes Teilträgersignal, das einer Kanalkompensation nach einer FFT-Verarbeitung ausgesetzt wird, einer Symbol-Hart-Entscheidung in der Symbol-Hart-Entscheidungseinheit 110 unterzogen wird, und eine IFFT-Verarbeitung wird angewandt auf das Ergebnis der Hart-Entscheidung zum dabei Erzeugen der ICI-Kopie. Falls dies zweckmäßig angepasst wird, kann eine Verzerrung des demodulierten Signals, das eine ICI-Verzerrung aufrechterhalten hat, korrigiert werden. 23 zeigt ein Diagramm, das nützlich ist im Beschreiben einer Konstellation, die die Notwendigkeit einer Hart-Entscheidung in der sechsten Ausführungsform darstellt. Es wird angenommen, dass die Daten in jedem Teilträger einer QPSK-Modulation unterzogen worden sind. Falls eine Verzerrung nicht auftritt, werden Signalpunkte existieren bei x-Markierungen in jedem Quadrant von 23 gemäß (00), (01), (10), (11). Falls eine Verzerrung auftritt, verschieben sich jedoch die Positionen der Signalpunkte. Beispielsweise verschiebt sich der Signalpunkt in dem ersten Quadrant von der Position von dem A-Punkt zu der Position des B-Punkts. Falls eine ICI-Kopie erzeugt wird unter diesen Bedingungen, wird eine kontinuierliche periodische Wellenform (siehe 10F) nicht erhalten und das demodulierte Signal wird eine Verzerrung enthalten. Demgemäß werden Signalpunkte A, B einer Hart-Entscheidung ausgesetzt und betrachtet, als bei der x-Position in dem ersten Quadrant. Wenn eine IFFT-Verarbeitung nachfolgend angewandt wird zum Erzeugen der ICI-Kopie, wird eine kontinuierliche periodische Wellenform (siehe 10F) erhalten und die Leistungsfähigkeit wird verbessert.
Gemäß der sechsten Ausführungsform wird die Verbesserung in Leistungsfähigkeiten in der anspruchsvollen Umgebung von D/U = 0 dB und 1 dB hervorgehoben, wie gekennzeichnet durch die Leistungsfähigkeit D, gezeigt in 5 bis 7, und eine Hauptverbesserung in den Leistungsfähigkeiten wird erreicht im Vergleich zu dem herkömmlichen OFDM-Kommunikationssystem.
(G) Siebte Ausführungsform
24 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der sechsten Ausführungsform von 22 dadurch, dass ein Schalter 401 und eine Schwellenwertunterscheidungseinheit 402 bereitgestellt werden, und dadurch, dass abhängig von dem Wert von D/U eine Steuerung adaptiv ausgeführt wird, zum ➀ Erzeugen einer ICI-Kopie, unter Verwendung des Ergebnisses der Symbol-Hart-Entscheidung oder ➁ Erzeugen einer IC-Kopie, unter Verwendung des Ergebnisses der Kanalkompensation ohne eine Hart-Entscheidung.
Wie in den 5 bis 7 gezeigt, ist, wenn die Verzögerte-Welle-Leistung sich erhöht, und D/U unter 1 dB fällt, die Leistungsfähigkeit D der sechsten Ausführungsform (22), in der die Hart-Entscheidung bzw. Hard Decision vorkommt, überlegen zu der Leistungsfähigkeit C der zweiten Ausführungsform (9), in der es eine Hart-Entscheidung gibt. Umgekehrt wird jedoch, wenn D/U 1 dB oder größer wird, die Leistungsfähigkeit D der sechsten Ausführungsform (22), in der die Hart-Entscheidung vorliegt, schlechter verglichen zu der Leistungsfähigkeit C der zweiten Ausführungsform (9), in der es keine Hart-Entscheidung gibt. Demgemäß berechnet die Schwellenwertunterscheidungseinheit 402 D/U von den Leistungen D, U der direkten und verzögerten Welle des Verzögerungsprofils, die von der Kanalabschätzungseinheit 101 eintritt, bestimmt, ob der Schwellenwert gleich ist, oder geringer, oder größer als 1 dB. Falls der Schwellenwert gleich ist, oder geringer als 1 dB, wird das Ergebnis der Hart-Entscheidung, erstellt durch die Symbol-Hart-Entscheidungseinheit 310, ausgewählt durch den Schalter 401, und eingegeben in die IFFT-Einheit 203, wodurch die ICI-Kopie erzeugt wird. Andererseits wird, falls D/U größer ist als ein 1 dB, das Ergebnis der Kompensation durch den Kanalkompensator 202 ausgewählt durch den Schalter 401 und eingegeben in die IFFT-Einheit 203, wodurch die ICI-Kopie erzeugt wird.
(H) Achte Ausführungsform
25 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Komponenten, die mit denen der zweiten Ausführungsform in 9 identisch sind, werden bezeichnet durch gleiche Bezugszeichen. Diese Ausführungsform unterscheidet sich dadurch, dass ein Begrenzer 410 bereitgestellt wird zwischen dem Kanalkompensator 202 und der IFFT-Einheit 203, eine Begrenzung LM eingerichtet wird bei der Position, gekennzeichnet durch die gestrichelte Linie in 26, und Signalpunkte, die in dem Bereich, gekennzeichnet durch die Strichelung, begrenzt sind auf Signalpunkte auf der gestrichelten Linie. Falls diese Anordnung angenommen wird, wird eine äquivalente Leistungsfähigkeit erhalten ohne ein Ausführen einer Schwellenwertunterscheidung, wie in 24.
