CN100592644C - 用于数字电视接收器的载波恢复 - Google Patents

Abstract

一种用于独立于导频信号的载波恢复的系统(200)和方法使用信号(100)的上和下带边缘(d)中的频率和相位信息来产生用于校正(299)本地振荡器(210)的频率和相位的信号。升根余弦滤波器(220、230)、低通滤波器(248、268、297)、乘法器(202、204、222、224、232、234、280、285、290)和加法器(240、250、260、270、295)的特定组合有效地使用频域中的所接收的信号(201)的尾部(d)来校正相位误差。

Description

用于数字电视接收器的载波恢复

对相关申请的参考

要求提交于2002年4月4日的共同未决的U.S.临时专利申请60/369,716的优先权。本申请亦涉及提交于同一日期的题为SYSTEMAND METHOD FOR SYMBOL CLOCK RECOVERY的U.S.实用新型专利申请。

技术领域

本发明涉及一种用于载波恢复的系统和方法。

背景技术

在传统上，本地通信是通过线路进行的，因为这提供了一种确保对信息的可靠传递的成本有效的方式。对于长距离通信，需要通过无线电波传输信息。尽管从硬件的立场来看这是方便的，但射频(RF)传输给其带来了涉及损坏信息的问题，并且常常依赖于高功率发射器来克服天气条件、大的建筑物以及来自电磁辐射的其它源的干扰。

所开发的各种调制技术提供了有关成本效力和所接收信号的质量的不同解决方案，但直到近期，它们仍主要是模拟的。频率调制和相位调制提供了对噪声的某种免疫力，而振幅调制容易被解调。然而，更近些时候，随着低成本微控制器的出现和国内移动电话和卫星通信的引入，数字调制已在普及性上取得进展。借助数字调制技术，出现了传统微处理器电路具有的优于其模拟对等形式的全部优点。通信链路上的问题可通过使用软件来克服。信息可被加密，误差校正可确保所接收的数据中较多的置信度，并且数字信号处理的使用可减小被分配给每个服务的有限带宽。

与传统模拟系统一样，数字调制可使用具有不同优点的振幅、频率或相位调制。由于频率和相位调制技术提供了对噪声的更多的免疫力，它们对于现今使用中的大多数服务是优选的。

对传统模拟频率调制的简单变化可通过将数字信号施加于调制输入来实施。这样，其输出采取两个截然不同的频率处的正弦波的形式。为解调该波形，只要将信号传递经过两个滤波器并将结果变换回逻辑电平。在传统上，数字频率调制的这种形式被称为频移键控。

数字相位调制或相位调制键控在频谱上与频率调制很相似。它包含改变所发送的波形的相位而不是频率，这些有限相位变化表示数字数据。以其最简单的形式，相位调制的波形可通过使用数字数据在等频率但相反相位的两个信号之间切换而产生。如果结果波形被乘以等频率的正弦波，则产生两个分量：一个加倍所接收频率的余弦波形和一个振幅与相移的余弦成比例的频率无关项。这样，滤出较高频率项得到了原始的数字数据。

使相移键控的以上概念更进一步，可能相位的数量可被扩大到二以上。所发送的“载波”可经历任何数量的相位中的变化，并且将所接收的信号乘以等频率的正弦波将把相移解调成频率无关的电压电平。

该技术的实例是四相移键控(QPSK)。借助四相移键控，载波在四个相位中变化，并且可由此表示每个相位变化的四个值的任何一个。尽管这可能看起来最初是无意义的，但它提供了这样一种调制方案：使载波能每符号发送二位信息而不是一位，由此有效地加倍载波的数据带宽。

相位调制的信号如何被解调并因此QPSK如何被解调的数学证明在以下被示出。

欧拉关系式如下表征正弦和余弦波：

$\sin \mathrm{\ωt}=\frac{e^{\mathrm{j\ωt}}-e^{-\mathrm{j\ωt}}}{2j}$ $\cos \mathrm{\ωt}=\frac{e^{\mathrm{j\ωt}}+e^{-\mathrm{j\ωt}}}{2}$

其中 $j=\sqrt{-1}.$ 这样，对相同频率和相位的两个正弦波的乘法由以下给出：

${\sin }^2\mathrm{\ωt}=\frac{e^{\mathrm{j\ωt}}-e^{-\mathrm{j\ωt}}}{2j}\×\frac{e^{\mathrm{j\ωt}}-e^{-\mathrm{j\ωt}}}{2j}=\frac{e^{2\mathrm{j\ωt}}-2e^0+e^{-2\mathrm{j\ωt}}}{-4}=-\frac{1}{2}\left(\frac{e^{j\left(2\mathrm{\ω}\right)t}+e^{-j\left(2\mathrm{\ω}\right)t}}{2}\right)+\frac{1}{2}.$

