CN101855777B - Fm无线电接收机的天线设计 - Google Patents

Abstract

本发明涉及FM无线电接收机的天线设计。其中公开了一种用于接收无线电信号的设备，包括：第一和第二扬声器；以及天线，天线包括连接到第一扬声器的第一接线对，连接到第二扬声器的第二接线对，以及围绕第一和第二接线对的一部分的导电套筒，套筒形成具有第一和第二接线对的同轴电容器。该设备可以进一步包括连接在第一和第二接线对与套筒之间的电感器，以形成具有同轴电容器的谐振电路。

Description

FM无线电接收机的天线设计

技术领域

本发明涉及用于接收频率调制(FM)模拟和数字无线电广播信号的天线，并且更具体地涉及在便携式数字无线电接收机中实施用于接收数字无线电广播信号的天线的方法和设备。 

背景技术

数字无线电广播技术将数字音频和数据服务提供给移动、便携和固定的接收机。被称为带内同频(IBOC)数字音频广播(DAB)的一种类型的数字无线电广播在现有的中频(MF)和甚高频(VHF)无线电频带中使用地面发射机。由iBiquity Digital Corporation(iBiquity数字公司)开发的HD Radio^TM(高清晰度无线电)技术是用于数字无线电广播和接收的IBOC实施方式的一个示例。IBOCDAB信号能够以混合格式或全数字格式传输，混合格式包括与多个数字调制的载波相结合的模拟调制的载波，在全数字格式中不使用模拟调制的载波。使用混合模式，广播公司可以持续以更高质量和更稳定的数字信号同时传输模拟幅度调制(AM)和FM，从而允许广播公司及其听众在维持其当前频率分配的同时从模拟无线电向数字无线电转换。 

数字传输系统的一个特征是同时传输数字化的音频和数据的固有能力。因此，该技术还允许来自AM和FM无线电台的无线数据服务。广播信号可以包括元数据，诸如艺术家、歌曲名称、或电台呼叫信件(station call letter)。还可以包括关于事件、交通和天气的特殊消息。例如，当用户收听无线电台时，可以在无线电接收机的显示器上滚读交通信息、天气预报、新闻和体育赛事得分。 

IBOC DAB技术可以提供比现有模拟广播格式高级的数字质量 音频。因为每个IBOC DAB信号均在现有的AM或FM信道分配的频谱掩码内传输，所以IBOC DAB信号不要求新的频谱分配。IBOC DAB提升了频谱的经济性，同时使广播公司能将数字质量音频提供给目前基于的听众。 

多点传送，即通过AM或FM频谱中的一个信道传递一些节目或数据流的能力，使电台能在主频率的分离的辅助信道或子信道上广播多个数据流。例如，多个数据流可以包括可选的音乐格式、本地交通、天气、新闻和体育赛事。可以使用调谐或搜索功能以与传统电台频率相同的方式访问辅助信道。例如，如果模拟调制的信号中心位于94.1MHz，则IBOC DAB中相同的广播可以包括辅助信道94.1-1，94.1-2和94.1-3。可以将辅助信道上的高度专用的节目安排传递给密切锁定的听众，为广告商产生更多使其品牌与节目内容相结合的机会。如在本文中使用的，多点传送包括在单个数字无线电广播信道中或单个数字无线电广播信号上传输一个或更多个节目。多点传送内容可以包括主节目服务(main program service)(MPS)、辅助节目服务(supplemental program service)(SPS)、节目服务数据(PSD)和/或其他广播数据。 

由全国广播工作者协会和消费者电子协会主办的标准制定组织：国家无线电系统委员会在2005年9月采纳指定为NRSC-5A的IBOC标准。NRSC-5A的公开内容通过参考并入本文，NRSC-5A提出了对通过AM和FM广播信道来广播数字音频和补充数据的要求。标准及其参考文件包括对RF/传输子系统和传送及服务多路复用子系统的详细说明。标准的副本可以从NRSC获得，网址为 http://www.nrscstandards.org/standards.asp。iBiquity的HD Radio^TM技术是NRSC-5A IBOC标准的一种实施方式。关于HD Radio^TM技术的进一步信息可以在www.hdradio.com和www.ibiquity.com找到。 

其他类型的数字无线电广播系统包括诸如XM无线电、天狼星(Sirius)和世界空间(WorldSpace)的卫星系统，和诸如数字调幅广播(DRM)、尤里卡(Eureka)147(商标为DAB)、DAB版本2 和FMeXtra的地面系统。如本文中使用的，短语“数字无线电广播”涵盖包括带内同频广播以及其他数字地面广播和卫星广播的数字无线电广播。 

期望的是具有便携或手持FM数字无线电接收机装置。然而，现有FM模拟便携和手持无线电接收机装置通常具有非常差的接收性能。这些装置面临一些挑战，包括小的尺寸和重量，由于靠近电子器件的天线引起的电磁干扰(EMI)，因人体的影响而变化，以及对支持室内接收的需求。目前，便携和手持模拟无线电接收机可以使用有线耳机(earbud-wire)型天线，该天线可以是偶极子或单极的。由于用于天线的上部元件和下部元件的双耳之间的有限距离，因此耳机偶极子天线解决方案获产生较差的性能，而单极耳机天线解决方案要求加入地平面以代替偶极子的下半部分元件。理论上，地平面的尺寸约是四分之一波长。然而，今天的手持装置通常小得多。改进地平面的一种方法是包括弯曲(螺旋)回路。这种回路增大了有效地平面尺寸并且螺旋的电感减小了高容性电抗。弯曲回路型天线目前在移动电话和一些桌面无线电接收机中能找到，但在便携无线电装置中找不到。更好的方法是使用不需要地平面的天线元件。单极和偶极子耳机天线的接收质量是变化且不可预测的，该接收质量明显取决于用户和天线元件的方向。由用户移动或接触天线或接收机可以改变信号的质量，人体自身也可以衰减信号的质量。此外，天线和诸如电源的附近电子元件之间的EMI可以导致性能的损失。此外，这些天线具有不平衡的阻抗。阻抗取决于方向并且与接收机匹配的阻抗有损耗。为了克服这些问题，一个现有的解决方案是在用于手持接收机的插接站中包括天线。然而，不期望使用这种解决方案，因为天线元件不是便携的并且不能随用户行进。期望具有一种克服这些和其他问题的天线设计，特别是用于便携式手持接收机以接收模拟和数字无线电广播信号的天线设计。 

发明内容

在第一方面中，本发明提供一种设备，包括第一扬声器和第二扬声器、天线和导电套筒，天线包括连接到第一扬声器的第一电线对和连接到第二扬声器的第二电线对，导电套筒围绕第一和第二电线对的一部分，套筒与第一和第二电线对形成同轴电容器。 

在第二方面中，本发明提供一种用于接收无线电信号的方法。该方法包括以下步骤：在第一天线和第二天线中的至少一个上接收无线电信号，计算接收到的无线电信号的第一质量度量，计算接收到的无线电信号的第二质量度量，基于第一和第二质量度量选择第一天线、第二天线或第一和第二天线的组合以接收无线电信号，并且调谐选定天线的阻抗以匹配接收机的阻抗。 

在第三方面中，本发明提供一种用于接收无线电信号的设备。设备包括第一天线，第二天线，用于计算接收到的无线电信号的第一质量度量和用于计算接收到的无线电信号的第二质量度量的处理器，用于基于第一和第二质量度量选择第一天线、第二天线或第一和第二天线的组合以接收无线电信号的天线选择器，以及用于调谐选定天线的阻抗以匹配接收机的阻抗的阻抗匹配电路。 

在第四方面中，本发明提供一种用于检测模拟无线电信号的质量的方法。该方法包括以下步骤：接收包括导频(polit)信号的无线电信号，估计在导频信号频率附近的预定频率范围中的一部分无线电信号的信噪比，并且变换信噪比以形成模拟信号质量度量。 

附图说明

图1是在带内同频数字无线电广播系统中使用的发射机的框图。 

图2是混合FM IBOC波形的示意图。 

图3是扩展的混合FM IBOC波形的示意图。 

图4是全数字FM IBOC波形的示意图。 

图5是混合AM IBOC DAB波形的示意图。 

图6是全数字AM IBOC DAB波形的示意图。 

图7是AM IBOC DAB接收机的功能性框图。 

图8是FM IBOC DAB接收机的功能性框图。 

图9a和9b是自广播视角的IBOC DAB逻辑协议堆栈的图示。 

图10是自接收机视角的IBOC DAB逻辑协议堆栈的图示。 

图11a是频域中正交频分复用(OFDM)信号的图形化表示。 

图11b是时域中的OFDM信号的图形化表示。 

图11c是表示符号边界的共轭乘积信号峰值的图形化表示。 

图11d是乘以各自的振幅锥度的共轭乘积的图形化说明。 

图12是第一末端馈送套筒偶极子天线的图示。 

图13是第二末端馈送套筒偶极子天线的图示。 

图14是具有变容二极管手动调谐电路的末端馈送套筒偶极子天线的图示。 

图15是第三末端馈送套筒偶极子天线的图示。 

图16是包括末端馈送套筒偶极子的有线耳机天线设计的图示。 

图17是根据本发明的一个方面结合分集算法的接收机设计的功能性图示。 

图18是采集模块的一个实施例的框图。 

图19a、19b和19c是用于峰值产生模块的符号定时的图形化表示。 

图20是信号采集处理的第一部分的流程图。 

图21是示出采集算法的功能性框图。 

图22是显示边带质量估计和峰值指标德耳塔的校准的功能性框图。 

图23示出靠近符号边界的波形归一化的图示。 

图24是归一化的相关峰值的图示。 

图25是信号采集处理的第二部分的流程图。 

图26是用于FM接收机的模拟解调器的功能性图示。 

图27是由图26的模拟解调器执行的导频锁相环功能的功能性图示。 

图28是由图26的模拟解调器生成的导频参数控制信号的功能性 图示。 

图29是回路天线设计的图示。 

具体实施方式

图1-11以及本文中所附的说明提供IBOC系统的一般性说明，包括广播设备结构和操作、接收机结构和操作、以及IBOC DAB波形的结构。图12-16和图29以及本文所附的说明提供根据本发明的多个方面的天线设计的详细说明。图17-28以及本文所附的说明提供根据本发明多个方面的天线元件分集和自适应阻抗匹配算法的结构和操作的详细说明。 

IBOC系统和波形 

参考附图，图1是播音室地点10、FM发射机地点12，和可以用于广播FM IBOC DAB信号的播音室至发射机链路(STL)14的相关组件的功能性框图。播音室地点尤其包括：播音室自动化仪器34、总体操作中心(ensemble operations center)(EOC)16，以及STL发射机48等，总体操作中心包括入口服务器(importer)18、出口服务器(exporter)20、激励器辅助服务单元(EASU)22。发射机地点包括STL接收机54、数字激励器56和模拟激励器60，数字激励器56包括激励器引擎(exgine)子系统58。虽然在图1中出口服务器位于无线电台的播音室地点并且激励器位于传输地点，但这些元件可以协同定位在传输地点。 

