CN101310470B - 用于am带内同频无线电接收机的码元跟踪 - Google Patents

Abstract

一种用于AM带内同频无线电接收机内的码元跟踪的方法。该方法包含以下步骤：接收时域采样流；响应于每个码元周期的码元定时调节值，组装等于码元时间加上半个码元的延迟的一组时域采样；对时域采样内插；将内插时域采样分成代表half-off码元的第一组采样和代表on-time码元的第二组采样；处理第一和第二组采样以产生码元定时调节值；并且以码元速率输出代表on-time码元的第二组采样。还包括了执行该方法的装置。

Description

用于AM带内同频无线电接收机的码元跟踪

技术领域

本发明涉及一种无线电广播，并且尤其涉及一种在用于带内同频数字广播系统的接收机内均衡信号的方法和装置。

背景技术

带内同频(IBOC)数字广播系统在标准AM广播频道内同时广播模拟和数字信号。美国专利号5588022内公开了一种AM IBOC系统。广播信号包含具有第一频谱的幅值调制射频信号。幅值调制射频信号包含被模拟节目信号调制的第一载波。信号还在包含第一频谱的带宽内包括多个数字调制副载波。每个数字调制副载波被数字信号调制。第一组数字调制副载波位于第一频谱内，并且与第一载波信号正交地被调制。第二和第三组数字调制副载波位于第一频谱外，并且与第一载波信号同相和正交地被调制。副载波被分成主要、次要和第三分区。一些副载波是互补的副载波。

数字信息被以连续码元形式传输。在接收机调制解调器内必须跟踪IBOC系统内传输的码元以使码元的解调制与信号采样的输入流对齐。本发明提供了一种用于HD Radio^TM数字调制解调器的码元跟踪算法。

发明内容

本发明提供了一种用于AM带内同频无线电接收机内的码元跟踪的方法。该方法包含以下步骤：接收时域采样流；响应于每个码元周期的码元定时调节值，组装等于码元时间加上半个码元的延迟的一组时域采样；对时域采样内插；将内插时域采样分成代表half-off码元的第一组采样和代表on-time码元的第二组采样；处理第一和第二组采样以产生码元定时调节值；并且以码元速率输出代表on-time码元的第二组采样。

在另一个方面，本发明提供了一种用于AM带内同频无线电接收机内的码元跟踪的装置。该装置包含用于接收时域采样流的输入端；处理器，用于响应于每个码元周期的码元定时调节值，组装等于码元时间加上半个码元的延迟的一组时域采样，对时域采样内插，将内插时域采样分成代表half-off码元的第一组采样和代表on-time码元的第二组采样，处理第一和第二组采样以产生码元定时调节值；以及用于以码元速率输出代表on-time码元的第二组采样的输出端。

附图说明

图1是AM混合IBOC信号的频谱图。

图2是AM全数字IBOC信号的频谱图。

图3是AM IBOC接收机的功能框图。

图4是AM IBOC接收机的调制解调器的框图。

图5是本发明的码元跟踪算法的功能框图。

图6是用于OFDM解调的窗口函数的曲线图。

图7是误差检测器特性与定时误差的关系曲线。

图8是在获取和跟踪期间的码元定时误差的曲线图。

图9是获取和跟踪示例内的所关心的一些信号的曲线图。

具体实施方式

参照附图，图1是AM混合IBOC信号的频谱图。AM混合IBOC波形10包含传统的AM模拟信号12(频带局限于大约±5kHz)，以及在AM信号之下传输的几乎30kHz宽的数字音频广播(DAB)信号14。频谱被包含在带宽为大约30kHz的频道16内。该频道被分成中心频带18、上频带20和下频带22。中心频带宽大约10kHz，并且包含位于频道的中心频率f_o的大约±5kHz内的频率。上边带从距中心频率大约+5kHz延伸到距中心频率大约+15kHz。下边带从距中心频率大约-5kHz延伸到距中心频率大约-15kHz。

在本发明的一个实施例内，AM混合IBOC DAB信号格式包含模拟调制载波信号24，加上跨越中心频带以及上边带和下边带的162个间隔大约181.7Hz的OFDM副载波位置。代表音频或数字信号(节目材料)的编码数字信息在载波上传输。由于码元之间的保护时间，码元速率小于副载波间隔。

