JP4951000B2

JP4951000B2 - Ａｍインバンド・オンチャンネルラジオ受信機の記号追跡

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Publication number: JP4951000B2
Application number: JP2008540247A
Authority: JP
Inventors: クローガー，ブライアン，ダブリュー; ワング，クン
Original assignee: USA Digital Radio Inc
Current assignee: Ibiquity Digital Corp
Priority date: 2005-11-14
Filing date: 2006-11-13
Publication date: 2012-06-13
Anticipated expiration: 2026-11-13
Also published as: TW200726114A; CN101310470B; EP1969758B1; AU2006315620B2; JP2009516431A; TWI394394B; BRPI0618531A2; DE602006017887D1; NZ568893A; WO2007059029A3; EP1969758A2; HK1124974A1; CA2627993A1; AU2006315620A1; US7733983B2; AR056795A1; US20070110185A1; CN101310470A; WO2007059029A2; RU2008123872A

Description

本発明はラジオ放送に係り、さらに詳細には、インバンド・オンチャンネルデジタル放送システムに使用する受信機の信号等価方法及び装置に係る。

インバンド・オンチャンネル（ＩＢＯＣ）デジタル放送システムは標準ＡＭ放送チャンネルにおいてアナログ信号とデジタル信号とを同時に放送する。ＡＭＩＢＯＣシステムの１つは米国特許第５，５８８，０２２号に記載されている。放送信号は第１の周波数スペクトルを有する振幅変調ラジオ周波数信号を含む。振幅変調ラジオ周波数信号は第１のキャリアがアナログプログラム信号により変調されたものである。放送信号はまた、第１の周波数スペクトルを包含する帯域幅内の複数のデジタル変調サブキャリアを含む。各デジタル変調サブキャリアはデジタル信号により変調されている。第１群のデジタル変調サブキャリアは第１の周波数スペクトル内にあり、第１のキャリア信号と直角位相で変調されている。第２及び第３群のデジタル変調サブキャリアは第１の周波数スペクトルの外側にあり、第１のキャリア信号と同相及び直角位相で変調されている。サブキャリアは一次、二次及び三次のパーティションに分割される。一部のサブキャリアはコンプリメンタリサブキャリアである。

デジタル情報は連続する記号の形で送信される。ＩＢＯＣシステムにおいて送信される記号は、記号の復調を入来する信号サンプルの流れと整列させるために受信機のモデム内で追跡しなければならない。本発明はＨＤラジオ（登録商標）のデジタルモデムに用いる記号追跡アルゴリズムを提供する。

発明の概要

本発明はＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機における記号追跡方法を提供する。この方法は、時間領域サンプルの流れを受信し、各記号期間の記号タイミング調整値に応答して記号時間プラス半記号遅延に等しい１組の時間領域サンプルを編成し、時間領域サンプルを補間し、補間済み時間領域サンプルをハーフオフ記号を表す第１群のサンプルと、オンタイム記号を表す第２群のサンプルとにパーティンショニングし、第１群及び第２群のサンプルを処理して記号タイミング調整値を発生させ、オンタイム記号を表す第２群のサンプルを記号レートで出力するステップより成る。

本発明は、別の局面において、ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機における記号追跡装置を提供する。この装置は、時間領域サンプルの流れを受信する入力と、各記号期間の記号タイミング調整値に応答して記号時間プラス半記号遅延に等しい１組の時間領域サンプルを編成し、時間領域サンプルを補間し、補間済み時間領域サンプルをハーフオフ記号を表す第１群のサンプルと、オンタイム記号を表す第２群のサンプルとにパーティンショニングし、第１群及び第２群のサンプルを処理して記号タイミング調整値を発生させるプロセッサと、オンタイム記号を表す第２群のサンプルを記号レートで出力する出力とより成る。

図面を参照して、図１はＡＭハイブリッドＩＢＯＣ信号のスペクトル図である。ＡＭハイブリッドＩＢＯＣ波形１０は、従来のＡＭアナログ信号１２（帯域が約±５ｋＨｚに制限されている）を、このＡＭ信号の下で送信されるほぼ３０ｋＨｚ幅のデジタル音声放送（ＤＡＢ）信号１４と共に含んでいる。このスペクトルは約３０ｋＨｚの帯域幅を有するチャンネル１６内に含まれる。このチャンネルは中央周波数帯域１８、上方周波数帯域２０及び下方周波数帯域２２に分割されている。中央周波数帯域は約１０ｋＨｚ幅であり、チャンネルの中心周波数ｆ₀の約±５ｋＨｚ内の周波数成分を包含する。上側波帯は中心周波数から約＋５ｋＨｚ乃至約＋１５ｋＨｚの帯域である。下側波帯は中心周波数から約−５ｋＨｚ乃至−１５ｋＨｚの帯域である。