在播音室地点处，播音室自动化仪器将主节目服务(MPS)音频42提供给EASU，将MPS数据40提供给出口服务器，将辅助节目服务(SPS)音频38提供给入口服务器，并且将SPS数据36提供给入口服务器。MPS音频用作主音频节目安全源。在混合模式中，在模拟和数字传输中均保留现有的模拟无线电节目安排格式。还被称作节目服务数据(PSD)的MPS数据包括诸如音乐标题、艺术家、唱片名称等信息。辅助节目服务可以包括辅助音频内容以及节目相关数据。 

入口服务器包含用于提供高级应用服务(AAS)的硬件和软件。 “服务”是经由IBOC DAB广播传递给用户的内容，并且AAS可以包括不分类为MPS、SPS或电台信息服务(SIS)的任意类型的数据。SIS提供电台信息，诸如呼号、绝对时间、与GPS相关的位置等。AAS数据的示例包括实时交通和气象信息、导航地图更新或其他图像、电子节目导引、多媒体节目安排、其他音频服务，以及其他内容。用于AAS的内容可以由服务提供商44供应，该服务提供商44经由应用程序接口(API)将服务数据46提供给入口服务器。服务提供商可以是位于播音室地点的广播公司或来源于外部的服务和内容的第三方提供商。入口服务器可以在多个服务提供商之间建立对话连接。入口服务器编码并多路复用服务数据46、SPS音频38和SPS数据36以产生出口服务器链路数据24，该出口服务器链路数据24经由数据链路输出到出口服务器。 

出口服务器20包括提供用于广播的主节目服务和SIS所必须的硬件和软件。出口服务器通过音频接口接受数字MPS音频26并且压缩该音频。出口服务器还多路复用MPS数据40、出口服务器链路数据24和压缩后的数字MPS音频以产生激励器链路数据52。此外，出口服务器通过其音频接口接受模拟MPS音频28并将预编程的延迟应用到模拟MPS音频28以产生延迟的模拟MPS音频信号30。这种模拟音频可以作为用于混合IBOC DAB广播的备份信道进行广播。延迟补偿数字MPS音频的系统延迟，允许接收机没有时移地在数字与模拟节目之间融合(blend)。在AM传输系统中，延迟的MPS音频信号30由出口服务器转换为单声道信号并且作为激励器链路数据52的一部分直接发送给STL。 

EASU 22接受来自播音室自动化仪器的MPS音频42，将该MPS音频42分级(rate)转换为恰当的系统时钟，并且输出信号的两个副本，一个数字副本(26)和一个模拟副本(28)。EASU包括连接到天线25的GPS接收机。GPS接收机允许EASU获取主时钟信号，通过使用GPS单元使主时钟信号与激励器的时钟同步。EASU提供由出口服务器使用的主系统时钟。EASU还用于在出口服务器具有灾难性 故障并且不再运行时使模拟MPS音频旁路(或改道)而不经过出口服务器。可以将旁路的音频32直接馈送到STL发射机中，消除停播事件。 

STL发射机48接收延迟的模拟MPS音频50和激励器链路数据52。STL发射机48通过STL链路14输出激励器链路数据和延迟的模拟MPS音频，STL链路14可以是单向或双向的。STL链路例如可以是数字微波或以太网链路，并且可以使用标准的用户数据报协议(UserDatagram Protocol)或标准的TCP/IP。 

发射机地点包括STL接收机54、激励器56和模拟激励器60。STL接收机54通过STL链路14接收激励器链路数据，包括音频和数据信号以及命令和控制消息。激励器链路数据被传递到产生IBOC DAB波形的激励器56。激励器包括主处理器、数字上变频转换器(digitalup-converter)、射频上变频转换器(RF up-converter)和激励器引擎(exgine)子系统58。激励器引擎接受激励器链路数据并且调制IBOCDAB波形的数字部分。激励器56的数字上变频转换器将激励器引擎输出的基带部分从数字转换为模拟。数字至模拟的转换基于GPS时钟，GPS时钟与从EASU获取的出口服务器的GPS基的时钟通用。因此，激励器56包括GPS单元和天线57。用于使出口服务器时钟和激励器时钟同步的一种可选方法可以在美国专利申请序列No.11/081,267(公开号为No.2006/0209941 A1)中找到，该专利申请的公开内容因此通过参考并入本文。激励器的RF上变频转换器将模拟信号上变频转换为恰当的带内信道频率。上变频转换后的信号之后被传递到高功率放大器62和天线64以便广播。在AM传输系统中，激励器引擎子系统将备份的模拟MPS音频相干地添加到混合模式中的数字波形，因此，AM传输系统不包括模拟激励器60。此外，激励器56产生相位和振幅信息并且模拟信号被直接输出到高功率放大器。 

IBOC DAB信号可以使用多种波形在AM和FM无线电频带中传输。波形包括FM混合IBOC DAB波形、FM全数字IBOC DAB波形、AM混合IBOC DAB波形，以及AM全数字IBOC DAB波形。 

图2是混合FM IBOC波形70的示意图。波形包括位于广播信道74中心的模拟调制信号72、上边带78中的第一多个均匀间隔的正交频分复用子载波76，以及下边带82中的第二多个均匀间隔的正交频分复用子载波80。数字调制的子载波被划分为多个分区并且多个子载波被指定为参考子载波。一个频率分区是19个OFDM子载波的组，包含18个数据子载波和一个参考子载波。 

混合波形包括模拟FM调制的信号，加上数字调制的初级主子载波。子载波被定位在均匀间隔的频率位置处。子载波位置编号为从-546至+546。在图2的波形中，子载波在位置+356至+546和-356至-546处。每个初级主边带由十个频率分区组成。同样包括在初级主边带中的子载波546和-546是额外的参考子载波。每个子载波的振幅能够按振幅比例因子确定比例。 

图3是扩展的混合FM IBOC波形90的示意图。扩展的混合波形通过将初级扩展的边带92、94添加到存在于混合波形中的初级主边带而产生。可以将一个、两个或四个频率分区添加到每个初级主边带的内边缘。扩展的混合波形包括模拟FM信号加上数字调制的初级主子载波(子载波+356至+546和-356至-546)以及一些或全部初级扩展的子载波(子载波+280至+355和-280至-355)。 

上部的初级扩展的边带包括子载波337至355(一个频率分区)、318至355(两个频率分区)、或280至355(四个频率分区)。下部的初级扩展的边带包括子载波-337至-355(一个频率分区)、-318至-355(两个频率分区)、或-280至-355(四个频率分区)。每个子载波的振幅能够按振幅比例因子确定比例。 

图4是全数字FM IBOC波形100的示意图。全数字波形通过禁止模拟信号而构造，充分扩大初级数字边带102、104的带宽，并且在缺少模拟信号的频谱中添加低功率次级边带106、108。在所示实施例中的全数字波形包括在子载波位置-546至+546处的数字调制的子载波，没有模拟FM信号。 

除了十个主频率分区以外，全部四个扩展的频率分区存在于全数 字波形的每个初级边带中。每个次级边带同样具有十个次级主(SM)频率分区和四个次级扩展的(SX)频率分区。然而，与初级边带不同，次级主频率分区被映射为更靠近信道中心，而扩展的频率分区更远离中心。 

每个次级边带还支持小型次级被保护(SP)区域110、112，该区域包括12个OFDM子载波和参考子载波279和-279。边带被称作“被保护的”，因为其位于最不易受到模拟或数字干扰影响的频谱区域中。额外的参考子载波位于信道(0)的中心处。由于SP区域不包含频率分区，因此不应用SP区域的频率分区排序。 

每个次级主边带跨越子载波1至190或-1至-190。上部次级扩展的边带包括子载波191至266，并且上部次级被保护的边带包括子载波267至278，加上额外的参考子载波279。下部次级扩展的边带包括子载波-191至-266，并且下部次级被保护的边带包括子载波-267至-278，加上额外的参考子载波-279。整个全数字频谱的总频率跨度是396,803Hz。每个子载波的振幅都能够按振幅比例因子确定比例。次级边带振幅比例因子可以由用户选择。可以选择四个比例因子中的任意一个应用于次级边带。 

在每个波形中，使用正交的频分复用(OFDM)来调制数字信号。OFDM是并行调制策略，其中数据流调制同时传输的大量正交子载波。OFDM本质是灵活的，易于允许逻辑信道映射到不同的子载波组。 

在混合波形中，数字信号在混合波形中的模拟FM信号的每一侧上的初级主(PM)边带中传输。每个边带的功率等级略微低于模拟FM信号中的总功率。模拟信号可以是单声道或立体声的，并且可以包括辅助通信授权(SCA)信道。 

在扩展的混合波形中，混合边带的带宽可以向着模拟FM信号扩展以增大数字容量。分配到每个初级主边带的内边缘的这种额外的频谱被称作初级扩展的(PX)边带。 

在全数字波形中，模拟信号被去除并且在扩展的混合波形的情况下，初级数字边带的带宽被充分扩展。此外，这种波形允许低功率数 字次级边带在缺少模拟FM信号的频谱中传输。 

图5是AM混合IBOC DAB波形120的示意图。混合格式包括常规AM模拟信号122(带限到大约±5kHz)连同近30kHz宽的DAB信号124。频谱包含在具有约30kHz带宽的信道126内。信道被划分为上频带130和下频带132。上频带从信道的中心频率扩展到距中心频率约+15kHz。下频带从中心频率扩展到距中心频率约-15kHz。 

一个示例中的AM混合IBOC DAB信号格式包括模拟调制的载波信号134加上跨越上频带和下频带的OFDM子载波位置。表示待传输的音频信号或数据信号的编码的数字信息(节目材料)在子载波上传输。由于符号间的防护时间，符号速率小于子载波间隔。 

如图5中所示，上频带被划分为初级区段136、次级区段138和第三区段144。下频带被划分为初级区段140、次级区段142和第三区段143。出于说明的目的，可以认为第三区段143和144包括在图5中标记为146、148、150和152的多组子载波。第三区段内定位为靠近信道中心的子载波被称作内部子载波，并且第三区段内定位为远离信道中心的子载波被称作外部子载波。在本示例中，在组148和150中的内部子载波的功率等级被显示为自中心频率随频率间隔而线性减小。第三区段中其余子载波组146和152具有基本恒定的功率等级。图5同样显示用于系统控制的两个参考子载波154和156，其等级固定为不同于其他边带的值。 