数字接收器通过混合进入的正弦曲线信号与振荡器输出来实施该运算。如以上方程所示，其结果是一个正弦曲线输出，具有输入的二倍的频率和输入的一半的振幅，被叠加于输入振幅的一半的DC偏差上。

类似地，将sin(ωt)乘以cos(ωt)得到：

$\sin \mathrm{\ωt}\×\cos \mathrm{\ωt}=\frac{e^{2\mathrm{j\ωt}}-e^{2\mathrm{j\ωt}}}{4j}$

$=\sin 2\mathrm{\ωt}.$

其结果是具有输入的二倍的频率的输出正弦曲线，而没有DC偏差。

可以看出，将余弦波乘以任何经相移的正弦波得到“经解调的”波形，其具有输入频率的二倍的输出频率，其DC偏差根据相移φ来变化：

$\sin \mathrm{\ωt}\×\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})=\frac{e^{\mathrm{j\ωt}}-e^{-\mathrm{j\ωt}}}{2j}\×\frac{e^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}-e^{-j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}}{2j}$

$=\frac{e^{j(2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}-e^{j(\mathrm{\ωt}-\mathrm{\ωt}-\mathrm{\φ})}-e^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ}-\mathrm{\ωt})}+e^{-j(2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}}{-4}$

$=\frac{\cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}{-2}-\frac{e^{\mathrm{j\φ}}+e^{-\mathrm{j\φ}}}{-4}$

$=\frac{\cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}{-2}+\frac{\cos \mathrm{\φ}}{2}$

$=\frac{\cos \mathrm{\φ}}{2}-\frac{\cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}{2}$

这样，被施加了变化的相移的载波可通过将载波乘以来自本地振荡器的正弦曲线输出并滤出高频分量而解调成变化的输出电压。不幸的是，相移检测被局限于两个象限；π/2的相移不能被区分于-π/2的相移。因此，为精确地解码存在于所有四个象限中的相移，输入信号需要被乘以正弦曲线和余弦曲线波形两者，高频被滤出，并且数据被重构。将以上方程展开：

$\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\×\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})=\frac{e^{\mathrm{j\ωt}}+e^{-\mathrm{j\ωt}}}{2}\×\frac{e^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}+e^{-j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}}{2j}$

$=\frac{e^{j(2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}-e^{j(-\mathrm{\φ})}+e^{j\left(\mathrm{\φ}\right)}-e^{-j(2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}}{4j}$

$=\frac{\sin (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ})}{2}+\frac{\sin \mathrm{\φ}}{2}$

然而，从载波中去除数据并不是对混合器的输出进行低通过滤并将四个电压反馈重构成逻辑电平的简单过程。在实际中，使接收器处的本地振荡器与进入的信号完全同步是不容易的。如果本地振荡器在相位上与进入的信号不同，相矢量图上的信号将经历等于相位差的大小的相位旋转。而且，如果本地振荡器的相位和频率相对于进入的信号不是固定的，则将有相矢量图上的连续旋转。因此，前端解调器的输出一般被馈送到模-数(A/D)转换器中，并且从本地振荡器的相位或频率上的误差而导致的任何旋转在数字信号处理中被去除。

与从载波中提取数据有关的另一个问题是符号间干扰(“ISI”)。当脉冲发送的信息，如振幅调制的数字传输，被传输于模拟通道上，如例如电话线或天线广播上时，发生ISI。原始信号作为对离散时间序列的合理近似而开始，但所接收的信号是连续的时间信号。通过传输到峰值与原始脉冲的振幅有关的可微信号中，脉冲串的形状被涂抹(smear)或扩展。该信号由周期性地采样所接收的信号的数字硬件来读取。

每个脉冲都产生典型地近似正弦波的信号。本领域的技术人员将理解，正弦波的特征在于以中心峰值为中心的一系列峰值，而峰值的振幅随着与中心峰值的距离的增加而单调减小。类似地，所述正弦波具有一系列波谷，其具有随着与中心峰值的距离的增加而单调减小的振幅。典型地，这些峰值的周期处于接收硬件的采样速率的量级上。因此，信号中一个采样点处的振幅不仅受对应于所发送的信号中那个点的脉冲的振幅的影响，而且受来自对应于传输流中的其它位的脉冲的贡献的影响。换句话说，被生成为对应于传输流中的一个符号的信号的部分趋向于对对应于传输流中的其它符号的到达的所接收信号的部分做出不想要的贡献。