本発明の一実施例におけるＡＭハイブリッドＩＢＯＣＤＡＢ信号フォーマットは、アナログ変調キャリア信号２４に、中央周波数帯域及び上及び下側波帯にまたがり約１８１．７Ｈｚの間隔を有する１６２個のＯＦＤＭサブキャリアを加えたものである。音声またはデータ信号（プログラム材）を表す符号化デジタル情報がサブキャリア上で送信される。記号レートは記号間のガード時間によりサブキャリア間隔よりも小さい。

図１に示すように、上側波帯は一次パーティション２６と二次パーティション２８とに分割され、下側波帯は一次パーティション３０と二次パーティション３２とに分割される。デジタル信号は、ホストアナログ信号の両側の一次及び二次パーティンションだけでなくホストアナログ信号の下の三次パーティンション３４において送信される。三次パーティンション３４は図１において番号３６、３８、４０、４２を付した複数群のサブキャリアを含むものと考えることができる。チャンネルの中心近くに位置する三次パーティンションのサブキャリアを内側サブキャリアと呼び、チャンネルの中心から離れた所に位置する三次パーティンション内のサブキャリアは外側サブキャリアと呼ぶ。この例で、群３８及び４０の内側サブキャリアの電力レベルは中心周波数から離れるに従って線形的に減少するように示されている。三次側波帯における残りの群のサブキャリア３６及び４２は電力レベルが実質的に一定である。

図１はシステム制御用の２つの基準サブキャリア４４及び４６を示すが、これらのサブキャリアはアナログ変調キャリアのすぐ近くの第１サブキャリア位置にあり、それらの電力レベルはそれ以外の側波帯とは異なる値に固定されている。

周波数ｆ₀の中心周波数２４はＱＡＭ変調されず、アナログ振幅変調メインキャリアを搬送する。同期及び制御サブキャリア４４、４６はキャリアに対して直角変調される。ＡＭキャリアの両側の２乃至２６及び−２乃至−２６で示す位置にある三次パーティンションの残りのサブキャリアはＱＰＳＫ変調される。代表的なサブキャリアの位置を図１においてサブキャリア指標により示す。中心周波数の両側の２乃至２６及び−２乃至−２６のサブキャリアを三次サブキャリアと呼ぶが、これらのサブキャリアは変調済みＤＡＢ信号がアナログ変調ＡＭ信号と直角位相になるように相補対で送信される。ＡＭＩＢＯＣＤＡＢシステムにおける相補対サブキャリアの使用は米国特許第５，８５９，８７６号に示されている。同期及び制御サブキャリア４４、４６もまた相補対で変調される。

両側波帯（ＤＳＢ）アナログＡＭ信号は±５ｋＨｚの領域の帯域幅を占有する。下方及び上方の三次パーティンションはそれぞれ約０乃至約−５ｋＨｚ及び約０乃至約＋５ｋＨｚの領域のサブバンドを占有する。これらの三次パーティンションは互いに負の複素共役であり相補性を有する。この相補性がアナログ信号とデジタル三次信号間の直角位相関係を維持するため、これらの信号を受信機で分離することができるが、既存の従来型受信機は依然としてアナログＡＭ信号を受信可能である。三次パーティンションはアナログクロストークを相殺しながらデジタル信号を抽出するために相補結合する必要がある。二次パーティンションもまた相補性を有するため、干渉状態及び音声帯域幅に応じて、受信機で独立に処理するかまたは相補的結合の後に処理することができる。一次パーティンションは独立に送信される。

