CN115208730B - 一种对码元信号进行临频差分调制解调的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种对码元信号进行临频差分调制解调的方法，通过采用两条相近频率的正弦波叠加形成载波信号，同时解调时采用差分的方式，提高解调性能，同时通过采用两条相近频率的正弦波叠加形成载波信号，这两条正弦波与信号在信道中受到的干扰频率相似，进而使信号能够具有一定的抗噪性能，进而减小信号的误码率；同时临频差分调制技术相比于OFDM不会造成较大的峰值平均功率比，降低设计接收端自动增益电路的复杂度，降低成本，且不易造成非线性失真，并且临频差分调制技术运用于低压侧，够提升对用户侧信息全面、及时、精细的感知能力。

Description

一种对码元信号进行临频差分调制解调的方法
技术领域
本发明涉及一种通信系统的解调方法，具体是一种对码元信号进行临频差分调制(NFDM)解调的方法，涉及通信的技术领域。
背景技术
在用户端，相比于其他通信方式，电力线载波通信技术凭借自身覆盖范围广、传输可靠性高、成本低的优势，可以成为智能电网重要通信方式之一。
但是现有的电力线载波通信技术还存在一些问题，现有的低压电力线载波调制技术按照窄带和宽带可分为两大类，一类是以相移键控(PSK)和频移键控(FSK)为主的窄带PLC调制技术。另一类是以扩频和多载波(OFDM)为主的宽带PLC调制技术。
其中PSK调制方法是通过改变正弦波的相位来定义码元，用该调制方法完成的载波通信系统传输效率高，速率快，且技术容易实现，但携带信息的载波由于改变了相位，容易受到信道中噪声的干扰，抗噪性差；而FSK调制方法是通过改变正弦波的频率来定义码元，该调制方法原理简单，但同样存在抗噪性差的问题，且传输速率不及PSK调制方法；而对于OFDM技术而言，虽然OFDM技术具有较高的频谱利用率，较强的抗码间干扰能力，以及能适应多径效应的传输环境，但是在进行信号传输时，容易受到频率偏差的影响，且OFDM技术通过多个子信道叠加形成调制信号，会导致较大的峰值平均功率比(PAPR)，进而会导致信号误码率较高；由于一般的功率放大器的动态范围都是有限的，所以峰均比较大的信号极易进入功率放大器的非线性区域，导致信号产生非线性失真，造成明显的频谱扩展干扰以及带内信号畸变，导致整个系统性能严重下降。
因此，亟需一种误码率低的信号调制方法，是目前要解决的一个问题。
发明内容
发明目的：提供一种对码元信号进行临频差分调制解调的方法，以解决现有技术存在的上述问题。
技术方案：一种对码元信号进行临频差分调制解调的方法，包括以下步骤：
步骤1：首先接收形式为“0”码元的基带信号和“1”码元的基带信号；
然后再选择频率在预定区域内的两条幅值不同的正弦波；
两条正弦波的频率分别为fc1和fc2；
当码元信号为“0”时，此时可将fc1和fc2带入相应的两条正弦波表达式中，进而能够得到两条表达“0”码元信号的波形表达式；
当码元信号为“1”时，此时可将fc1和fc2带入相应的两条正弦波表达式，进而能够得到两条表达“1”码元信号的波形表达式；
步骤2：将上述用于表达“0”码元信号的两条码元信号正弦波相加，进而能够得到“0”码元信号的载波信号表达式；
将用于表达“1”码元信号的两条码元信号正弦波相加，进而能够得到“1”码元信号的载波信号表达式；
然后分别将“0”码元信号的载波信号和“1”码元信号的载波信号进行放大处理，进而形成调制信号，然后再将其耦合到低压电力线中；
步骤3：在接受端使用频率为fc1振幅为C所对应的正弦波减去频率为fc2振幅也为C所对应的正弦波，然后进而形成解调信号；
在接受端使用的两条正弦波的振幅数值相同；
步骤4：将上述解调信号和载波信号相干积分，然后将积分后的数值与相应的数值进行比较，然后根据辨别结果判断输出的信号为“0”码元信号或者为“1”码元信号，然后根据判断结果输出基带信号。