如图1所示，上边带分成主分区26和次要分区28，并且下边带分成主分区30和次要分区32。数字信号在主分区和次要分区内在主模拟信号的两侧以及在第三分区34内在主模拟信号下被传输。第三分区34可被考虑包含在图1内被标记为36、38、40和42的多组副载波。接近频道中心的第三分区内的副载波被称为内部副载波，而在距离频道中心更远的第三分区内的副载波被称为外部副载波。在此示例内，组38和40内的内部副载波的功率级被示出为随着频率远离中心频率而线性减小。第三边带内的剩余的副载波组36和42的功率级基本恒定。

图1还示出用于系统控制的两个基准副载波44和46，这两个基准副载波位于紧邻模拟调制载波的第一副载波位置，并且具有固定为与其它边带不同的值的功率级。

位于频率f_o处的中心载波24没有被QAM调制，但是传送主要模拟幅值调制的载波。同步和控制副载波44和46被与该载波正交地调制。位于AM载波两侧的被指定为2至26和-2至-26的位置处的第三分区的剩余副载波被QPSK调制。利用图1内所示的副载波索引可识别代表性载波位置。位于中心频率两侧的位置2至26和-2至-26的副载波被称为第三副载波并且被成互补对地传输，从而调制得到的DAM信号与模拟调制AM信号正交。US专利号5859876内示出在AM IBOC DAB系统内使用互补副载波对。同步和控制副载波44和46还作为互补对被调制。

双边带(DSB)模拟AM信号占据在±5kHz区域内的带宽。下部和上部第三分区分别占据从大约0至大约-5kHz和从大约0至大约+5kHz区域的分频带。这些第三分区相互为负复共轭，并且特征为互补的。此互补特性维持模拟和数字第三信号之间的正交关系，从而它们可在接收机内被分隔开，而现有的传统接收机可仍接收模拟AM信号。第三分区必须被互补地组合以提取数字信号，同时抵消模拟串扰。次要分区也具有互补特性，从而它们可根据干扰条件和音频带宽在接收机处被独立地处理，或者在互补组合之后被处理。主分区被独立地传输。

图2是全数字IBOC信号50的频谱图。中心频带52副载波的功率相对于图1的混合格式增加。而且，位于位置-1和+1的两个副载波54和56使用二进制相移键控传输定时信息。核心上边带58由位于位置2至26的载波构成，而核心下边带60由位于位置-2至-26的载波构成。边带58和60形成主分区。两组额外的增强副载波62和64分别占据位置27至54和位置-54至-27。组62形成次要分区，而组64形成第三分区。除了AM信号被节目材料的延迟和数字编码调谐和备份版本代替之外，图2的全数字格式与混合格式非常相似。在混合和全数字格式中中心频带占据的频谱位置大致相同。在全数字格式中，存在将节目材料的主版本与调谐和备份版本共同传输的两个选项。全数字系统已经被设计成局限于频道中心频率f_o的±10kHz内，其中主要音频信息在f_o的±5kHz内传输，而较不重要的音频信息以较低的功率级在向外到±10kHz的频道屏蔽的摆幅内传输。此格式考虑到信号功能衰减同时增加覆盖区域。全数字系统承载在±5kHz保护区域内的数字时间分集调谐和备份频道(假设，数字音频压缩能够在受保护的±5kHz内传送主要和音频备份信号)。全数字系统的此调制特性基于AM IBOC混合系统。

全数字IBOC信号包含位于±5kHz区域的一对主分区，位于-5kHz至-10kHz区域的次要分区和位于+5kHz至+10kHz的第三分区。全数字信号不具有模拟分量，并且所有分区都被独立地传输(即，分区不是互补的)。

图3是根据本发明构造的IBOC接收机84的功能框图。在天线86上接收IBOC信号。带通预选滤波器88使所关心的频带包含希望的位于频率f_c的信号通过，而拒绝在f_c-2fif的镜像信号(对于下边瓣注入本地振荡器)。低噪声放大器90放大信号。被放大的信号在混频器92内与可调谐本地振荡器96在线路94上供给的本地振荡器信号f_lo混合。这在线路98上生成和信号(f_c+f_lo)和差信号(f_c-f_lo)。中频滤波器100使中频信号f_if通过，而削弱被调制的所关心信号的带宽之外的频率。模数转换器102使用时钟信号f_s操作以速率f_s在线路104上产生数字采样。数字下变换器106使信号频移、过滤该信号并且抽取该信号的十分之一，以在线路108和110上产生低采样率的同相和正交信号。基于数字信号处理器的解调器112然后提供额外信号处理以在线路114上生成用于输出设备116的输出信号。