数字边带中的子载波的功率明显低于模拟AM信号中的总功率。在给定的初级或次级区段内的每个OFDM子载波的等级固定为常数值。初级或次级区段可以相对于彼此确定比例。此外，状态和控制信息在定位于主载波的任一侧上的参考子载波上传输。诸如IBOC数据服务(IDS)信道的分离的逻辑信道可以在恰好高于或低于上和下次级边带的频率边缘的独立的子载波中传输。每个初级OFDM子载波的功率等级相对于未调制的主模拟载波是固定的。然而，次级子载波、逻辑信道子载波和第三子载波的功率等级是可调节的。 

使用图5中的调制格式，模拟调制的载波和数字调制的子载波在美国指定用于标准AM广播的信道掩码内传输。混合系统使用模拟AM信号来调谐和备份。

图6是全数字AM IBOC DAB波形的子载波分配的示意图。全数字AM IBOC DAB信号160包括被称作初级子载波的第一和第二组均匀间隔的子载波162和164，其定位在上频带166和下频带168中。分别被称作次级子载波和第三子载波的第三组子载波170和第四组子载波172同样定位在上频带166和下频带168中。第三组的两个参考子载波174和176位于最靠近信道中心。子载波178和180可以用于传输节目信息数据。 

图7是AM IBOC DAB接收机200的简化的功能性框图。接收机包括连接到天线204的输入端202、调谐器或前端206，以及用于在线路210上产生基带信号的数字下变频转换器208。模拟解调器212解调基带信号的模拟调制部分以在线路214上产生模拟音频信号。数字解调器216解调基带信号的数字调制部分。之后，数字信号由解交错器218解交错并且由维特比解码器220解码。服务多路分解器(demultiplexer)222从数据信号中分离主节目信号和辅助节目信号。处理器224处理节目信号以在线路226上产生数字音频信号。模拟和主数字音频信号如图所示在框228中融合，或者辅助数字音频信号经过该框228，从而在线路230上产生音频输出。数据处理器232处理数据信号并且在线路234、236和238上产生数据输出信号。数据信号可以包括例如电台信息服务(SIS)、主节目服务数据(MPSD)、辅助节目服务数据(SPSD)和一个或更多个辅助应用服务。 

图8是FM IBOC DAB接收机250的简化的功能性框图。接收机包括连接到天线254的输入端252和调谐器或前端256。将接收到的信号提供给模数转换器和数字下变频转换器258以在输出端260产生包括一系列复数信号样本的基带信号。信号样本是复数，因为每个样本都包括“实”部和“虚”部，以与实部正交的方式对虚部采样。模拟解调器262解调基带信号的模拟调制部分以在线路264上产生模拟音频信号。采样的基带信号的数字调制部分接下来由边带隔离滤波器 266滤波，边带隔离滤波器266具有通带频率响应，该频率响应包括在接收到的OFDM信号中存在的子载波f₁-f_n的集合(collective set)。滤波器268抑制第一相邻干扰物的影响。复数信号298被发送到采集模块296的输入端，采集模块296从在接收到的复数信号298中表示的接收到的OFDM符号中获取或恢复OFDM符合定时偏置或误差以及载波频率偏置或误差。采集模块296生成符号定时偏置Δt和载波频率偏置Δf，以及状态和控制信息。信号之后被解调(框272)以解调基带信号的数字调制部分。之后，数字信号由解交错器274解交错，并且由维特比解码器276解码。服务多路分解器278从数据信号中分离主节目信号和辅助节目信号。处理器280处理主节目信号和辅助节目信号以在线路282上产生数字音频信号。模拟和主数字音频信号如框284中所示被融合，或者辅助节目信号经过该框284，从而在线路286上产生音频输出。数据处理器288处理数据信号并且在线路290、292和294上产生数据输出信号。数据信号可以包括例如电台信息服务(SIS)、主节目服务数据(MPSD)、辅助节目服务数据(SPSD)和一个或更多个高级应用服务(AAS)。 

在实践中，图7和图8的接收机中显示的许多信号处理功能可以使用一个或多个集成电路实施。 

图9a和9b是自发射机视角的IBOC DAB逻辑协议堆栈的图示。自接收机视角，将在相反方向上横穿逻辑堆栈。在协议堆栈内的多个实体间传递的大多数数据具有协议数据单元(PDU)的形式。PDU是由协议堆栈的特定层(或层内的处理)产生的结构化数据块。给定层的PDU可以封装来自堆栈的下一个更高层的PDU和/或包括源于该层(或处理)本身的内容数据和协议控制信息。由发射机协议堆栈中的每个层(或处理)生成的PDU被输入到接收机协议堆栈中的相应层(或处理)。 

如图9a和9b所示，存在配置管理器330，配置管理器330是将配置和控制信息提供给协议堆栈内的多个实体的一种系统功能。配置/控制信息可以包括用户定义的设置以及自系统内生成的信息，例如 GPS时间和位置。服务接口331表示用于除SIS以外的全部服务的接口。用于多种类型的服务中的每一个的服务接口可以不相同。例如，对于MPS音频和SPS音频，服务接口可以是音频卡。对于MPS数据和SPS数据，接口可以具有不同应用程序接口(API)的形式。对于所有其他数据服务，接口具有单个API的形式。音频编解码器(audiocodec)332对MPS音频和SPS音频两者编码以产生核心(流0)以及MPS和SPS音频编码包的可选增强(流1)流，该增强流被传递到音频传送器333。音频编解码器332还将未使用的容量状态传递到系统的其他部分，因此允许包含机会数据。通过节目服务数据(PSD)传送器334处理MPS和SPS数据以产生传递到音频传送器333的MPS和SPS数据PDU。音频传送器333接收编码的音频包和PSD PDU并且输出包含压缩的音频和节目服务数据的位流。SIS传送器335从配置管理器接收SIS数据并生成SIS PDU。SIS PDU可以包括电台识别和位置信息、程序类型、以及与GPS相关的绝对时间和位置。AAS数据传送器336从服务接口接收AAS数据，以及从音频传送器接收机会带宽数据，并且可以基于服务参数的质量生成AAS数据PDU。传送器和编码功能被共同称为协议堆栈的第4层并且相应的传送器PDU被称为第4层PDU或L4 PDU。作为信道多路复用层(337)的第2层从SIS传送器、AAS数据传送器以及音频传送器接收传送器PDU并且将其格式化为第2层PDU。第2层PDU包括协议控制信息和有效载荷，有效载荷可以是音频、数据或音频和数据的组合。第2层PDU通过正确的逻辑信道发送到第1层(338)，其中逻辑信道是以指定的服务等级经第1层传导L1PDU的信号路径。存在基于服务模式的多个第1层逻辑信道，其中服务模式是指定通过量、性能水平和选定逻辑信道的操作参数的具体配置。有源第1层逻辑信道的数量和限定逻辑信道的特征随每种服务模式而变化。状态信息同样在第2层和第1层之间传递。第1层将来自第2层的PDU和系统控制信息转换为AM或FM IBOC DAB波形以便传输。第1层处理可以包括扰频、信道编码、交错、OFDM子载波映射和OFDM信号生成。OFDM信号生成 的输出是复数、基带、表示用于特定符号的IBOC信号的数字部分的时域脉冲。离散符号被拼接以形成连续的时域波形，对该连续时域波形进行调制以产生用于传输的IBOC波形。 

图10显示自接收机视角的逻辑协议堆栈。IBOC波形由物理层，即第1层(560)接收，第1层解调信号并对其进行处理以将信号分离到逻辑信道中。逻辑信道的数量和种类将取决于服务模式，并且可以包括逻辑信道P1-P3、PIDS、S1-S5和SIDS。第1层产生相应于逻辑信道的L1PDU并且将PDU发送到第2层(565)，第2层多路分解L1 PDU以产生用于主节目服务和任意辅助节目服务的SIS PDU、AASPDU、PSD PDU，并且产生流0(核心的)音频PDU和流1(可选增强的)音频PDU。SIS PDU之后由SIS传送器570处理以产生SIS数据，AAS PDU由AAS传送器575处理以产生AAS数据，并且PSD PDU由PSD传送器580处理以产生MPS数据(MPSD)和任意SPS数据(SPSD)。SIS数据、AAS数据、MPSD和SPSD之后被发送到用户接口590。如果用户需要，则之后可以显示SIS数据。类似地，可以显示MPSD、SPSD、和任意基于文本或图形的AAS数据。流0和流1 PDU由第4层处理，第四层由音频传送器590和音频解码器595组成。可以存在相应于在IBOC波形上接收到的程序的数量的上至N个音频传送器。每个音频传送器产生相应于每个接收到的节目的编码的MPS包或SPS包。第4层接收来自用户接口的控制信息，包括诸如存储或显示节目、以及搜索或扫描广播全数字或混合IBOC信号的无线电台的命令。第4层还将状态信息提供给用户接口。 

如前所述，使用正交的频分复用(OFDM)调制IBOC信号的数字部分。参考图11a，在本发明中使用的OFDM信号的特征在于其是包括多个等间隔子载波f1-fn的多频载波信号。相邻的子载波，诸如f1和f2，以预定频率增量相互分离，从而使相邻子载波相互正交。通过正交，意味着当恰当地奈奎斯特加权时，子载波不会出现交扰。在结合了本发明并使用数字传输信道和模拟传输信道两者的一个混合系统中，每个边带中存在191个载波，每个边带具有70kHz带宽。在本发 明的一个全数字实施方式中，每个边带中存在267个载波，每个边带具有97kHz带宽。 

图11b显示时域中的OFDM符号5。符号具有有效的符号周期或时间宽度T，以及全符号周期Tα。OFDM子载波正交要求在有效的符号周期T与相邻OFDM子载波间的频率间隔之间产生功能性相互依赖。具体地，相邻子载波间的频率分离被限制为等于每个OFDM符号5的有效符号周期T的倒数。也就是，频率分离等于1/T。沿每个OFDM符号5的有效符号周期T的扩展是预定数量N个等距离间隔时间符号样本(图中未示出)。进一步地，沿每个OFDM符号5的全周期Tα的扩展是预定数量N_α＝N(1+α)个等距离间隔时间符号样本。α是符号的振幅锥度因数(tapering factor)，并且在此处可以视为分数乘法器(fractional multiplier)。在调制期间，OFDM调制器生成一系列OFDM符号5，每个OFDM符号5包括相应于全符号周期T_α的预定数量的时间符号样本N_α，其中每个符号的最先的αN个样本和最后的αN样本是递减的并且具有相同相位。在一个实施例中，沿每个全符号周期T_α扩展的时间样本的预定数量N_α是1080，沿每个有效的符号周期T扩展的时间样本的预定数量N是1024，并且在每个最先的αN个样本和最后的αN个样本中的样本数量是56。这些值仅是示例性的并且可以根据系统要求而变化。同样在调制期间，应用循环前缀(cyclicprefix)，从而使每个传输的符号的头部和尾部高度相关。 