27 bis 29 sind BER-Verzögerungszeit-Leistungsfähigkeiten im Fall, wo D/U 0,3 und 5 dB ist. Hier ist eine BER-Leistungsfähigkeit der zweiten Ausführungsform, in der es keinen Begrenzer gibt, und B ist eine BER-Leistungsfähigkeit der achten Ausführungsform. Wenn D/U = 0 dB gilt, ist die Leistungsfähigkeit der achten Ausführungsform überlegen zu der Leistungsfähigkeit der zweiten Ausführungsform um eine Größenordnung. Wenn D/U größer ist als 3 dB, wird eine Leistungsfähigkeit gleich zu der BER-Leistungsfähigkeit der zweiten Ausführungsform erhalten.
(I) Modifizierung der Kanalabschätzungseinheit
In den ersten bis achten Ausführungsformen führt die Kanalabschätzungseinheit 101 eine Kanalabschätzung bei der Pilotsymbolperiode aus und verwendet den gefundenen Kanalabschätzungswert und das Verzögerungsprofil, bis eine Kanalabschätzung erneut ausgeführt wird. Jedoch fluktuieren der Kanalabschätzungswert und das Verzögerungsprofil in Abhängigkeit von der Größenordnung des Schwächerwerdens. Demgemäß wird in dieser Ausführungsform eine Verwendung durchgeführt von zwei Kanalabschätzungswerten, die erhalten wurden, durch Verwenden von benachbarten Pilotsymbolen, zum Ausführen einer Interpolation zwischen diesen. Um dies fertig zu stellen, wird ein Puffer 111 nachgeschaltet von der Schutzintervallentfernungseinheit 100 bereitgestellt, und ein Interpolator 101e wird bereitgestellt innerhalb der Kanalabschätzungseinheit 101, wie in 30 gezeigt. Der Korrelator 101b der Kanalabschätzungseinheit 101 berechnet einen ersten und zweiten Kanalabschätzungswert bei zwei benachbarten Pilotsymbolpositionen und gibt die Werte an den Interpolator 101e ein. Der spätere interpoliert linear einen Kanalabschätzungswert (der die Verzögerungszeit des Verzögerungsprofils einschließt) zwischen den benachbarten Symbolen und gibt den interpolierten Wert bei der Symbolperiode aus. Obwohl der Puffer 111 notwendig ist, falls diese Anordnung angenommen wird, kann eine Nachführbarkeit mit Bezug auf das Hochgeschwindigkeitsschwächerwerden verbessert werden.
(J) Neunte Ausführungsform
31 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, in der Komponenten, die identisch mit denen der zweiten Ausführungsform der 9 sind, bezeichnet werden durch gleiche Bezugszeichen. Diese Ausführungsform unterscheidet sich dadurch, dass sie versehen wird mit einer ISI-Kopieentfernungseinheit 501 zum Entfernen eines ISI-Kopieteils von dem Zeitwellenformsignal eines Pilotsymbols, einer FFT-Berechnungseinheit 502, einer ICI-Fluktuationswert-Berechnungseinheit 503 und eines Multiplizierers 504 zum Kompensieren für ICI-Fluktuation.
In der zweiten Ausführungsform wurde das Wellenformsignal des Datensymbols, gezeigt in 10B, von dem das ISI-Segment y entfernt wurde, einer FFT-Verarbeitung ausgesetzt. Als Konsequenz wird, obwohl eine ICI-Kopie erzeugt wird und eingefügt wird in das ISI-Segment y der Wellenform, gezeigt in 10B, eine periodische kontinuierliche Wellenform der in 10F gezeigten Art nicht korrekt erhalten und eine Verzerrung tritt auf.
Demgemäß wird in der neunten Ausführungsform der Effekt eines Aussetzens der Datensymbolwellenform von 10B einer FFT-Verarbeitung berechnet, und eine Steuerung wird ausgeführt, so dass dieser Effekt eliminiert wird. Insbesondere entfernt die ISI-Kopieentfernungseinheit 501 das ISI-Segment y von dem Zeitwellenformsignal eines bekannten Pilotsymbols, die FFT-Berechnungseinheit 502 wendet eine FFT-Verarbeitung auf das Ausgangssignal der ISI-Kopieentfernungseinheit 501 an und die ICI-Fluktuationswertberechnungseinheit 503 berechnet den Unterschied zwischen der FFT-Ausgabe und einem bekannten Pilotsymbol Teilträger für Teilträger und berechnet einen ICI-Fluktuationswert Aexp(jϕ). Der Multiplizierer 504 multipliziert das Ausgangssignal des Kanalkompensators 202 durch eine inverse Ausführung von exp(–jϕ)/A des ICI-Fluktuationswerts Teilträger für Teilträger und gibt das Produkt in die IFFT-Einheit 203 ein, welches die nächste Stufe ist. Als Ergebnis der Multiplizierung durch die inverse Ausführung, ist es möglich, den Effekt eines Entfernens des ISI-Segments y durch den Subtrahierer 102 zu kompensieren, eine akkurate ICI-Kopie kann erzeugt werden durch den Demodulierte-Signal-Restaurationskopieerzeuger 204 und eine periodische kontinuierliche Wellenform der in 10F gezeigten Art wird erhalten. Falls der ICI-Fluktuationswert auch linear interpoliert wird zwischen Pilotsignalen, wird die Nachfolgeleistung mit Bezug auf das Hochgeschwindigkeitsschwächerwerden verbessert.
(K) Zehnte Ausführungsform
32 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Empfangsvorrichtung gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, in dem Komponenten, die mit denen der sechsten Ausführungsform von 22 identisch sind, durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet werden. Diese Ausführungsform unterscheidet sich dadurch, dass die Symbol-Hart-Entscheidungseinheit 310, bereitgestellt zwischen dem Kanalkompensator 202 und der IFFT-Einheit 203, ersetzt wird mit einer Symbol-Soft-Entscheidungseinheit 601.
