TWI430625B - 調幅帶內同頻無線電接收器之載波追蹤 - Google Patents

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Description

調幅帶內同頻無線電接收器之載波追蹤
本發明係關於無線電廣播，且更特定言之係關於在供一帶內同頻數位廣播系統使用之接收器中追蹤載波信號之方法及裝置。
帶內同頻(IBOC)數位廣播系統在一標準調幅廣播通道中同時廣播類比信號與數位信號。一種調幅IBOC系統在美國專利第5,588,022號中予以描述。該廣播信號包括具有第一頻譜之經調幅的射頻信號。該經調幅的射頻信號包括由一類比程式信號調變之第一載波。該信號亦包括在涵蓋第一頻譜之頻寬內經數位調變的複數個次載波。經數位調變之次載波中的每一者由一數位信號調變。第一組經數位調變之次載波位於第一頻譜內且以與第一載波信號正交之方式調變。第二組及第三組經數位調變之次載波位於第一頻譜外且以同時與第一載波信號同相及正交之方式調變。將次載波分成第一、第二及第三分區。一些次載波為互補次載波。
在解調變接收到的信號前必須在接收器中獲取及追蹤次載波。儘管現有載波追蹤演算法之效能被認為相當有效，但其難以在追蹤演算法內之所有可能追蹤模式及邏輯條件下在不進行大量模擬及驗證的情況下進行分析或修改。
因此，需要較為簡單的載波追蹤方法，該載波追蹤方法可自動操作而無需明確獲取或粗略/寬頻帶/窄頻帶追蹤控制。
本發明提供一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行載波追蹤之方法。該方法包含步驟：接收一輸入信號；回應於一振盪器控制信號而產生一區域振盪器信號；將該輸入信號與一區域振盪器信號混合以產生一第一信號；濾波該第一信號以在一抽取樣本率下產生一經濾波的第一信號；偵測該經濾波的第一信號之相位誤差及頻率誤差，該經濾波的第一信號經正規化以減輕信號衰落效應；及使用一自適應迴路濾波器以回應於該經濾波的第一信號之相位誤差及頻率誤差而產生該振盪器控制信號。亦提供一執行該方法之裝置。
在另一態樣中，本發明提供一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行載波追蹤之裝置。該裝置包含一輸入，其用於接收一輸入信號；一區域振盪器，其用於回應於一振盪器控制信號而產生一區域振盪器信號；一混頻器，其用於將該輸入信號與一區域振盪器信號混合以產生一第一信號；一濾波器，其用於濾波該第一信號以在一抽取樣本率下產生一經濾波的第一信號；一偵測器，其用於偵測該經濾波的第一信號之相位誤差及頻率誤差，其中該經濾波的第一信號經正規化以減輕信號衰落效應；及一自適應迴路濾波器，其用於回應於該經濾波的第一信號之相位誤差及頻率誤差而產生該振盪器控制信號。
本發明提供一種用於調幅HD RadioT M 接收器之載波追蹤的方法。欲使其適用於所有調幅模式，包括類比解調變。
參看諸圖，圖1為一調幅混合IBOC信號之頻譜圖。調幅混合IBOC波形10包括習知調幅類比信號12(頻寬限於約±5 kHz)以及傳輸於調幅信號下方之接近30 kHz寬的數位音訊廣播(DAB)信號14。在具有一約30 kHz之頻寬的通道16內含有該頻譜。該通道被分成中心頻帶18，及上頻帶20及下頻帶22。該中心頻帶為約10 kHz寬且涵蓋位於通道中心頻率fo 之約±5 kHz內的頻率。上旁頻帶自距中心頻率約＋5 kHz處延伸至距中心頻率約＋15 kHz處。下旁頻帶自距中心頻率約－5 kHz處延伸至距中心頻率約－15 kHz處。
