CN102307168A - 调频广播频段数字广播模数信号的分离方法和接收设备 - Google Patents

Abstract

本发明为调频广播频段数字广播模数信号的分离方法和接收设备，本分离方法把同频同带的模数混合信号S中相邻的两个矢量信号相加，消除掉了数字信号d_m分量，得x_2m+x_2m+1，x_2m和x_2m+1的第n个分量可为相位调制信号e^jα和e^jβ的第n个分量，由此得振幅和相位；再求得参量θ、δ，得到x_2m和x_2m+1，恢复数字信号d_m。按本方法设计的接收设备天线顺序连接调谐模块、模数变换器、数字下变频器、重采样模块，重采样模块的输出接入有本方法具体计算程序的模数信号分离模块，得到相应的模拟调频信号和数字信号，分别接入模拟FM接收器的数字信号解调解码器。最终得到发端发送的模拟声音信号、数字音频信号和数据信号。本发明分离模数信号好，消除相互干扰；性能可靠，易于实现。

Description

调频广播频段数字广播模数信号的分离方法和接收设备

(一)技术领域

本发明属于数字音频广播技术领域，具体地说，涉及调频广播频段数字广播模数信号的分离方法和接收设备。

(二)背景技术

调幅(Amplitude Modulation，AM)广播始于1920年，调频(FrequencyModulation，FM)广播始于1940年。在我国，从20世纪50年代到60年代，中短波广播迅速发展，进入70年代，FM调频广播迅速崛起，广播的音质显著提高，FM广播得到了广泛的应用。虽然随着电视、互联网、移动通信网的迅猛发展，传统的音频广播一度变成了次重要的传媒方式，发展速度远远落后于其它的主要传播方式，但是音频广播有其特定的应用环境及需求，依然是很重要的传媒形式，并且随着新技术的出现，音频广播的发展依然前景广阔。

伴随着全球数字化的浪潮，音频广播也不例外地开始了数字化广播，人们提出了许多数字化技术方案，主要有欧洲的数字音频广播(DAB，DigitalAudio Broadcasting)、数字调幅系统(DRM，Digital Radio Mondiale)以及美国的混合数字广播(Hybrid Digital Radio，HD Radio)系统。

DAB数字音频广播系统采用正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM，)调制方式，具有高数据率(主业务净数据率大约1.5～1.7Mb/s)，可以提供CD级的高质量音频，具有较强的抗多径干扰能力、发射功率小、频谱利用率高和业务构成灵活等特点，主要用于城市广播覆盖，但是，DAB没有考虑和现有调频的兼容性，对现有的FM调频是取而代之，现有的调频电台只能等DAB在其他波段(III波段、L波段)发展到一定程度后，才能将原有的调频广播全部关闭，再把相应的调频频段用于数字音频广播。因此，DAB系统和现有调频系统难以实现平滑过渡。我国制定的数字音频广播DAB标准参考欧洲DAB标准，并已在北京等地开始了DAB广播，但所用频段不是原有的调频FM和调幅AM频段，专门为其划分了广播频段，并且DAB收音机价格昂贵，难以得到用户的广泛认可。因此，其推广受到限制，迄今未做到市场化和产业化。

DRM数字调幅系统最初针对30MHz以下的中短波调幅广播数字化而开发，经过多年研究和实现，DRM组织于2001年4月4日向ITU提交了30MHz以下数字调幅广播建议书(ITU-R BS.1514)，并获得通过。2004年11月DRM组织提出了一项将DRM扩展到30MHz～120MHz频率范围的建议，即DRM+，其目标是开发和标准化DRM扩展系统，即VHF波段(传统调频广播频段)的数字化技术，使其频率覆盖波段I、II和III，成为从LW波段到VHF波段的开放式国际标准。DRM+与FM调频同播的频谱图如图1所示，

带内同频(In-Band On-Channel，IBOC)的HD Radio混合数字广播系统是由美国iBiquity Digital公司针对FM调频广播和AM调幅中波广播数字化改造而开发的数字化广播系统，2000年11月15日获得了国际电信联盟(ITU)的许可，2002年10月，美国FCC(联邦通讯委员会)将其确定为美国唯一的数字广播标准。美国传统的调频广播分布在88～10gMHz内，每个频道带宽为200kHz，约可布点百余个电台频道。IBOC-FM在原有调频模拟频带的基础上，增加数字边带用于传递音频或其它信息，每个电台可以占用400kHz的带宽，IBOC-FM兼容现有的FM调频系统，不需重新分配频谱。和其他数字声音广播方式相比较，HD Radio混合数字广播系统的优势在于可以实现模拟到数字的平稳过渡。但是HD Radio系统使用固定在模拟信号上下两边带的数字信号进行传输，造成数字和模拟广播的相互干扰和信号覆盖问题。