図２は全デジタルＩＢＯＣ信号５０のスペクトル図である。中心周波数帯域５２のサブキャリアの電力は図１のハイブリッドフォーマットと比較すると増加している。再言すると、−１及び＋１の位置にある２つのサブキャリア５４及び５６はタイミング情報送信のためにバイナリ位相シフトキーイングを使用する。コアの上側波帯５８は位置２乃至２６のサブキャリアより成り、コアの下側波帯６０は位置−２乃至−２６のサブキャリアより成る。側波帯５８及び６０は一次パーティンションを形成する。２つの群のさらに別の増強サブキャリア６２及び６４はそれぞれ位置２７乃至５４及び−５４乃至−２７を占有する。群６２は二次パーティンションを、また群６４は三次パーティンションを形成する。図２の全デジタルフォーマットはハイブリッドフォーマットと酷似するが、ＡＭ信号がプログラム材の遅延及びデジタル符号化済み同調及びバックアップバージョンで置換されている点が異なる。中心周波数帯域はハイブリッドフォーマットも全デジタルフォーマットもほぼ同じスペクトル位置を占有する。全デジタルフォーマットには、プログラム材の主要バージョンを同調及びバックアップバージョンと組み合わせて送信するための２つのオプションがある。全デジタルシステムはチャンネルの中心周波数ｆ₀の±１０ｋＨｚ内に制限されるように設計されており、主要な音声情報はｆ₀の±５ｋＨｚ内で、また重要度の低い音声情報は±１０ｋＨｚまでのチャンネルマスクのウィングにおいて低い電力レベルで送信される。このフォーマットはカバレージを増加しながら信号の緩やかな減少を可能にする。全デジタルシステムは±５ｋＨｚの保護領域内でデジタル時間ダイバーシティ同調／バックアップチャンネルを搬送する（デジタル音声圧縮により保護された±５ｋＨｚ領域内の主要信号及び音声バックアップ信号の両方を運ぶことができると仮定すると）。全デジタルシステムの変調特性はＡＭＩＢＯＣハイブリッドシステムに基づく。

全デジタルＩＢＯＣ信号は±５ｋＨｚ領域における１対の一次パーティンション、−５ｋＨｚ乃至−１０ｋＨｚ領域における二次パーティンション及び＋５ｋＨｚ乃至＋１０ｋＨｚ領域における三次パーティンションを含む。全デジタル信号はアナログ成分を含まず、全てのパーティンションはそれぞれ独立に（即ち、パーティンションに相補性がない）送信される。

図３は本発明に従って構成されるＩＢＯＣ受信機８４の機能的ブロック図である。ＩＢＯＣ信号はアンテナ８６で受信する。バンドパスプリセレクトフィルタ８８は周波数ｆ_cの所望の信号を含む対象となる周波数帯域を通過させるが、ｆ_c−２ｆ_ifのイメージ信号（低いサイドローブの注入局部発振器の場合）をリジェクトする。低雑音増幅器９０はその信号を増幅する。増幅された信号はミキサー９２において同調可能な局部発信器９４によりライン９６上に供給される局部発振器信号ｆ_loと混合される。これによりライン９８上に和（ｆ_c＋ｆ_lo）と差（ｆ_c−ｆ_lo）信号が発生する。中間周波数フィルタ１００は中間周波数信号ｆ_ifを通過させ、対象となる変調信号の帯域幅外側の周波数成分を減衰させる。アナログ−デジタルコンバータ１０２はクロック信号ｆ_sを用いて動作することによりライン１０４上にデジタルサンプルをレートｆ_sで発生させる。デジタルダウンコンバータ１０６はこの信号に対して周波数シフト、フィルタリング及びデシメーション処理を施すことによりライン１０８及び１１０上に低サンプルレートの同相及び直角位相信号を発生させる。デジタル信号プロセッサを用いて復調器１１２はさらなる信号処理を施すことによりライン１１４上に出力装置１１６のための出力信号を発生させる。

図３の受信機は本発明に従って構成されるモデムを含む。図４は本発明のキャリア追跡の機能的場所を示すＡＭＨＤラジオ（登録商標）モデム１３０の機能的ブロック図である。デジタルダウンコンバータからのライン１３２上の入力信号はブロック１３４で示すキャリア追跡及び自動利得制御処理を受ける。その結果、ライン１３６上に得られる信号は記号追跡アルゴリズム１３８により処理されて、ライン１４０及び１４２上にＢＰＳＫ信号を、ライン１４４上に記号ベクトル（時間領域）を、さらにライン１４６上にアナログ変調キャリアを発生させる。ブロック１４８に示すＢＰＳＫ処理により、他のブロックで示す機能に使用されるブロック／フレーム同期及びモード制御情報１５０が発生する。ＯＦＤＭ復調器１５２は時間領域記号ベクトルを復調することによりライン１５４上に周波数領域記号ベクトルを発生させる。