在本發明之一實施例中，調幅混合IBOC DAB信號格式包含經類比調變的載波信號24加上間隔為約181.7 Hz之162個OFDM次載波位置，其中跨越中心頻帶與上旁頻帶及下旁頻帶。代表音訊信號或資料信號(程式資料)之編碼數位資訊傳輸於次載波上。歸因於符號之間的保護時間，符號率小於次載波間隔。
如圖1中所示，該上旁頻帶被分成第一分區26及第二分區28，且該下旁頻帶被分成第一分區30及第二分區32。在第一分區及第二分區中在主機類比信號之任一側上，以及在第三分區34中在主機類比信號下方傳輸數位信號。第三分區34可考慮包括複數個次載波組，在圖1中標註為36、38、40及42。位於通道中心附近之第三分區內的次載波稱作內次載波且位於遠離通道中心之第三分區內的次載波稱作外次載波。在該實例中，將組38及40中之內次載波的功率位準展示成隨與中心頻率間隔開之頻率而線性減少。在第三旁頻帶中，其餘組次載波36及42具有大體恆定的功率位準。
圖1亦展示用於系統控制之兩個參考次載波44及46，其位於緊鄰經類比調變的載波之第一次載波位置處且具有固定在不同於其他旁頻帶之值下的功率位準。
在頻率fo 處，中心載波24未經QAM調變，但載運經類比調幅的主要載波。同步次載波44及控制次載波46以與載波正交之方式進行調變。用QPSK調變在調幅載波之任一側上位於指定為2至26及－2至－26之位置處的第三分區其餘次載波。代表性次載波位置由圖1中所示之次載波指數識別。在中心頻率之任一側上，在位置2至26及－2至－26處之次載波稱作第三次載波且以互補對之方式來傳輸，以使得所得經調變DAB信號與經類比調變的調幅信號正交。在一調幅IBOC DAB系統中對互補次載波對的使用在美國專利第5,859,876號中予以展示。同步次載波44及控制次載波46亦調變為一互補對。
雙旁頻帶(DSB)類比調幅信號佔用±5 kHz區域中之頻寬。下第三分區及上第三分區分別佔用自約0至約－5 kHz區域及自約0至約＋5 kHz區域的次頻帶。此等第三分區彼此為負的複共軛且特徵為互補。該互補性質在類比第三信號與數位第三信號之間保持正交關係以使得該等信號可在一接收器中分離，而現有習知接收器仍可接收類比調幅信號。必須互補組合第三分區以擷取數位信號同時取消類比串擾。第二分區亦具有互補性質，所以可根據干擾條件及音訊頻寬獨立地或在互補組合後在接收器上處理該等第二分區。第一分區係獨立地被傳輸的。
圖2為一全數位IBOC信號50之頻譜圖。中心頻帶52次載波之功率相對於圖1之混合格式有所增加。此外，位於位置－1及＋1處的兩個次載波54及56使用二元移相鍵控以傳輸計時資訊。核心上旁頻帶58包含在位置2至26處的載波，且核心下旁頻帶60包含在位置－2至－26處的次載波。旁頻帶58及60形成第一分區。額外增強次載波之兩個組62及64分別佔用位置27至54及－54至－27。組62形成第二分區且組64形成第三分區。除了用延遲及數位編碼式調諧及備用版本程式資料來取代調幅信號以外，圖2之全數位格式非常類似於混合格式。中心頻帶使用混合格式與全數位格式而佔用大致相同的頻譜位置。在全數位格式中，存在組合調諧及備用版本來傳輸主要版本程式資料之兩個選項。該全數位系統經設計以被約束於±10 kHz之通道中心頻率fo 內，其中在±5 kHz之fo 內傳輸主要音訊資訊，且以較低功率位準在外展至±10 kHz之通道遮罩翼(wing)中傳輸較不重要的音訊資訊。該格式慮及信號之適度降級同時增加覆蓋區域。該全數位系統在±5 kHz保護區域內載運一數位時間分集調諧及備用通道(假定數位音訊壓縮能夠在受保護之±5 kHz內遞送主要備用信號與音訊備用信號)。全數位系統之調變特徵係基於調幅IBOC混合系統。
該全數位IBOC信號包括在±5 kHz區域中之一對第一分區、在－5 kHz至－10 kHz區域中之一第二分區，及在＋5 kHz至＋10 kHz區域中之一第三分區。該全數位信號不具有類比分量，且所有分區被獨立傳輸(亦即，該等分區不互補)。