HD Radio混合数字广播系统在常规FM调频信号上下两边带创建了一组数字边带，其有三种频谱分配模式：混合模式、扩展混合模式、全数字模式，这些模式的一个显著共同点是模拟调频信号和数字调频信号的频谱在同一个模拟调频频道内没有重叠，各自独享某段频道。

在混合模式下，在原来模拟调频信号上下边带分别增加约70kHz的数字边带用于传输数字信号，模拟调频信号频谱位置和形状保持不变，频谱分配方式如图2所示，模拟调频信号两侧上下边带为数字调频信号占用。混合模式(Hybrid Mode)提供97kbps的数据率，其中包括96kbps的音频数据和1kbps的辅助数据，或者64kbps的音频数据和33kbps的辅助数据。相较混合模式而言，扩展混合模式(Extended Hybrid Mode)的数字边带扩展侵占了原模拟调频信号的部分频道，上下边带各多出28kHz，即减少了模拟调频信号的带宽，但两者频谱仍没有共用，频谱分配方式如图3所示，模拟调频信号两侧箭头所指为扩展的数字上下边带。扩展混合模式提供147kbps的数据率，其中包括96kbps的音频数据和51kbps的辅助数据，或者64kbps的音频数据和83kbps的辅助数据。该模式也支持模拟立体声和广播数据系统(RDS)，在扩展混合模式中，减少了模拟调频信号的频谱宽度，让位给扩展的数字频谱，上、下边带扩展部分各30kHz。在全数字模式下，如图4所示，原有的模拟信号停用，完全被数字信号代替，主数字信号两侧为数字上下边带，还有箭头所指的扩展的数字上下边带。全数字模式的频谱分配方式中没有了模拟信号，可提供277kbps数据率，其中包括96kbps的音频数据和181kbps的辅助数据，或者64kbps的音频数据和213kbps的辅助数据。可以看出，处于两侧的主信道传输的功率要比处于中间的信道大很多。

由图2、3和4的HD Radio混合数字广播系统的调频广播频谱图可以看到，其要求频率间隔为400kHz，由于现有的调频广播频率间隔为200kHz，因此，由模拟调频广播过渡到HD Radio混合数字广播系统的数字广播，将多占用一倍的带宽。这在调频广播电台密集的地区，可能无法将所有电台数字化。对此，HD Radio混合数字广播系统采用了折中方案，在调频电台频率规划时，保证调频电台的相邻两边不同时出现200kHz的电台。即便如此，系统仍然需要考虑第一邻频道干扰问题。

例如，工作于混合模式的HD Radio中的边带数字信号位于模拟主调频中心频率129.361～198.402kHz之间，如图5所示，基于频道间隔为200kHz的第一邻频(距主调频中心频率+200kHz处，用虚线表示)和主调频频道(实线)之间存在相互干扰，第一邻频道可能是原来的模拟调频信号，或者是另一个HD Radio频道。可以看出，第一邻频道对主调频频道中数字边带的干扰很严重，图中虚线三角形完全覆盖了主调频的上边带数字信号。同样，考虑距离主调频中心频率-200kHz处的邻频道干扰，则主调频频道中的下边带数字信号也将全部被干扰覆盖。

由于主调频频道和第一邻频道之间存在较为严重的干扰，因此，需要采取信号处理技术从存在干扰的环境中分离出需要的有用信号。一种调频信号分离技术称之为COLT(COntinuous Look Through，连续浏览)，它用于从宽带调频信号中提取窄带信号，其效果类似于陷波滤波器，跟踪和抑制干扰信号的调频瞬时频率，参见美国专利U.S.Pat.Nos.5263191。由于FM HD Radio信号在传播过程中受到各种衰落影响和带宽特性，这限制了COLT技术的实际效果。因此，美国专利U.S.Pat.Nos.6259893描述了另外一种减少HDRadio FM干扰的方法。首先将接收到的混合信号进行归一化处理，然后把归一化后混合信号的复数共轭与原始的混合信号相乘，得到一个实信号，这个实信号经过一个高通滤波后，与归一化混合信号相乘，产生最后的输出信号，输出中的干扰信号相对于有用信号得到了减少，从而易于检出有用信号。