预定的振幅-时间剖面或包络11、15、13被施加在这些样本的信号电平上。这个振幅剖面包括分别在每个符号5的头部和尾部处的对称的上升和下降的振幅锥度11、15，以及在其间扩展的平坦振幅剖面13。在时域中提供的这些圆形或锥形边缘用于充分减少频域中不期望的旁瓣能量，由此提供在频谱上更有效的OFDM信号。虽然符号5的全符号周期T_α扩展超过有效的符号周期T，但只要符号5的振幅锥度11、15遵循奈奎斯特或升余弦锥度函数，则不能损害频域中的相邻子载波间的正交(图11a)。更具体地，通过被传输符号的根升余弦加权(或振幅锥度)和与接收到符号的根升余弦滤波匹配的组合，在 本发明中维持正交。 

OFDM符号5的头部和尾部共享额外的重要特性，即，沿OFDM符号5的头部扩展的最先的αN个OFDM符号样本与沿OFDM符号5的尾部扩展的最后的αN个符号样本具有基本相同的相位，最先的αN个OFDM符号样本具有时距αT，最后的αN个符号样本同样具有时距αT。再次注意，α是用于符号的振幅锥度因数，并且在此处可以视为分数乘法器。 

天线设计 

为了减轻因不良接收导致的性能问题，特别是关于小型或便携接收机，期望具有不要求地平面的天线。两个这种天线元件包括套筒偶极子和如本文所述的小型FM回路。如关于图12-16描述的套筒偶极子形成谐振LC电路，该谐振LC电路消除了对地平面的需要并且允许自元件末端的馈送。如关于图29描述的小型回路天线同样不要求地平面并且可以位于接收机底盘内。 

图12显示根据本发明一个方面的末端馈送套筒偶极子天线1201。天线由中心导体1202和末端点1208组成，中心导体1202具有底部1204，用于通过同轴馈送1206与接收机输入端(未示出)连接，末端点1208表示天线的顶部。金属套筒1210围绕靠近其底部1204的中心导体的一部分，形成同轴电容器。介电护套1211位于套筒和中心导体之间，使两者相互绝缘。用于测试目的这种设计的天线通过采用一片诸如RG-58同轴电缆的同轴电缆制造，并且剥去外导电层的一部分，留下外导电护套的另一部分作为套筒。优选地，天线大约30英寸(四分之一波长)长。可选的第一电感器1212可以连接在套筒和中心导体之间。可选的第二电感器1214可以串联连接在接收机的同轴馈送和天线末端之间，并且用于匹配LNA输入阻抗且在调谐频率处提供信号增益。对于75欧姆的天线，套筒1210优选约为6英寸长并且中心导体1202超出套筒进一步延伸约24英寸。第一电感器优选为0.44μH并且第二电感器优选为0.70μH。 

图12中所示的天线的局限是该天线因其低阻抗而不能获得高谐 振峰值电压增益。因此，图13中显示可选的设计。图13显示根据本发明一个方面的高阻抗末端馈送套筒偶极子天线1301。天线由中心导体1302和末端点1308构成，中心导体1302具有底部1304用于使同轴馈送1306与接收机输入端(未示出)连接，末端点1308表示天线的顶部。导电套筒1310围绕靠近其底部1304的中心导体的一部分，形成具有天线接线的同轴电容器。介电护套1311位于套筒和中心导体之间，使两者相互绝缘。用于测试目的的这种设计的实验性天线通过采用一片诸如RG-58同轴电缆的同轴电缆制造，并且剥去外导电护套层的一部分，留下外导电护套的另一部分作为套筒。优选地，天线大约30英寸(四分之一波长)长。可选的电感器1312可以连接在套筒和中心导体之间。对于高阻抗天线，电感器1312的电感优选在约0.2μH至约0.4μH的范围内，并且特别优选为0.2μH。可选的可变电容器1314可以与接收机的同轴馈送和天线的末端并联连接并且用于提供在调谐频率处具有动态谐振峰值的信号增益。电容器1314可以可选地为变容二极管，其中电容器的电压可以变化以动态调谐电容，从而将天线的谐振频率与接收机的调谐频率匹配。 

图14显示包括变容二极管手动调谐电路1401的末端馈送套筒偶极子天线设计，其作为可选例来实施自适应阻抗匹配算法。末端馈送套筒偶极子天线1402连接到表示接收机前端的高阻抗、低噪声放大器1404。调谐电路由第一变容二极管1406、第二变容二极管1408、第一电阻器1410、第二电阻器1412和电容器1414组成。电阻器1410和1412优选为100KΩ电阻器并且电容器1414优选为1μF。将调谐电压施加到第三(可变)电阻器1416两端，第三(可变)电阻器1416同样优选为100KΩ。 

本文所述的天线可以用于与一个或更多个扬声器组合，扬声器可以是例如多种类型的头戴受话器或耳机。再次参考图13，在末端馈送套筒偶极子的顶部处的电感器1312的位置可以使具有耳机配置的天线的生产复杂化。如果中心导体被四个耳机电线替代，这种设计对于四个耳机接线的每一个都可以要求一个独立的电感器，由此增大了复 杂度和成本。取而代之地，本发明的一个不同实施例将电感器置于套筒的底部处，同时套筒的上端终止在断路中，如图15中所示。优选地，天线1502的高度(h₁+h₂)约为30英寸(四分之一波长)并且套筒1504的高度h₁约为5.5英寸。类似于末端馈送套筒偶极子的其他实施例，天线套筒1504和中心导体1506形成与底部电感器1508谐振的同轴电容器，从而形成谐振电路，该谐振电路提供了电荷的贮存器，消除了对地平面的需求。天线的下端1510连接到接收机中的高阻抗、低噪声放大器(未示出)，该放大器的电容同样与电感L谐振以在放大器输入端处形成谐振电压峰值。可以实施为变容二极管的可变电容器1512的电容可以通过本文描述的自适应阻抗匹配算法进行调节，以便将放大器输入端处的电压谐振峰值与接收机调谐频率对准，并且解决人体作用和天线方向。如下所示，假设LNA旁路电容和电阻分别为3pF和1M欧姆，则L＝0.9μH的值将谐振峰值置于FM频带的上端处。通过自适应阻抗匹配算法对C的自动调节之后将峰值移动到恰当频率，该频率由接收机调谐和听众交互而确定。 

由于仅需要一个电感器，因此将电感器置于天线的底部允许末端馈送套筒偶极子的简单生产。对于批量生产的便携装置，可以将末端馈送套筒偶极子配置为耳机电线天线1602的形式，如图16中所示。现有扬声器(例如耳机)接线的长度与套筒偶极子天线期望的30英寸的长度一致。天线的底部1604能够以与现有耳机电线天线类似的方式直接连接到接收机输入端1606(例如经由迷你插头)。天线下部的5.5英寸具有额外的外套筒1608，该额外的外套筒1608由导电金属护套组成并且与左和右传导电线1610和1612基本同轴。可以将电感器1614模制在天线中或置于接收机中，同时可变电容器1616可以作为模拟RF前端中的分立组件或直接集成到RF/IF处理器IC 1701(图17)中而位于接收机内。可以使用在典型的便携接收机中发现的耳机接口电路1618，具有扼流来自音频输入端的RF的电感器1620，和阻滞来自RF输入端的音频的电容器对1622和1624。 

图29显示根据本发明一个方面的回路天线2900。天线由具有半 径a的电线2902组成。电线被定形以形成具有第一尺寸L₁和第二尺寸L₂并且形成正方形、矩形或其他适合形状的N匝(或回路)。为了测试目的，天线被显示为连接到高阻抗放大器2904，该高阻抗放大器2904模型化为电阻R并联电容C。调谐电容器2906可以用于控制谐振，从而使天线在FM频带的中间(约100MHz)谐振，或在用于高质量、高增益工作的调谐频率处谐振。期望的是电容器2906的电容大于表示接收机输入端的约为3pF的高阻抗放大器2904的内部电容。回路天线优选为结合在接收机装置的壳体内，壳体的周长和尺寸限制了回路的尺寸和形状。作为示例，给定矩形回路，其中L1＝1.2英寸并且L2＝1.7英寸，具有半径a＝0.015英寸并且N＝1匝的电线，电容器2906优选在108MHz的调谐频率下约为4pF，在98MHz的调谐频率下约为5pF，并且在88MHz的调谐频率下约为6pF。期望天线电压增益因数随着N的增大而增大并且回路的电感随着N²的增大而增大。因为天线位于接收机装置内，所以重要的是控制电磁干扰(EMI)，电磁干扰可以使天线的性能降低。此外，使回路接近接收机中的金属地平面同样可以降低性能。正交取向的回路天线对可以使用分集算法来获得用于任意取向的无线电接收机的全向覆盖。用于3元件分集系统的套筒天线也可以使用这种回路天线对。 

回路天线元件可以与集成到耳机中的末端馈送套筒偶极子天线结合使用，或者该回路天线元件可以单独使用，例如与不使用耳机的能够蓝牙装置的一起使用。优选地，接收机装置将使用两种天线，从而利用回路天线和耳机电线天线的互补性质。用作电场元件的耳机电线受其相对于人体的位置的影响，可以引起电短路并衰减信号。相反，靠近人体可以增强用作H场元件的回路天线的性能。此外，应用天线分集性能够减小数字无线电广播的听众特别苦恼的间歇接收中断。 