圖3為根據本發明建構之IBOC接收器84的功能方塊圖。在天線86上接收IBOC信號。帶通預選濾波器88傳遞相關頻帶，包括頻率fc 下之所要信號，但拒絕在fc －2fi f 下的影像信號(由於一低旁瓣注入區域振盪器)。低雜訊放大器90放大信號。在混頻器92中將該經放大的信號與由可調諧區域振盪器96提供於線94上之區域振盪器信號fI o 混合。此方式在線98上產生和(fc ＋fI o )信號及差(fc －fI o )信號。中頻濾波器100傳遞中頻信號fi f 且衰減相關經調變信號之頻寬外部的頻率。類比數位轉換器102使用時脈信號fs 操作以在速率fs 下在線104上產生數位樣本。數位降頻轉換器106移頻、濾波及抽取信號以在線108及110上產生較低樣本率的同相及正交信號。接著，基於數位信號處理器之解調變器112提供額外信號處理以在線114上為輸出設備116產生輸出信號。
圖3中之接收器包括一根據本發明建構的數據機。圖4為調幅HD RadioT M 數據機130之功能方塊圖，其展示本發明之載波追蹤的功能位置。線132上來自數位降頻轉換器之輸入信號經受載波追蹤及自動增益控制，如區塊134中所示。線136上的所得信號經受符號追蹤演算法138，該演算法在線140及142上產生BPSK信號、在線144上產生符號向量(時域)且在線146上產生經類比調變的載波。如區塊148中所示，BPSK處理產生被其他區塊中所說明之功能使用的區塊/訊框同步及模式控制資訊150。OFDM解調變器152解調變時域符號向量以在線154上產生頻域符號向量。
等化器156組合BPSK與載波信號而處理頻域符號向量以在線158上產生等化信號且在線160上產生通道狀態資訊。此等信號經處理以產生分支度量162、在解交錯器164中解交錯，且在解訊框器166中經映射以在線168上產生軟決策位元。維特比(Viterbi)解碼器170處理該等軟決策位元以在線172上產生經解碼的程式資料單元。
本發明係關於圖4之區塊134中的載波追蹤功能。圖5為調幅載波追蹤鎖頻/鎖相迴路(FPLL)之功能方塊圖。藉由在線186上使用來自頻率及鎖相數字控制式振盪器(NCO)188之輸出信號 NCO n ，來將在線182上包含一時域樣本流之輸入信號 sig n 在混頻器184中混合至dc，以在線190上產生信號 mult n 。該 mult 信號為混合至dc的信號。
下標 n 表示輸入樣本率下第n th 個樣本指數。經由在乘法器196中將 mult n 乘以線194上之增益控制信號 sgain nDF ，來獲得線192上之輸出 sigdc n 。下標 nDF 表示在抽取濾波器(9因子抽取)後的樣本指數。
閉合迴路處理以信號 mult n 開始且產生 sig n 之下一輸入樣本的 NCO n 值。NCO包含相位累加器198及用於計算複數相量 e －j．theta 之處理器200。 dtheta nDF 之NCO輸入值(以弧度為單位，初始化為零)經累加以在線202上產生 theta n 。在將輸入信號混合至dc後獲得FPLL輸出 sigdc n ，接著乘以增益控制值 sgain n (隨後在迴路中計算，初始化為零)，其試圖以量值一維持主要載波。該過程可概述為："使用輸入信號 sig 及 輸出樣本 sigdc 計算第一信號變數" theta(n) ＝ theta(n－1) ＋ dtheta(n－1) ；"在第一迭代中將dtheta 、theta 初始化為0" NCO(n) ＝ exp{－j．theta(n)} ；"計算共軛相量值" mult(n) ＝ sig(N)．NCO(n) ；"輸入信號變換至dc" sigdc(n) ＝ mult(n)．sgain ；"用agc計算輸出樣本(載波mag＝1)"。