在我国，调频音频广播频率范围规定为在87～108MHz，其频谱分配如图6所示。国内的调频音频广播方式由GBT 4311规范，调频频率间隔为200kHz。除了单声道及立体声广播外，还规范了多路声广播和调频数据广播两类。我国现有的调频广播以模拟信号为主，虽然也定义了调频广播利用基带空闲频谱调制附加信息的方式，但是附加的数字边带带宽很窄，主要用于传输辅助的数据信息，而不能传输数字化了的模拟音频信息。且目前国内实际FM频点间隔有100kHz、200kHz、300kHz、500kHz和600kHz等，频点使用情况复杂，尚有空白频率资源未得到充分利用。但上述的现有数字音频广播技术在我国不适用。如果通过FM数字化实现调频广播频率的充分利用，将是对我国调频广播的极大补充。

HD Radio系统在主频道内模拟调频信号与上下边带的数字调频信号的频谱是完全不重叠的，但与第一邻频道存在相互干扰，因此难以适用于现有的调频频段，例如中国的调频频道。为此已出现了真正的同频同带(Trulyin-band-on-channel，TIBOC)数模音频广播系统，频谱如图7所示，模拟主调频信号和数字调频信号的频谱完全重叠，即相同的调频频道同时用于传输模拟主调频信号和数字调频信号。其中的数字调频信号经过信道编码和调制，以便更好地抵抗噪声和干扰。数字调制信号可以是传统的正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)多载波方案、单载波方案，或者扩频方案。较多采用OFDM方案。采用上述混合数字广播的COLT等方法可以恢复分离模拟调频信号，然后再从模数混合信号中消除模拟调频信号进而得到数字调频信号时，但此时残留的模拟调频信号就成为了数字信号的背景噪声，恢复的数字信号效果不佳。

因此，在真正的同频同带的TIBOC数模音频广播系统中，模拟主调频信号和数字调制信号频谱完全重叠，采用传统调频分离技术，解调的模拟调频信号将成为OFDM信号的一部分，且源自模拟调频信号的残留噪声功率将远大于OFDM信号的功率，使得所恢复的数字调制信号达不到一定信噪比的要求，影响数字调制信号的接收质量。同时，数字调制信号对模拟主调频信号的干扰使得模拟主调频信号无法准确恢复。因此，如何在数模频谱完全重叠的数模音频广播系统中很好地实现模拟和数字信号的分离就成为关键技术。

(三)发明内容

本发明的目的是设计一种调频广播频段数字广播模数信号的分离方法，对带内同播频谱完全重叠的模拟主调频信号和数字调频信号构成的模数信号，提出了矢量信号计算的分离方法，恢复一个干净的模拟主调频信号，并得到信噪比达到要求的、高质量的数字调频信号。

本发明另一目的是设计一种采用调频广播频段数字广播模数信号的分离方法的调频广播频段数字广播模数信号的接收设备，能将模拟主调频信号和数字调频信号较好地分离，同时得到一个干净的模拟主调频信号和信噪比达到要求的数字调频信号。

本发明提出的调频广播频段数字广播模数信号的分离方法针对真正的同频同带(Truly in-band-on-channel，TIBOC)数模音频广播系统发射的调频广播频段的数字广播模数混合信号，该模数混合信号中m(t)表示模拟调频声音信号，f_c是调频载波。模拟调频调制信号为x_FM，用式①表示：

①

其中α(t)是②式给出的相位函数

②

②式中f_d表示最大频率偏移，本方法中令

③

令模拟调频调制信号的离散时间信号表示为

X_FM＝(x₀，x₁，…，x_m，…)

其中第m项为x_m＝(x₀，m，x_1，m，…，x_N-1，m)，是第m个长度为N的矢量，所述N是数字调频信号中正交频分复用(OFDM)调制的快速傅里叶变换(FFT)长度，即将模拟调频调制信号序列以FFT的长度为单位分段。N值为2的乘方数，如256、512、1024、2028中的某一值。

