KR20080068915A

KR20080068915A - Ａｍ 인-밴드 온 채널 라디오 수신기의 캐리어 트래킹 방법및 장치

Info

Publication number: KR20080068915A
Application number: KR1020087014090A
Authority: KR
Inventors: 브라이언 더블유 크로에거; 쿤 왕
Original assignee: 아이비큐티 디지털 코포레이션
Priority date: 2005-11-14
Filing date: 2006-11-10
Publication date: 2008-07-24
Also published as: US20070110186A1; RU2438258C2; CN101310496A; EP1961175A1; HK1124972A1; JP2009516429A; CN101310496B; AR056794A1; AU2006315666A1; WO2007058980A1; RU2008123793A; CA2626934A1; BRPI0618389A2; US7706474B2; TW200729864A; TWI430625B

Abstract

AM 인-밴드 온-채널(in-band on-channel) 라디오 수신기의 캐리어 트래킹(carrier tracking) 방법은, 입력 신호를 수신하는 단계와, 발진기 제어 신호에 응답하여 로컬 발진기 신호를 생성하는 단계와, 제 1 신호를 생성하기 위해 입력 신호와 로컬 발진기 신호를 믹싱하는 단계와, 데시메이트된 샘플 레이트에서 필터링된 제 1 신호를 생성하기 위해 제 1 신호를 필터링하는 단계와, 신호 페이드(signal fades)의 영향을 완화하기 위해 정규화된 필터링된 제 1 신호의 위상 에러 및 주파수 에러를 검출하는 단계와, 필터링된 제 1 신호의 위상 에러 및 주파수 에러에 응답하여 발진기 제어 신호를 생성하기 위해 적응 루프 필터(adaptive loop filter)를 사용하는 단계를 포함한다. 본 방법을 수행하는 장치 또한 제공된다.

Description

ＡＭ 인-밴드 온 채널 라디오 수신기의 캐리어 트래킹 방법 및 장치{CARRIER TRACKING FOR AM IN-BAND ON CHANNEL RADIO RECEIVERS}

본 발명은 라디오 방송 및, 보다 구체적으로, 인-밴드 온-채널(in-band on-channel) 디지털 방송 시스템과 함께 사용하기 위하여 수신기의 캐리어 신호를 트래킹하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

인-밴드 온-채널(in-band on-channel)(IBOC) 디지털 방송 시스템은 표준 AM 방송 채널에서 동시에 아날로그 및 디지털 신호를 방송한다. 하나의 AM IBOC 시스템은 미국 특허 제 5,588,022호에 설명되어 있다. 방송 신호는 제 1 주파수 스펙트럼을 갖는 진폭 변조된 라디오 주파수 신호를 포함한다. 진폭 변조된 라디오 주파수 신호는 아날로그 프로그램 신호에 의해 변조된 제 1 캐리어를 포함한다. 신호는 또한 제 1 주파수 스펙트럼을 포함하는 대역폭 안에서 다수의 디지털 변조된 서브캐리어를 포함한다. 디지털 변조된 서브캐리어 각각은 디지털 신호에 의해 변조된다. 디지털 변조된 서브캐리어의 제 1 그룹은 제 1 주파수 스펙트럼 안에 놓여있으며 제 1 캐리어 신호와 직각 위상으로 변조된다. 디지털 변조된 서브캐리어의 제 2 그룹 및 제 3 그룹은 제 1 주파수 스펙트럼 밖에 놓여있으며 제 1 캐리어 신호와 동위상(in-phase) 및 직각 위상 모두로 변조된다. 서브캐리어는 제 1, 제 2 및 제 3 부분으로 분할된다. 서브캐리어의 몇몇은 상보적인 서브캐리어이다.

서브캐리어는 수신된 신호의 복조(demodulation) 전에 수신기에서 획득되고 트래킹되어야 한다. 비록 현재 사용되는 캐리어 트래킹 알고리즘의 수행이 합당하게 좋다고 가정되지만, 트래킹 알고리즘 안의 모든 가능한 트래킹 모드 및 로직 조건에서의 광대한 시뮬레이션 및 검증 없이 분석 또는 수정하는 것은 어렵다.

따라서 명백한 획득(explicit acquisition) 또는 코어스(coarse)/광대역(wideband)/협대역(narrowband) 트래킹 제어 없이 자발적으로 동작하는 보다 단순한 캐리어 트래킹 방법이 필요하다.