如區塊204中所示，藉由使用45－分接頭(tap)FIR濾波器LPF1，對信號 mult n 進行濾波且用因子9進行抽取(抽取樣本率為約5168 Hz＝44100*15/128)，進而在線206上產生經濾波的樣本 multfilt nDF 。濾波器LPF1將 multfilt nDF 之頻寬限於約±2 kHz。此方式減少干擾效應且允許一些隨後操作以使用抽取指數為 nDF 而不是n 之抽取速率進行操作。將信號 multfilt 輸入至頻率偵測器208、相位偵測器210及增益控制函數212以計算 cmaghold nS 及 sgain nDF 。指數 nS 表示：用來自第一抽取濾波器速率 nDF 之因子30進行抽取之符號率下的樣本。抽取濾波器係數可計算為如下："計算及預儲存抽取濾波器LPF1之係數" ；k ＝0...44"正規化單位dc增益""計算LPF1之輸出(用9進行抽取)"；"應用LPF1(9因子抽取)"
相位偵測器估計樣本相位誤差(以弧度為單位)，而頻率偵測器估計每一對LPF1經抽取樣本 multfilt nDF 之間的相位差(以弧度為單位)。在線214及216上複樣本之相位或頻率估計取決於藉由將虛分量除以其量值而近似得到並被傳遞至迴路濾波器218之小角度。代替瞬時樣本量值而使用值 cmaghold nS 以允許偵測器遍及信號衰落進行"規整(flywheel)"，其中該量值通常為小的，且具有較大的相位雜訊。以抽取樣本率計算相位及頻率偵測器估計如下： ；其中＊ 為複共軛。
在符號率下更新增益控制變數 symbolmag 、 cmag 及 cmaghold ，且該等變數源自於30個樣本之經抽取的濾波器輸出組。變數 cmaghold nS 表示一先前符號之平均量值且用於相位及頻率估計器中。變數 sgain nDF 在抽取速率(指數 nDF )下被更新且用以定標輸出信號之位準。 sgain nDF 之自動增益控制(agc)動作用以使主要載波保持在量值一。在該實例中，增益控制變數可計算為：；"在符號率下更新"；"在符號率下更新"；"在符號率下更新"；"在抽取速率下更新"。
本發明之載波追蹤使用一自適應第三級鎖頻/鎖相迴路(FPLL)。在自初始頻率獲取至窄頻帶追蹤的整個操作範圍上維持一接近恆定之阻尼因子的方式下，該迴路之增益為自適應的。該特徵確保閉合迴路穩定性同時不斷最大化追蹤效能而不會產生過度突增。頻率偵測器在獲取期間有效地用以將FPLL快速帶入相位獲取範圍內。初始獲取可獲取達到至少2000 Hz的初始頻率偏移。
使用經設計以獨立於符號同步之方式來操作的演算法來建構載波追蹤，此係因為該等操作是基於逐樣本(270個樣本/符號)而以約46,512 Hz(44100*135/128)之樣本率來執行的。此方式排除了對外部同步(例如，符號時脈或FFT鎖定狀態等)之需要。
在圖6中展示迴路濾波器218之細節。如區塊220中所示，迴路濾波器以使一接近恆定之阻尼因子維持在一的方式而自適應地調整其增益。該增益為輸入相位偏離或頻率誤差之函數，且用以在充分鎖相時促進快速獲取及慢速追蹤。將自適應迴路增益( g )導出作為內部估計所得之相位誤差偏離量值( biasmag )之函數，其提供用於控制增益的適當度量。下文論述迴路濾波器參數之細節及分析。該等輸入為經估計之頻率及相位偵測器值。222上之輸出為NCO之相位增量 dtheta nDF 。在抽取速率(指數 nDF )下執行所有函數。在計算 cmaghold nDF 之第一符號輸出值後，將所有變數初始化為零(除將 biasmag nDF 初始化為1外)。