在进一步的实施例中，步骤1中频率fc1和fc2由分析信道的衰减特性选择，包括如下步骤：
1.1、分析低压电力线拓扑结构和线路规格，发射机和接收机之间为直线传输，节点连接不同类型的分支线路和各种复杂类型的负载；
1.2、使用传输线理论对不同规格的线路形基础线路模型，然后用基础线路模型组成不同长度、不同负载、不同分支拓扑结构的线路模型；
1.3、对上述模型进行仿真，比较幅频特性曲线，选择衰减较小且衰减曲线平缓的频率作为调制信号频率；
其中电力线规格为1.5mm2、2.5mm2、4mm2、6mm2和10mm2；
分支结构包括总线型，星型和树型。
在进一步的实施例中，当码元信号为“0”时，频率为fc1的正弦波幅值为A0，频率为fc2的正弦波幅值为B0；
当码元信号为“1”时，频率为fc1的正弦波幅值为B1，频率为fc2的正弦波幅值为A1；
当第一周期为“1”码元信号，当第二周期为“0”码元信号，码元信号对应的波形表达式如下：
其中
g1(t)为频率fc1所对应的“1”码元信号波形表达式；
f1(t)为频率fc2所对应的“1”码元信号波形表达式；
g0(t)为频率fc1所对应的“0”码元信号波形表达式；
f0(t)为频率fc2所对应的“0”码元信号波形表达式；
T为一个码元的持续时间，其值为fc1和fc2的最小公共周期时间；
t为T中的时间自变量；
其中A1＝A0>B1＝B0；
在码元持续时间T内g0(t)和f0(t)的叠加即为“0”码元的调制波形；在码元持续时间T内g1(t)和f1(t)叠加即为“1”码元的调制波形。
在进一步的实施例中，在不考虑噪声情况下，步骤二中的对于“1”码元的载波信号表达式为：
Y1(t)＝A1sin2πfc1t+B1sin2πfc2t (2)；
其中Y1(t)为码元“1”的载波信号表达式。
在进一步的实施例中，在不考虑噪声情况下，步骤三中的对于“1”码元的解调信号表达式为：
H(t)＝Csin2πfc1t-Csin2πfc2t (3)；
其中H(t)为码元“1”的解调信号表达式；
C为接收端所使用的正弦波幅值。
在进一步的实施例中，步骤四中的解调信号和载波信号相干积分表达式为：
ω1＝2πfc1，ω2＝2πfc2；
由于三角函数具有正交性，由式(4)可得到：
由于A1>B1，可得Y>0，同理，对于“0”码元来说，使用上述方法，可以得到Y<0；
因此解调之后根据Y来判断输出码元：
其中Y为解调信号和载波信号相干积分；K为非负整数，dt为时间t的变量；ω1为时间t内频率fc1变化的相角弧度值；ω2为时间t内频率fc2变化的相角弧度值。
有益效果：本发明公开了一种对码元信号进行临频差分调制解调的方法，为了降低误码率，进而在对载波频率进行选择时，先在接收到的信号中，选择两个码元信号，其中一个为“0”码元信号，另一个为“1”码元信号，然后再选择两频率相近，且幅值不同的正弦波，并与上述码元信号相加；两正弦波的频率分别为fc1和fc2；然后将两条正弦波相加后，进而形成载波信号，然后将相加后的信号先放大进而形成调制信号，然后再将其耦合到低压电力线中；接着将接收到的频率为fc1和fc2，但幅值相同的正弦波相减，进而形成解调信号；最后将上述解调信号和载波信号相干积分，根据积分值判别“0”和“1”码元，然后输出基带信号；通过采用两条相近频率的正弦波叠加形成载波信号，同时解调时采用差分的方式，提高解调性能，同时通过采用两条相近频率的正弦波叠加形成载波信号，这两条正弦波与信号在信道中受到的干扰频率相似，进而使信号能够具有一定的抗噪性能，进而减小信号的误码率；同时相对于OFDM不会造成较大的峰值平均功率比，降低设计接收端自动增益电路的复杂度，并且不易造成信号的非线性失真。
附图说明
图1是本发明中调制解调流程图。
图2是本发明的低压侧线路结构图。