본 방법은 AM 인-밴드 온-채널(in-band on-channel) 라디오 수신기의 캐리어 트래킹을 위한 방법을 제공한다. 본 방법은 입력 신호를 수신하는 단계와, 발진기 제어 신호에 응답하여 로컬 발진기 신호를 생성하는 단계와, 제 1 신호를 생성하기 위하여 입력 신호와 로컬 발진기 신호를 믹싱하는 단계와, 데시메이트된 샘플 레이트(decimated sample rate)에서 필터링된 제 1 신호를 생성하기 위해 제 1 신호를 필터링하는 단계와, 신호 페이드(fades)의 영향을 완화하기 위해 정규화된 필터링된 제 1 신호의 위상 에러 및 주파수 에러를 검출하는 단계와, 필터링된 제 1 신호의 위상 에러 및 주파수 에러에 응답하여 발진기 제어 신호를 생성하기 위해 적응 루프 필터(an adaptive loop filter)를 사용하는 단계를 포함한다. 본 방법을 수행하는 장치 또한 제공된다.

다른 측면에서, 본 발명은 AM 인-밴드 온-채널(in-band on-channel) 라디오 수신기의 캐리어 트래킹을 위한 장치를 제공한다. 본 장치는 입력 신호를 수신하기 위한 입력부(input)와, 발진기 제어 신호에 응답하여 로컬 발진기 신호를 생성하기 위한 로컬 발진기와, 제 1 신호를 생성하기 위해 입력 신호와 로컬 발진기 신호를 믹싱하기 위한 믹서(mixer)와, 데시메이트된 샘플 레이트에서 필터링된 제 1 신호를 생성하기 위해 제 1 신호를 필터링하기 위한 필터와, 필터링된 제 1 신호의 위상 에러 및 주파수 에러를 검출하기 위한 검출기와 - 필터링된 제 1 신호는 신호 페이드(fades)의 영향을 완화하기 위하여 정규화된다 - , 필터링된 제 1 신호의 위상 에러 및 주파수 에러에 응답하여 발진기 제어 신호를 생성하기 위한 적응 루프 필터를 포함한다.

도 1은 AM 하이브리드(hybrid) IBOC 신호의 스펙트럼도(a spectral diagram)이다.

도 2는 AM 올-디지털(all-digital) IBOC 신호의 스펙트럼도이다.

도 3은 AM IBOC 수신기의 기능적 블록도(functional block diagram)이다.

도 4는 AM IBOC 수신기를 위한 모뎀의 블록도이다.

도 5는 AM 캐리어 트래킹 주파수/위상 동기 루프(frequency/phase-locked loop)의 기능적 블록도이다.

도 6은 적응 루프 필터의 기능적 블록도이다.

도 7은 이득 값을 판정하는데 유용한, 위상 동기 루프의 선형 모델이다.

도 8은 아날로그 저항-캐패시터(RC) 시상수를 도시하는 개략도이다.

도 9는 등가 디지털 시상수(equivalent digital time constants)를 도시하는 개략도이다.

도 10에서 13은 본 발명의 시뮬레이션된 수행(simulated performance)을 도시하는 그래프이다.

본 발명은 AM HD Radio^TM 수신기를 위한 캐리어 트래킹을 위한 방법을 제공한다. 본 발명은 아날로그 복조를 포함하는 모든 AM 모드에 적합하고자 한다.

도면을 참조하면, 도 1은 AM 하이브리드(hybrid) IBOC 신호의 스펙트럼도(a spectral diagram)이다. AM 하이브리드 IBOC 파형(10)은 AM 신호 아래에서(beneath) 송신된 폭이 대략 30 kHz인 디지털 오디오 방송(digital audio broadcasting)(DAB) 신호(14)와 함께 통상의 AM 아날로그 신호(12)(약

5kHz에 대역제한된(bandlimited))를 포함한다. 스펙트럼은 약 30kHz의 대역폭을 가지는 채널(16) 안에 포함된다. 채널은 중앙 주파수 대역(a central frequency band)(18)과 상부 주파수 대역(upper frequency band)(20) 및 하부 주파수 대역(under frequency band)(22)으로 분할된다. 중앙 주파수 대역은 폭이 약 10kHz이며 채널의 중심 주파수(center frequency) f₀의 약

5kHz 안에 놓여있는 주파수를 포함한다. 상부 측대역(upper sideband)은 중심 주파수로부터 약 +5kHz에서 중심 주파수로부터 약 +15kHz까지 연장된다. 하부 측대역(lower sideband)은 중심 주파수로부터 약 -5kHz에서 중심 주파수로부터 약 -15kHz까지 연장된다.

본 발명의 일 실시예에서 AM 하이브리드 IBOC DAB 신호 포맷은 아날로그 변조된 캐리어 신호(24)에 더하여 약 181.7Hz에 위치한 162 OFDM 서브캐리어 위치를 포함하며, 중앙 주파수 대역과 상부 주파수 대역 및 하부 주파수 대역에 이른다. 오디오 또는 데이터 신호(프로그램 재료)의 전형인 코드화된(coded) 디지털 정보가 서브캐리어 상에서 송신된다. 심볼 레이트(symbol rate)는 심볼 사이의 가드 타임(guard time)으로 인해 서브캐리어 스페이싱(spacing)보다 더 작다.