In dem Fall der Symbol-Hart-Entscheidung ist es nötig, zwischen einem Wiedergeben oder Nichtwiedergeben einer Symbol-Hart-Entscheidung umzuwechseln, in Abhängigkeit von dem Wert von D/U, wie in 24 gezeigt, um eine gute BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeit zu erhalten. Die zehnte Ausführungsform wird derart adaptiert, dass es unnötig ist, solch ein Umschalten auszuführen. In den 5 bis 7 repräsentiert C eine Leistungsfähigkeit (eine Leistungsfähigkeit der zweiten Ausführungsform), basierend auf einer Symbol-Soft-Entscheidung, in der die Quantisierungs-Bits infinit sind, und D eine Leistungsfähigkeit repräsentiert (eine Leistungsfähigkeit der sechsten Ausführungsform), basierend auf Symbol-Hart-Entscheidung. Basierend auf diesen Leistungsfähigkeiten wird eine Leistungsfähigkeit zwischen C und D erhalten, falls die Quantisierungs-Bit-Länge einer Symbol-Soft-Entscheidung finit gemacht wird. 33 bis 35 sind BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeiten für einen Fall, wo eine Quantisierungs-Bit-Länge einer Symbol-Soft-Entscheidung zu zwei, drei und fünf Bits entsprechend gemacht wurde. Hier ist A eine Leistungsfähigkeit der achten Ausführungsform (siehe 25), in der Quantisierungs-Bits mit einem Begrenzer infinit sind, B, C und D sind Leistungsfähigkeiten der zehnten Ausführungsform, wenn die Quantisierungs-Bit-Länge einer Symbol-Soft-Entscheidung entsprechend zwei, drei und fünf gemacht wurde, und E ist eine Hart-Entscheidungs-Leistungsfähigkeit.
Basierend auf den 33 bis 35 kann es gesagt werden, dass eine Quantisierungs-Bit-Zahl = 3 (das heißt, Soft-Entscheidungs-Bit-Nummer = 2) ideal ist hinsichtlich dem Komplexitätsgrad und den Leistungsfähigkeiten. Quantisierungs-Bits = ∞ können realisiert werden durch Fließkommaberechnung, wie zum DSP (digitaler Signalprozessor), obwohl Probleme hinsichtlich des Hochgeschwindigkeitsbetriebs, etc. auftreten.
(L) 11. Ausführungsform
Die erste bis zehnte Ausführungsformen, die oben beschrieben wurden, sind derart angepasst, dass eine Schutzintervalllänge N_GP eines Pilotsymbols größer gemacht wird, als eine Schutzintervalllänge N_GD eines Datensymbols, wobei ISI und ICI verringert werden, und eine exzellente Leistungsfähigkeit erhalten wird, selbst wenn eine verzögerte Welle, die die Schutzintervalllänge ^NGD des Datensymbols überschreitet, produziert wird.
Wie in 36 gezeigt, ist die 11. Ausführungsform derart, dass in einem Fall, wo die Schutzintervalllänge NGP eines Pilotsymbols P und die Schutzintervalllänge NGD eines Datensymbols D_i gleich sind, eine ISI-Kopie ausgenommen ist von dem Empfangssignal zum Verringern von ISI, und eine ICI-Kopie wird eingefügt in den ausgenommenen Teil zum Verringern von ICI, selbst wenn eine verzögerte Welle mit einer Verzögerung Nτ_max größter als die Länge des Schutzintervalls auftritt.
37 zeigt ein Blockdiagramm, das eine erste Empfangsvorrichtung gemäß der 11. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, in der Komponenten, identisch mit solchen der ersten Ausführungsform von 3, bezeichnet werden durch gleiche Bezugszeichen. Strukturell unterscheidet sich die 11. Ausführungsform von der ersten Ausführungsform dadurch, dass ➀ die Kanalabschätzungseinheit 101 der ersten Ausführungsform ersetzt wird durch eine Kanalabschätzungseinheit 601, ➁ der GI-Überschreite-Verzögerte-Wellendetektor 103 der ersten Ausführungsform gelöscht wird; und ➂ die Kanalabschätzungseinheit 601 direkt verbunden wird mit dem ISI-Kopieerzeuger 104.
Die Kanalabschätzungseinheit 601 enthält eine Verzögerungsprofilmessungseinheit 601a zum Erzeugen eines Verzögerungsprofils durch Berechnen einer Korrelation zwischen dem Zeitwellenformsignal eines bekannten Pilotsymbols und des Empfangssignals; einen Schwellenwertdiskriminator bzw. Schwellenwertunterscheider 601b zum Detektieren der Zeitpositionen (Direktwellenposition T_D und Verzögerte-Wellenposition T_U) bei Spitzenpunkten größer als ein festes Niveau beim Inbetrachtziehen von Rauschen; einen GI-Überschreite-Verzögerte-Welle-Detektor 601c zum Bestimmen, ob ein Spitzenintervall N_INT größer ist als die Schutzintervalllänge NGD und, falls das Spitzenintervall N_INT größer ist, zum Bestimmen, ob eine Verzögerte-Welle, die das Schutzintervall überschreitet, aufgetreten ist; und eine "0"-Einfügeeinheit 601d, die, falls eine Verzögerte-Welle größer als die Schutzintervalllänge NGD produziert wurde, "0" einen Korrelationswert macht unter dem Schwellenwert und das Verzögerungsprofil ausgibt.
Der ISI-Kopieerzeuger 104 detektiert den Verzögerungszeitteil, der größer ist, als das Schutzintervall von dem Verzögerungsprofil, als ein ISI-Teil und erzeugt ein Zeitwellenformteil eines bekannten Symbols, entsprechend dem ISI-Teil oder einem Zeitwellenformteil des vorhergehenden Symbols als eine ISI-Kopie. Eine Steuerung, die identisch ist mit der der ersten Ausführungsform wird daher ausgeführt.