图3是本发明的分支结构图。
图4是本发明中信道模型的基础线路图。
图5是本发明中不同主路长度的幅频特性图。
图6是本发明中NFDM的原理仿真图。
图7是本发明中对比不同调制方式的误码率对比图。
具体实施方式
经过申请人的研究分析，出现这一问题(载波信号抗噪性，进而导致信号误码率过高)的原因在于现有的电力线载波通信技术还存在一些问题，现有的低压电力线载波调制技术按照窄带和宽带可分为两大类，一类是以相移键控(PSK)和频移键控(FSK)为主的窄带PLC调制技术。另一类是以扩频和多载波(OFDM)为主的宽带PLC调制技术。其中PSK调制方法是通过改变正弦波的相位来定义码元，用该调制方法完成的载波通信系统传输效率高，速率快，且技术容易实现，但携带信息的载波由于改变了相位，容易受到信道中噪声的干扰，抗噪性差；而FSK调制方法是通过改变正弦波的频率来定义码元，该调制方法原理简单，但同样存在抗噪性差的问题，且传输速率不及PSK调制方法；而对于OFDM技术而言，虽然OFDM技术具有较高的频谱利用率，较强的抗码间干扰能力，以及能适应多径效应的传输环境，但是在进行信号传输时，容易受到频率偏差的影响，且OFDM技术通过多个子信道叠加形成调制信号，会导致较大的峰值平均功率比(PAPR)，进而会导致信号误码率较高；由于一般的功率放大器的动态范围都是有限的，所以峰均比较大的信号极易进入功率放大器的非线性区域，导致信号产生非线性失真，造成明显的频谱扩展干扰以及带内信号畸变，导致整个系统性能严重下降，本发明为了降低误码率，进而在对载波频率进行选择时，先在接收到的信号中，选择两个码元信号，其中一个为“0”码元信号，另一个为“1”码元信号，然后再选择两频率相近，且幅值不同的正弦波，并与上述码元信号相加；两正弦波的频率分别为fc1和fc2；然后将两条正弦波相加后，进而形成载波信号，然后将相加后的信号先放大进而形成调制信号，然后再将其耦合到低压电力线中；接着将接收到的频率为fc1和fc2，但幅值相同的正弦波相减，进而形成解调信号；最后将上述解调信号和载波信号相干积分，根据积分值判别“0”和“1”码元，然后输出基带信号；通过采用两条相近频率的正弦波叠加形成载波信号，同时解调时采用差分的方式，提高解调性能，同时通过采用两条相近频率的正弦波叠加形成载波信号，这两条正弦波与信号在信道中受到的干扰频率相似，进而使信号能够具有一定的抗噪性能，进而减小信号的误码率。
一种对码元信号进行临频差分调制解调的方法，包括以下步骤：
步骤1：接收形式为“0”码元的基带信号和“1”码元的基带信号，为码元选择两条频率相近，且幅值不同的正弦波，然后将两条正弦波相加；
两条正弦波的频率分别为fc1和fc2；
步骤2：将用于表达“0”码元信号的两条码元信号正弦波相加，进而能够得到“0”码元信号的载波信号表达式；
将用于表达“1”码元信号的两条码元信号正弦波相加，进而能够得到“1”码元信号的载波信号表达式；
然后分别将“0”码元信号的载波信号和“1”码元信号的载波信号进行放大处理，进而形成调制信号，然后再将其耦合到低压电力线中；
步骤3：在接收端使用频率为fc1和fc2，但幅值相同的正弦波相减，进而形成解调信号；
步骤4：将上述解调信号和载波信号相干积分，根据积分值判别“0”和“1”码元，然后输出基带信号；
步骤1中频率fc1和fc2由分析信道的衰减特性选择，包括如下步骤：
1.1、分析低压电力线拓扑结构和线路规格，发射机和接收机之间为直线传输，节点连接不同类型的分支线路和各种复杂类型的负载；
1.2、使用传输线理论对不同规格的线路形基础线路模型，然后用基础线路模型组成不同长度、不同负载、不同分支拓扑结构的线路模型；
1.3、对上述模型进行仿真，比较幅频特性曲线，选择衰减较小且衰减曲线平缓的频率作为调制信号频率；