도 1에 도시한 것과 같이, 상부 측대역은 제 1 부분(26) 및 제 2 부분(28)으로 분할되며, 하부 측대역은 제 1 부분(30) 및 제 2 부분(32)으로 분할된다. 제 3 부분(34)의 호스트 아날로그 신호의 아래와 마찬가지로, 디지털 신호는 호스트 아날로그 신호의 양쪽 제 1 부분 및 제 2 부분에서 송신된다. 제 3 부분(34)은 도 1에서 36, 38, 40 및 42로 라벨붙여진 다수의 서브캐리어의 그룹을 포함한다고 생각될 수 있다. 채널의 중심 가까이에 위치한 제 3 부분 안의 서브캐리어는 내부 서브캐리어(inner subcarrier)라 지칭되며, 채널의 중심 부분으로부터 더 멀리 위치한 제 3 부분 안의 서브캐리어는 외부 서브캐리어(outer subcarrier)라 지칭된다. 이 예에서, 그룹(38, 40)의 내부 서브캐리어의 파워 레벨(power level)은 중심 주파수로부터의 주파수 스페이싱(spacing)에 따라 선형적으로 감소하게 도시된다. 제 3 부분의 남아있는 서브캐리어의 그룹(36, 42)은 실질적으로 일정한(constant) 파워 레벨을 가진다.

도 1은 또한 제 1 서브캐리어 위치에 아날로그 변조된 캐리어에 즉시 인접하여 위치되며 다른 대역과 상이한 값에 고정된 파워 레벨을 가지는, 시스템 제어를 위한, 2개의 기준 서브캐리어(reference subcarriers)(44, 46)를 도시한다.

주파수 f₀에서, 중심 캐리어(24)는 QAM 변조되지 않으며, 주(main) 아날로그 진폭 변조된 캐리어를 전달한다. 동기화(synchronization) 및 제어 서브캐리어(44, 46)는 캐리어에 직각 위상으로 변조된다. AM 캐리어의 양쪽 2에서 26 및 -2에서 -26으로 표시된 위치에 위치한, 제 3 부분의 남아있는 서브캐리어는 QPSK로 변조된다. 전형적인 서브캐리어 위치는 도 1에 도시된 서브캐리어 인덱스에 의해 식별된다. 중심 주파수의 양쪽 위치 2에서 26 및 -2에서 -26의 서브캐리어는 제 3 서브캐리어로 지칭되며 변조된 결과(resultant) DAB 신호가 아날로그 변조된 AM 신호와 직각 위상에 있도록 상보적 쌍(complementary pairs)으로 송신된다. AM IBOC DAB 시스템에서 상보적 서브캐리어 쌍의 사용은 미국 특허 제 5,859,876에 도시되어 있다. 동기화 및 제어 서브캐리어(44, 46)는 또한 상보적 쌍으로 변조된다.

이중 측대역(DSB) 아날로그 AM 신호는

5kHz 영역의 대역폭을 차지한다. 하부 제 3 부분 및 상부 제 3 부분은 각각 약 0에서 약 -5kHz 및 약 0에서 약 +5kHz 의 서브-대역(sub-bands)을 차지한다. 이 제 3 부분은 서로 네거티브 켤레 복소수(negative complex conjugate)이며 상보적으로 특징지워진다. 상보적 특성은 아날로그 제 3 신호 및 디지털 제 3 신호 사이의 직교의 관계를 그들이 수신기에서 분리될 수 있도록 유지하는 한편, 현재 사용되는 통상의 수신기는 여전히 아날로그 AM 신호를 수신할 수 있다. 아날로그 혼신(crosstalk)을 상쇄하는 것과 동시에 디지털 신호를 추출하기 위하여 제 3 부분은 상보적으로 결합되어야 한다. 제 2 부분 또한 상보적 특성을 가지고 있어, 인터페이스 조건 및 오디오 대역폭에 따라, 수신기에서 독립적으로 또는 상보적인 결합 후에 처리될 수 있다. 제 1 부분은 독립적으로 송신된다.

도 2는 올-디지털(all-digital) IBOC 신호(50)의 스펙트럼도이다. 도 1의 하이브리드 포맷에 관하여, 중심 주파수 대역(52) 서브캐리어의 파워는 증가되었다. 또, 두 서브캐리어(54, 56)는 위치 -1 및 +1에 위치하며 타이밍 정보를 송신하기 위하여 이진 위상 시프트 키잉을 사용한다. 코어(core) 상부 측대역(58)은 위치 2에서 26의 캐리어를 포함하며, 코어 하부 측대역(60)은 위치 -2에서 -26의 캐리어를 포함한다. 측대역(58, 60)은 제 1 부분을 형성한다. 부가적인 강화 서브캐리어(additional enhancement subcarriers)의 두 그룹(62, 64)은 각각 위치 27에서 54 및 -54에서 -27을 차지한다. 그룹(62)은 제 2 부분을 형성하며 그룹(64)은 제 3 부분을 형성한다. 도 2의 올-디지털 포맷은 AM 신호가 프로그램 재료의 지연된 및 디지털 인코드된 튜닝 및 백업 버전으로 대체된다는 것을 제외하고 하이브리드 포맷과 매우 유사하다. 중심 주파수 대역은 하이브리드 및 올-디지털 포맷의 대략 동 일한 스펙트럼 위치를 차지한다. 올-디지털 포맷에서, 튜닝 및 백업 버전과 협력하여 프로그램 재료의 주 버전을 전송하기 위한 두 선택이 있다. 올-디지털 시스템은 채널 중심 주파수 f₀의