等価器１５６は周波数領域記号ベクトルをＢＰＳＫ信号及びキャリア信号と組み合わせて処理することにより、ライン１５８上に等化済み信号を、またライン１６０上にチャンネル状態情報を発生させる。これらの信号はブランチメトリックスを発生させるために処理され（１６２）、デインターリーバー１６４でデインターリービング処理を施された後、デフレーマ１６６でマッピングされ、ライン１６８上に軟判定ビットを発生させる。ビタビ復号器１７０は軟判定ビットを処理してライン１７２上に復号化されたプログラムデータユニットを発生させる。

本発明はＨＤラジオ（登録商標）デジタルモデムに用いる記号追跡アルゴリズムを提供する。記号追跡アルゴリズムはＯＦＤＭ記号の復調を入来する信号サンプルの流れに整列させる。入力はキャリア追跡出力からの時間領域サンプル（約４６，８７８Ｈｚでサンプリングされる）の流れである。記号追跡機能の出力は記号レート（約１７２Ｈｚ）の時間領域記号ベクトルの時系列である。記号追跡アルゴリズムは最初に記号タイミングを捕捉し、その後その記号タイミングを追跡する。ノイズ及び干渉レベルがデジタル情報の復号が可能な場合よりも大きくても動作するように設計される。さらに、このアルゴリズムは、例えば接地導電構造（ＧＣＳ）からのようなフェージングに似た状態に対処するように設計される。

図５は記号追跡アルゴリズムを示す機能的ブロック図である。入力１８０はキャリア追跡出力からの時間領域サンプル（約４６，８７８Ｈｚでサンプリングされている）の流れである。ライン１８２上の記号追跡出力は記号レート（約１７２Ｈｚ）の時間領域記号ベクトルの時系列（２５６要素）である。

サンプルスリップバッファ及び端数補間器機能１８４は入力サンプルを受信し、各記号時間について一群のサンプルを選択する（群はオーバーラップする）。連続する各ＯＦＤＭ記号は公称間隔は２７０個の信号サンプル±整数のスリップサンプルである。入力の実効遅延またはタイミング調整は端数サンプル補間値（sampoffraction）及び整数サンプルスリップ値（sampoffinteger）によりさらに調整されるが、これらはブロック１８６で示すように新しい各記号期間毎に更新される。これらの値sampoffinteger及びsampoffractionはサンプルスリップバッファに用いる整数及び端数サンプルスリップ値を制御する。サンプルスリップバッファの端数補間器部分は周波数領域における後の補正を不要にするが、ループ内の追跡ノイズを減少させる。

この例において、入力記号は２５６ポイントのＩＦＦＴを用いるＯＦＤＭ変調により（送信機で）連続する入力記号毎に発生されたものである。このＩＦＦＴの結果は巡回語頭拡張により３４９個の時間領域サンプル（指標０乃至３４８）に拡張され、ビン０（ｄｃ）が１７４番目のサンプル（ビン１７４）に巡回シフトされる。これにより、予め拡張されたＩＦＦＴのスタートサンプルが記号パルスの中心基準点に配置されるため、巡回拡張後のパルスの整形に柔軟性が得られる。図６はＯＦＤＭ復調に用いるウィンドウ関数ｗを図示する。送信機は根ナイキスト二乗余弦ウィンドウにより３４９サンプルの記号の端部にテイパーを与える。これらの記号は出力サンプルの流れに順次オーバーラップするよう付加されるため、新しい各記号の間隔が２７０個のサンプルになっている。

次のＯＦＤＭ記号を処理するために、スリップバッファは、スリップバッファにより必要とされる合計４８４個のサンプルとして、拡張されテイパー部分を含む１記号時間（３４９サンプル）に、ハーフオフ（half-off）記号タイミングによるあいまい性解消のための半記号遅延（１３５サンプル）を加えた時間に等しい多数のサンプルの時系列を編成する必要がある。アルゴリズムが新しい各記号を処理するにつれて、別の２７０個（±スリップ）の入力サンプルがこのバッファにシフトされる。

その後、バッファ内の４８４個のサンプルが端数サンプル補間値（sampoffraction）を用いて補間されることにより補間済みの４８４個のサンプルのベクトルが形成され、後で記号が復調される。sampoffractionの補間はスリップバッファを離散的サンプル位置間の時間オフセットで調整するために必要であるが、その理由はサンプルスリップ全体が十分な時間分解能を持たないためである。