在主模拟调频信号的同一个频道内还传输一个数字调频信号d(t)，d(t)是数字化后的音频广播信号，或者是数字化后的音频广播信号和数据信号。为更好地抵抗噪声和干扰，数字调频信号经过信道编码和调制。数字调频信号经过正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)的多载波调制，或者单载波调制，或者扩频调制。

以OFDM多载波调制为例，数字调频信号d(t)的经过调制星座映射后的频域数字信号表示为D_m＝(D_0，m，D_1，m，…，D_K-1，m)，K≤N，K为有效载波数。D_m经过N点傅里叶逆变换处理完成OFDM多载波调制，得到D的时域信号，表示为d_m＝(d_0，m，d_1，m，…，d_N-1，m)，其中d_0，m，d_1，m，…，d_N-1，m是单个的标量，与上述x_m相同，d_m表示长度为N的矢量。

那么，频谱完全重叠的模拟主调频信号和数字调频信号构成的模拟和数字混合信号为

④

而时间离散混合信号表示为

S＝(s₀，s₁，s₂，s₃，……)

＝(x₀-d₀，x₁+d₀，x₂-d₁，x₃+d₁，…..x_2m-d_m，x_2m+1+d_m…..)⑤

本发明从混合信号S中分离得到x_2m和x_2m+1、d_m的过程如下：

步骤1：把接收到的时间离散混合信号S中相邻的两个矢量信号相加，即得到下式

s_2m+s_2m+1＝x_2m-d_m+x_2m+1+d_m＝x_2m+x_2m+1

相加后结果中消除掉了数字信号d_m分量，即从混合信号中去除了数字信号d_m，避免数字信号对模拟调频信号的干扰。

得到的x_2m+x_2m+1是两个相邻N点长度的模拟调频调制信号的离散时间信号矢量之和。把x_2m和x_2m+1的第n个分量表示为两个相位调制信号Ae^jα和Be^jβ。x_2m和x_2m+1是由同一部发射机发射的同一个调频广播信号的相邻时间段，调频信号是恒包络调制，因此，在发送端A＝B；在广播传输过程中，干扰和噪声可能会引起幅度的变化，使得A≠B，但通过限幅可以去除幅度变化。并且，在本发明中N取值为256、512、1024和2048四种模式，所对应的持续时间都小于2毫秒，所以，可以假设在相对短(小于2毫秒)的时间内接收到的调频信号的包络保持不变，即A＝B。为了简化问题，将A＝B归一化为1，归一化处理可以通过接收端的自动增益控制(AGC)电路实现。

因此，x_2m和x_2m+1的第n个分量可表示为两个相位调制信号e^jα和e^jβ，那么得到：

$x_{2m,n}+x_{2m+1,n}=e^{\mathrm{j\α}}+e^{\mathrm{j\β}}=(1+e^{j(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})})e^{\mathrm{j\β}}$

$=(1+\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ})e^{\mathrm{j\β}}$

$=\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}(\frac{1+\cos \mathrm{\θ}}{\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}}+j\frac{\sin \mathrm{\θ}}{\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}})e^{\mathrm{j\β}}$ ⑥

$=\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}\·e^{j(\mathrm{\β}+\mathrm{\δ})}$

$=A{e}^{j(\mathrm{\β}+\mathrm{\δ})}$

其中

θ＝α-β        ⑦

$\mathrm{\δ}=\arctan \left(\frac{\sin \mathrm{\θ}}{1+\cos \mathrm{\θ}}\right)$ ⑧

$A=\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}$ ⑨

从中可以得到其振幅A和相位φ＝β+δ；

步骤2：由已知的振幅A，从式⑨中得到

步骤3：把步骤2得到θ参量代入式⑧，得到

步骤4：把步骤3得到的δ参量代入式⑥的相位部分φ＝β+δ，得到参量β＝φ-δ，或者

$\mathrm{\β}=-j\ln \left[\frac{x_{2m,n}+x_{2m+1,n}}{A}\right]-\mathrm{\δ}$

其中，x_2m和x_2m+1是接收到的信号，是已知的；

步骤5：把步骤2和4得到的θ、β参量代入式⑦，得到α＝θ+β；

步骤6：把步骤4和步骤5得到的β和α分别代入相位调制信号e^jα和e^jβ，得到x_2m＝e^jα和x_2m+1＝e^jβ；

步骤7：从接收到的s_2m＝x_2m-d_m中减掉x_2m，或者从s_2m+1＝x_2m+1+d_m减去x_2m+1，恢复数字信号d_m。

根据上述本发明调频广播频段数字广播模数信号的分离方法设计的调频广播频段数字广播模数信号接收设备包括天线、调谐模块、模数变换器、数字下变频器、重采样模块、模拟调频信号接收器、数字信号解调解码器，还有执行上述本发明调频广播频段数字广播模数信号的分离方法的模数信号分离模块。