当码元信号为“0”时，频率为fc1的正弦波幅值为A0，频率为fc2的正弦波幅值为B0；
当码元信号为“1”时，频率为fc1的正弦波幅值为B1，频率为fc2的正弦波幅值为A1；
当第一周期为“1”码元信号时，当第二周期为“0”码元信号时，码元信号对应的波形表达式如下：
其中
g1(t)为频率fc1所对应的“1”码元信号波形表达式；
f1(t)为频率fc2所对应的“1”码元信号波形表达式；
g0(t)为频率fc1所对应的“0”码元信号波形表达式；
f0(t)为频率fc2所对应的“0”码元信号波形表达式；
T为一个码元的持续时间，其值为fc1和fc2的最小公共周期时间；
t为T中的时间自变量；
其中A1＝A0>B1＝B0；
在码元持续时间T内g0(t)和f0(t)的叠加即为“0”码元的调制波形；在码元持续时间T内g1(t)和f1(t)叠加即为“1”码元的调制波形；
在不考虑噪声情况下，步骤二中的对于“1”码元的载波信号表达式为：
Y1(t)＝A1sin2πfc1t-B1sin2πfc2t (2)；
其中Y1(t)为码元“1”的载波信号表达式；
在不考虑噪声情况下，步骤三中的对于“1”码元的解调信号表达式为：
H(t)＝Csin2πfc1t-Csin2πfc2t (3)；
其中H(t)为码元“1”的解调信号表达式；
C为接收端所使用的正弦波幅值；
步骤四中的解调信号和载波信号相干积分表达式为：
ω1＝2πfc1，ω2＝2πfc2；
由于三角函数具有正交性，由式(4)可得到：
由于A1>B1，可得Y>0，同理，对于“0”码元来说，使用上述方法，可以得到Y<0；
因此解调之后根据Y来判断输出码元：
其中Y为解调信号和载波信号相干积分；K为非负整数，dt为时间t的变量；ω1为时间t内频率fc1变化的相角弧度值；ω2为时间t内频率fc2变化的相角弧度值；
通过采用两条相近频率的正弦波叠加形成载波信号，同时解调时采用差分的方式，提高解调性能，同时通过采用两条相近频率的正弦波叠加形成载波信号，这两条正弦波与信号在信道中受到的干扰频率相似，进而使信号能够具有一定的抗噪性能，进而减小信号的误码率；同时临频差分调制技术相比于OFDM不会造成较大的峰值平均功率比，降低设计接收端自动增益电路的复杂度，降低成本，且不易造成非线性失真，并且临频差分调制技术运用于低压侧，够提升对用户侧信息全面、及时、精细的感知能力。
如图2所示，低压侧线路包括阻抗ZG、阻抗ZL、阻抗Z1、阻抗Z2、阻抗Z3以及输入端U；阻抗ZG的一端与输入端U的一端连接，阻抗ZG的另一端分别与阻抗ZL、阻抗Z1、阻抗Z2和阻抗Z3的一端连接，阻抗ZL、阻抗Z1、阻抗Z2和阻抗Z3的另一端与输入端U的另一端连接。
如图4所示，信道模型线路图包括电阻R，电感线圈L和电容C，所述电阻R一端与电感线圈L一端连接，电感线圈L的另一端与电容C一端连接。
在进一步的实施例中，图5对上述模型进行仿真，比较幅频特性曲线，选择衰减较小且衰减曲线平缓的频率作为调制信号频率。根据对信道幅频特性的研究，选择曲线较为平缓，衰减较低的50khz作为载波频率，以减小信道对调制信号的影响。因此，fc1采用在50khz，fc2采用相近的48khz。
在进一步的实施例中，图7为对本发明中NFDM技术的误码率分析，仿真结果表明，临频差分调制具有良好的抗噪性能，比于其他调制方式，信噪比在-5db时误码率已经低至10-4，也就是说可以采用更小功率的发射装置，减少成本；图7中的2ASK为幅移键控又称为振幅键控；属于一种相对简单的调制方式，为现有技术。
在进一步的实施例中，本发明中采用信息序列控制数字选择开关，以达到输出对应码元的载波信号的效果，即在一个码元周期内，输出相对应的码元波形，该调制器可以避免由于采样查表带来的存储空间不断增大问题，同时数字开关电路的采用可以提高传输码率。