该效应可通过对脉冲的适当成形，例如通过产生在对应于采样速率的规则间隔处具有零值的脉冲而部分地消除。然而，这需要接收器在正确的时间时刻处采样以具有最大信号功率和最小符号间干扰。由于发射器和接收器一般具有不同的晶体振荡器，数字接收器应尽量与发射器时钟同步。换句话说，接收器必须从所接收的信号中提取时钟信息然后调节其A/D时序。这已知为符号时钟恢复。

高级电视系统委员会(“ATSC”)已选择残留边带(“VSB”)作为用于数字电视(“DTV”)的传输标准。在ATSC标准中，8VSB是用于地面广播的标准，而16VSB被用于线缆传输。(国际电信联盟(“ITU”)标准限定五个VSB模式：2、4、8、16和8T)。

典型地，8VSB将三个补充信号用于同步化。首先，它将低电平RF导频用于载波采集。第二，如图1中所示，四符号数据段同步每832个符号被使用一次——就是说，每段一次——用于使数据时钟在频率和相位两者上同步。(典型地，四个符号是被规格化的[1，-1，-1，1])。最后，832符号数据帧同步每313个段被使用一次，用于数据成帧和均衡器训练。数据帧同步亦包括将信号识别为8VSB、16VSB或者其它适当的ITU模式之一的信息。

导频信号具有0.3dB的功率。尽管导频恢复典型地是可靠的，它可在某些情况下失败，如强的、近处的、缓慢移动的多路情况。

由于这种多路在广播数字传输可能理想的城市环境中是相对普通的，解决该问题对数字电视的商业发展和其它数字传输系统的改进是重要的。

因此，需要一种用于载波恢复的新系统和方法，其可与8VSB载波同步，即使当导频被完全去除或被严重改变时，并且其针对具有适合于与8VSB传输一起使用的正交调制的数字传输而工作。本发明尤其被指向满足这些需要。