10kHz 안에서 강제되도록 설계되며, 주 오디오 정보는 f₀의

5kHz 안에서 송신되며, 덜 중요한 오디오 정보는 더 낮은(lower) 파워 레벨에서 채널 마스크의 윙(wings)

10kHz 밖(the wings of the channel mask out to

10kHz)에서 송신된다. 이 포맷은 유효 영역(coverage area)을 증가시킴과 동시에 신호의 그레이스풀 열화(graceful degradation)를 허용한다. 올-디지털 시스템은 디지털 타임 다이버시티 튜닝(digital time diversity tuning) 및 백업 채널(backup channel)을

5kHz 보호된 영역 안에서(보호된

5kHz 안에서 디지털 오디오 압축이 주 및 오디오 백업 신호 모두를 전달할 수 있다고 가정하자) 전달한다. 올-디지털 시스템의 변조 특성은 AM IBOC 하이브리드 시스템에 기초한다.

올-디지털 IBOC 신호는

5kHz 영역의 한 쌍의 제 1 부분과, -5kHz에서 -10kHz 영역의 제 2 부분과, +5kHz에서 +10kHz 영역의 제 3 부분을 포함한다. 올-디지털 신호는 아날로그 요소를 구비하지 않으며 모든 부분은 독립적으로 송신된다(즉, 부분은 상보적이 아니다).

도 3은 본 발명에 따라 구성된 IBOC 수신기(84)의 기능적 블록도이다. IBOC 신호는 안테나(86) 상에서 수신된다. 대역통과 프리셀렉트 필터(a bandpass preselect filter)(88)는 주파수 f_c에서 원하는 신호를 포함하는, 관심이 있는 주파수 대역을 통과시키나, f_c-2f_if에서 이미지(image) 신호를 거절한다(낮은 측면 로브 주사 로컬 발진기(a low side lobe injection local oscillator)에 대하여). 저 잡음(low noise) 증폭기(90)는 신호를 증폭한다. 증폭된 신호는 믹서(92)에서 튜너블 로컬 발진기(a tunable local oscillator)(94)에 의해 라인(96) 상에 제공된 로컬 발진기 신호 f_lo와 함께 믹싱된다. 이는 라인(98) 상에 합(f_c+f_lo) 및 차(f_c-f_lo) 신호를 생성한다. 중간 주파수 필터(intermediate frequency filter)(100)는 중간 주파수 신호 f_if를 통과시키며 관심이 있는 변조된 신호의 대역폭 외부의 주파수를 감쇠한다. 아날로그-투-디지털(analog-to-digital) 컨버터(102)는 레이트 f_s에서 라인(104) 상의 디지털 샘플을 생성하기 위하여 클럭 신호 f_s를 사용하여 동작한다. 디지털 다운 컨버터(digital down converter)(106)는 라인(108, 110) 상에 낮은 샘플 레이트 동위상(in-phase) 및 직각 위상 신호를 생성하기 위하여 신호를 주파수 시프트, 필터 및 데시메이트한다. 디지털 신호 프로세서 기반 복조기(112)는 그리고 나서 출력 디바이스(116)를 위하여 라인(114) 상에 출력 신호를 생성하기 위하여 부가적인 신호 처리를 제공한다.

도 3의 수신기는 본 발명에 따라 구성된 모뎀을 포함한다. 도 4는 본 발명의 캐리어 트래킹의 기능적 위치를 도시하는 AM HD Radio^TM 모뎀(130)의 기능적 블록도이다. 디지털 다운 컨버터로부터의 라인(132) 상의 입력 신호는 블록(134)에 도시된 것과 같이 캐리어 트래킹 및 자동 이득 제어(automatic gain control)를 맞이하게 된다. 라인(136) 상의 결과(resulting) 신호는 라인(140, 142) 상에 BPSK 신호 와, 라인(144) 상에 심볼 벡터(타임 도메인에서)와, 라인(146) 상에 아날로그 변조된 캐리어를 생성하는 심볼 트래킹 알고리즘(138)을 맞이하게 된다. 블록(148)에 도시된 것과 같이, BPSK 처리는 다른 블록에 도시된 기능에 의해 사용되는 블록/프레임 싱크(sync) 및 모드 제어 정보(150)를 생성한다. OFDM 복조기(152)는 라인(154) 상에 주파수 도메인 심볼 벡터를 생성하기 위해 타임 도메인 심볼 벡터를 복조한다.