图3内的接收机包含根据本发明构造的调制解调器。图4是AMHD Radio^TM调制解调器130的功能框图，其示出本发明的载波跟踪的功能位置。来自数字下变换器的线路132上的输入信号受到程序块134内所示的载波跟踪和自动增益控制。得到的线路136上的信号经受码元跟踪算法138，该算法在线路140和142上产生BPSK信号，在线路144上产生码元向量(时域内的)，以及在线路146上产生模拟调制载波。如程序块148所示的BPSK处理产生被其它块内所示的函数使用的块/帧同步和模式控制信息150。OFDM解调器152解调时域码元向量以在线路154上产生频率码元向量。

均衡器156将频率码元向量和BPSK及载波信号共同处理，以在线路158上产生均衡信号而在线路160上产生频道状态信息。这些信号被处理以产生分支度量162，在去交织器164内被去交织，并且在解帧器166内被映射以在线路168上产生软决策位。Viterbi解码器170处理软决策位以在线路172上产生解码节目数据单元。

本发明提供了用于HD Radio^TM数字调制解调器的码元跟踪算法。码元跟踪算法使OFDM码元的解调制与信号采样的输入流匹配。输入包含来自载波跟踪输出的时域采样流(以大约46878Hz采样)。码元跟踪函数的输出是一连串码元速率(大约172Hz)下的时域码元向量。码元跟踪算法首先获得码元定时，然后跟踪码元定时。其设计成在高于在解码数字信息时可能出现的噪声和干扰电平的噪声和干扰电平下操作。此外，算法设计成适应例如来自接地导电结构(GCS)的类似于衰减的状况。

图5是示出码元跟踪算法的功能框图。输入端180包含来自载波跟踪输出的时域采样流(被以大约46878Hz采样)。码元跟踪的输出(线路182上)是一连串采样率(大约172Hz)下的时域码元向量(256个元素)。

采样滑移缓冲器和分数内插器功能184接收输入采样，并且为每个码元时间选择一组采样(重叠组)。每个连续的OFDM码元额定地被270个信号采样加或减整数滑移采样间隔开。如块186所示，输入端的有效延迟或定时调整被用分数采样内插值(sampoffraction)和整数采样滑移值(sampoffinteger)进一步调整，这些值在每个新的码元周期都被更新。sampoffinteger和sampoffraction值控制用于采样滑移缓冲器的整数和分数采样滑移值。采样滑移缓冲器的分数内插器部分消除了随后进行频域校正的需求，但是其还降低了环路内的跟踪噪声。

在此示例中，对于每个连续的输入码元使用具有256点IFFT的OFDM调制生成输入码元(在发射机)。此IFFT结果使用循环前缀展延扩展到349个时域采样(索引0至348)，同时使bin 0(dc)循环移位到第174个采样(bin 174)。这方便地将展延之前的IFFT的起始采样放置在码元脉冲的中心基准点，使得在循环展延之后可灵活地进行脉冲成形。图6是用于OFDM解调制的窗口函数w的曲线图。发射机使用Nyquist根升余弦窗口斜削349采样码元的端部。这些码元依次重叠相加到输出采样流上，并且每个新码元被270个采样间隔开。

为了处理下一个OFDM码元，对于滑移缓冲器所需的总共484个采样，滑移缓冲器必须组装等于一个扩展和斜削码元时间(349个采样)，加上用于half-off码元定时模糊消解的半个码元延迟(135个采样)的多个顺序采样。当算法处理每个新码元时，另外270个(±滑移)输入采样位移到此缓冲器内。

然后，使用分数采样内插值(sampoffraetion)对484采样缓冲器内容内插以形成内插的484采样向量以便随后进行码元解调制。由于全部采样滑移并不具有足够的时间分辨率，所以此sampoffraction内插是以离散采样位置之间的时间偏差调节滑移缓冲器所必需的。