補間フィルタを構成するに当たり便宜上、新しい合計４９０個のサンプルにつき４８４サンプルのバッファの各端部に３個の０値サンプルが付加される。これはサンプルスリップバッファ及び端数補間器ブロック１８４で行われる。最初の補間済み出力サンプルを得るために、７タップのＦＩＲフィルタを重畳して、バッファをバッファの最初の７個のサンプルと一致する７個のタップでスタートさせる。重畳はＦＩＲフィルタのタップをデジタル入力信号（この場合４９０サンプルのバッファ）にわたり重みが変化するウィンドーとして適用する公知のプロセスである。フィルタは、フィルタの７個のタップがバッファの最後の７個のサンプルに一致する最後の補間済みサンプルが得られるまで増分毎に新しい補間済みサンプルをバッファが発生するよう進行する。４９０サンプルの出力ベクトルは補間フィルタのスパンにより入力より６サンプルだけ少ないため、各端部に詰め込まれた３個の０値サンプルがなくなり、４８４サンプルのベクトルが発生する。

その後、４８４サンプルバッファはハーフオフ記号を表すセグメント（ブロック１８８を出るライン１９０上）と、オンタイム記号を表すセグメント（ライン１９２上）の２つのセグメントに分割される。最初の（最も古い）３４９サンプルはハーフオフ記号として一群を形成し、一方、最後の３４９サンプル（ハーフオフよりも１３５サンプルだけ前方）はオンタイム記号として一群を形成する。中間のサンプルはオンタイム記号とハーフタイム記号の両方とオーバーラップすることに注意されたい。

入力サンプルの時系列から次組の入力サンプルを取り出し、後で復調するためてこれらのサンプルをに補間するアルゴリズムについて次に説明する。信号入力はサンプルが０からｎの数であると仮定して半無限の複素サンプル時系列sigである。整数変数sampindxは前の記号のスタート時のサンプル指標であり、slipはこの次の記号につきバッファ内でスリップする計算される整数のサンプル（最初の捕捉後は公称０である）であり、sampoffractionはこの次の記号の端数サンプルスリップ値である。ベクトルsymsampsextは後で復調される出力である。
サンプルスリップバッファ及び端数補間のためのアルゴリズムは、

ブロック１９４及び１９６で示すように、オンタイム記号サンプルと遅延済みハーフオフ記号サンプルの両方にウィンドウ／フォールド機能が適用される。３４９個のサンプルは、下記の計算式のように、予め蓄積されたウィンドウ関数w(k)を用いて最初にウィンドウ処理を施される。
予め蓄積されたウィンドウサンプルw(k)を発生させる。

BPSK、メインキャリアCAR及び遅延済みハーフオフBPSKhの復調された記号値はウィンドウ処理（ブロック１９８、２００及び２０２で示す）と適当な記号サンプルsymsampsを折り畳んだ後計算される。CARはアナログ変調済みキャリアである。BPSK及びBPSKhはアナログ変調済みキャリアに隣接するサブキャリアである。

メインキャリアCARは複素サンプルをただ加算するだけで復調されるが、BPSK及びBPSKhは最初のＤＦＴビンを表す複素フェーザによりベクトル乗算する必要がある。サンプルのベクトルsymsampsは後でＯＦＤＭ復調、BPSK処理及びオプションとしてのフラットフェード補償アルゴリズムにおいて使用される外部出力である。BPSK及びCARの値は記号追跡機能に用いるために利用可能である。アルゴリズムは下記のように要約される。
記号CAR、BPSK、BPSKhを変調するアルゴリズム
外部出力のためにオンタイムsymsamps及び記号CAR及びBPSKを計算する。

記号タイミングエラーは復調済みBPSK記号から抽出される。±１サブキャリア位置にあるサブキャリアのBPSK記号は下記の通りである。

ｎ番目の復調済みBPSK記号は下記のように抽出される。

上式において、ｙ＝BPSK記号の虚数部に課される情報

BPSK記号から推定されるタイミングエラーは下記のように計算可能である。

図７にタイミングエラーの関数としてのこのエラー信号を図示する。図８は１記号時間にわたるエラー検知器特性対タイミングエラーの関係であり、ハーフオフあいまい性を示す。

このタイミングメトリックスは、２つの安定点（正の勾配を有する０交差点）（常態及びハーフオフと呼ぶ）を有することを考えるのが重要である。しかしながら、タイミングエラーが大きい時は隣接する記号とのオーバーラップを補償しなかった。これはBPSK(n)の大きさの二乗値を減少する効果があるであろう。この特性はハーフオフ記号タイミングエラー状態を判定するために使用するパラメータdiffの計算に利用される。変数diffはオンタイムBPSK記号とハーフオフBPSK記号のエネルギー間の差をフィルタリング及び規準化した値を示す。