이퀄라이져(equalizer)(156)는 라인(160) 상에 채널 상태 정보를 생성하고 라인(158) 상에 이퀄라이즈된 신호를 생성하기 위하여 BPSK 및 캐리어 신호와 협력하여 주파수 도메인 심볼 벡터를 처리한다. 이 신호는 분기 매트릭(branch matrics)(162)을 생성하기 위하여 처리되며, 디인터리버(deinterleaver)(164)에서 디인터리브(deinterleave)되며, 라인(168) 상에 소프트 결정 비트(soft decision bits)를 생성하기 위하여 디프레이머(deframer)(166)에서 매핑된다. 비터비 디코더(a Viterbi decoder)(170)는 라인(172) 상에 디코드된 프로그램 데이터 유닛을 생성하기 위하여 소프트 결정 비트를 처리한다.

본 발명은 도 4의 블록(134)의 캐리어 트래킹 기능에 관련된다. 도 5는 AM 캐리어 트래킹 주파수/위상 동기 루프(frequency/phase-locked loop)(FPLL)의 기능적 블록도이다. 라인(182) 상의 타임 도메인 샘플의 스트림(stream)을 포함하는 입력 신호 sig _n 은 라인(190) 상에 신호 mult _n 을 생성하기 위하여 라인(186) 상의 주파수 및 위상 동기 수치 제어 발진기(numerically controlled oscillator)(NCO)(188) 로부터의 출력 신호 NCO _n 을 사용하여 믹서(184)에서 dc로 믹싱된다(mixed to dc). mult 신호는 dc로 믹싱된(mixed-to-dc) 신호이다.

아래에 쓰인 n 은 입력 샘플 레이트(input sample rate)에서 n번째 샘플 인덱스를 표시한다. 라인(192) 상의 출력 sigdc _n 는 승산기(multiplier)(196)에서 mult _n 에 라인(194) 상의 이득 제어 신호 sgain _nDF 를 곱함으로써 획득된다. 아래에 쓰인 nDF 는 데시메이션 필터(Decimation Filter)(9로 데시메이트) 후의 샘플 인덱스를 표시한다.

폐-루프(closed-loop) 처리는 신호 mult _n 과 함께 시작하며 sig _n 의 다음 입력 샘플에 대한 NCO _n 값을 생성한다. NCO는 위상 누산기(a phase accumulator)(198) 및 복소 페이저(complex phasor)

를 계산하기 위한 프로세서(a processor)(200)를 포함한다.

(라디안, 0으로 초기화된)의 NCO 입력 값은 라인(202) 상에

을 생성하기 위해 누산된다. FPLL 출력

은 입력 신호를 dc로 믹싱한 후 획득되며, 그리고 나서 이득 제어 값

(후에 루프에서 계산되는, 0으로 초기화된)이 곱해지며, 이는 1 크기(unity magnitude)에서 주 캐리어를 유지하기 위해 시도된다. 프로세스는 다음과 같이 요약될 수 있다.

"입력 신호 sig 를 사용하여 제 1 신호 변수(first signal variables) 및 출력 샘플 sigdc 를 계산한다"

; " dtheta , theta 는 제 1 반복(iteration)을 위하여 0으로 초기화한다"

; "컬레 페이저 값을 계산한다"

; "dc로 시프트된 입력 신호"

; "agc(캐리어 크기(mag) = 1)와 함께 출력 샘플을 계산한다"

신호

은 블록(204)에 도시된 것과 같이, 45-탭(tap) FIR 필터 LPF1을 사용하여, 필터링되고 9의 팩터(factor)로 데시메이트되어(데시메이트된 샘플 레이트 약 5168 Hz = 44100*15/128), 라인(206) 상에 필터링된 샘플

을 생성한다. 필터 LPF1은

의 대역폭을 약

2kHz로 한정한다. 이는 간섭의 영향을 감소시키며 n 대신 데시메이트된 인덱스 nDF 를 사용하여 데시메이트된 레이트에서 동작하기 위하여 몇몇 후속 동작을 허용한다. 신호

은

및

를 계산하기 위하여 주파수 검출기(208), 위상 검출기(210) 및 이득 제어 기능(212)에 입력된다. 인덱스 nS 는 심볼 레이트에서의 샘플을 나타내며, 이는 제 1 데시메이션 필터 레이트 nDF 로부터 30의 팩터로 데시메이트된다. 데시메이션 필터 계수는 다음과 같이 계산될 수 있다.