38 bis 40 sind BER-Verzögerungszeitleistungsfähigkeiten der 11. Ausführungsform in Fällen, wo NGD = 200 Proben gilt und D/U 0,1 und 3 dB ist. Die Leistungsfähigkeit der ersten Ausführungsform wird auch dargestellt aus Gründen des Vergleichs. Hier ist A die Leistungsfähigkeit der 11. Ausführungsform und B die Leistungsfähigkeit der ersten Ausführungsform. Im Vergleich mit der ersten Ausführungsform wird fast keine Verschlechterung in der Leistungsfähigkeit beobachtet, selbst unter strengen Bedingungen, wie zum Beispiel D/U = 0 dB.
41 zeigt ein Blockdiagramm einer zweiten Empfangsvorrichtung gemäß der 11. Ausführungsform. Hier wird die 11. Ausführungsform bereitgestellt mit einem ICI-Kopieerzeuger und die ICI-Kopie wird hinzugefügt auf das ISI-Intervall.
Obwohl nicht dargestellt, kann es derart angeordnet werden, dass Effekte, gleich denen, erhalten werden können durch Expandieren der 11. Ausführungsform, so dass sie eine Struktur aufweist, gleich zu der der dritten bis zehnten Ausführungsform. Beispielsweise kann eine weitere Verbesserung in den Leistungsfähigkeiten erreicht werden durch Adoptieren einer 2-Zweig-Diversity-Anordnung. Ferner kann es so angeordnet werden, hinsichtlich eines Kompromisses zwischen ICI-Verzerrung und Symbolunterscheidungsfehler, dass eine Steuerung adaptiv verändert wird gemäß der ISI-Leistung (nämlich D/U).
(M) 12. Ausführungsform
Die 1. bis 11. Ausführungsform, oben dargelegt, erzeugen eine ISI-Kopie und subtrahieren die ISI-Kopie von einem Empfangssignal, um ISI zu verringern. Hardware ist nötig zum Erzeugen der ISI-Kopie.
In einer 12. Ausführungsform wird das Empfangssignal ersetzt durch "0" bis zu dem am meisten verzögerten Pfad, wie gekennzeichnet durch (a) in 42, in einem Fall, wo eine verzögerte Welle größer als ein Schutzintervall N_GI aufgetreten ist, wie dargestellt in 42. Dies bedeutet, da eine Verzögerung (= Nτ_max – N_GI) größer als das Schutzintervall N_GI von ISI hergestellt wird, dass das Empfangssignal (erwünschte Welle und verzögerte Welle) über diese Zeitperiode ersetzt wird durch "0" zum Erzeugen einer Restaurationskopie, und die Restaurationskopie wird hinzugefügt an das Empfangssignal zum Erzeugen des demodulierten Signals. Falls diese Anordnung angepasst wird, ist es nicht länger notwendig, eine ISI-Kopie zu erzeugen, aber je länger die Verzögerungszeit ist, desto schlechter wird die Leistungsfähigkeit. Jedoch ist das Auftreten einer verzögerten Welle größer als das Schutzintervall Schutzintervall N_GI nicht häufig.
Obwohl die Anordnung zum Ersetzen von "0", wie gekennzeichnet bei (a) in 42, leicht ist, ist die Diskontinuität der Wellenform ausgeprägt und die Verzerrung wird produziert. Demgemäß wird eine Fensterfunktion erzeugt, wie gekennzeichnet bei (b) in 42, und der ISI-Teil wird multipliziert durch die Fensterfunktion, um dabei eine Kontinuität aufrechtzuerhalten, und das Auftreten der Verzerrung zu unterdrücken.
43 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Empfänger gemäß der 12. Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, in dem Komponenten, identisch mit denen der sechsten Ausführungsform von 22 bezeichnet werden durch gleiche Bezugszeichen. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der sechsten Ausführungsform dadurch, dass die Komponenten 102 bis 105 und 109, 110 zum Erzeugen einer ISI-Kopie und Subtrahieren dieser von dem Empfangssignal gelöscht werden und ersetzt werden durch einen Wellenformformer 701.
44 zeigt eine erste Ausführungsform des Wellenformformers 701, der bereitgestellt wird mit einem Auswahlsignalerzeuger 711 und Auswähler 712. Der Auswahlsignalerzeuger 711 führt ein Überwachen aus zum Bestimmen, ob eine verzögerte Welle größer als das Schutzintervall N_GI existiert. Falls solch eine verzögerte Welle existiert, und die Verzögerungszeit der maximal verzögerten Welle Nτ_max ist, gibt der Auswahlsignalerzeuger 711 ein Auswahlsignal aus, das das hohe Niveau für die Dauer des vorderen Teils (Nτ_max – NGI) eines FFT-Fensters erreicht. Der Auswähler 712 wählt aus und gibt "0" aus, während der Zeit, dass das Auswahlsignal SLL bei dem hohen Niveau ist, das heißt, für die Dauer von (Nτ_max – N_GI), und gibt das Empfangssignal bei anderen Zeiten aus.
Das Empfangssignal, in dem das ISI-Segment Null gemacht wurde (das heißt, das Signal, von dem ISI abgeschnitten wurde), durch den Wellenformformer 701, wird verarbeitet durch die FFT 201, den Kanalkompensator 202, die Symbol-Hart-Entscheidungseinheit 310 und die IFFT-Einheit 203, und die Restaurationskopie wird erzeugt durch den Demodulierte-Signal-Restaurationskopieerzeuger 204. Der Addierer 205 fügt die Restaurationskopie in den ISI-Teil des Empfangssignals ein (obwohl Einfügung in den "0"-Teil des Signals, von dem ISI abgeschnitten wurde, auch erlaubt ist). Die FFT 106 und der Kanalkompensator 108 wenden die FFT-Verarbeitung und Kanalkompensationsverarbeitung an und geben das demodulierte Signal aus.