オンタイム状態は正のdiff値を発生させ、ハーフオフ状態は負のdiff値を発生させる。diffのこの特性を用いてハーフオフ記号タイミングエラーのあいまい性を解消する。

この例におけるタイミングエラーのさらに有用な式を抽出することができる。タイミングエラーの単位は１２８／πを乗算することによりラジアンから信号サンプルへ変換される。この値を記号の大きさの二乗で規準化する必要があるが、信号入力が失われるかまたは小さい時にこのエラーを抑制するためにはこの量sympeakholdの長期間ピークで規準化するのが好ましい。さらに、信号が有効であることが分かる前に、ハーフオフあいまい性が解消されるまでオンタイム及びハーフオフBPSK値の両方を使用する必要がある。従って、サンプルタイミングエラーsamperrの下式を記号追跡ＰＬＬに使用する。

samperrの計算に必要な内部及び条件付ループパラメータの一部は下記のアルゴリズムにより計算される。
入力信号が有効である時条件付ループパラメータを更新するためのアルゴリズム
信号の減衰時にフライホイールさせるためにsympeakhold及びvalidsiginを計算する。

入力信号が有効（validsigin＝１）であればループパラメータを更新するための上述のアルゴリズムは下記のように要約される。Sympeakholdを、ブロック２０４で示すように、BPSKまたはBPSKh値の何れかの大きさの二乗の最大値または前のsympeakhold値のフィルタリング済み減衰値として計算する。現在の記号の単にエネルギーでなくてsympeakholdを用いると、samperr計算におけるノイズ及びフェージングの影響が軽減される。

これは短期間の減衰にわたるそのフライホイール特性として使用される。入力信号は、メインキャリアの実数部と虚数部の比率が受け入れ可能なレンジ内にあれば、ブロック２０６で示すように有効である（validsigin＝１）と判定される。その後、diff信号は上述したように更新され、捕捉タイミングが時間通りであるかまたはハーフオフあいまい性が検知されているかを判定するためにしきい値と比較される（ブロック２０８）。ハーフオフ状態が検知されると、後述する後続のアルゴリズム部分においてスリップバッファをこの記号に対して補正するべくサンプルスリップhalfoff調整値が１３５サンプルに設定される。その後、サンプルエラーsamperrが前述したように計算される（ブロック２１０）。enabletrack値（ブロック２１２）はvalidsigin＝１の状態が初めて発生したか否かを判定するために使用される。enabletrack＝０であれば、ブロック２１３に示すようにenabletrack、samperrmag、g及びg2の値が初期化され、追跡が開始される。値g及びg2はループ利得を適応制御するために使用される。ハーフオフ記号タイミングのあいまい性はvalidsigin、diff、validsigout及びhalfadjの処理で解消される。

入力サンプルスリップバッファ及び端数補間器へフィードバックするsampoffraction（スリップバッファにおけるタイミング調整のための端数サンプル）及びslip（スリップバッファにおけるタイミング調整のための整数サンプル）を抽出するための残りのループのパラメータは下記のアルゴリズムにより計算される。
sampoffraction及びslipのループパラメータを計算するアルゴリズム

サンプルスリップバッファ及び補間器へフィードバックするsampoffractionとslipを計算する。

入力サンプルバッファ及び端数補間器へフィードバックするsampoffraction及びslipの値を計算するアルゴリズムは下記のように要約される。ブロック２１４で示すように、適応ループ利得gはフィルタリング済みサンプルエラー信号samperrの絶対値の関数として定義される。このフィルタリングは中間ＩＩＲフィルタリング済み信号samperrfilt（フィルタリング済みsamperr）及びsamperrfiltmag（samperrfiltの大きさのフィルタリング）より行われる。これは大きなサンプルタイミングエラーが一貫して検知される時にループ利得を増加する効果がある。絶対値をとる前にsamperrに最初にフィルタリングを施す理由はランダムタイミングノイズに対する適応利得を減感するためであり、このタイミングエラーsamperrmagの絶対値はより持続的なタイミングエラーバイアスを示す。従って、利得はランダムノイズの変動によるのではなくてタイミングエラーが持続的である時に増加する。