为了便于实现内插滤波器，在484采样缓冲的每个端部增补3个零值采样，从而得到总共490个采样。这在采样滑移缓冲器和分数内插器功能块184内实现。从7抽头与前7个缓冲器采样重合开始，7抽头FIR滤波器与缓冲器卷积以得到第一输出内插采样。卷积是传统的应用FIR滤波器抽头作为横跨数字输入信号的滑动加权窗口(在此情况下，490采样缓冲器)的过程。滤波器前进通过缓冲器，在每次递增产生一个新的内插采样，直到当7个滤波器抽头对应于最后7个缓冲器采样时获得最后一个内插采样。490采样输出向量由于内插滤波器的跨度而从输入减少6个采样，这样消除了在每个端部3个零填充采样以产生484采样向量。

484采样缓冲器然后被分成代表half-off(线路190上的已有块188)和on-time码元(线路912上)的2个分段。第一(最老的)349个采样被分组为half-off码元，而后349个采样(half-off前面的135个采样)被分组为on-time码元。应注意，中间采样与on-time和half-off采样重叠。

接下来，说明从输入采样序列中获得下一组输入采样并且内插这些采样以便随后解调制的算法。信号输入是半无限复采样序列sig，其中假设采样为从0至n的数字。整数变量sampindx代表前一码元的开端的采样索引，slip是计算出的对于下一个码元在缓冲器内将滑移的采样的整数(在初次捕获之后额定为0)，并且sampoffraction是针对此下一个码元的分数采样滑移值。向量symsampsext是随后的解调制的输出。

“采样滑移缓冲器及分数插值算法”

sampindx＝sampindx+270+slip；“下一码元的采样索引”

symsamps(k)＝sig(k)；k＝sampindx...sampindx+483“获得接下来的码元”

$\mathrm{symsampsext}1=\mathrm{stack}(\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ 0\end{array}\right],\mathrm{symsamps},\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ 0\end{array}\right]);$ “在每一端填充3个零”

对于k＝0...6，“计算分数采样插值的系统”

x＝k-3-sampoffraction；“内插值，-0.5＜x＜0.5”

“应用内插滤波器(卷曲)进行分数采样内插”

$\mathrm{symsampsext}\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{symsampsext}1(n+k)\·\mathrm{winterp}\left(k\right);n=0...483.$

如块194和196所示，窗口/折叠函数应用于on-time码元采样和延迟的half-off码元采样。349个采样首先被使用预先存储的窗口函数w(k)窗口化，如下地计算：

“生成预先存储的窗口采样w(k)”

其中， $\mathrm{\α}=\frac{7}{128}$

$G\left(x\right)=\frac{1}{4\·\sqrt{\mathrm{\π}}}\·\exp (-4096\·x^2)$

$w\left(k\right)=\sqrt{\underset{k1=-100}{\overset{100}{\mathrm{\Σ}}}[G\left(\frac{k1}{256}\right)\·H\left(\frac{k-k1-174}{256}\right)]};k=0...348$

在对合适的码元采样symsamps窗口化(如块198、200和202内所示)和折叠之后，计算BPSK、主载波CAR和half-off延迟的BPSKh的解调码元值。CAR是模拟调制载波。BPSK和BPSKh是与模拟调制载波相邻的副载波。

仅仅通过对复采样求和对主载波CAR解调，而BPSK和BPSKh需要与代表第一DFTbin的相位复矢量的向量相乘。采样矢量symsamps是用于随后OFDM解调，BPSK处理和(任选地)平衰减补偿算法的外部输出。BPSK和CAR值可用于码元跟踪函数。算法被总结如下：

“解调码元CAR、BPSK、BPSKh的算法”

“计算on-time symsamps&码元CAR&BPSK以便外部输出”

ofdmextw(k)＝symsampsext(k+135)·w(k)；k＝0...348；“窗口”

$\mathrm{ofdm}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{c}\mathrm{ofdmextw}\left(k\right)+\mathrm{ofdmextw}(k+256);k=0...92\\ \mathrm{ofdmextw}\left(k\right);k=93...255\end{array}\right.;$ “折叠”

symsamps(k)＝ofdm(mod(k+174)，256)；“循环移位”

$\mathrm{CAR}\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{symsamps}\left(k\right);$ “解调主载波CAR”