45 zeigt eine zweite Ausführungsform des Wellenformformers 701, der bereitgestellt wird mit einem Timing-Signalerzeuger 721, Fensterfunktionserzeuger 722 und Multiplizierer 723. Der Timing-Signalerzeuger 721 führt ein Überwachen durch zum Bestimmen, ob eine verzögerte Welle größer als das Schutzintervall N_GI existiert. Falls solch eine verzögerte Welle existiert und die Verzögerungszeit der maximal verzögerten Welle Nτ_max ist, gibt der Timing-Signalerzeuger 721 ein Timing-Signal aus, das das hohe Niveau bzw. den hohen Pegel für die Dauer des vorderen Teils (NT_max – N_GI) des FFT-Fensters erreicht. Der Fensterfunktionserzeuger 722 erzeugt eine Fensterfunktion WF während der Zeit, dass das Timing-Signal bei dem hohen Niveau ist. Denkbare Beispiele der -Fensterfunktion sind auch eine Funktion, die sich linear erhöht bis auf 1,0 für die Dauer (Nτ_max – N_GI), wie in 46 gezeigt, eine Exponentialfunktion mit einer Zeitkonstante (Nτ_max – N_GI), wie in 47 gezeigt, oder eine trianguläre Funktion, etc. Der Multiplizierer 723 multipliziert das Empfangssignal durch die Fensterfunktion und gibt das Ergebnis der Multiplikation aus.
Das Empfangssignal, das multipliziert wurde mit der Fensterfunktion in dem Wellenformformer 701, wird einer Verarbeitung durch die FFT 201, Kanalkompensator 202, Symbol-Hart-Entscheidungseinheit 310 und IFFT-Einheit 203 ausgesetzt, und eine Restaurationskopie wird erzeugt durch den Demodulierte-Signal-Restaurationskopieerzeuger 204. Der Addierer 205 fügt die Restaurationskopie in den ISI-Teil des Signals ein, das ausgegeben wird von dem Wellenformformer 701, nachdem die FFT-Berechnungseinheit 106 und der Kanalkompensator 108 eine FFT-Verarbeitung anwenden, und eine Kanalkompensationsverarbeitung und geben das demodulierte Signal aus. Wie gekennzeichnet durch die gestrichelte Linie in 43, wird eine Nulleinfügungseinheit 702 bereitgestellt für ein Einfügen von Null in den ISI-Teil des Signals, das ausgegeben wird von dem Wellenformformer 701, und es kann so angeordnet werden, dass die Restaurationskopie hinzugefügt wird zu dem Signal, in dem Null eingefügt wurde.
Es sollte bemerkt werden, dass die Symbol-Hart-Entscheidungseinheit 310 von 43 nicht notwendigerweise bereitgestellt werden muss. Zusätzlich kann die Symbol-Hart-Entscheidungseinheit 310 ersetzt werden durch den Begrenzer (25) oder die Symbol-Soft-Entscheidungseinheit (32). Ferner kann die Verringerung in der Verarbeitungsmenge sichergestellt werden durch ein Setzen eines festen Intervalls vorher und nicht adaptiv Steuern des Intervalls (Nτ_max – N_GI), über das die Verarbeitung ausgeführt wird durch den Wellenformformer.
In den obigen Ausführungsformen wird die vorliegende Erfindung mit Bezug auf einen Fall beschrieben, wo es eine einzelne verzögerte Welle gibt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung natürlich auch anwendbar auf einen Fall, wo es zwei oder mehr verzögerte Wellen gibt. In solch einem Fall wird eine verzögerte Welle, die einer Eliminierung von ISI und ICI unterzogen wird, gemäß ➀ bis ➂ entschieden.
➀ Die Berechnungsmenge wird reduziert durch Begrenzen der Anzahl der verzögerten Wellen auf K, um die Leistung zu verringern.
➁ Die Berechnungsmenge wird reduziert durch Begrenzen der Anzahl der verzögerten Wellen auf K, um eine Verzögerungszeit zu verringern.
➂ Die Berechnungsmenge wird reduziert durch Begrenzen der Zahl der verzögerten Wellen in einer abnehmenden Reihenfolge, die zwei Parameter (Leistung und Verzögerungszeit) in Betracht zieht in ➀ und ➁ oben, nämlich, um Ergebnisse der Multiplikation zu verringern.
Deshalb kann gemäß der vorliegenden Erfindung ISI, zurückführbar auf eine verzögerte Welle, die das Schutzintervall der Daten überschritten hat, reduziert werden durch Hervorrufen, dass das Schutzintervall eines bekannten Signals länger gemacht wird, als das Schutzintervall eines Piloten. Selbst wenn die Verzögerungszeit der verzögerten Welle das Schutzintervall der Daten überschreitet, kann eine Erhöhung in BER unterdrückt werden. Ferner ist es möglich, da ISI in der Zeitdomäne unterdrückt wird, eine Steuerung mit einer festen Berechnungsmenge auszuführen, unabhängig von der Anzahl der M-ary-Modulationszustände der Teilträger, und die Größe der Hardware kann reduziert werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung können sowohl ISI und ICI unterdrückt werden in der Zeitdomäne. Selbst wenn die Verzögerungszeit einer verzögerten Welle das Schutzintervall der Daten überschreitet, kann eine Erhöhung in DER effektiv unterdrückt werden. Ferner ist es möglich, da eine Verarbeitung ausgeführt wird zum Unterdrücken von sowohl ISI und ICI in der Zeitdomäne, eine Steuerung auszuführen mit einer festen Berechnungsmenge, unabhängig von der Anzahl der M-ary-Modulationszustände der Teilträger, und die Größe der Hardware kann reduziert werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Symbol-Hart-Entscheidung gegeben mit Bezug auf ein Ergebnis der Kanalkompensierung, oder eine Soft-Entscheidung wird gegeben durch eine vorgeschriebene Quantisierungs-Bit-Lange, und eine IFFF-Verarbeitung wird angewendet auf das Ergebnis der Entscheidung zum Erzeugen einer Demodulierte-Signal-Restaurationskopie. Als Ergebnis wird eine weitere Verbesserung in den Leistungsfähigkeiten gemacht.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Diversity-Anordnung adoptier und ein Daten-Demoduliertes-Signal wird erzeugt unter Verwendung eines Zweigsignals mit überlegenem D/U. Dies macht es möglich, Datenentscheidungsgenauigkeit zu verbessern.