天线接收的射频(RF)信号接入调谐模块，后经过模数变换器，转换为数字信号，再经过数字下变频器变成中频信号或零中频信号，同时数字化后的接收信号反馈到调谐模块，用于自动增益控制。重采样模块通过内插改变数据的码率，便于后续处理。重采样模块的输出接入模数信号分离模块，得到相应的模拟调频信号和数字信号，分别接入模拟调频信号接收器和数字信号解调解码器。所述模数信号分离模块含有本发明调频广播频段数字广播模数信号的分离方法的具体计算程序。

模拟调频信号接收器为已有技术，包括依次连接的限幅带通滤波器、微分器、鉴频器、数模转换器和放大器。鉴频器可为锁相环鉴频器或包络检波鉴频器。模数信号分离模块所得模拟调频信号X_FM输入信号限幅带通滤波器，将调频信号在广播过程中产生的幅度变化部分去除，变成固定幅度的调频波，带通滤波器让调频信号顺利通过，滤除带外噪声和高次谐波分量，降低噪声干扰。之后进入微分器将幅度恒定的调频波变成调幅调频波，再接入鉴频器从幅度变化中检出调制信号x_FM(t)，最后进入数模变换器转换为模拟声音信号、经低频放大器后驱动扬声器。

数字信号解调解码器包括同步恢复和信道均衡模块、信道解码模块和信源解码模块。模数信号分离模块所得数字信号接入同步恢复和信道均衡模块，同步恢复即计算载波误差和定时偏差，对误差滤波后进行同步跟踪，获得系统同步，信道均衡则是估计信道特性，对广播传播过程产生的各种衰落进行校正，并把载波、定时和信道响应等信息分别回馈到前端的数字下变频器、重采样模块和模数信号分离模块。同步恢复和信道均衡模块的输出接入信道解码模块，进行前向纠错(FEC，Forward Error Correction)信道解码。信道解码模块含一个解交织器，用于提高数据对脉冲干扰的抵抗力。信道解码模块的输出接入信源解码模块，最终得到发端发送的数字音频信号和数据信号。

本发明调频广播频段数字广播模数信号的分离方法和接收设备的优点为：1、接收模拟主调频信号和数字广播信号频谱完全重叠的混合数模射频信号，良好地分离模拟主调频信号和数字广播信号，较好地消除二者的相互干扰；2、结构简单，性能可靠，易于实现。

(四)附图说明

图1是欧洲DRM+频谱分配模式。

图2是IBOC-FM的混合模式频谱。

图3是IBOC-FM的增强混合模式频谱。

图4是IBOC-FM的全数字模式频谱。

图5是IBOC-FM的主信道和第一邻频信道相互干扰示意图。

图6是中国调频音频广播频谱分配示意图。

图7是模数FM同播系统的频谱示意图。

图8是本调频广播频段数字广播模数信号接收设备实施例结构框图。

(五)具体实施方式

调频广播频段数字广播模数信号分离方法实施例

本调频广播频段数字广播模数信号的分离方法实施例针对真正的同频同带数模音频广播系统发射的调频广播频段的数字广播模数混合信号，其频谱如图7所示。

该模数混合信号中m(t)表示模拟调频声音信号，f_c是调频载波。模拟调频调制信号为x_FM，用式①表示：

①

其中α(t)是②式给出的相位函数

②

②式中f_d表示最大频率偏移，本方法中令

③

令模拟调频调制信号的离散时间信号表示为

X_FM＝(x₀，x₁，……)

其中第m项为x_m＝(x_0，m，x_1，m，…，x_N-1，m)，是第m个长度为N的矢量，所述N是数字调频信号中正交频分复用(OFDM)调制的快速傅里叶变换(FFT)长度，即将模拟调频调制信号序列以FFT的长度为单位分段。本例所取N值为256、512、1024、2028中的任一种长度。