圖6為自適應迴路濾波器(使用一浮點建構例)之功能方塊圖。一新穎的相位平滑特徵產生了取消信號 dphi nDF (在線224上)，該信號用以減少存在於輸出 dtheta nDF 中之相位雜訊。該相位雜訊減少技術亦產生用以穩定迴路之另一變數 phi nDF (在線226上)。實際上，因為自 dtheta nDF 輸出中取消之雜訊在其對 dtheta nDF 沒有顯著影響後之時間點被重新插入至迴路中，所以迴路穩定性如同雜訊減少濾波器不存在般地操作。該額外穩定性(大致)取消了由 dphi nDF 取消而引起之額外迴路濾波效應。
將自適應迴路增益參數g 計算為頻率及相位偵測器值之函數。首先估計一相位誤差偏離以判定迴路處於獲取模式(大 biasmag nDF )還是追蹤(小 biasmag nDF )中。相位誤差 phdet nDF 之計算值由 phi nDF 調整以用於穩定性補償(由如求和點228說明)，且用於以下演算法中以計算g 之自適應值。
"計算自適應迴路增益參數g " phdetphi(nDF) ＝ phdet(nDF) － phi(nDF － 1) ；" dphi 之穩定性補償"；"在濾波後相位偏離估計"；"濾波器偏離量值"；"計算1 /32<＝ g <＝1 "。
其次，計算其餘迴路濾波器參數。該迴路濾波器計算線230及232上的第一濾波器輸出 filt1 nDF 及第二濾波器輸出 filt2 nDF 。此等信號用以計算 dtheta nDF 之下一值，該值使用以下演算法判定NCO 樣本之相位增量。
"計算迴路輸出 dtheta 、抽取樣本率nDF "；"第一級迴路參數" phiprev ＝ phi ；"保存微分 dphi 之先前值"；"小角度之穩定性補償" dphi ＝ phiprev － phi ；"相位雜訊估計(負數)"；"第二級迴路濾波器""自迴路濾波器(具＋－1531 Hz的限值)及相位雜訊取消 dphi 計算 dtheha "；"NCO之相位增量"。
接著描述迴路參數的導出。在穩定狀態操作中使用PLL 之理想線性模型近似法以最習知的方式分析PLL 之穩定性、阻尼因子及其他效能參數。該線性模型允許習知伺服控制理論分析技術來判定適當設計參數(尤其對於迴路濾波器)，以在操作中控制穩定性及效能。圖7中所示之該模型描述頻率(以弧度/秒為單位)及信號值(以伏特為單位)。
圖7為可用於判定增益值之PLL 的簡化線性模型。分析之目標係為增益參數 a 及 b 判定適當值。然而，對於該分析，吾人將以整個分析中判定所得之 a 及 b 的導出值開始，且接著用此等假定值表徵所得PLL 效能。以下為PLL 線性模型分析的簡要概述。
參看圖7，用 Kd ＝1 伏特/弧度之增益設計相位偵測器250，包括具有增益 Kd 之放大器252。設計用於 Ko ＝ fs 弧度/秒－伏特之增益的NCO 254。兩個因子 Kd 及 Ko 可習知表達成參數 K ＝ fs 。
PLL之線性模型的閉合迴路轉移函數 H(s) 可用以分析效能及穩定性。使用拉普拉斯(Laplace)變換技術最佳地描述該轉移函數。亦即， 其中 F(s) 為嵌入的迴路濾波器轉移函數。一理想第二級迴路濾波器具有轉移函數
對迴路濾波器之習知分析就時間常數 τ1 及 τ2 描述PLL之重要特徵。此等時間常數係關於用理想第二級PLL中所用之RC組件來建構之迴路濾波器的積分器及增益分量的性質。在圖8及圖9中說明此等時間常數與其數位等效值之間的關係。假定迴路濾波器中積分器之樣本率為 fsd ，其相對於FPLL信號輸入/輸出樣本率 fs 用因子9進行抽取。
圖8為說明類比RC時間常數之示意圖。在圖8中，時間常數為：τ 1 ＝ R1．C , 且τ 2 ＝ R2．C.