发明内容

根据本发明的一个方面，一种解调所接收的信号的方法，包括：

接收数字数据流，该数字数据流包括表示所接收的信号的数据元素s_t的序列；

使用数控振荡器来产生

表示sin(2πt/f)的数据元素的序列，以及

表示cos(2πt/f)的数据元素的序列；

确定a_t＝sin(πt/4)RRC(s_tcos(2πt/f))；

确定b_t＝cos(πt/4)RRC(s_tcos(2πt/f))；

确定c_t＝cos(πt/4)RRC(s_tsin(2πt/f))；

确定d_t＝sin(πt/4)RRC(s_tsin(2πt/f))；以及

提供第一输出信号，该第一输出信号等于：

L₃(k(a_t-c_t)(sign(L₁(b_t-d_t)))-(a_t+c_t)(sign(L₂(b_t+d_t))))；其中

RRC是根升余弦滤波器；并且

L₁、L₂和L₃是具有预定通带的无限脉冲响应低通滤波器，k是加权因子，f是频率值，且t是时间值。

根据本发明的另一个方面，一种用于处理所接收的信号的系统，所述信号具有在0处的期望中心频率、0dB的带宽b₀和-3dB的带宽b₃，该系统包括：

数控振荡器，用于产生用于与所接收的信号混合的至少一个正弦曲线信号；

数字信号处理装置，用于产生作为具有频率f₁和f_h的所接收的信号的频域分量的函数的用于所述振荡器的控制信号，从而使

(b₀/2)-b₃＜f₁＜-(b₀/2)，并且

(b₀/2)＜f_h＜b₃-(b₀/2)。

根据本发明的又一个方面，一种解调所接收的信号的方法，包括：

接收数字数据流，其包括表示依照时钟来采样的所接收的信号的数据元素的序列，其中通过时钟调节信号对所述时钟进行频率和/或相位调节；

将数据元素的序列乘以目标频率的数字余弦波，并且将结果传递经过第一升根余弦滤波器以得到第一中间序列；

将数据元素的序列乘以目标频率的数字正弦波，并且将结果传递经过第一升根余弦滤波器以得到第二中间序列；

将第一中间序列乘以目标频率四分之一的数字正弦波以得到第三中间序列；

将第一中间序列乘以目标频率四分之一的数字余弦波以得到第四中间序列；

将第二中间序列乘以目标频率四分之一的数字余弦波以得到第五中间序列；

将第二中间序列乘以目标频率四分之一的数字正弦波以得到第六中间序列；

将第五中间序列从第三中间序列减去以得到第七中间序列；

将第六中间序列从第四中间序列减去以得到第八中间序列；

作为以下各项的乘积获得第九中间序列：

预定常数k，

第七中间序列，和

将第八中间序列传递经过无限脉冲响应低通滤波器的结果的

符号；

将第三中间序列和第五中间序列相加以得到第十中间序列；

将第四中间序列和第六中间序列相加以得到第十一中间序列；

作为以下各项的乘积获得第十二中间序列：

第十中间序列，和

将第十一中间序列传递经过无限脉冲响应低通滤波器的结果的符号；

相加第九中间序列和第十二中间序列以得到第十三中间序列；以及作为将第十三中间序列传递经过无限脉冲响应低通滤波器的结果的函数而调节时钟。

附图说明

图1是示出典型VSB信号的某些特征的频域图。

图2是依照本发明用于载波恢复的电路的方块图。

图3是经过图2中所示电路的某些点的VSB信号的某些特征的图。

具体实施方式

为了促进理解本发明的原理，现在将参照在附图中说明的实施例，并且特定的语言将被用于描述它们。尽管如此，将理解没有由此旨在对本发明范围的限制。所说明的设备上的变更和修改以及如在此所说明的本发明原理的进一步应用被预期对本发明所涉及的领域中的技术人员来说将是正常发生的。

依照本发明的载波恢复系统提供了较为强有力的捕获，这是因为它可使用导频以及上和下带边缘两者。它因此是较为可靠的，特别是在幻象常见的城市环境中。依照本发明的载波恢复系统甚至可在导频已完全被完美的空值破坏时捕获。

图1示出了以100概括示出的VSB信号的谱的某些特征。在该实例中，信号100的主要部分110是5.38MHz宽，包括3dB衰减的部分110内的未衰减的部分105。然而，振幅在主频域以外不被完全抑制。在该实例中，一个基本信号存在于信号的主要部分110以上和以下另外的0.31MHz处，该满带以115来指示。这些“带边缘”可被用于载波恢复，如以下所讨论的。

图2是以200概括示出的依照本发明的电路的方块图，该电路具有对应于在图3中所示的某些点的信号。信号从优选地以符号速率的两倍来运行的A/D转换器(未示出)在201处被输入给电路200。将理解，以符号速率的两倍来采样足以满足Nyquist条件。该上游A/D转换器可以以符号速率的大于两倍来采样其输入信号，但在该点以上硬件频率的增加导致硬件成本的增加而没有性能的对应增加。电路200包括数控振荡器(“DCO”)210，其产生两个信号：sin(ωn)和cos(ωn)，其中“n”是符号计数。第一乘法器202将输入信号乘以cos(ωn)信号，并且第二乘法器204将输入信号乘以sin(ωn)信号。来自第一和第二乘法器202和204的输出然后被分别传递经过第一和第二根升余弦(“RRC”)滤波器220和230。来自第一RRC滤波器220的输出在第三乘法器222处被乘以sin(πn/4)，并且在第四乘法器224处被乘以cos(πn/4)。来自第二RRC滤波器230的输出类似地在第五乘法器232处被乘以sin(πn/4)，并且在第六乘法器234处被乘以cos(πn/4)。

来自第六乘法器234的输出由第一累加器240从来自第三乘法器222的输出减去并且由第三累加器260加给来自第三乘法器222的输出。来自第五乘法器232的输出由第二累加器250从来自第四乘法器224的输出减去并且由第四累加器270加给来自第四乘法器224的输出。来自第二累加器250的输出被传递经过第一低通IIR滤波器248，其优选地在70kHz处具有-3dB的衰减以滤出带边缘以上的高频分量。

来自IIR滤波器248的输出经过第一限制器246。第一限制器246指定值1给任何正输入，并且指定值-1给任何负输入。(本领域的技术人员将认识到这是作为sign()函数)。来自第一限制器246的输出使用第七乘法器280来乘以来自第一累加器240的输出。本领域的技术人员将理解，来自第七乘法器280的输出已被乘以两个RCC滤波器，因此信号在整体上已被有效地乘以平升余弦滤波器。这样，来自第七乘法器280的输出表示从下带边缘获得的频率和相位校正信息。

来自第四累加器270的输出被传递经过第二低通IIR滤波器268，其优选地在70kHz处具有-3dB的衰减以滤出带边缘以上的高频分量。来自滤波器268的输出经过第二限制器266。象第一限制器246那样，第二限制器266指定值1给任何正输入，并且指定值-1给任何负输入。来自第二限制器的输出使用第八乘法器290来乘以来自第三累加器260的输出。将理解，来自第八乘法器290的输出表示从上带边缘获得的频率和相位校正信息。