该模数混合信号内还传输一个数字调频信号d(t)，d(t)是数字化后的音频广播信号，或者是数字化后的音频广播信号和数据信号。本例数字调频信号经过信道编码和OFDM多载波调制。

数字调频信号d(t)的经过调制星座映射后的频域数字信号表示为D_m＝(D_0，m，D_1，m，…，D_K-1，m)，K≤N，K为有效载波数。D_m经过N点傅里叶逆变换处理完成OFDM多载波调制，得到D的时域信号，表示为d_m＝(d_0，m，d_1，m，…，d_N-1，m)，其中d_0，m，d_1，m，…，d_N-1，m是单个的标量，与上述x_m相同，d_m表示长度为N的矢量。

那么，频谱完全重叠的模拟主调频信号和数字调频信号构成的模拟和数字混合信号为

④

其时间离散混合信号表示为

S＝(s₀，s₁，s₂，s₃，……)

＝(x₀-d₀，x₁+d₀，x₂-d₁，x₃+d₁，…..x_2m-d_m，x_2m+1+d_m…..)⑤

本例从混合信号S中分离得到x_2m和x_2m+1、d_m的方法具体步骤如下：

步骤1：把接收到的时间离散混合信号S中相邻的两个矢量信号相加，即得到下式

s_2m+s_2m+1＝x_2m-d_m+x_2m+1+d_m＝x_2m+x_2m+1

所得x_2m+x_2m+1是两个相邻N点长度的模拟调频调制信号的离散时间信号矢量之和，把x_2m和x_2m+1的第n个分量表示为两个相位调制信号Ae^jα和Be^jβ。因调频信号是恒包络调制，且N取值为256、512、1024和2048，所对应的持续时间都小于2毫秒，可视A＝B，归一化处理后x_2m和x_2m+1的第n个分量可表示为两个相位调制信号e^jα和e^jβ，得到：

$x_{2m,n}+x_{2m+1,n}=e^{\mathrm{j\α}}+e^{\mathrm{j\β}}=(1+e^{j(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})})e^{\mathrm{j\β}}$

$=(1+\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ})e^{\mathrm{j\β}}$

$=\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}(\frac{1+\cos \mathrm{\θ}}{\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}}+j\frac{\sin \mathrm{\θ}}{\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}})e^{\mathrm{j\β}}$ ⑥

$=\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}\·e^{j(\mathrm{\β}+\mathrm{\δ})}$

$=A{e}^{j(\mathrm{\β}+\mathrm{\δ})}$

其中

θ＝α-β⑦

$\mathrm{\δ}=\arctan \left(\frac{\sin \mathrm{\θ}}{1+\cos \mathrm{\θ}}\right)$ ⑧

$A=\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}$ ⑨

从中可以得到其振幅A和相位φ＝β+δ；

步骤2：由已知的振幅A，从式⑨中得到

步骤3：把步骤2得到θ参量代入式⑧，得到

步骤4：把步骤3得到的δ参量代入式⑥的相位部分φ＝β+δ，得到参量β＝φ-δ，或者

$\mathrm{\β}=-j\ln \left[\frac{x_{2m,n}+x_{2m+1,n}}{A}\right]-\mathrm{\δ}$

其中，x_2m和x_2m+1是接收到的信号，是已知的；

步骤5：把步骤2和4得到的θ、β参量代入式⑦，得到α＝θ+β；

步骤6：把步骤4和步骤5得到的β和α分别代入相位调制信号e^jα和e^jβ，得到x_2m＝e^jα和x_2m+1＝e^jβ；

步骤7：从接收到的s_2m＝x_2m-d_m中减掉x_2m，或者从s_2m+1＝x_2m+1+d_m减去x_2m+1，恢复数字信号d_m。

调频广播频段数字广播模数信号接收设备实施例

本调频广播频段数字广播模数信号接收设备实施例是根据上述本发明调频广播频段数字广播模数信号的分离方法设计的，包括天线、调谐模块、模数变换器、数字下变频器、重采样模块、模拟调频信号接收器、数字信号解调解码器，还有执行上述本发明调频广播频段数字广播模数信号的分离方法的模数信号分离模块。