圖9為說明等效數位時間常數之示意圖。在圖9中，時間常數為： 所得對於PLL之轉移函數現可重寫為 此外，該轉移函數可在伺服術語中描述為 其中ω n 為固有頻率且ζ 為PLL 之阻尼因子，且
PLL之分析、設計及模擬效能提議使用所要值a ＝g/ 64 及 b ＝g 2 / 1024 。選擇此等值作為可控制迴路增益參數g 之函數，該函數允許迴路進行快速獲取接著進行平穩追蹤。g 之平方用於第二級濾波器中以便在g 變化時維持恆定阻尼因子。該關係在吾人檢視阻尼因子表達式時明顯可見。PLL固有頻率可計算為 接著，所得阻尼因子為
設定該阻尼因子使其稍微高於臨界阻尼(0.7071)，此產生最小突增之快速獲取時間。尤其重要的是，注意阻尼因子獨立於可控制迴路增益值 g 。此為將 g 用作增益 a 之乘法因子而將 g 2 用作增益 b 之乘法因子的結果。阻尼因子表達式分母中的平方根允許變數 g 取消。該特徵允許PLL連貫操作且在寬範圍的自適應增益控制上快速集中。對PLL添加頻率偵測僅在初始頻率獲取期間為有效的。
在圖10至圖13中展示本發明之模擬的效能結果。圖10展示計算所得之相位誤差。圖11展示載波量值估計。圖12展示頻率誤差。圖13展示自適應增益 g 。
先前存在之調幅載波追蹤演算法為複雜的且涉及各種模式之操作。本發明之初始分析、模擬效能及現場測試表明本發明之效能就各種通道減損及中斷方面而言為良好或更佳的。此外，在必要時最終設計可藉由參數設定來調整。
可使用已知電路組件來建構圖中所示之函數，該等電路組件包括(但不限於)一或多個處理器或特殊應用積體電路。
儘管已就若干實例描述了本發明，但熟習此項技術者將顯見在不脫離以下申請專利範圍中所陳述之本發明之範疇的情況下可對所述實例進行各種改變。
10．．．調幅混合IBOC波形
12．．．習知調幅類比信號
14．．．數位音訊廣播信號
16．．．通道
18．．．中心頻帶
20．．．上頻帶
22．．．下頻帶
24．．．經類比調變的載波信號
26．．．第一分區
28．．．第二分區
30．．．第一分區
32．．．第二分區
34．．．第三分區
36．．．次載波
38．．．次載波
40．．．次載波
42．．．次載波
44．．．同步次載波
46．．．控制次載波
50．．．全數位IBOC信號
52．．．中心頻帶
54．．．次載波
56．．．次載波
58．．．核心上旁頻帶
60．．．核心下旁頻帶
62．．．額外增強次載波組
64．．．額外增強次載波組
84．．．IBOC接收器
86．．．天線
88．．．帶通預選濾波器
90．．．低雜訊放大器
92．．．混頻器
94．．．線
96．．．可調諧區域振盪器
98．．．線
100．．．中頻濾波器
102．．．類比數位轉換器
104．．．線
106．．．數位降頻轉換器
108．．．線
110．．．線
112．．．解調變器
114．．．線
116．．．輸出設備
130．．．數據機
132．．．線
134．．．區塊
136．．．線
138．．．符號追蹤演算法
140．．．線
142．．．線
144．．．線
146．．．線
148．．．區塊
150．．．區塊/訊框同步及模式控制資訊
152．．．OFDM解調變器
154．．．線
156．．．等化器
158．．．線
160．．．線
162．．．分支度量
164．．．解交錯器
166．．．解訊框器
168．．．線
170．．．維特比(Viterbi)解碼器
172．．．線
182．．．線
184．．．混頻器
186．．．線
188．．．頻率及鎖相數字控制式振盪器(NCO)
190．．．線
192．．．線
194．．．線
196．．．乘法器
198．．．相位累加器
200．．．處理器
202．．．線
204．．．區塊
206．．．線
208．．．頻率偵測器
210．．．相位偵測器
212．．．增益控制函數
214．．．線
216．．．線
218．．．迴路濾波器
220．．．區塊
222．．．線
224．．．線
226．．．線
228．．．求和點
230．．．線
232．．．線
250．．．相位偵測器
252．．．放大器
254．．．NCO
圖1為調幅混合IBOC信號之頻譜圖。
圖2為調幅全數位IBOC信號之頻譜圖。
圖3為一調幅IBOC接收器之功能方塊圖。
圖4為用於一調幅IBOC接收器之數據機的方塊圖。