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Diversity-Anordnung adoptiert, Empfangssignale auf einer Anzahl von Zweigen werden ausgewählt und kombiniert oder einem Maximalverhältniskombinieren ausgesetzt, eine Restaurationskopie und eine ISI-Kopie werden erzeugt unter Verwendung des kombinierten Signals und ICI und ISI werden unterdrückt. Dies macht es möglich, eine Daten-Entscheidungs-Genauigkeit zu verbessern.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Korrelation zwischen einem Empfangssignal und einem bekannten Signal berechnet, und ob eine verzögerte Welle, größer als die Länge eines Schutzintervalls aufgetreten ist, wird detektiert, unter Verwendung eines Korrelationswerts größer als ein Schwellenwert, eine Raustaurationskopie und ISI-Kopie werden erzeugt in einem Fall, wo eine verzögerte Welle größer als die Länge des Schutzintervalls aufgetreten ist, und ICI und ISI werden unterdrückt. Selbst wenn die Schutzintervalllänge eines bekannten Symbols (Pilotsymbol) und die Schutzintervalllänge eines Datensymbols die gleichen sind, ist es möglich, Effekte ähnlich zu denen in einem Fall zu erhalten, wo das Schutzintervall des bekannten Signals größer war als das Schutzintervall des Pilots bzw. Piloten.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Korrelation zwischen einem Empfangssignal und einem bekannten Signal berechnet und ob eine verzögerte Welle größer als die Länge eines Schutzintervalls aufgetreten ist, wird detektiert. In einem Fall, wo eine verzögerte Welle größer als die Länge des Schutzintervalls aufgetreten ist, wird der ISI-Teil des Empfangssignals geformt durch Multiplikation mit Null oder mit einer Fensterfunktion, eine Restaurationskopie wird erzeugt, unter Verwendung des geformten Empfangssignals und ICI wird unterdrückt. Als Ergebnis kann. eine Datenentscheidungsgenauigkeit ferner verbessert werden durch eine einfache Anordnung.
Da viele offensichtlich sehr verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden können, ohne den Geist und Umfang derselben zu verlassen, sollte es verstanden werden, dass die Erfindung nicht begrenzt ist auf spezifische Ausführungsformen derselben, außer wie in den anhängenden Ansprüchen definiert.

Claims

Eine Empfangsvorrichtung in einem Orthogonal-Frequenzmultiplex-(OFDM)-Übertragungssystem zum Empfangen eines übertragenen Rahmens, bestehend aus einer Vielzahl von Symbolen, die das Ergebnis sind eines Addierens eines Schutzintervalls zu jedem Signal, das erhalten wird durch eine IFFT-Verarbeitung, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung umfasst: einen Empfänger (100) zum Empfangen des Rahmens, in dem ein bekanntes Symbol (P) periodisch eingefügt wird von Datensymbolen (Di, i = 1, 2 ... m) und der Rahmen übertragen wurde beim Herbeiführen, dass die Länge eines Schutzintervalls, das hinzugefügt wird zu dem bekannten durch die IFFT-Verarbeitung erhaltenen Signal länger ist, als die Länge eines Schutzintervalls, das hinzugefügt wird zu jedem durch die IFFT-Verarbeitung erhaltenen Datensignal, und wobei die Länge des bekannten Signals, das durch die IFFT-Verarbeitung erhalten wird und die Länge des Datensignals, das durch die IFFT-Verarbeitung erhalten wird, identisch sind; und eine Verzögerungsprofilmesseinheit (101; 101') zum Messen eines Verzögerungsprofils einer verzögerten Welle mit einer Verzögerung, die größer ist als das Schutzintervall des Datensymbols durch Berechnen einer Korrelation zwischen dem bekannten Symbol, das empfangen wird durch den Empfänger und dem bekannten Symbol (P).
Eine Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, die ferner umfasst: einen Intersymbolinterferenz-(ISI)-Kopieerzeuger (104) zum Detektieren eines Verzögerungszeitteils, das größer ist als das Schutzintervall des Datensymbols, von dem Verzögerungsprofil als ein ISI-Teil, und Erzeugen einer ISI-Kopie entsprechend zu diesem ISI-Teil; einen Subtrahierer (102) zum Subtrahieren der ISI-Kopie von einem empfangenen Symbol; und einen Datendemodulierer (106) zum Demodulieren von Daten durch Anwenden einer FFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Subtraktion.
Die Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei der ISI-Kopieerzeuger (104) ausgebildet ist zum Erzeugen, als die ISI-Kopie, eines Zeitwellenformteils eines bekannten Symbols entsprechend zu dem ISI-Teil, oder ein Zeitwellenformteil des vorhergehenden Symbols.
Eine Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, die ferner umfasst: einen Intersymbolinterferenz-(ISI)-Kopieerzeuger (104) zum Detektieren eines Verzögerungszeitteils, das größer ist als das Schutzintervall des Datensymbols, von dem Verzögerungsprofil als ein ISI-Teil, und Erzeugen einer ISI-Kopie entsprechend zu diesem ISI-Teil; einen Subtrahierer (102) zum Subtrahieren der ISI-Kopie von einem empfangenen Symbol; Einrichtungen (201–204) zum Anwenden einer FFT-Verarbeitung auf die Ausgabe des Subtrahierers und Anwenden der IFFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Demodulation nach einer Kanalkompensierung, wodurch eine Demodulierte-Signalrestaurationskopie erzeugt wird; Einrichtung (205) zum Einfügen der Restaurationskopie in den Teil der Subtrahiererausgabe, vor der die ISI-Kopie entfernt wurde durch Subtraktion; und einen Datendemodulierer (106) zum Demodulieren von Daten durch Anwenden der FFT-Verarbeitung auf ein Signal, das das Ergebnis ist einer Einfügung der Restaurationskopie.