天线接收的射频(RF)信号依次接入调谐模块、模数变换器、数字下变频器、重采样模块，同时模数变换器的输出端还接出反馈信号、经自动增益控制模块送到调谐模块。重采样模块的输出接入模数信号分离模块，得到相应的模拟调频信号x_FM和数字信号d，分别接入模拟调频信号接收器的数字信号解调解码器。所述模数信号分离模块含有调频广播频段数字广播模数信号的分离方法具体计算程序。

模拟调频信号接收器包括依次连接的限幅带通滤波器、微分器、鉴频器、数模转换器和放大器。本例的鉴频器为包络检波鉴频器。

数字信号解调解码器包括依次连接的同步恢复和信道均衡模块、信道解码模块和信源解码模块。最终得到发端发送的数字音频信号和数据信号。同步恢复和信道均衡模块还把载波、定时和信道响应等信息分别回馈到前端的数字下变频器、重采样模块和数模信号分离模块。

为了对本分离方法和接收设备进行评价，进一步验证本方法和设备的性能，基于2400长度LDPC码，设置OFDM每个载波采用QPSK调制(QuadraturePhase Shift Keying调制，正交相移键控调制)、且其功率比模拟调频信号功率低17dB的场景，进行了计算机仿真，得到误码率(BER)和信噪比(SNR)关系如表1所示，其中SNR＝10×log(调频信号功率/(2×噪声方差))。所得仿真结果均落入本实施例所采用的LDPC编码的纠错能力之内，满足数字声音广播系统性能需求。

表1本例接收设备的BER-SNR仿真结果

SNR	BER
		25	0.057315
26	0.05039
		27	0.043575
28	0.03823
		29	0.033215
30	0.02879
		31	0.02543
32	0.022
		33	0.018745
34	0.015885
		35	0.014025
36	0.012525

在计算机仿真的基础上，本接收设备可用现场可编辑门阵列(FPGA)和数字信号处理器(DSP)得到实现，实际效果良好。

上述实施例，仅为对本发明的目的、技术方案和有益效果进一步详细说明的具体个例，本发明并非限定于此。凡在本发明的公开的范围之内所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.调频广播频段数字广播模数信号的分离方法，针对真正的同频同带数模音频广播系统发射的调频广播频段的数字广播模数混合信号，该模数混合信号中m(t)表示模拟调频声音信号，f_c是调频载波；模拟调频调制信号为x_FM，用式①表示：

x_FM＝cos[(t)]                       ①

其中α(t)是②式给出的相位函数

$\mathrm{\α}\left(t\right)=2\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\π}{f}_d{\∫}_{-\∞}^{t}m\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$ ②

②式中f_d表示最大频率偏移，本方法中令

$\underset{t}{\mathrm{ma}}x\left|m\left(t\right)\right|=1$ ③

令模拟调频调制信号的离散时间信号表示为

X_FM＝(x₀，x₁，…x_m，…)

其中第m项为x_m＝(x_0，m，x_1，m，…，x_N-1，m)，是第m个长度为N的矢量，所述N是数字调频信号中正交频分复用调制的快速傅里叶变换长度，即将模拟调频调制信号序列以快速傅里叶变换的长度为单位分段，N值为2的乘方数；

该模数混合信号内还传输一个数字调频信号d(t)，d(t)是数字化后的音频广播信号，或者是数字化后的音频广播信号和数据信号；数字调频信号经过信道编码和调制；

数字调频信号d(t)的经过调制星座映射后的频域数字信号表示为D_m＝(D_0，m，D_1，m，…，D_K-1，m)，K≤N，K为有效载波数；D_m经过N点傅里叶逆变换处理完成OFDM多载波调制，得到D的时域信号，表示为d_m＝(d_0，m，d_1，m，…，d_N-1，m)，其中d_0，m，d_1，m，…，d_N-1，m是单个的标量，与上述x_m相同，d_m表示长度为N的矢量；

那么，频谱完全重叠的模拟主调频信号和数字调频信号构成的模拟和数字混合信号为

s(t)＝x_FM(t)+d(t)          ④

其时间离散混合信号表示为

S＝(s₀，s₁，s₂，s₃，……)