天线元件分集性和自适应阻抗匹配 

图17是根据本发明的一个方面具有多个天线元件1702、1704和1706并且应用天线元件分集性以及自适应阻抗匹配功能的FM接收机的功能性图示。如前所述，天线元件1702可以是结合到耳机电线中的 末端馈送套筒偶极子天线；天线元件1704可以是如前所述的回路天线；并且元件1706表示一个或更多个额外的可选天线。在RF/IF处理器1701内，第一天线匹配电路1708使天线元件1702的阻抗与接收机动态匹配，第二天线匹配电路1710使天线元件1704的阻抗与接收机动态匹配，并且可选额外的天线匹配电路1712可以用于使任意额外的天线元件的阻抗与接收机动态匹配。虽然天线匹配功能在图17中显示为RF/IF处理器的一部分，但这种功能可以实施在接收机装置的其他分立组件中，诸如RF前端。天线匹配算法响应于自适应阻抗匹配控制信号1714并且天线匹配算法优选根据本文所述的自适应阻抗匹配算法而发挥作用。天线元件选择器1716基于天线元件分集控制信号1718从一个天线元件中选择信号，并且将该信号作为RF输入1720传递到RF调谐器1722。可选地，天线元件选择器可以传递多种天线元件的和或差。RF调谐器产生IF信号1724，该IF信号1724从模拟信号转换为数字信号并且由IF处理器1726数字地下变频转换，从而以每秒钟744187.5个复数样本的速率产生基带信号1728。基带信号由基带处理器1730接收，该基带处理器1730应用隔离滤波器1732，从而以每秒钟186,046.875个复数样本的速率产生数字采样的模拟信号1734，以每秒钟186,046.875个复数样本的速率产生初级上边带和下边带数字信号1736，并且以每秒钟372,093.75个复数样本的速率产生全数字次级信号1738。模拟解调器1740接收数字采样的模拟信号1734并且产生模拟音频输出1742和模拟信号质量度量(ASQM)1744。在图26-28和所附说明书中更详细地显示和描述了模拟解调器1740的操作和ASQM的计算。将第一相邻相消(cancellation)操作1745应用于初级上边带和下边带以便最小化来自第一相邻信号的任何干扰。符号分配器1746将进入的数据流对准并分配到表示一个OFDM符号的片段中。全数字次级信号与初级上边带和下边带之后被解调、去交错和解码(1748)，并且之后作为逻辑信道1750传递到接收机协议堆栈的第2层以便多路分解，如关于图10描述的那样。将预采集滤波处理1752应用到初级上边带和下边带，从 而以每秒钟46,511.71875个复数样本的速率产生滤波的上边带和下边带信号1754。DSQM估计1756计算数字信号质量度量(DSQM)1758，该数字信号质量度量由分集控制逻辑1770和其余采集处理1760使用，其余采集处理1760产生符号定时和频率偏置。预采集的滤波、DSQM估计、和采集功能在图18-25以及所附说明中被更详细地显示和描述。分集控制逻辑1770接收模拟信号质量度量1744和数字信号质量度量1758并且产生自适应阻抗匹配控制信号1714(在随后的章节中更详细地描述)和天线元件分集控制信号1718。分集控制逻辑1770优选以用于便携装置的大约20Hz或更低的更新速率来接收信号1744和1758。 

分集控制逻辑 

对于天线元件分集控制信号，分集控制逻辑1770可以应用算法，该算法选择天线元件或其一些组合。例如，两个天线元件E₀和E₁可以提供总共四个选择项：E₀、E₁、E₀+E₁和E₀-E₁。在另一个实施例中，分集控制逻辑实施“盲目(blind)”分集算法，其中在第一天线元件故障时使用第二天线元件，而无论第二天线元件是否比第一天线元件更好或更差。优选地，分集控制逻辑用作状态机，更新状态机以基于用于每个天线元件的阻抗匹配或调谐数值向量来评估应该采用的切换动作。即使当前的度量不能被接受，分集控制逻辑也将允许接收机停留在(dwell on)特定的天线元件和阻抗匹配数值，直至ASQM和DSQM信号1744和1758不能达到特定动态标准，诸如最小的期望信号质量阈值，或以意图最大化性能的算法建立的动态阈值。逻辑之后确定支持最佳天线元件和阻抗数值的切换顺序。例如，虽然偶尔可选的元件或组合是优选的，但一个特定的天线元件通常可以提供比其他元件或组合更好的信号。在这种情况下，算法将学习更好的元件，并且试图比在其不十分盲目的切换顺序(not-quite-blind switchingsequence)中的其他选项更频繁地支持这种元件。以此方式，可以避免因不可能的组合而引起的过度交换，并且切换顺序可以适于基于状态和梯度的当前历史而改变条件。在另一个实施例中，可以使用接收 的信号强度指示(RSSI)。虽然这种方法可以更简单，但其没有DSQM或ASQM方法有效。 

自适应阻抗匹配控制 

如之前关于图12-15描述的那样，期望动态调谐末端馈送套筒偶极子天线和回路天线的输出谐振电压峰值到接收机调谐频率，以便解决人体对天线的影响和用户移动的影响。根据本发明一个方面的自适应阻抗匹配可以用于此目的。可以使用调谐谐振峰值的电压控制的天线匹配电路(图17，1708)来完成自适应阻抗匹配，其中电压控制可以是进入RC滤波器的脉冲宽度调制的数字信号。由于消除了对D/A转换器的需求，将D/A转换器替换为数字信号输出(其占空比确定直流电压)和低通RC滤波器，所以这提供了经济型装置，该经济型装置用于在天线匹配电路1708中生成用于变容二极管的缓慢变化的直流控制电压。可选地，可以从用于每个天线元件的值的集合选择阻抗匹配数值。例如，两个阻抗值Z₁和Z₂提供四个选项，即Z₁、或Z₂、或Z₁+Z₂、或Z₁||Z₂(并联)。分集控制逻辑1770(图17)使用如下所述的数字和模拟信号质量量度来控制这种选择。 

数字信号质量度量 

为了实施数字信号质量度量，使用了采集模块。图18中显示在美国专利Nos.6,539,063和6,891,898中描述的基本采集模块296的一个实施例。将接收的复数信号298提供给峰值产生模块1100的输入端，该峰值产生模块1100提供用于采集接收的OFDM信号的符号定时偏置的信号处理的第一阶段。峰值产生模块1100在其输出端产生边界信号1300，在边界信号1300中具有多个信号峰值，每个信号峰值表示在接收的信号298中表示的每个接收的OFDM符号的接收的符号边界位置，接收的信号298是峰值产生模块1100的输入。因为这些信号峰值表示接收到的符号边界位置，所以这些信号峰值的时间位置表示接收的符号定时偏置。更具体地，因为接收机对真正或实际接收到的符号边界位置不具有初始或先验知识，所以这种位置被初始假设或任意产生以使接收机处理能操作。采集模块296建立存在于这种先验假设 和真正的接收到的符号边界位置之间的符号定时偏置Δt，因此使接收机能覆盖和跟踪符号定时。 

在表示OFDM符号边界的信号峰值的产生过程中，峰值产生模块1100开发由发射机应用的循环前缀，以及预定的振幅锥度和每个接收的OFDM符号的头部和尾部中固有的相位性质。特别地，在当前样本和领先当前样本N个样本的样本之间形成复数共轭乘积。在每个符号中的最前的αN个样本和最后的αN个样本之间形成的这种乘积产生相应于包括如此形成的αN个共轭乘积的每个符号的信号峰值。 

数学上，共轭乘积的形成表示如下。使D(t)表示接收的OFDM信号，并且使T_α＝(1+α)T表示全部OFDM符号持续时间或周期，其中1/T是OFDM信道间隔并且α是用于符号的振幅锥度因数。边界信号1300中的信号峰值表现为共轭乘积D(t)·D^*(t-T)中的脉冲序列或信号峰值序列。作为施加在每个OFDM符号的头部和尾部上的奈奎斯特振幅锥度的结果，每个脉冲或信号峰值都具有如下形式的半正弦波振幅剖面： 

w(t)＝{1/2sin(πt/(αT))，对于0≤t≤αT，和 

w(t)＝{0，其他。 

进一步地，信号1300的周期性，即信号峰值序列的周期是T_α。参考图11c，包括在边界信号1300中的信号峰值序列具有振幅包络w(t)并且峰值间隔周期T_α。参考图11d，交叠的头部和尾部振幅锥度11、15的乘积乘以共轭乘积中的振幅的平方，产生半正弦波w(t)，w(t)具有相应于αN个样本的持续时间宽度αT。 

再次返回到图18，对于输入到峰值产生模块1100的每个信号样本，自乘法器电路1250输出一个乘积样本，该乘积样本表示输入样本和之前样本之间的共轭乘积，两个样本之间相隔T个样本。复数共轭产生器1200在其输出端产生每个输入样本的复数共轭，该复数共轭产生器1200的输出被提供为乘法器1250的一个输入。在此输出端的共轭样本乘以来自延迟电路1150的延迟的样本输出。这样，在接收的信号298和其延迟的副本之间形成复数共轭乘积，通过使用延迟电路1150将接收到的信号298延迟预定时间T而获得延迟的副本。 

参考图19a、19b和19c，示出用于峰值产生模块1100的相关符号定时。图19a表示在峰值产生模块1100的输入端处提供的连续的OFDM符号1和2。图19b示出作为来自延迟电路1150的输出的OFDM符号1和2的延迟版本。图19c表示每个相应的N＝N(1+α)乘积样本的集合(在一个工作实施例中等于1080个样本)产生的信号峰值，响应于图19a中接收的信号和图19b中该接收的信号的延迟版本之间的共轭乘法而产生信号峰值序列。 

通过具体示例的方式，如果接收的OFDM符号周期T_α相应于N_α＝1080个信号样本，并且在符号的每个头部和尾部处的αN个样本相应于56个信号样本，则对于输入到峰值产生模块1100的每1080个样本OFDM符号，在边界信号1300中出现相应的1080个乘积样本的集合。在本示例中，延迟电路1150给予1024(N)个样本延迟，从而使输入到乘法器1250的每个样本乘以其在前的1024个样本。针对每个相应的1080个乘积样本的集合这样产生的信号峰值仅包括在每个相应符号的最前的56个样本和最后的56个样本之间形成的56个共轭乘积。 

只要每个符号的头部和尾部之间的对应是以前述方式开发的，就能够以任何数量的方式实施峰值产生模块1100。例如，峰值产生模块1100可以在每个样本到来时对该样本进行操作，从而对于进入的每个样本，在峰值产生模块1100的输出端处提供乘积样本。可选地，可以诸如以向量形式存储多个样本，由此产生当前样本向量和延迟样本向量，可以将该向量输入到向量乘法器以在该向量乘法器的输出端形成向量乘积样本。可选地，可以将峰值产生模块实施为操作在连续采样而不是离散采样的时间信号上。然而，在这种方法中，期望输入的接收的信号298同样是连续信号而非采样的信号。 

理论上，边界信号1300中具有易于识别的信号峰值，如图11c和19c中所示。然而，实际上，每个信号峰值事实上不能与位于相邻符号中的样本的不期望的噪声乘积相区分。由于峰值产生模块1100在沿每个接收的符号扩展的样本和自该样本延迟的在前样本之间连续 地形成乘积，因此边界信号1300包括期望的信号峰值以及噪声共轭乘积。例如，每个符号中最前的αN(56)个样本乘以该符号中的最后的αN个样本，从而在持续时间中产生期望的信号峰值αN个样本。然而，其余的N(1024)个样本响应于由延迟电路1150给予的延迟而乘以来自相邻符号的N个样本(见图18)。这些额外的不需要的乘积具有的作用是在出现的期望信号峰值之间填充噪声。因此，可以估计相应于OFDM信号的噪声乘积。 

除了在边界信号1300中存在的前述乘积噪声之外，还存在自数字通信领域公知的其他来源获得的噪声。在信号传播期间通过环境噪声、散射、多路径和衰退、以及信号干扰将这种噪声经由大气给予信号。接收机的前端同样给信号增添噪声。 