本発明は必要と見做す時に記号タイミングを自律的に捕捉及び再捕捉するため、外部制御が不要である。これは初期化したg、g2、enabletrack、samperrmagにより行われ、ブロック２１２において最初の有効宣言があると初期化する。また、適応利得g及びg2で行われる。従って、これを自律的に動作させるよう協働し相互作用する幾つかの成分が存在する。適応利得g及びg2は捕捉後直ちに迅速な追跡を可能にし、その後、利得が減少すると（ループ帯域幅が狭くなると）定常状態の後追跡エラーを減少させる。これは長い時定数について推定するためにノイズの多いサンプルを平均することによりエラーを減少させる。これは、内部タイミング追跡エラーの代わりにsamperrfilt及びsamperrfiltmagが使用されるsampoffraction及びslipのアルゴリズムにおいて特異な形で行われ、その後、より正確な追跡を行うためにループ利得を適応的に調整するべく使用される。

適応ループ利得g2は捕捉時の初期化値から減衰する値として定義されるに過ぎない。slope（ブロック２１６）は位相エラーの代わりに記号タイミング周波数または位相勾配（もし存在すれば）を追跡するために使用される。このslopeは二次ＰＬＬ特性を発生させるsamperrのフィルタリング済みバージョンである。その後、記号タイミングエラー補正値sampoffが、ブロック２１８において、その前の値、適応利得gの二乗により重み付けされたこの記号samperrの（ノイズの多い）サンプルエラー推定値及び勾配（周波数エラー）の積分された（蓄積された）関数として計算される。このsampoff値は整数部slipプラス端数部sampoffractionとして分離される。slipのこの値はさらに、上述したようにhalfadj値により調整される。slip値は入力スリップバッファの調整に使用され、sampoffraction値は入力サンプル補間器を調整するが、これらは共に前述したものである。これによりフィードバックループが閉じ、記号タイミングが最終的に捕捉され追跡されてＯＦＤＭ復調の通常同期動作が得られる。slopeを計算すると信号の減衰時にフライホイール機能が可能となる。大きな数を回避するため、絶対サンプル指標の代わりに公称モジュロ２７０（記号毎のサンプル数）からのエラーを用いただけである。

このアルゴリズムはそれ自体の決定した記号レートで動作するが、記号追跡機能を非同期的にコールすることにより利用可能になれば如何なる新しい入力サンプルでも処理し、適当数の出力記号があればそれを出力することが可能である。このアルゴリズムは全ての変数を０に初期化するように設計されるが、これは前の値が予想される巡回フィルタに用いる一部の変数に特に重要である。ウィンドウ係数及びBPSK復調に用いる複素指数のベクトルを予め計算し記憶させて計算効率を高める必要がある。捕捉または再捕捉が必要に応じて自律的に起こるため、外部からの制御は不要である。

記号追跡アルゴリズムは二次位相ロックループ（ＰＬＬ）として働く。位相エラーまたは記号タイミングエラーは復調済みBPSK記号出力から抽出され、タイミングエラーが小さい時にこのエラーにほぼ比例するエラー信号を発生させる。このタイプの位相検知器はオンタイム記号追跡状態とハーフオフ記号追跡状態とを高い信頼度で識別できないため、記号追跡アルゴリズム内にこのあいまい性を解消するためのさらに別の機能が付与される。ループフィルタは適応性を有するが、その理由は利得が追跡状態の関数として動的に調整されるからである。これにより、ＰＬＬは信号存在時に捕捉及び追跡を迅速に行い、信号消滅時に惰走することが可能となる。ループフィルタの出力は各記号期間について記号タイミング調整値を抽出するために使用される。このタイミング調整値は整数及び端数サンプルエラー値の両方より成って、スリップバッファの調整に利用され、端数補間器が入力サンプルに作用する。タイミングエラー推定値のこの負のフィードバックによりタイミングエラーは受け入れ可能な小さい値に収まり、正確な追跡が行われる。

図９は捕捉及び追跡時の記号タイミングエラーの一例を示す。図９は記号タイミング捕捉及び追跡性能を示す。これは、キャリア対ノイズ密度比が中位の７０ｄＢ／Ｈｚである１対の−２０ｄＢの最初の隣接する干渉体がある典型的なキャリア周波数エラーのシミュレーション例である。初期記号タイミングエラーは２０サンプルオフセットに設定された。このタイミングエラーは約１２記号時間の後、復調を開始できるほど十分に小さくなり、適応ループ利得機能により約２０記号時間の後、小さい追跡エラーに落ち着く。