＝(x₀-d₀，x₁+d₀，x₂-d₁，x₃+d₁，…..x_2m-d_m，x_2m+1+d_m…..)⑤

其特征在于从混合信号S中分离得到x_2m和x_2m+1、d_m的方法具体步骤如下：

步骤1：把接收到的时间离散混合信号S中相邻的两个矢量信号相加，即得到下式

s_2m+s_2m+1＝x_2m-d_m+x_2m+1+d_m＝x_2m+x_2m+1

所得x_2m+x_2m+1是两个相邻N点长度的模拟调频调制信号的离散时间信号矢量之和，把x_2m和x_2m+1的第n个分量表示为两个相位调制信号Ae^jα和Be^jβ；视A＝B，归一化处理后x_2m和x_2m+1的第n个分量表示为两个相位调制信号e^jα和e^jβ，得到：

$x_{2m,n}+x_{2m+1,n}=e^{\mathrm{j\α}}+e^{\mathrm{j\β}}=(1+e^{j(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})})e^{\mathrm{j\β}}$

$=(1+\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ})e^{\mathrm{j\β}}$

$=\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}(\frac{1+\cos \mathrm{\θ}}{\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}}+j\frac{\sin \mathrm{\θ}}{\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}})e^{\mathrm{j\β}}$ ⑥

$=\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}\·e^{j(\mathrm{\β}+\mathrm{\δ})}$

$=A{e}^{j(\mathrm{\β}+\mathrm{\δ})}$

其中

θ＝α-β               ⑦

$\mathrm{\δ}=\arctan \left(\frac{\sin \mathrm{\θ}}{1+\cos \mathrm{\θ}}\right)$ ⑧

$A=\sqrt{2+2\cos \mathrm{\θ}}$ ⑨

从中可以得到其振幅A和相位φ＝β+δ；

步骤2：由已知的振幅A，从式⑨中得到

步骤3：把步骤2得到θ参量代入式⑧，得到

步骤4：把步骤3得到的δ参量代入式⑥的相位部分φ＝β+δ，得到参量β＝φ-δ，或者

$\mathrm{\β}=-j\ln \left[\frac{x_{2m,n}+x_{2m+1,n}}{A}\right]-\mathrm{\δ}$

其中，x_2m和x_2m+1是接收到的信号，是已知的；

步骤5：把步骤2和4得到的θ、β参量代入式⑦，得到α＝θ+β；

步骤6：把步骤4和步骤5得到的β和α分别代入相位调制信号e^jα和e^jβ，得到x_2m＝e^jα和x_2m+1＝e^jβ；

步骤7：从接收到的s_2m＝x_2m-d_m中减掉x_2m，或者从s_2m+1＝x_2m+1+d_m减去x_2m+1，恢复数字信号d_m。

2.根据权利要求1所述的调频广播频段数字广播模数信号的分离方法，其特征在于：

所述数字调频信号的调制为正交频分复用的多载波调制，或者单载波调制，或者扩频调制。

3.根据权利要求2所述的调频广播频段数字广播模数信号的分离方法，其特征在于：

所述数字调频信号正交频分复用调制的快速傅里叶变换长度N值为256、或512、或1024、或2028。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的调频广播频段数字广播模数信号的分离方法设计的调频广播频段数字广播模数信号的接收设备，其特征在于：

包括天线、调谐模块、模数变换器、数字下变频器、重采样模块、模拟调频信号接收器、数字信号解调解码器，还有执行上述本发明调频广播频段数字广播模数信号的分离方法的模数信号分离模块；

天线接收的射频信号依次接入调谐模块、模数变换器、数字下变频器、重采样模块，同时模数变换器的输出端还接出反馈信号送到调谐模块；重采样模块的输出接入模数信号分离模块，得到相应的模拟调频信号和数字信号，分别接入模拟调频信号接收器的数字信号解调解码器；

所述模数信号分离模块含有调频广播频段数字广播模数信号的分离方法具体计算程序。

5.根据权利要求4所述的调频广播频段数字广播模数信号的接收设备，其特征在于：

所述模拟调频信号接收器包括依次连接的限幅带通滤波器、微分器、鉴频器、数模转换器和放大器。

6.根据权利要求5所述的调频广播频段数字广播模数信号的接收设备，其特征在于：

所述鉴频器为锁相环鉴频器或包络检波鉴频器。

7.根据权利要求4所述的调频广播频段数字广播模数信号的接收设备，其特征在于：

所述数字信号解调解码器包括依次连接的同步恢复和信道均衡模块、信道解码模块和信源解码模块。

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