随后的信号处理阶段的一部分专门用于针对关于边界信号1300中期望的信号峰值的前述噪声的贬值作用(depreciating effect)，或者更具体地，为了提高边界信号1300中存在的信号峰值的信噪比。信号增强模块1350被提供在峰值产生模块1100的输出端，并且包括第一和第二阶段信号增强电路或模块。第一阶段信号增强电路是附加的叠加电路或模块1400并且第二阶段增强电路是在第一阶段增强电路的输出端处提供的匹配滤波器1450。 

附加的叠加电路1400附加地重叠预定数量的信号峰值及其周围的噪声乘积，从而通过增大边界信号1300中的信号峰值的信噪比而增强信号峰值检测能力。为了实施这种附加的叠加处理，预定数量的边界信号1300的连续片段首先在时间上重叠或交叠。这些重叠片段中的每一个片段包括自峰值产生模块1100输出的共轭乘积样本所值的符号周期，并且包括被不期望的噪声乘积样本围绕的期望的信号峰值。 

在预定数量的信号片段或信号片段块被时间交叠后，占据重叠的片段集合中的预定时间位置的乘积样本被累积从而形成用于该预定位置的累积的信号样本。以这种方式，产生累积的信号，其包括沿重叠的边界信号片段扩展的每个预定样本位置的累积的信号样本。 

如果例如32个毗邻的边界信号片段被重叠，并且如果每个片段 包括1080个样本所值的符号周期，则附加的叠加电路1400为输入叠加电路1400的32个片段中的每个毗邻块产生1080个累积的样本(每个片段1080个样本)。以这种方式，32个片段的共轭乘积(每个片段包括1080个样本、其中具有信号峰值和噪声)通过点态地添加32个片段的重叠的共轭乘积而在相互之间的顶部被附加地重叠或“折叠”。实质上，在这种折叠处理中，32个片段的乘积基于32个毗邻的符号被点态地添加到相隔一个符号周期(或1080个样本)的相应的共轭乘积中，从而产生其中包括1080个累积的样本的累积的信号片段。之后信号处理重复用于32个边界信号片段的下一个毗邻块，从而产生另一个累积的信号片段，以此类推。 

由附加地重叠预定数量的边界信号1300的毗邻片段而产生的累积的信号片段包括在其中的增强的信号峰值，该增强的信号峰值展示出关于每个组成的输入边界信号片段中的信号峰值的增大的信噪比。这种增强的原因是边界信号片段的叠加对准其各自的信号峰值，从而当片段被累积时，每个信号峰值添加到下一个，因此基于边界信号峰值的重复本质获得相干处理增益的形式。 

然而，边界信号片段中的对准的、重复的信号峰值相干地累积以在附加的叠加模块1400的输出端处形成增强的(累积的)信号峰值，相反，围绕每个边界信号片段中的信号峰值的噪声共轭乘积的随机本质在附加的叠加处理期间产生该噪声共轭乘积的非相干合成。因为信号峰值相干地增加并且具有零均值的周围的噪声乘积相干地增加并且因此被平均，所以自附加的叠加模块1400输出的增强的信号峰值全面地展示出提高的信噪比。通过附加的叠加模块获得的处理增益和信噪比增强连同重叠的边界信号片段的数量一起增大，从而产生累积的信号片段。由于收集了更多的边界信号片段以产生累积的信号峰值，因此偏置这个优点相应的缺点是增大了采集延迟。因此，例如16或32的特定的预定数量在任意应用中均表示这两个竞争利益之间的平衡，其中平均的数量最终受到衰减带宽限制。 

在数学术语中，边界信号1300中存在的共轭乘积的毗邻片段的 附加的叠加可以表示如下： 

$F\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}D(t+k{T}_{\mathrm{\α}})\·D^{*}(t-T+k{T}_{\mathrm{\α}})$

其中k是重叠的片段的数量，D是峰值产生模块1100的输入298，并且K是片段的数量，例如16。前述信号处理的一个重要方面是符号定时被保留在信号处理的每个阶段：OFDM符号输入到峰值产生模块1100，边界信号片段输入到附加的叠加电路1400，并且累积的信号片段从附加的叠加电路1400输出，每个累积的信号片段具有时间周期T_α(相应于N＝1080个样本)。在这种方式中，始终保留由信号片段内的信号峰值的定位表示的符号定时偏置。 

在操作中，附加的叠加模块1400、求和模块1600和反馈延迟模块1650一起提供附加的叠加功能。也就是，求和模块1600将当前的输入样本添加到共轭符号中的样本累积的结果中，每个样本的时间间隔为一个符号周期T_α(相应于1080个样本)。延迟1650在累积之间给予一个符号周期延迟。除非特别说明，否则由求和模块1600输出的每个累积的结果被延迟1个符号周期T_α，并且之后每个累积的结果被馈送回来作为求和模块1600的输入被添加到下一个输入样本。处理沿每个输入符号对全部输入样本重复。 

除非特别说明，否则累积的信号片段中的第一累积样本表示全部32个边界信号片段的全部第一样本的累积。第二累积样本表示沿累积信号片段的全部32个边界信号片段的全部第二样本的累积，以此类推。 

在预定数量的信号片段已经被累积从而产生累积的信号片段后，重置发生器1700向延迟模块1650提供重置信号。例如，如果被累积的边界信号片段的预定数量是32，则重置发生器1700保持每32个信号片段重置反馈延迟模块1650一次。响应于重置的保持，附加的叠加模块1400累积下一预定数量的毗邻的边界信号片段。 

如前所述，附加的叠加模块1400的输出是包括一系列累积信号片段的累积信号，每个片段包括其中的增强的信号峰值1550。在高噪声环境中，虽然展示了提高的信噪比，但增强的信号峰值1550实际上 仍可能不能与环境噪声相区别。因此，期望进一步增强被增强的信号峰值的信噪比。 

为了使增强的信号峰值1550的信噪比进一步增强，自附加的叠加模块1400输出的累积信号被输入到匹配滤波器1450。匹配滤波器1450的时间脉冲响应与匹配滤波器1450的增强的信号峰值输入的形状或振幅包络相匹配，并且在本发明的一个实施例中，遵循根升余弦剖面。具体地，匹配滤波器的脉冲响应相应于函数w(t)，如图11d中所示，并且通过将符号5的最前的αN个样本与符号5的最后的αN个样本点态相乘而确定。见图11b和图11d。 

虽然不匹配的低通滤波器可以用于平滑存在于累积信号中的噪声，但匹配滤波器1450在高斯噪声环境中提供了对期望信号的增强的信号峰值1550的最优的信噪比提升。将匹配滤波器1450实施为有限冲激响应(FIR)数字滤波器，该数字滤波器在其输出端处提供输入到该数字滤波器中的复数样本的滤波的版本。 

简述对匹配滤波器的输出作为先导的信号处理阶段，峰值产生模块1100产生多个信号峰值，该信号峰值的时间位置表示符号边界位置，该符号边界位置表示用于每个接收的OFDM符号的符号定时偏置。信号增强模块1350通过以下步骤增强信号峰值的检测能力，首先，附加地重叠预定数量的输入信号片段以产生其中具有增强的峰值的累积的信号片段，并且其次，匹配地滤波累积的信号片段以产生累积的、匹配滤波的信号片段，该信号片段最优地备用于随后的峰值检测处理。这种处理连续地操作以在信号增强模块1350的输出端处产生多个滤波的增强的信号峰值。在从信号增强模块1350输出的匹配滤波的、累积的信号片段内的这些滤波的增强的信号峰值的时间位置表示符号边界位置或OFDM符号定时偏置。 

独立采用并且特别是相结合地采用的附加的叠加模块和匹配滤波器有利地增强了信号峰值检测能力。在峰值产生阶段后引入的附加的叠加模块和匹配滤波器允许有效使用包括大量频率载波的OFDM信号，并操作在传播噪声信号环境中。 

建立符号定时偏置所要求的信号处理的下一个阶段是检测自信号增强模块1350输出的信号峰值的时间位置。信号峰值的时间位置实际上是自匹配滤波器输出的滤波的累积信号片段内的增强的信号峰值的样本指标(index)或样本号。 

将自匹配滤波器1450输出的滤波的复数信号1750提供为峰值选择器模块1900的输入，该峰值选择器模块1900检测增强的滤波的信号峰值和时间位置、或该信号峰值的样本指标。在操作中，峰值选择器1900的平方振幅发生器1950对输入到该平方振幅发生器1950的复数信号样本的振幅进行平方以在该平方振幅发生器1950的输出端处生成信号波形。将平方振幅发生器1950的输出提供为最大探测器2000的输入，该最大探测器2000检查输入到该最大探测器2000的样本振幅并且识别相应于信号峰值的时间位置或样本指标。信号峰值的这种时间位置实质上被提供为符号定时偏置，该符号定时偏置由采集模块296提供到符号定时校正模块(未示出)的一个输入端。应该理解的是提供为定时偏置Δt的时间位置可以要求微调以补偿由之前的信号处理阶段引入的多种处理延迟。例如，加载滤波器中的初始延迟等可以增加在最终定时偏置估计以外需要被校准的延迟。然而，这种延迟一般较小并且是体实施方式特定的。 

在确定了信号峰值的时间位置(以建立符号定时偏置)后，信号处理中的下一个阶段是确定接收的OFDM信号的载波相位误差和相应的载波频率误差。复数信号1750中的匹配滤波的增强的信号峰值表示零点(cleanest point)或最大信噪比的点，在该点处确定载波相位误差和频率误差。由于在该点处由峰值产生模块1100产生的共轭乘积应该获得无载波频率误差的零相位值，因此在这种峰值位置处的复数样本的相位给出了存在于发射机和接收机之间的频率误差的表示。在信号峰值的这种点处的共轭乘积、以及实际上在信号峰值中的其他每个点处的共轭乘积应该获得零相位值，因为在数学上，在不具有载波频率误差的情况下，具有相同相位的符号样本间的共轭乘积(如在每个接收的符号的头部和尾部处的样本所进行的)消去了相位。在自匹 配滤波器输出的信号的峰值处存在的任意剩余相位与载波频率误差成比例，并且一旦确定了剩余相位，则易于计算频率误差。 

数学上，载波频率误差Δf在形成共轭乘积峰值的OFDM符号的头部和尾部处的样本之间产生2πΔfT的剩余相移。因此，频率误差由以下公式表示： 

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{Arg}\left(G_{\mathrm{Max}}\right)}{2\mathrm{\πT}}$

其中G_Max是匹配滤波器输出的峰值并且Arg表示在信号峰值处的复数个复数样本的幅角(相位)。Arg函数等价于四象限反正切。由于反正切不能检测2π窗口以外的角度，因此频率估计大致等于信道间隔1/T的倍数。然而，这种频率误差估计以及由信号峰值的位置提供的定时偏置估计足以允许符号解调的开始。随着解调进行，随后的接收机帧边界处理解决了频率模糊，这并非本发明的一部分。 