$\mathrm{BPSK}\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}\left[\mathrm{symsamps}\left(k\right)\right]\·\exp (-j\·\frac{\mathrm{\π}\·k}{128});$ “解调BPSK”

“计算BPSKh码元”

ofdmextwh(k)＝symsampsext(k)·w(k)；k＝0...348；“窗口”

$\mathrm{ofdmh}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{c}\mathrm{ofdmextwh}\left(k\right)+\mathrm{ofdmextwh}(k+256);k=0...92\\ \mathrm{ofdmextwh}\left(k\right);k=93...255\end{array}\right.;$ “折叠”

symsampsh(k)＝ofdmh(mod(k+174)，256)；“循环移位”

$\mathrm{BPSKh}\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Im}\left[\mathrm{symsampsh}\left(k\right)\right]\·\exp (-j\·\frac{\mathrm{\π}\·k}{128});$ “解调BPSKh”

由解调BPSK码元得到码元定时误差。±1副载波位置处的副载波的BPSK码元描述如下：

$D(n,1)=\∫(s\left(t\right)+n\left(t\right))\·w\left(t\right)\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_c(t+\mathrm{\τ})}\·\mathrm{dt}=Q(n,1)\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}}=y\·e^{-j(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})}$

$D(n,-1)=\∫(s\left(t\right)+n\left(t\right))\·w\left(t\right)\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_c(t+\mathrm{\τ})}\·\mathrm{dt}=Q(n,-1)\·e^{j2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}}=y\·e^{j(2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\π}}{2})}.$

第n个解调BPSK码元被如下地提取：

$\mathrm{BPSK}=\frac{D(n,1)-D^{*}(n,-1)}{2}$

$=\frac{Q(n,1)\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}}-Q^{*}(n,-1)\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}}}{2}$

$=\frac{j\·y\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}}+j\·y\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}}}{2}=j\·y\·e^{-j2\mathrm{\π}{f}_c\mathrm{\τ}}$

$=y\·[\sin (2\·\mathrm{\π}\·f_c\·\mathrm{\τ})+j\·\cos (2\·\mathrm{\π}\·f_c\·\mathrm{\τ})]$

其中y＝加在BPSK码元的虚拟尺寸上的信息。

从BPSK码元估计出的定时误差可如下地计算：

$\mathrm{\ϵ}\left(n\right)=\frac{\mathrm{Re}\left\{\mathrm{BPSK}\left(n\right)\right\}\·\mathrm{Im}\left\{\mathrm{BPSK}\left(n\right)\right\}}{{\left|\mathrm{BPSK}\left(n\right)\right|}^2}=\frac{y^2\·\sin (2\·\mathrm{\π}\·f_c\·\mathrm{\τ})\·\cos (2\·\mathrm{\π}\·f_c\·\mathrm{\τ})}{{\left|y\right|}^2}$

但是由于y是实数，所以

ε(n)＝sin(2·π·f_c·τ)·cos(2·π·f_c·τ)

图7内示出作为定时误差的函数的此误差信号的曲线图。图8是1个码元时间上的误差检测器特性对比定时误差的曲线图，其示出half-off模糊。

重要地是考虑此定时度量具有两个稳定点(以正斜率跨越零)，它们被称为正常和half-off。但是，我们没有考虑当定时误差较大时与相邻码元的重叠。这具有减小BPSK(n)的幅值平方值的效果。此特性用于参数diff的计算，该参数用于确定half-off码元定时误差条件。变量diff指示on-time和half-offBPSK码元能量之间的被滤波和标准化的差。

$\mathrm{diff}=\frac{15\·\mathrm{diff}}{16}+\frac{{\left|\mathrm{BPSK}\right|}^2-{\left|\mathrm{BPSKh}\right|}^2}{16\·\mathrm{sympeakhold}}$

on-time条件产生正diff值，而half-off条件产生负diff值。diff的此特性用于消解half-off码元定时误差模糊。

可得到此应用内的定时误差的更有用的表达式。定时误差单位通过与128/π相乘从弧度变换为信号采样。该值应该被码元量值的平方标准化；但是，当信号输入丢失或较小时，优选地利用此量值的更长期峰值sympeakhold进行标准化来抑制此误差。另外，在信号已知有效之前应该使用on-time和half-offBPSK值，直到消解half-off模糊。因此，在码元跟踪PLL内使用采样定时误差samperr的下列表达式。