本発明はＨＤラジオ（登録商標）ＡＭ受信機モデムの記号捕捉及び追跡アルゴリズムを提供する。図示説明した機能は１またはそれ以上のプロセッサ及び／または特定用途集積回路を含む（それに限定されない）公知の回路コンポーネントを用いて実現可能である。このアルゴリズムはキャリアの捕捉及び追跡後であってモデム内の等価アルゴリズムの前に使用される。この記号追跡アルゴリズムはまた、記号追跡ループ内の端数サンプルタイミングエラーの位相補償を行い、後続のＯＦＤＭＦＦＴ復調後のサブキャリアにわたる位相勾配補正を不要にする。シミュレーション結果は受信機環境で経験することが可能な典型的なノイズ及び干渉状態の下で良好な性能を発揮することを示している。記号追跡性能は状態がエラー補正を伴うデジタル信号の復号を可能にする時はいつも良好であることを示している。従って、記号追跡はデジタルカバレージにつき決して限定要因とならなかった。この記号追跡アルゴリズムを用いる受信機の予備的な現場テストはシミュレーション結果を確認するものであった。

本発明を幾つかの例に関連して説明したが、当業者には頭書の特許請求の範囲に記載した発明の範囲から逸脱することなく図示説明した例にとって幾つかの変形例及び設計変更が可能であることが明らかになるであろう。

ＡＭハイブリッドＩＢＯＣ信号のスペクトル図である。ＡＭ全デジタルＩＢＯＣ信号のスペクトル図である。ＡＭＩＢＯＣ受信機の機能的ブロック図である。ＡＭＩＢＯＣ受信機のモデムのブロック図である。本発明の記号追跡アルゴリズムの機能的ブロック図である。ＯＦＤＭ復調に用いるウィンドウ機能を図示する。エラー検知器特性対タイミングエラーの関係を図示する。捕捉及び追跡時における記号タイミングエラーを図示する。捕捉及び追跡例において対象となるいくつかの信号を図示する。

Claims

ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機の記号追跡方法であって、
時間領域サンプルの流れを受信し、
各記号期間の記号タイミング調整値に応答して記号時間プラス半記号遅延に等しい１組の時間領域サンプルを編成し、
時間領域サンプルを補間し、
補間済み時間領域サンプルをハーフオフ記号を表す第１群のサンプルと、オンタイム記号を表す第２群のサンプルとにパーティンショニングし、
第１群及び第２群のサンプルを処理して記号タイミング調整値を発生させ、
オンタイム記号を表す第２群のサンプルを記号レートで出力するステップより成る、ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機の記号追跡方法。
第１及び第２群のサンプルはオーバーラップする請求項１の方法。
記号タイミング調整値は端数補間制御値を含む請求項１又は２の方法。
ウィンドウ／フォールド機能をオンタイム記号サンプルと、ハーフオフ記号サンプルとの両方に適用するステップをさらに含む請求項１乃至３のうち任意の一項の方法。
時間領域サンプルの流れはメインキャリア及び１対のＢＰＳＫサブキャリアの上で受信され、さらに、メインキャリア及びＢＰＳＫサブキャリアの記号値を復調するステップを含む請求項１乃至４のうち任意の一項の方法。
復調済みＢＰＳＫ記号から記号タイミングエラーを抽出するステップをさらに含む請求項５の方法。
ハーフオフ記号タイミングエラーのあいまい性を解消するステップをさらに含む請求項６の方法。
記号ピーク値を用いて記号タイミングエラーを規準化するステップをさらに含む請求項６の方法。
処理ステップにおいてループ利得を適応制御するステップをさらに含む請求項１乃至８のうち任意の一項の方法。
処理ステップにおいて勾配変数を計算するステップをさらに含む請求項１乃至９のうち任意の一項の方法。
ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機の記号追跡装置であって、
時間領域サンプルの流れを受信する入力と、
各記号期間の記号タイミング調整値に応答して記号時間プラス半記号遅延に等しい１組の時間領域サンプルを編成し、時間領域サンプルを補間し、補間済み時間領域サンプルをハーフオフ記号を表す第１群のサンプルと、オンタイム記号を表す第２群のサンプルとにパーティンショニングし、第１群及び第２群のサンプルを処理して記号タイミング調整値を発生させるプロセッサと、
オンタイム記号を表す第２群のサンプルを記号レートで出力する出力とより成る、ＡＭインバンド・オンチャンネルラジオ受信機の記号追跡装置。