在图18中，将匹配滤波的复数信号1750和时间位置或样本指标作为输入提供给相位提取器2050。相位提取器2050从表示增强的信号峰值的复数样本提取剩余相位，增强的信号峰值输出自匹配滤波器。将提取的相位提供到频率发生器2100的输入端，该频率发生器2100简单地换算输入到其中的提取的相位以产生载波频率误差Δf，该Δf之后由采集模块296提供到频率校正模块(未示出)。因此，在匹配滤波器1450的输出端处提供的滤波的信号峰值的时间位置表示符号定时偏置，并且自这种信号峰值的相位获得载波频率误差。 

用于自接收的OFDM信号采集或恢复的符号定时偏置和载波频率误差的前述方法和设备提供了用于确定难以计算的符号定时偏置和载波频率误差的基本技术。美国专利Nos.6,539,063和6,891,898说描述了用于自接收的OFDM信号采集或恢复的符号定时偏置和载波频率误差的其他技术，这些技术中的任何技术均可以用于实施如本文所述的利用数字信号质量度量的分集控制逻辑。因为如在这些专利中所述的采集功能是发生在接近基带处理链的开始并在OFDM解调之前的时域处理，所以可以开发采集功能以提供有效的数字信号质量量度。 

此外，预定的振幅和上述相位性质以及OFDM符号的头部和尾 部中的固有性质，即每个OFDM符号的头部和尾部中的样本振幅的锥度及其等价相位由现有的IBOC系统有利地开拓，以便有效获取接收机中的OFDM符号定时和频率。这些性质可以用于计算数字信号质量度量，该数字信号质量度量可以由本文所述的分集控制逻辑使用。因此，在一个方面中，本发明利用这些符号特征来提供使用之前存在的FM采集模块以生成适当的数字信号质量度量的分集交换算法。 

优选地，用于数字信号质量度量的获取算法由两个操作组成：预获取滤波和获取处理。预获取滤波(图17，1752)用于避免大量第二相邻信道上的错误获取。每个初级边带在获取处理之前进行滤波。在一个示例中，预获取滤波是85抽头有限冲激响应(FIR)滤波器，该滤波器被设计为提供40dB的阻带抑制，同时限制对期望的初级边带的影响。可以不更改而再使用现有的预获取滤波器。可选地，还可以使用时域十分之四(decimate-by-four)滤波器，这将降低采样速率、峰值大小、每个符号的样本、以及随后的DSQM处理步骤的MIP。在输入样本已经被滤波之后，将样本传递到获取处理功能组件。 

获取处理功能组件利用由循环前缀引起的符号内的相干性，循环前缀通过发射机应用到每个符号以构造获取峰值。如前所述，峰值的位置表示输入样本内的真正符号边界的位置，同时峰值的相位被用于获得频率误差。此外，可以通过独立处理数字无线电信号的上部和下部初级边带而获得频率分集性。 

每个符号包括多个样本。获取处理的输入是上部和下部初级边带样本块。在一个示例中，每块由940个实数或虚数样本组成，并具有每秒372,093.75个样本的速率。 

图20和25中显示用于计算数字信号质量度量的改进的获取算法。首先参考图20，将940个样本滤波的数据块缓存为1080个样本符号，如块370中所示。如前所述，由于循环前缀，每个被传输的符号的最前和最后的56个样本高度相干。获取处理通过将任意符号中的每个样本与其在先的1024个样本复数共轭乘积而显示出这种相干(块372)。为了增强产生的56个样本峰值的检测能力，相应的16个毗邻 符号的乘积被“折叠”在相互的顶部上，从而形成1080个样本获取块(块374)。使用十六个符号，而不是关于前述获取方法所描述的32个符号，以便加速数字信号质量度量的计算，然而可以期望使用诸如8个符号的更少的符号以及任何其他适合数量的符号。 

虽然可以在获取块中看到，但56个样本折叠的峰值具有很多噪声。因此，块376显示用57抽头FIR滤波器平滑56个样本折叠的峰值，该滤波器的冲击响应与峰值的形状匹配： 

$y\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{56}{\mathrm{\Σ}}}x[n+27-k]h\left[k\right]$ 其中n＝0，1，...，1079 

其中n是输出样本指标，x是匹配滤波器输入，y是匹配滤波的输出，并且h[k]是如下定义的滤波器冲击响应： 

$h\left[k\right]=\cos (-\frac{\mathrm{\π}}{2}+\frac{k\·\mathrm{\π}}{56})$ 其中k＝0，1，...，56. 

采样匹配滤波输出的振幅平方(块378)通过将复数值转换为实数值而简化了符号边界检测。这种计算增大了输入的动态范围，使得符号边界峰值更少模糊并且允许通过一个维数(与用于I和Q值的两个维数相对)进行峰值搜索。振幅平方的计算是： 

y[n]＝I[n]²+Q[n]²   其中n＝0，1，...，1079 

其中I是输入的实部，Q是输入的虚部，y是振幅平方的输出，并且n是样本指标。每16个符号块的上边带和下边带匹配滤波的振幅平方的输出波形被用于生成数字信号质量度量。如块380中所示，获取处理如上所述地继续，并且质量度量算法继续，如图25中所示(块450)。 

数字信号质量度量算法的接下来的步骤是计算归一化的相干峰值(块452-458)，从而获得符号边界峰值的改进的辨识。归一化相干峰值提供用于评估信号质量的基础并表示存在数字信号的可能性。归一化的相干峰值的峰值数值的范围可以是从0到1，其中数值1表示存在数字信号的最大可能性。归一化的相干峰值的峰值数值由此提供数字信号质量度量。 

在图21中的箱体382中显示根据现有算法的用于计算相干峰值的电路。输入384是在上边带或下边带上接收的1080个样本符号。输 入样本被移位1024个样本386并且移位的样本的复数共轭388在步骤390处乘以输入样本。十六个符号通过块392和加法器394折叠，如图所示。折叠的和在步骤396处通过根升余弦匹配滤波器进行滤波并且在步骤398处进行振幅平方，从而在步骤399处产生相干峰值。因此，获取算法通过将当前输入样本乘以延迟了1024个样本的输入的复数共轭而找到符号边界。在符号开始处，通过随后的56个样本的共轭乘积的相位对于每个OFDM子载波均有效地为0。组成的OFDM子载波在这个周期中相干地结合，但不在符号的其余样本中相干地结合。在16个符号被折叠并且应用了匹配滤波后，结果是在步骤399处的可辨识的相关峰值。 

再次参考图25，显示了根据本发明的其他处理步骤。通过首先计算每个上部和下边带波形的归一化波形来确定归一化的相关峰值(块452)。由于根升余弦脉冲的形状适合应用在发射机处，因此这种归一化波形开拓了OFDM符号的最前和最后的56个样本之间的振幅相关。参考图21，块400示出归一化波形416的计算。每个输入符号的振幅平方406在步骤386处被延迟1024个样本并且在步骤404处与当前振幅平方的样本402相加。十六个符号通过如图所示的块408和加法器410折叠。折叠的和在步骤412处被升余弦匹配滤波，并且在步骤414处被平方并求倒数，从而产生归一化波形416。除了现有匹配滤波器抽头被如下所示地平方并减半以确保恰当归一化外，归一化波形的折叠和匹配滤波等同于在现有获取算法中执行的折叠和匹配滤波： 

$g\left[k\right]=\frac{h{\left[k\right]}^2}{2}$ 其中k＝0...56 

其中k是匹配滤波器中抽头的指标，h[k]是用于共轭乘积相关峰值的现有抽头，并且g[k]是用于归一化波形的新的抽头。在折叠最先的16个符号并且匹配滤波后，符号边界是显而易见的。如图中23所示，符号边界的位置由产生的波形的振幅的减小来标记。 

再次参考图25，一旦计算出出归一化波形，接下来的步骤是在块458处归一化相关峰值。在步骤399处利用来自块452的归一化波形 的相关峰值的归一化通过降低除与符号边界重合的样本以外的全部样本的等级而对相关峰值进行增强。再次参考图21，步骤399处的相关峰值在步骤418处乘以归一化波形416，从而在步骤420处产生归一化的相关峰值。图24显示在相对干净环境中的归一化的相关峰值的示例，其中x轴表示样本数量并且y轴是归一化的相关值。 

一旦相关峰值被归一化，则质量度量算法中的下一步是寻找峰值指标P_U和P_L以及峰值Q_U和Q_L(图25，块460)。峰值指标是相应于归一化的相关波形的最大值的样本数。P_U和P_L分别是上部和下边带的归一化的相关波形的峰值指标。峰值数值是归一化的相关波形的最大值并且提供数字信号质量度量。 

来自每个边带的质量估计可以被独立计算。归一化的相关波形的峰值数值表示该边带的相对质量： 

Q_U＝x(P_U) 

Q_L＝x(P_L) 

其中x是归一化的相关波形，Q_U是上边带质量，并且Q_L是下边带质量。参考图21，峰值指标在424处被识别并且在426处为边带计算峰值质量值422。 

为了确认数字信号质量度量，可以找到并包装可选的峰值指标德尔塔(Δ)。峰值指标德尔塔为每个十六个符号块比较上部和下边带的峰值指标： 

Δ＝|P_U-P_L| 

因为符号边界是1080个数值的模，所以计算的德尔塔必须被适当包装(wrap)以确保使用最小的差值： 

如果Δ＞540，则Δ＝1080-Δ 

为0的峰值指标德尔塔表示来自每个边带的峰值指标相同，因此表示来自每个边带的归一化的相关峰值相应于存在的有效数字信号的最大保证。 

作为用于确认数字信号质量度量的另一种方法，可以为上部和下边带计算可选的频率偏置差。根据前述的获取算法，由于如由峰值产 生模块1100产生的该点处的共轭乘积应该获得没有载波频率误差的零相位数值，因此在步骤1750的信号的峰值位置处的复数样本的相位给出发射机和接收机之间存在的频率误差表示。在信号峰值的该点处的共轭乘积，和实际上在信号峰值中的其他每个点处的共轭乘积，应该获得零相位数值，因为在数学上在不具有载波频率误差的情况下，具有相同相位(如在每个接收的符号的头部和尾部处的样本那样)的符号样本间的共轭乘积消除了相位。自匹配滤波器输出的信号的峰值处出现的任何剩余相位与载波频率误差成比例，并且一旦确定了剩余相位，则易于计算频率误差。在任一边带上测量到的频率偏置的范围是±1/2FFT仓间隔(bin spacing)，对于1/T信道间隔等于±1/(2T)，如图11a所示。如果上部和下边带之间估计的频率偏置差在例如±1/16FET仓间隔的特定阈值内，则任何相邻的干扰物不可能具有与感兴趣的期望信号相同的频率偏置(以及峰值指标)。这样，频率偏置差表示检测的信号实际上是感兴趣的期望信号。 