Die Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei der ISI-Kopieerzeuger (104) ausgebildet ist zum Erzeugen, als die ISI-Kopie, eines Zeitwellenformteils eines bekannten Symbols entsprechend dem ISI-Teil, oder eines Zeitwellenformteils des vorhergehenden Symbols.
Die Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 4, ferner umfassend einen ersten und zweiten Kanalkompensator (105; 107, 108); wobei die Verzögerungsprofilmesseinheit (101) ausgebildet ist zum Ausführen einer Kreuzkorrelationsoperation zwischen einer Zeitwellenform eines empfangenen Symbols und einer Zeitwellenform eines bekannten Symbols, zum Messen des Verzögerungsprofils und zum Ausgeben eines Kanalschätzwerts; der erste Kanalkompensator (105) zum Anwenden einer Kanalkompensierung auf die ISI-Kopie unter Verwendung des Kanalschätzwerts und zum Eingeben des Ergebnisses in den Subtrahierer (102); und der zweite Kanalkompensator (107, 108) ausgebildet ist zum Umwandeln des Kanalschätzwerts zu einem Träger-für-Träger-Schätzwert und zum Anwenden der Kanalkompensierung auf das Ergebnis der FFT-Verarbeitung unter Verwendung dieses Kanalschätzwerts.
Die Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 4, wobei die Verzögerungsprofilmesseinheit (101') ausgebildet ist zum Erzeugen eines Zeitwellenformsignals eines empfangenen Symbols durch Anwenden der IFFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der FFT-Verarbeitung, zum Ausführen einer Korrelationsoperation zwischen der Zeitwellenform und einer Zeitwellenform eines bekannten Signals, zum Messen des Verzögerungsprofils und zum Ausgeben eines Kanalschätzwerts.
Die Vorrichtung nach Anspruch 6, ferner umfassend einen Interpolierer (101e) zum Interpolieren des Verzögerungsprofils und eines Kanalschätzwerts zwischen bekannten Symbolen; wobei eine ISI-Kopieerzeugung und eine Kanalkompensierungssteuerung ausgeführt werden, unter Verwendung des interpolierten Verzögerungsprofils und eines Kanalschätzwerts.
Die Vorrichtung nach Anspruch 4, ferner umfassend das folgende, wenn die Vorrichtung ausgebildet wurde für eine Antennen-Diversity: eine Einrichtung (303) zum Detektieren eines Grads eines Einflusses eines ISI-Teils in jedem der mehreren Zweige (301, 302) und sich Entscheiden für einen Zweig, für den der Grad des Einflusses des ISI-Teils klein ist; und eine Einrichtung (303) zum Auswählen einer Demodulierten-Signalrestaurationskopie des Zweigs, für den der Grad des Einflusses des ISI-Teils klein ist; wobei jeder Zweig die Demodulierte-Signalrestaurationskopie verwendet, die ausgewählt wurde.
Die Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierten-Signalrestaurationskopie eine Hart-Entscheidungseinheit (310) aufweist, zum Wiedergeben einer Hart-Entscheidung eines Symbols mit Bezug auf das Ergebnis einer Kanalkompensierung auf einer Pro-Träger-Frequenzbasis; wobei die Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierten-Signalrestaurationskopie die FFT-Verarbeitung auf die Ausgabe des Subtrahierers anwendet, eine Kanalkompensierung auf das Ergebnis der FFT-Verarbeitung anwendet, eine Hart-Entscheidung eines Symbols mit Bezug auf das Ergebnis der Kanalkompensierung auf einer Pro-Träger-Frequenzbasis wiedergibt und die IFFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Hart-Entscheidung auf einer Pro-Träger-Frequenzbasis anwendet, womit die Demodulierte-Signalrestaurationskopie erzeugt wird.
Die Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierten-Signalrestaurationskopie eine Einrichtung (402) zum Ausführen einer Überwachung aufweist, zum Bestimmen, ob die Größe der verzögerten Wellenleistung, die zu entfernen ist, einen Schwellenwert erfüllt; wobei die Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierten-Signalrestaurationskopie ein Ergebnis einer Kanalkompensierung auswählt, falls der Schwellenwert erfüllt wird, ein Ergebnis einer Hart-Entscheidungsverarbeitung auswählt, falls der Schwellenwert nicht erfüllt wird und die IFFT-Verarbeitung auf das ausgewählte Ergebnis anwendet, wodurch die Demodulierte-Signalrestaurationskopie erzeugt wird.
Die Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierten-Signalrestaurationskopie einen Limitierer (410) aufweist, zum Anwenden einer Limitierung auf solch eine Art und Weise, dass das Ergebnis der Kanalkompensierung-Teilträger-durch-Teilträger nicht einen Grenzwert überschreiten wird; wobei die Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierten-Signalrestaurationskopie die FFT-Verarbeitung auf die Ausgabe des Subtrahierers anwendet, die Kanalkompensierung auf das Ergebnis der FFT-Verarbeitung anwendet, ein Limitieren auf solch eine Art und Weise anwendet, dass das Ergebnis der Kanalkompensierung Teilträger-für-Teilträger nicht den Grenzwert überschreiten wird, und IFFT-Verarbeitung auf das Ergebnis des Limitierens anwendet, womit die Demodulierte-Signalrestaurationskopie erzeugt wird.