"데시메이션 필터 LPF1 계수를 계산하고 초기 설정한다(compute and prestore)"

"1 dc 이득(unity dc gain)을 위하여 표준화한다"

"LPF1의 출력을 계산한다, 9로 데시메이트한다"

; "LPF1을 적용한다, 9로 데시메이트 한다"

위상 검출기는 라디안으로 샘플 위상 에러를 추정하는 한편, 주파수 검출기는 LPF1 데시메이트된 샘플

의 각 쌍 사이의 위상 차이를 라디안으로 추정한다. 라인(214, 216) 상의 복소 샘플의 위상 또는 주파수 추정은 허수 성분을 그 크기로 나눔으로써 근사되는 작은 각도에 의지하며 루프 필터(218)에 전달된다.

값은 큰 위상 잡음이 있는 크기가 통상적으로 작은 신호 페이드(signal fades) 동안 검출기가 "플라이휠(flywheel)"하는 것을 허용하기 위하여 순간 샘플 크기 대신 사용된다. 위상 및 주파수 검출기 추정은 다음과 같이 데시메이트된 샘플 레이트에서 계산된다.

; *는 켤레 복소수이다.

이득 제어 변수

,

및

는 심볼 레이트에서 업데이트되며, 30 샘플의 데시메이트된 필터 출력 그룹으로부터 유도된다. 변수

는 이전의 심볼(previous symbol)의 평균 크기를 표시하며 위상 및 주파수 추정기에 사용된다. 변수

는 데시메이트된 레이트(인덱스 nDF )에서 업데이트되며 출력 신호의 레벨을 스케일(scale)하기 위해 사용된다.

의 자동 이득 제어(agc) 동작은 1의 크기에서 주 캐리어를 유지하는데 사용된다. 이 예에서 이득 제어 변수는 다음과 같이 계산된다.

; "심볼 레이트에서 업데이트 됨"

; "데시메이트된 레이트에서 업데이트 됨"

본 발명의 캐리어 트래킹은 적응 3 차 주파수/위상 동기 루프(FPLL)를 사용한다. 루프의 이득은 협대역 트래킹을 통한 초기 주파수 획득으로부터 동작의 전체 범위에 대하여 거의 일정한 댐핑 팩터(damping factor)를 유지하는 것과 같은 방법으로 적응적이다. 이 특징은 과도한 오버슈트(overshoot) 없이 지속적으로 트래킹 수행을 최대화하는 동안 폐-루프 안정성을 보증한다. 주파수 검출기는 획득(acquisition) 동안 위상 획득 범위 안에서 FPLL을 신속히 가져오는데 효과적이다. 초기 획득은 적어도 2000 Hz까지의 초기 주파수 오프셋을 획득할 수 있다.

캐리어 트래킹은 심볼 동기화와 독립적으로 동작하도록 설계된 알고리즘을 사용하여 구현되며, 이는 동작이 약 46,512 Hz(44100*135/128)의 샘플 레이트에서 샘플-바이-샘플 기초(a sample-by-sample basis)(270 샘플/심볼)로 수행되기 때문이다. 이는 외부 동기화(예, 심볼 클럭 또는 FFT 락(lock) 조건 등)를 위한 필요를 제거한다.

루프 필터(218)의 세부는 도 6에 도시되어 있다. 루프 필터는 블록(220)에 도시된 것과 같이 약 1의 거의 일정한 댐핑 팩터를 유지하는 방법으로 그 이득을 적응적으로 조절한다. 이 이득은 입력 위상 바이어스 또는 주파수 에러의 함수이며, 충분히 위상 동기되었을 때 빠른 획득 및 느린 트래킹을 용이하게 하기 위하여 동작한다. 적응 루프 이득( g )은 내부적으로 추정된 위상 에러 바이어스 크 기( biasmag )의 함수로 유도되며, 이는 이득을 제어하기 위한 적절한 메트릭(metric)을 제공한다. 루프 필터 파라미터의 세부 및 분석은 아래에서 검토된다. 입력은 추정된 주파수 및 위상 검출기 값이다. 라인(222) 상의 출력은 NCO에 대한 위상 증분(phase increment)

이다. 모든 기능은 데시메이트된 레이트(인덱스 nDF )에서 수행된다.

의 제 1 심볼 출력 값이 계산된 후

가 1로 초기화되는 것을 제외하고, 모든 변수는 0으로 초기화된다.

도 6은 적응 루프 필터(부동 소수점 구현(floating point implementation)을 사용하는)의 기능적 블록도이다. 새로운 위상 스무딩(smoothing) 특징은 출력

에 존재하는 위상 잡음을 감소시키기 위해 사용되는 상쇄 신호

(라인(224) 상에)를 생성한다. 이 위상 잡음 감소 기술은 또한 루프를 안정화시키기 위해 사용되는 다른 변수

(라인(226) 상에)를 생성한다. 실제로,

출력으로부터 상쇄된 잡음이 그것이

에 상당한 영향을 미치지 않은 후 포인트에서 루프에 다시 삽입되기 때문에 루프 안정성은 잡음 감소 필터가 존재하지 않는 것처럼 동작한다. 이 부가적인 안정화는

상쇄로부터 초래되는 부가적인 루프 필터링 영향을 (거의) 상쇄한다.