参考图22，使来自独立边带的峰值数值和指标(图21，项422和424)相结合以产生峰值德尔塔和质量估计。来自上边带信号处理的峰值相关值430表示上边带信号质量。来自下边带信号处理的峰值相关值432表示下边带信号质量。可选地，来自上边带信号处理的峰值指标434和来自下边带信号处理的峰值指标436之间的差通过由如图所示的减法点438那样从一个指标中减去另一指标而确定。确定差的绝对值(块440)并且信号被包装为≤540个样本(块442)以产生峰值指标德尔塔444。信号被包装为≤540个样本，因为符号边界偏置是1/2个符号的模，意味着到最近符号边界的距离始终≤540个样本。 

一旦计算出了峰值指标德尔塔和质量估计，可选地，峰值指标德尔塔和质量估计可以与阈值相比较以便实施适当的决策规则。除了可选地评估峰值指标德尔塔和来自两个边带的质量估计的和以外，每个独立边带的质量可以分别与阈值比较。这即使在信号的一个边带已经被干扰破坏的时候仍允许信号的质量评估。此外，可以使用反映不同等级的灵敏度的质量状态参数。在一个示例中，质量状态参数是2位 值，该值向数字无线电接收机的主控制器指示当前调谐的信道的质量。在这个示例中，当状态位从00改变到11时，接收的信号的质量提高。这允许接收机制造商具有通过变化质量状态位的阈值而调整质量算法的灵敏度的能力。 

数字信号质量度量还可以用于在接收机的显示器上生成接收的信号的质量的可视指示。目前，已知为数字音频可用性指示器(DAAI)的一系列汇流条指示接收的数字信号的强度。质量状态参数的状态位可以与这种指示器中的汇流条的数量和大小相关。 

通过阅读以上描述将意识到，本发明的算法的简化限制了对之前已知的接收机所要求的改变。对接收机的基带处理器和主控制器的影响程度说明如下。 

在处理第一获取块的同时，边带处理器现在必须计算归一化波形，如图21中所示。这必须计算当前1080个样本输入符号和1024个样本延迟的版本两者的振幅平方，加入振幅平方的向量，累积超过16个符号的和，将其匹配滤波，并且对产生的向量求平方。除了MIPS(每秒百万个指令)的增大之外，必须分配额外的存储器用于延迟、累积和FIR滤波操作。其他改变包括经由向量除法而归一化相关峰值、寻找归一化的相关峰值的峰值数值和指标，以及计算峰值指标德尔塔。基带处理器之后可以应用决策规则并且基于数字信号质量度量而恰当地设置质量状态参数。 

模拟信号质量度量 

可选地，本发明的分集交换算法可以使用模拟信号质量度量(ASQM)，该度量给出模拟FM无线电信号质量的指示。度量可以具有从0(表示无模拟信号)至1(表示最佳模拟信号)范围内的值。度量可以基于例如信噪比。优选地，度量估计在模拟基带多路传输中19kHz导频信号周围2kHz范围内的噪声。通常使用锁相环(PLL)来生成用于立体声解码的38kHz立体声子载波本地振荡器。在这种情况下PLL还提供导频和噪声信号，频率转换为dc。这些信号随后用于产生导频噪声的估计。噪声之后被包装到0-1的范围内，类似于形 成ASQM的DSQM。 

图26是根据本发明一个方面用于生成模拟信号质量度量的FM模拟解调器的功能图。FM检测器2602以每秒186,046.875个复数样本的速率从隔离滤波器(图17，元件1732)接收复数输入样本S并且输出基带多路传输信号2604。信号2604由导频锁相环(PLL)2606接收，该导频锁相环(PLL)产生38kHz立体声子载波本地振荡器2608、同相导频信号2610和正交导频信号2612。导频PLL操作的其他描述可以在图27中找到。导频参数控制信号发生器2614接收同相和正交导频信号2610和2612并且以344.53125Hz的输出速率产生立体声融合控制信号2616和模拟信号质量度量2618。发生器2614的其他描述可以在图28中找到。基带多路传输信号和38kHz立体声子载波本地振荡器被用于以传统方式使用第一和第二去加重、陷波和低通滤波器2624、2626以及立体声解矩阵2628来生成立体声右声道音频输出2620和立体声左声道音频输出2622。立体声融合控制信号2616用于依据接收的信号质量在立体声和单声道之间融合。 

图27是导频锁相环2606的功能性框图，该导频锁相环2606接收基带多路传输信号并且使用该基带多路传输信号产生38kHz立体声子载波本地振荡器、同相导频组件和正交导频组件。自FM检测器2602接收的基带多路传输信号2702被归一化并应用到具有19kHz自然频率的锁相环。回路滤波器2704应用系数α和β以及第一和第二低通滤波器2706和2708。优选地，α＝2^-10并且β＝2^-14。将回路滤波器的输出应用到限幅器2710和数控振荡器2712，该数控振荡器2712输出虚部： 

$\mathrm{Im}\left({\mathrm{NCO}}_n\right)=\sin (2\·\mathrm{\π}\·n\·\frac{19000}{f_s})$

以及与虚部正交的实部： 

$\mathrm{Re}\left({\mathrm{NCO}}_n\right)=\cos (2\·\mathrm{\π}\·n\·\frac{19000}{f_s})$

两个部分在步骤2716处相乘以产生38kHz立体声子载波本地振荡器。虚部和实部同样被反馈回来并且在步骤2718、2720处与自FM检测器 接收的归一化基带多路传输信号相混合，从而产生表示导频信号的等级的导频同相信号2722和表示导频信号周围噪声的等级的导频正交信号2724。 

通过图28中所示的导频参数控制信号发生器接收信号2722、2724。导频正交信号经过第一导频噪声滤波器2802，该第一导频噪声滤波器2802的特征由以下公式表示： 

$H\left(z\right)={\left(\frac{1}{256-496\·z^{-1}+241\·z^{-2}}\right)}^2$

该信号之后被十分之六抽样，如块2803中所示，并且每个通过以下公式由导频噪声滤波器2进行滤波(块2805)： 

$H\left(z\right)={\left(\frac{1}{2-z^{-1}}\right)}^4$

产生的输出的振幅被平方(2804)并且被应用到平滑滤波器和抽样器(decimator)2806，该滤波器和抽样器2806的特征由以下公式表示： 

$H\left(z\right)=\frac{2}{41}\·\underset{k=0}{\overset{89}{\mathrm{\Σ}}}{z}^{-k}$

输出表示以344.53125Hz的速率输出的归一化的噪声功率估计。归一化的噪声功率之后进行以下的滤波计算(2810)： 

${\mathrm{ASQMfast}}_n=\frac{1}{1024\·{\mathrm{Pnoise}}_n+1}$

${\mathrm{ASQM}}_n=\frac{3}{4}\·{\mathrm{ASQM}}_{n-1}+\frac{1}{4}\·\mathrm{ASQM}{\mathrm{fast}}_n$

其中ASQMfast_n使噪声功率偏离到0-1的范围，该噪声功率之后经由低通滤波器采用平滑函数以产生模拟信号质量度量ASQM_n。 

相应于导频信号的DC分量的导频同相信号经过滤波器2812，该滤波器2812的特征由以下公式表示： 

$H\left(z\right)={\left(\frac{1}{256-255\·z^{-1}}\right)}^4$

输出的振幅被平方(2814)并且应用到平滑滤波器和抽样器2816，该滤波器和抽样器2816的特征由以下公式表示： 

$H\left(z\right)=\frac{1}{135}\·\underset{k=0}{\overset{539}{\mathrm{\Σ}}}{z}^{-k}$

在限制到归一值(unitary value)后，输出表示输出速率为344.53125Hz的归一化导频载波功率。 

归一化导频载波功率和ASQM_n被用于根据公式(2818)产生快速立体声度量2820： 

stereometricfast_n＝Pcarrier_n+ASQM_n-1 

快速立体声度量之后由滤波器2822平滑以生成立体声度量信号2824，该滤波器2822的特征由以下公式表示： 

$H\left(z\right)=\frac{1}{64-63\·z^{-1}}$

这个立体声度量和快速立体声度量之后被用于根据以下公式(2826)生成立体声融合控制信号2828： 

$\mathrm{SBC}=\max \left[\begin{array}{c}\min \left(\begin{array}{c}2\·\mathrm{stereometric}-0.5\\ 4\·\mathrm{stereometric}-0.5\\ 1\end{array}\right)\\ 0\end{array}\right]$

常规立体声度量信号和快速立体声度量信号均被用于随着信号逐渐变弱而提供平滑和令人较少烦恼的融合(常规)，并且具有如在FM接收中经常出现的快速抑制信号衰退的短脉冲群(short burst)的能力，该能力已知为阈值效应。 

本发明提供了用于通过FM无线电接收机提供模拟和数字信号的改进的接收的方法和设备。接收机可以是手持的、便携的、桌面型的、自动的或任何其他类型的FM无线电接收机。此外，本发明可以用于改进接收无线电信号的其他类型装置的接收，例如移动电话。本文所述的方法可以利用软件可编程数字信号处理器、或可编程/硬接线逻辑器件、或足以实现所述功能的硬件和软件的任何其他组合来实施。 

虽然已经按照其优选实施例描述了本发明，但本领域技术人员将理解可以在不背离如权利要求中阐明的本发明的范围的情况下对公开的实施例进行多种修改。 

Claims (8)

1.一种用于接收无线电信号的设备，包括：

第一和第二扬声器；以及

天线，包括连接到第一扬声器的第一接线对，连接到第二扬声器的第二接线对，围绕第一和第二接线对的一部分的导电套筒，所述套筒与第一和第二接线对形成同轴电容器，以及连接在第一和第二接线对与所述套筒之间的第一电感器，所述电感器与所述同轴电容器形成谐振电路。

2.权利要求1所述的设备，其中所述电感器被连接到第一和第二接线对的末端。

3.权利要求1所述的设备，其中所述电感器具有0.2μH至0.4μH之间的电感。

4.权利要求1所述的设备，进一步包括：

接收机；

耦接到所述天线的第二电感器；以及

用于调谐所述天线的阻抗以匹配所述接收机的阻抗的可变电容器。

5.权利要求4所述的设备，其中所述天线为30英寸长。

6.权利要求4所述的设备，其中所述套筒的长度在5.5英寸至6英寸之间。

7.权利要求4所述的设备，其中所述天线是高阻抗天线。

8.权利要求1所述的设备，其中所述天线进一步包括介电套筒，所述介电套筒将所述第一和第二接线对与所述套筒绝缘。