$\mathrm{samperr}=\frac{128}{\mathrm{\π}}\·\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{BPSK}\right)\·\mathrm{Im}\left(\mathrm{BPSK}\right)+\mathrm{Re}\left(\mathrm{BPSKh}\right)\·\mathrm{Im}\left(\mathrm{BPSKh}\right)\·(\mathrm{validsigout}=0)}{\mathrm{sympeakhold}}$

计算samperr所必需的一些内部和条件环路参数用如下算法计算：

“当输入信号有效时更新条件环路参数的算法”

“计算信号衰落上飞轮的sympeakhold&validsigin”

$\mathrm{sympeakhold}=\max [{\left|\mathrm{BPSK}\right|}^2,{\left|\mathrm{BPSKh}\right|}^2,\frac{128+127\&CenterDot;\mathrm{validsigin}\&CenterDot;(g<0.5)}{256}\&CenterDot;\mathrm{sympeakhold}]$

“validsigin，如果主载波的实部和虚部位于可接受范围内”

validsigin＝(Re(CAR)²＞16·sympeakhold)∧(Re(CAR)＞4·|Im(CAR)|)

if validsigin；“如果有效输入信号则更新跟踪”

$\mathrm{diff}=\frac{15\&CenterDot;\mathrm{diff}}{16}+\frac{{\left|\mathrm{BPSK}\right|}^2-{\left|\mathrm{BPSKh}\right|}^2}{16\&CenterDot;\mathrm{sympeakhold}}$

if diff＞0.125，则使validsigout＝1，endif

if diff＜-0.125；“检测到half-off码元定时”

diff＝0

halfadj＝-135；“调节half-off”

else h alfadj＝0

endif

$\mathrm{samperr}=\frac{128}{\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{BPSK}\right)\&CenterDot;\mathrm{Im}\left(\mathrm{BPSK}\right)+\mathrm{Re}\left(\mathrm{BPSKh}\right)\&CenterDot;\mathrm{Im}\left(\mathrm{BPSKh}\right)\&CenterDot;(\mathrm{validsigout}=0)}{\mathrm{sympeakhold}}$

if enabletrack＝0；“初始化第一validsigin迭代”

enabletrack＝1

samperrmag＝1

g＝1

g2＝1

endif

endif.

上文所示的用于当输入信号有效时(validsigin＝1)更新环路参数的算法被总结如下：sympeakhold被计算(如块204所示)为BPSK或BPSKh值的幅值平方值的最大值，或先前sympeakhold值的被滤波的衰减值。使用Sampeakhold而不仅是当前码元的能量降低了samperr的计算内的噪声以及衰落影响。

这用于其的在短期衰落上的飞轮特性。当主载波和虚部的比率在可接受范围内时，输入信号被确定为有效(validsigin＝1)(块206)。然后如前文所述地更新diff信号，并将其与阈值比较(块208)以确定获取定时是否是on-time，或者是否已经检测到half-off模糊。如果检测到half-off条件，则采样滑移halfoff调节值被设定为135个采样以在稍后将说明的随后的算法部分内为此码元校正滑移缓冲器。然后如前文所述地计算采样误差samperr(块210)。enabletrack值(块212)被用于确定validsign＝1条件是不是第一次发生。如果enabletrack＝0，则enabletrack、samperrmag、g和g2的值被如块213内所示地初始化以开始跟踪。值g和g2的值用于自适应地控制环路增益。通过validsigin、diff、validsigout和halfadj处理消解half-off码元定时模糊。

推导将反馈给内部样品滑移缓冲器和分数内插器的sampoffraction(用于滑移缓冲器内的定时调节的采样分数值)和slip(滑移缓冲器内的定时调节的样品整数)值的剩余环路参数被用如下算法计算：

“计算用于sampoffraction&slip的环路参数的算法”

$\mathrm{samperrfilt}=\frac{31\&CenterDot;\mathrm{samperrfilt}+\mathrm{samperr}}{32}$

$\mathrm{samperrfilt}=\frac{31\&CenterDot;\mathrm{samperrmag}+\left|\mathrm{samperrfilt}\right|}{32}$

$g=\min [1,\max (\frac{1}{16},\frac{15\&CenterDot;g}{16}+\frac{\mathrm{samperrmag}}{64})]$

$g2=\max (\frac{127\&CenterDot;g2}{128},\frac{1}{64})$

$\mathrm{slope}=\max [-0.03,\min (0.03,\frac{\mathrm{slope}+\mathrm{samperr}\&CenterDot;\mathrm{validsigout}\&CenterDot;g2}{1024})]$

sampoff＝sampoff+g²·samperr+slope

limit＝32·g²·g2

“计算将反馈回采样滑移缓冲器/内插器的sampoffraction&slip”

sampoffraction＝sampoffraction+slope+...