来自第七乘法器280的输出然后使用第九乘法器285来乘以加权因子“k”。来自第八乘法器290的输出使用第五累加器295从来自第九乘法器285的输出而减去。来自第五累加器295的输出然后被传递经过第三低通IIR滤波器297以产生提供给DCO控制器299的信号，这完成了提供载波恢复的反馈回路。

本领域的技术人员将认识到，VSB信号的下带边缘包含导频信号。这是加权因子由第九乘法器285来施加的原因。典型地，当k是大约0.3时，上和下带边缘贡献将被适当地平衡。

本发明实施上的变化将被本领域的技术人员想起。例如，信号的产生和计算的一些或全部可由特定用途或通用集成电路，或由离散部件，或者以软件来进行。

尽管本发明已被详细说明和描述于附图和以上描述中，它们应被理解成在性质上是说明性的而不是局限性的，应理解仅优选实施例已被示出和描述，而属于本发明精神范围内的所有变化和修改需要受到保护。

Claims (5)

1.一种解调所接收的信号的方法，包括：

接收数字数据流，该数字数据流包括表示所接收的信号的数据元素s_t的序列；

使用数控振荡器来产生

表示sin(2πt/f)的数据元素的序列，以及

表示cos(2πt/f)的数据元素的序列；

确定a_t＝sin(πt/4)RRC(s_tcos(2πt/f))；

确定b_t＝cos(πt/4)RRC(s_tcos(2πt/f))；

确定c_t＝cos(πt/4)RRC(s_tsin(2πt/f))；

确定d_t＝sin(πt/4)RRC(s_tsin(2πt/f))；以及

提供第一输出信号，该第一输出信号等于：

L₃(k(a_t-c_t)(sign(L₁(b_t-d_t)))-(a_t+c_t)(sign(L₂(b_t+d_t))))；其中

RRC是根升余弦滤波器；并且

L₁、L₂和L₃是具有预定通带的无限脉冲响应低通滤波器，k是加权因子，f是频率值，且t是时间值。

2.权利要求1的方法，进一步包括响应第一输出信号调节符号时钟。

3.权利要求1的方法，进一步包括提供相等于b_t+d_t总和的第二输出信号。

4.一种用于处理所接收的信号的系统，所述信号具有在0处的期望中心频率、0dB的带宽b₀和-3dB的带宽b₃，该系统包括：

数控振荡器，用于产生用于与所接收的信号混合的至少一个正弦曲线信号；

数字信号处理装置，用于产生作为具有频率f_l和f_h的所接收的信号的频域分量的函数的用于所述振荡器的控制信号，从而使

(b₀/2)-b₃＜f_l＜-(b₀/2)，并且

(b₀/2)＜f_h＜b₃-(b₀/2)。

5.一种解调所接收的信号的方法，包括：

接收数字数据流，其包括表示依照时钟采样的所接收的信号的数据元素的序列，其中通过时钟调节信号对所述时钟进行频率和/或相位调节；

将数据元素的序列乘以目标频率的数字余弦波，并且将结果传递经过第一升根余弦滤波器以得到第一中间序列；

将数据元素的序列乘以目标频率的数字正弦波，并且将结果传递经过第一升根余弦滤波器以得到第二中间序列；

将第一中间序列乘以目标频率四分之一的数字正弦波以得到第三中间序列；

将第一中间序列乘以目标频率四分之一的数字余弦波以得到第四中间序列；

将第二中间序列乘以目标频率四分之一的数字余弦波以得到第五中间序列；

将第二中间序列乘以目标频率四分之一的数字正弦波以得到第六中间序列；

将第五中间序列从第三中间序列减去以得到第七中间序列；

将第六中间序列从第四中间序列减去以得到第八中间序列；

作为以下各项的乘积获得第九中间序列：

预定常数k，

第七中间序列，和

将第八中间序列传递经过无限脉冲响应低通滤波器的结果的符号；

将第三中间序列和第五中间序列相加以得到第十中间序列；

将加第四中间序列和第六中间序列相加以得到第十一中间序列；

作为以下各项的乘积获得第十二中间序列：

第十中间序列，和

将第十一中间序列传递经过无限脉冲响应低通滤波器的结果的符号；

相加第九中间序列和第十二中间序列以得到第十三中间序列；以及

作为将第十三中间序列传递经过无限脉冲响应低通滤波器的结果的函数而调节时钟。

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