圖5為調幅載波追蹤鎖頻/鎖相迴路之功能方塊圖。
圖6為一自適應迴路濾波器之功能方塊圖。
圖7為可用於判定增益值之一鎖相迴路的線性模型。
圖8為說明類比電阻器－電容器(RC)時間常數之示意圖。
圖9為說明等效數位時間常數之示意圖。
圖10至圖13為展示本發明之模擬效能的曲線圖。
182．．．線
184．．．混頻器
186．．．線
188．．．頻率及鎖相數字控制式振盪器(NCO)
190．．．線
192．．．線
194．．．線
196．．．乘法器
198．．．相位累加器
200．．．處理器
202．．．線
204．．．區塊
206．．．線
208．．．頻率偵測器
210．．．相位偵測器
212．．．增益控制函數
214．．．線
216．．．線
218．．．迴路濾波器

Claims (21)

  1. 一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行載波追蹤之方法，該方法包含以下步驟：接收一輸入信號；回應於一振盪器控制信號而產生一區域振盪器信號；將該輸入信號與一區域振盪器信號混合以產生一第一信號；濾波該第一信號以在一抽取樣本率下產生一經濾波的第一信號；偵測該經濾波的第一信號之相位誤差及頻率誤差，該經濾波的第一信號經正規化以減輕信號衰落效應；使用一自適應迴路濾波器以回應於該經濾波的第一信號之該相位誤差及頻率誤差而產生該振盪器控制信號；回應於該經濾波的第一信號而計算一增益控制信號；及將該第一信號與該增益控制信號相乘以產生一輸出信號，其中該增益控制信號之平方被用以維持一接近恆定之阻尼因子。
  2. 如請求項1之方法，其中該自適應迴路濾波器為一自適應第三級鎖頻/鎖相迴路。
  3. 如請求項1之方法，其中該自適應迴路濾波器在自初始頻率獲取至窄頻帶追蹤的一操作範圍上維持一接近恆定之阻尼因子。
  4. 如請求項1之方法，其中該輸入信號包含複數個樣本，且如請求項1之該等步驟係基於一逐樣本的方式而執 行。
  5. 如請求項1之方法，其中該第一經濾波的信號具有一限於約±2kHz的頻寬。
  6. 如請求項1之方法，其中將一自適應迴路增益參數計算作為該偵測得的相位誤差及頻率誤差之一函數。
  7. 如請求項1之方法，其中該迴路濾波器產生一取消信號以減少該區域振盪器信號中之相位雜訊，該相位雜訊係由一比例量之一比例分量加上該迴路濾波器之積分輸出而引起。
  8. 一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行載波追蹤之方法，該方法包含以下步驟：接收一輸入信號；回應於一振盪器控制信號而產生一區域振盪器信號；將該輸入信號與一區域振盪器信號混合以產生一第一信號；濾波該第一信號以在一抽取樣本率下產生一經濾波的第一信號；偵測該經濾波的第一信號之相位誤差及頻率誤差，該經濾波的第一信號經正規化以減輕信號衰落效應；使用一自適應迴路濾波器以回應於該經濾波的第一信號之該相位誤差及頻率誤差而產生該振盪器控制信號；回應於該經濾波的第一信號而計算一增益控制信號；及將該第一信號與該增益控制信號相乘以產生一輸出信號，其中根據一經估計相位誤差偏離量值而推導該增益 控制信號。
  9. 一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行載波追蹤之方法，該方法包含以下步驟：接收一輸入信號；回應於一振盪器控制信號而產生一區域振盪器信號；將該輸入信號與一區域振盪器信號混合以產生一第一信號；濾波該第一信號以在一抽取樣本率下產生一經濾波的第一信號；偵測該經濾波的第一信號之相位誤差及頻率誤差，該經濾波的第一信號經正規化以減輕信號衰落效應；使用一自適應迴路濾波器以回應於該經濾波的第一信號之該相位誤差及頻率誤差而產生該振盪器控制信號；其中該輸入信號包含複數個樣本；及其中該偵測該經濾波的第一信號之該相位誤差及頻率誤差的步驟估計一樣本相位誤差，且估計對於該頻率誤差之每一對該等經濾波樣本之間的一相位差角。
  10. 如請求項9之方法，其中小角度係藉由將虛分量除以一量值而近似得到。
  11. 如請求項9之方法，其中一相位誤差計算值經調整以用於穩定性補償。