적응 루프 이득 파라미터( g )는 주파수 및 위상 검출기 값의 함수로 계산된다. 위상 에러 바이어스는 루프가 획득 모드(acquisition mode)(큰

) 또는 트래킹(작은

)에 있는지를 판정하기 위해 먼저 추정된다. 위상 에러

의 계산된 값은 안정화 보상을 위해

에 의해 조정되며(합 포인트(228))에 의해 도시된 것과 같이), g 의 적응 값을 계산하기 위해 다음 알고리즘에서 사용된다.

"적응 루프 이득 파라미터 g 를 계산한다"

; "

에 대한 안정성 보상"

; "필터링 후 위상 바이어스 추정"

; "필터 바이어스 크기"

; "1/32 <= g <= 1 계산"

남아 있는 루프 필터 파라미터는 다음에 계산된다. 루프 필터는 제 1 및 제 2 필터 출력

및

를 라인(230) 및 라인(232) 상에 계산한다. 이 신호는

의 다음 값을 계산하기 위해 사용되며, 이는 다음 알고리즘을 사용하여 NCO 샘플에 대한 위상 증분을 판정한다.

"루프 출력

를 계산, 데시메이트된 샘플 레이트 nDF"

; "1 차 루프 파라미터"

; "차등(differential)

를 위해 이전 값(prev value)을 저장"

; "작은 각(small angles)에 대한 안정성 보상"

; "위상 잡음 추정(네거티브)"

; "2 차 루프 필터"

"+-1531 Hz 한계 & 위상 잡음 상쇄

와 함께 루프 필터로부터

를 계산"

; "NCO에 대한 위상 증분"

루프 파라미터의 유도는 다음에 설명된다. PLL의 안정성, 댐핑 팩터 및 다른 수행 라파미터는 PLL의 이상적인 선형 모델 근사를 사용하여 정상 상태 동작(steady state operation)에서 가장 편리하게 분석된다. 선형 모델은 통상적인 서보 제어 이론 분석 기술(servo control theroy analysis techniques)이 적절한 설계 파라미터를 판정하는 것을, 특히 루프 필터에 대하여, 동작에서 수행 및 안정성을 제어하기 위해, 허용한다. 도 7에 도시된 이 모델은 라디안/초(radian/sec) 단위로 주파수를 설명하며, 볼트(volts) 단위로 신호 값을 설명한다.

도 7은 이득 값을 판정하는데 유용한 PLL의 단순화된 선형 모델이다. 이 분석의 목적은 이득 파라미터 a 및 b 에 대한 적절한 값을 판정하는 것이다. 그러나, 이 분석에서, 완전한 분석에서 판정된 a 및 b 의 유도된 값과 함께 시작할 것이며, 이 가정된 값과 함께 결과(resulting) PLL 수행을 특징짓는다. PLL 선형 모델 분석의 간략한 요약은 다음과 같다.

도 7을 참조하면, 이득 Kd를 가지는 증폭기(252)를 포함하는 위상 검출기(250)는 Kd = 1 볼트/라디안(volt/rad)의 이득으로 설계된다. NCO(254)는 Ko = fs 라디안/초-볼트(rad/sec-volts)의 이득을 위해 설계된다. 두 요소 Kd 및 Ko 는 하나의 파라미터 K = fs 로 편리하게 표현될 수 있다.

PLL의 선형 모델의 폐-루프 전송 함수 H(s) 는 수행 및 안정성을 평가하기 위해 사용된다. 전송 함수는 라플라스 변환 기술을 사용하여 가장 잘 설명된다. 즉,

F(s)는 임베드된(embedded) 루프 필터 전송 함수이다. 이상적인 2 차 루프 필터는 전송 함수

를 가진다.

루프 필터의 통상적인 분석은 시상수

및

에 입각하여 PLL의 중요한 특성을 설명한다. 이 시상수는 이상적인 2차 PLL에 사용되는 RC 요소와 함께 구현되는 루프 필터의 이득 요소(gain component) 및 적분기(integrator)의 특성을 지칭한다. 이 시상수 및 그들의 디지털 등가(equivalents)는 도 8 및 도 9에 도시되어 있다. 루프 필터의 적분기의 샘플 레이트는

로 가정되며, 이는 FPLL 신호 입력/출력 샘플 레이트

에 대하여 9의 팩터로 데시메이트된다.

도 8은 아날로그 RC 시상수를 도시하는 개략도이다. 도 8에서, 시상수는

및

이다.

도 9는 등가 디지털 시상수를 도시하는 개략도이다. 도 9에서, 시상수는

및

이다.

PLL에 대한 결과 전송 함수는 이제 다음과 같이 다시 써질 수 있다.

또한 전송함수는 서보 용어(servo terminology)로 다음과 같이 설명될 수 있다.

여기에서

은 자연 주파수이고,

는 PLL의 댐핑 팩터(damping factor)이며,

및

이다.