Die Vorrichtung nach Anspruch 4, ferner umfassend: eine Entfernungseinheit (501) zum Entfernen des ISI-Teils von einem bekannten Symbol; und Einrichtungen (502, 503) zum Anwenden der FFT-Verarbeitung auf ein Ausgabesignal von der Entfernungseinheit, wodurch ein ICI-Fluktuationswert auf einer Pro-Träger-Basis berechnet wird, und eine inverse Leistung dieses ICI-Fluktuationswerts auf einer Pro-Träger-Basis gefunden wird; wobei die Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierten-Signalrestaurationskopie die FFT-Verarbeitung auf die Ausgabe des Subtrahierers anwendet, die Kanalkompensierung auf das Ergebnis der FFT-Verarbeitung anwendet, das Ergebnis der Kanalkompensierung mit der inversen Leistung von jedem Träger multipliziert und die IFFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Multiplizierung für jede Trägerfrequenz anwendet, wodurch die Demodulierte-Signalrestaurationskopie erzeugt wird.
Die Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierten-Signalrestaurationskopie eine Soft-Entscheidungseinheit (601) aufweist, zum Wiedergeben einer Soft-Entscheidung eines Symbols mit Bezug auf das Ergebnis der Kanalkompensierung auf einer Pro-Träger-Frequenzbasis; wobei die Einrichtung zum Erzeugen der Demodulierten-Signalrestaurationskopie die FFT-Verarbeitung auf die Ausgabe des Subtrahierers anwendet, die Kanalkompensierung auf das Ergebnis der FFT-Verarbeitung anwendet, eine Soft-Entscheidung eines Symbols mit Bezug auf das Ergebnis der Kanalkompensierung auf einer Pro-Träger-Frequenzbasis wiedergibt und die IFFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Soft-Entscheidung auf einer Pro-Träger-Frequenzbasis anwendet, wodurch die Demodulierte-Signalrestaurationskopie erzeugt wird.
Die Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, die ferner das folgende in jedem der mehreren Zweige umfasst: eine Verzögerungsprofilmesseinheit (101) zum Messen eines Verzögerungsprofils einer verzögerten Welle mit einer Verzögerung, die größer ist als ein Schutzintervall eines Datensymbols; einen Intersymbolinterferenz-ISI-Kopieerzeuger (104) zum Detektieren eines Verzögerungszeitteils, das größer ist, als das Schutzintervall, von dem Verzögerungsprofil als ein ISI-Teil, und Erzeugen eines Zeitwellenformteils eines vorhergehenden Symbols, das diesem ISI-Teil entspricht, als eine ISI-Kopie; einen Subtrahierer (102) zum Subtrahieren der ISI-Kopie von einem empfangenen Symbol; FFT/Kanalkompensierungseinrichtungen (201, 202) zum Anwenden der FFT-Verarbeitung auf die Ausgabe des Subtrahierers und Ausführen der Kanalkompensierung; eine Einrichtung (205) zum Einfügen einer Demodulierten-Signalrestaurationskopie, die ausgegeben wird von einer Restaurationskopieerzeugungseinrichtung (303), in den Teil der Subtrahiererausgabe, von dem die ISI-Kopie durch Subtraktion entfernt wurde; und einen Datendemodulierer (106) zum Demodulieren von Daten durch Anwenden der FFT-Verarbeitung auf ein Signal, das das Ergebnis ist eines Einfügens der Restaurationskopie; wobei die Vorrichtung ferner umfasst: die Restaurationskopieerzeugungseinrichtung (303) zum Maximumsverhältniskombinieren oder Auswählen und Kombinieren, Träger für Träger, einer Signalausgabe von den FFT/Kanalkompensierungseinrichtungen (201, 202) von jedem Zweig, und Anwenden der IFFT-Verarbeitung auf das kombinierte Signal von jedem Zweig, um dabei die Restaurationskopie zu erzeugen; und einen Auswähler/Kombinierer (304) zum Maximumverhältnis-Kombinieren oder Auswählen und Kombinieren, Träger für Träger, eines demodulierten Signals von dem Datendemodulierer von jedem Zweig und Ausgeben des kombinierten Signals.
Die Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, die ferner umfasst: einen Intersymbolinterferenz- (ISI) -Kopieerzeuger (104) zum Detektieren eines Verzögerungszeitteils, das größer ist als das Schutzintervall des Datensymbols, von dem Verzögerungsprofil als ein ISI-Teil, und Erzeugen einer ISI-Kopie entsprechend diesem ISI-Teil; einen Subtrahierer (102) zum Subtrahieren der ISI-Kopie von einem empfangenen Symbol; eine Nulleinfügungseinrichtung (211) zum Einfügen von Null in den ISI-Teil der Ausgabe des Subtrahierers; Einrichtungen (201–204) zum Anwenden der FFT-Verarbeitung auf die Ausgabe des Subtrahierers und Anwenden der IFFT-Verarbeitung auf das Ergebnis der Demodulation nach einer Kanalkompensierung, wodurch eine Demodulierte-Signalrestaurationskopie erzeugt wird; eine Einrichtung (212) zum Hinzufügen der Restaurationskopie zu dem ISI-Teil eines Signals, das ausgegeben wird von der Nulleinfügungseinrichtung, in die Null eingefügt wurde; und einen Datendemodulierer (106) zum Demodulieren von Daten durch Anwenden der FFT-Verarbeitung auf ein Signal, das das Ergebnis der Addition der Restaurationskopie ist.
Die Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei der ISI-Kopieerzeuger (104) ausgebildet ist zum Erzeugen, als die ISI-Kopie, eines Zeitwellenformteils eines bekannten Symbols entsprechend dem ISI-Teil, oder eines Zeitwellenformteils des vorhergehenden Symbols.
Die Vorrichtung nach Anspruch 16, ferner umfassend in mehreren Stufen: Einrichtungen (203, 204) zum Erzeugen einer Restaurationskopie durch Anwenden der IFFT-Verarbeitung; eine Einrichtung (212) zum Hinzufügen der Restaurationskopie zu dem ISI-Teil, in das Null eingefügt wurde durch die Nulleinfügungseinrichtung; und eine Einrichtung (106) zum Anwenden der FFT-Verarbeitung auf ein Signal, das das Ergebnis einer Addition der Restaurationskopie ist.