+max[-lim it，min(lim it，sampoff-sampoffraction-slope)]

slip＝round(sampoffraction)

sampoffraction＝sampoffraction-slip

slip＝slip+halfadj

计算将反馈回输入采样滑移缓冲器和分数内插器的sampoffraction和slip值的算法被总结如下：如块214所示，自适应环路增益g被定义为是被滤波的采样误差信号samperr的绝对值的函数。此滤波通过中间IIR滤波信号samperrfilt(滤波samperr)和samperrfiltmag(samperrfilt的幅值的滤波)实现。这具有当始终检测到较大采样定时误差时增加环路增益的效果。在得到绝对值之前首先对samperr滤波的原因是降低自适应增益对随机定时噪声的敏感性，而此定时误差的绝对值samperrmag指示更加持久的定时误差偏置。因此，当定时误差持久不变而不是归因于随机噪声扰动时增益增加。

必要时本发明自发地获得和重新获得码元定时，而不需要外部控制。这通过初始化g、g2、enabletrack、samperrmag和初始化声明第一有效块212的时间实现。这还通过自适应增益g和g2实现。因此，存在共同工作以使此操作自发进行的多个相互作用的分量。自适应增益g和g2紧接在获取之后提供快速跟踪，然后当增益减小(增益带宽缩窄)时在稳态之后减小跟踪误差。这通过在更长的时间常数上平均噪声采样以便估算来减小误差。这在sampoffraction和slip的算法内唯一地实现，其中samperrfilt和samperfiltmag用作内部定时跟踪误差的代理，其然后用于自适应地调节环路增益以便更精确地跟踪。

自适应环路增益g2被简单地定义为在获取时从其初始值的衰减值。slope(块216)用于跟踪码元定时频率误差或相位斜率(当有时)而不是相位误差。此斜率是滤波后版本的samperr，其产生二阶PLL特性。码元定时误差校正值sampoff然后被计算(块218)作为其先前值、用自适应增益g的平方加权的此码元sampoff的估计(有噪声的)采样误差和斜率(频率误差)的积分(累积)函数。此sampoff值被分成整数部分slip加上分数部分sampoffraction。此slip的值还如前所述地进一步被halfadj调节。slip值用于调节输入滑移缓冲器，而sampoffraction值调节输入采样内插器，前文都对此进行了说明。这样使反馈环路闭合，从而最终获得和跟踪码元定时以便用于OFDM解调的正常同步操作。计算slope允许当信号衰落时使用飞轮函数。为了避免出现较大的数量，我们仅使用与标称模量270的误差(每个码元的采样)samperr而不是绝对采样索引。

算法以其自身的确定的码元速率操作，但是该算法可异步的调用码元跟踪函数以处理可用的任何新输入采样，并且如果有的话，输出合适数量的输出码元。该算法设计成使得所有变量被初始化为零；这对于递归滤波器内的一些变量尤其重要，在该递归滤波器内希望得到先前的值。用于BPSK解调的窗口系数和复指数的向量应被预先计算和存储以便提高计算效率。获取或重新获取根据需要自发地进行，从而不需要显示控制。

码元跟踪算法作为二阶锁相环(PLL)操作。相位误差或码元定时误差得自被解调的BPSK码元输出以得到当定时误差小时大约与定时误差成比例的误差信号。由于这种误差检测器不能可靠地区分on-time和half-off码元跟踪条件，所以在码元跟踪算法内提供额外的功能以消解此模糊。由于增益作为跟踪条件的函数被动态调节，所以环路滤波器是自适应的。这使得PLL可在信号存在时快速获取和跟踪，而在信号中断期间缓行(coast)。环路滤波器的输出用于得出每个码元周期的码元定时调节值。此定时调节包含用于调节在输入采样上操作的滑移缓冲器和分数内插器的整数和分数采样误差值。估算定时误差的负反馈使得定时误差成为可接受的较小值以便精确跟踪。