为了提升信号传输速率和降低自动增益电路设计的复杂度，进而本发明中可通过调整fc1和fc2以及幅值A1、A2、B1、B2的数值来实现，可通过调整fc1和fc2的频段调整传输速率，当传输速率需求高时，提高频率使传输码元的周期变短，提高速率；当线路衰减大时，可增大A,B幅值，提高调制信号经过信号后的大小，进而降低自动增益电路设计的复杂度。
以上结合附图详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种对码元信号进行临频差分调制解调的方法，其特征是，包括以下步骤：
步骤1：接收形式为“0”码元的基带信号和“1”码元的基带信号，为码元选择两条频率相近，且幅值不同的正弦波，然后将两条正弦波相加；
两条正弦波的频率分别为f c1和f c2；
步骤2：将用于表达“0”码元信号的两条码元信号正弦波相加，进而能够得到“0”码元信号的载波信号表达式；
将用于表达“1”码元信号的两条码元信号正弦波相加，进而能够得到“1”码元信号的载波信号表达式；
然后分别将“0”码元信号的载波信号和“1”码元信号的载波信号进行放大处理，进而形成调制信号，然后再将其耦合到低压电力线中；
步骤3：在接收端使用频率为f c1和f c2，但幅值相同的正弦波相减，进而形成解调信号；
步骤4：将上述解调信号和载波信号相干积分，根据积分值判别“0”和“1”码元，然后输出基带信号；
其中步骤1中频率f c1和f c2由分析信道的衰减特性选择，包括如下步骤：
1.1、分析低压电力线拓扑结构和线路规格，发射机和接收机之间为直线传输，节点连接不同类型的分支线路和各种复杂类型的负载；
1.2、使用传输线理论对不同规格的线路形基础线路模型，然后用基础线路模型组成不同长度、不同负载、不同分支拓扑结构的线路模型；
1.3、对上述线路模型进行仿真，比较幅频特性曲线，选择衰减较小且衰减曲线平缓的频率作为调制信号频率；
当码元信号为“0”时，频率为f c1的正弦波幅值为A0，频率为f c2的正弦波幅值为B0；
当码元信号为“1”时，频率为f c1的正弦波幅值为B1，频率为f c2的正弦波幅值为A1；
当第一周期为“1”码元信号时，当第二周期为“0”码元信号时，码元信号对应的波形表达式如下：
；
其中
g 1(t)为频率f c1所对应的“1”码元信号波形表达式；
f 1(t)为频率f c2所对应的“1”码元信号波形表达式；
g 0(t)为频率f c1所对应的“0”码元信号波形表达式；
f 0(t)为频率f c2所对应的“0”码元信号波形表达式；
T为一个码元的持续时间，其值为f c1和f c2的最小公共周期时间；
t为T中的时间自变量；
其中A1=A0>B1=B0；
在码元持续时间T内g 0(t)和f 0(t)的叠加即为“0”码元的调制波形；在码元持续时间T内g 1(t)和f 1(t)叠加即为“1”码元的调制波形；
在不考虑噪声情况下，步骤二中的对于“1”码元的载波信号表达式为：
；
其中Y 1 (t)为码元“1” 的载波信号表达式；
步骤四中的解调信号和载波信号相干积分表达式为：
ω1=2πf c1，ω2= 2πf c2 ；
由于三角函数具有正交性，由式（4）可得到：
由于A1>B1，可得>0，同理，对于“0”码元来说，使用上述方法，可以得到/><0；
因此解调之后根据来判断输出码元：
其中Y为解调信号和载波信号相干积分；K为非负整数，dt为时间t的变量；ω1为时间t内频率f c1变化的相角弧度值；ω2为时间t内频率f c2变化的相角弧度值。
2.根据权利要求1所述的一种对码元信号进行临频差分调制解调的方法，其特征是：在不考虑噪声情况下，步骤三中的对于“1”码元的解调信号表达式为：
；
其中H(t)为码元“1”的解调信号表达式；
C为接收端所使用的正弦波幅值。
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