  12. 一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行載波追蹤之方法，該方法包含以下步驟：接收一輸入信號； 回應於一振盪器控制信號而產生一區域振盪器信號；將該輸入信號與一區域振盪器信號混合以產生一第一信號；濾波該第一信號以在一抽取樣本率下產生一經濾波的第一信號；偵測該經濾波的第一信號之相位誤差及頻率誤差，該經濾波的第一信號經正規化以減輕信號衰落效應；使用一自適應迴路濾波器以回應於該經濾波的第一信號之該相位誤差及頻率誤差而產生該振盪器控制信號，其中該迴路濾波器產生一取消信號以減少該區域振盪器信號中之相位雜訊，該相位雜訊係由一比例量之一比例分量加上該迴路濾波器之積分輸出而引起；及產生一迴路穩定信號以補償由該取消信號引起之迴路穩定性之一減少。
  13. 一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行載波追蹤之裝置，該裝置包含：一輸入，其用於接收一輸入信號；一區域振盪器，其用於回應於一振盪器控制信號而產生一區域振盪器信號；一混頻器，其用於將該輸入信號與一區域振盪器信號混合以產生一第一信號；一濾波器，其用於濾波該第一信號以在一抽取樣本率下產生一經濾波的第一信號；一偵測器，其用於偵測該經濾波的第一信號的相位誤 差及頻率誤差，其中該經濾波的第一信號經正規化以減輕信號衰落效應；一自適應迴路濾波器，其用於回應於該經濾波的第一信號之該相位誤差及頻率誤差而產生該振盪器控制信號；一處理器，其用於回應於該經濾波的第一信號而計算一增益控制信號；及一第二混頻器，其用於將該第一信號與該增益控制信號相乘以產生一輸出信號，其中該增益控制信號之平方被用以維持該接近恆定之阻尼因子。
  14. 如請求項13之裝置，其中該自適應迴路濾波器為一自適應第三級鎖頻/鎖相迴路。
  15. 如請求項13之裝置，其中該自適應迴路濾波器在自初始頻率獲取至窄頻帶追蹤的整個操作範圍上維持一接近恆定之阻尼因子。
  16. 如請求項13之裝置，其中該輸入信號包含複數個樣本。
  17. 如請求項13之裝置，其中該第一信號具有一限於約±2kHz的頻寬。
  18. 如請求項13之裝置，其中該振盪器控制信號減少該區域振盪器信號中之相位雜訊，該相位雜訊係由一比例量之一比例分量加上該迴路濾波器之積分輸出而引起。
  19. 如請求項13之裝置，其中該迴路濾波器產生一迴路穩定信號以補償該迴路濾波器關於迴路穩定性之濾波效應且減少由該相位雜訊產生之額外迴路濾波效應。
  20. 一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行載波追蹤之裝置，該裝置包含：一輸入，其用於接收一輸入信號；一區域振盪器，其用於回應於一振盪器控制信號而產生一區域振盪器信號；一混頻器，其用於將該輸入信號與一區域振盪器信號混合以產生一第一信號；一濾波器，其用於濾波該第一信號以在一抽取樣本率下產生一經濾波的第一信號；一偵測器，其用於偵測該經濾波的第一信號的相位誤差及頻率誤差，其中該經濾波的第一信號經正規化以減輕信號衰落效應；一自適應迴路濾波器，其用於回應於該經濾波的第一信號之該相位誤差及頻率誤差而產生該振盪器控制信號；一處理器，其用於回應於該經濾波的第一信號而計算一增益控制信號；及一第二混頻器，其用於將該第一信號與該增益控制信號相乘以產生一輸出信號，其中根據一經估計相位誤差偏離量值而推導該增益控制信號。
  21. 一種用於在調幅帶內同頻無線電接收器中進行載波追蹤之裝置，該裝置包含：一輸入，其用於接收一輸入信號；一區域振盪器，其用於回應於一振盪器控制信號而產 生一區域振盪器信號；一混頻器，其用於將該輸入信號與一區域振盪器信號混合以產生一第一信號；一濾波器，其用於濾波該第一信號以在一抽取樣本率下產生一經濾波的第一信號；一偵測器，其用於偵測該經濾波的第一信號的相位誤差及頻率誤差，其中該經濾波的第一信號經正規化以減輕信號衰落效應；一自適應迴路濾波器，其用於回應於該經濾波的第一信號之該相位誤差及頻率誤差而產生該振盪器控制信號，其中該輸入信號包含複數個樣本；及其中該相位誤差估計一樣本相位誤差且該頻率誤差估計每一對該等經濾波樣本之間的一相位差角。
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