图9是在获取和跟踪期间的示例性码元定时误差的曲线图。图9示出码元定时获取和跟踪性能。此示例是用具有一对-20DB的第一相邻干扰信号的典型载波频率误差模拟的，该干扰信号具有70dB/Hz的适度载波噪声比。初始码元定时误差被设定为20个采样偏差。在大约12个码元时间之后定时误差变得足够小以便开始解调，并且由于自适应环路增益功能而在大约20个采样之后稳定到较小的跟踪误差。

本发明提供了一种用于HD Radio^TM AM接收机调制解调器的码元获取和跟踪算法。附图所示以及上文所述的功能可使用已知的电路部件包括但不局限于一个或多个处理器和/或专用集成电路实现。该算法在载波获取和跟踪之后而在均衡算法之前在该调制解调器内使用。此码元跟踪算法还对码元跟踪环路内的任何分数采样定时误差进行相位补偿，消除了在随后的OFDM FFT解调制之后对副载波进行相位斜率校正的需求。仿真结果示出在接收机环境内可能受到的典型噪声和干扰条件下具有良好性能。每当条件允许通过纠错对数字信号解码时码元跟踪性能都很好。因此，码元跟踪决不是数字覆盖范围的限制因素。使用此码元跟踪算法的接收机的初步现场实验证实了该仿真结果。

尽管已经利用数个示例说明了本发明，但是本领域技术人员显而易见，可对所述示例作出多种修改而不会背离如下文权利要求所述的本发明的范围。

Claims (16)

1.一种用于AM带内同频无线电接收机内的码元跟踪的方法，该方法包含以下步骤：

接收时域采样流；

响应于每个码元周期的码元定时调节值，组装等于码元时间加上半个码元的延迟的一组时域采样；

对时域采样内插；

将内插时域采样分成代表half-off码元的第一组采样和代表on-time码元的第二组采样；

处理第一和第二组采样以产生码元定时调节值；并且

以码元速率输出代表on-time码元的第二组采样。

2.根据权利要求1的方法，其中所述第一和第二组采样重叠。

3.根据权利要求1的方法，其中所述定时调节值包含分数内插控制值。

4.根据权利要求1的方法，其中该方法还包含以下步骤：

对on-time码元采样和half-off码元采样应用窗口/折叠函数。

5.根据权利要求1的方法，其中所述时域采样流在主载波和一对BPSK副载波上被接收到，并且该方法还包括步骤：

为该主载波和BPSK副载波解调码元值。

6.根据权利要求5的方法，其中该方法还包括步骤：

从解调出的BPSK码元得出码元定时误差。

7.根据权利要求6的方法，其中该方法还包括步骤：

消解half-off码元定时误差模糊。

8.根据权利要求6的方法，其中该方法还包括步骤：

使用码元峰值标准化该码元定时误差。

9.一种用于AM带内同频无线电接收机内的码元跟踪的装置，该装置包含：

用于接收时域采样流的输入端；

处理器，用于响应于每个码元周期的码元定时调节值，组装等于码元时间加上半个码元延迟的一组时域采样，对时域采样内插，将内插时域采样分成代表half-off码元的第一组采样和代表on-time码元的第二组采样，及处理第一和第二组采样以产生码元定时调节值；以及

用于以码元速率输出代表on-time码元的第二组采样的输出端。

10.根据权利要求9的装置，其中所述第一和第二组采样重叠。

11.根据权利要求9的装置，其中所述定时调节值包含分数内插控制值。

12.根据权利要求9的装置，其中所述处理器对on-time码元采样和half-off码元采样应用窗口/折叠函数。

13.根据权利要求9的装置，其中所述时域采样流在主载波和一对BPSK副载波上被接收到，并且所述处理器为该主载波和BPSK副载波解调码元值。

14.根据权利要求13的装置，其中所述处理器从解调出的BPSK码元得出码元定时误差。

15.根据权利要求14的装置，其中所述处理器消解half-off码元定时误差模糊。

16.根据权利要求14的装置，其中所述处理器使用码元峰值标准化该码元定时误差。

Images