PLL의 분석, 디자인 및 시뮬레이션 동작은

a = g/64 및 b = g ² /1024 의 원하는 값을 제의한다. 이 값은 루프가 빠르게 획득하고 부드럽게 트래킹하는 것을 허용하는, 제어된 루프 이득 파라미터 g의 함수로 선택된다. g 의 제곱은 g 가 변화함에 따라 일정한 댐핑 팩터를 유지하기 위하여 2 차 필터에 사용된다. 이 관계는 댐핑 팩터에 대한 표현을 조사할 때 명확해 질 것이다. PLL 자연 주파수는 다음과 같이 계산될 수 있다.

결과 댐핑 팩터는 따라서

이다.

댐핑 팩터는 임계 댐핑(0.7071)보다 조금 위로 설정되며, 이는 최소의 오버슈트와 함께 빠른 획득 시간을 초래한다. 댐핑 팩터는 제어된 루프 이득 값 g 에 독 립적이다는 것에 주목하는 것이 특히 중요하다. 이는 g 를 이득 a 에 대한 곱셈 요소로 사용한 한편, g ² 을 이득 b 에 대한 곱셈요소로 사용한 결과이다. 댐핑 팩터 표현의 분모의 제곱근은 변수 g 를 상쇄하는 것을 허용한다. 이 특징은 PLL이 넓은 범위의 적응 이득 제어에서 빨리 수렴하고 지속적으로 동작하는 것을 허용한다. PLL 상의 주파수 검출의 부가는 초기 주파수 획득 동안에만 유효하다.

본 발명의 시뮬레이션의 수행 결과는 도 10에서 13에 도시된다. 도 10은 계산된 위상 에러를 도시한다. 도 11은 캐리어 크기 추정을 도시한다. 도 12는 주파수 에러를 도시한다. 도 13은 적응 이득 g 를 도시한다.

이전에 존재하는 AM 캐리어 트래킹 알고리즘은 복잡하며 다양한 동작 모드를 포함한다. 본 발명의 초기 분석, 시뮬레이션 수행 및 필드 테스팅(field testing)은 본 발명의 수행이 마찬가지로 좋거나 다양한 채널 손상 및 침해에서 더 좋다는 것을 표시한다. 또한, 최종 설계는 만약 필요하다면 파라미터 설정에 의해 조정될 수 있다.

도면에 도시된 기능은 알려진 회로 구성 요소를 사용하여 구현될 수 있으며, 하나 이상의 프로세서 또는 애플리케이션 특정 집적 회로를 포함할 수 있으나 여기에 한정되지는 않는다.

본 발명이 몇몇 예시에 입각하여 설명되었지만, 다음 특허 청구 범위에 설명된 것과 같은 본 발명의 범주를 벗어나지 않으면서, 설명된 예시에 다양한 변경이 이루어질 수 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다.

Claims

AM 인-밴드 온-채널(in-band on-channel) 라디오 수신기의 캐리어 트래킹(carrier tracking) 방법에 있어서,

입력 신호를 수신하는 단계와,

발진기 제어 신호에 응답하여 로컬 발진기 신호를 생성하는 단계와,

제 1 신호를 생성하기 위해 상기 입력 신호와 상기 로컬 발진기 신호를 믹싱하는 단계와,

데시메이트된 샘플 레이트에서 필터링된 제 1 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 신호를 필터링하는 단계와,

신호 페이드(signal fades)의 영향을 완화하기 위해 정규화된 상기 필터링된 제 1 신호의 위상 에러 및 주파수 에러를 검출하는 단계와,

상기 필터링된 제 1 신호의 상기 위상 에러 및 상기 주파수 에러에 응답하여 상기 발진기 제어 신호를 생성하기 위해 적응 루프 필터(adaptive loop filter)를 사용하는 단계를 포함하는

캐리어 트래킹 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 적응 루프 필터는 적응 3 차 주파수/위상 동기 루프(an adaptive third order frequency/phase-locked loop)인

캐리어 트래킹 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 적응 루프 필터는 협대역 트래킹을 통한 초기 주파수 획득으로부터 동작 범위에 대하여 거의 일정한 댐핑 팩터(damping factor)를 유지하는

캐리어 트래킹 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 필터링된 제 1 신호에 응답하여 이득 제어 신호를 계산하는 단계와,

출력 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 신호를 상기 이득 제어 신호와 곱하는 단계(multiplying)를 더 포함하는

캐리어 트래킹 방법.
제 4 항에 있어서,

상기 이득 제어 신호의 제곱은 거의 일정한 댐핑 팩터를 유지하기 위해 사용되는

캐리어 트래킹 방법.
제 4 항에 있어서,

상기 이득 제어 신호는 추정된 위상 에러 바이어스 크기의 함수로 유도되는

캐리어 트래킹 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 입력 신호는 다수의 샘플을 포함하며,

제 1 항의 방법은 샘플-바이-샘플(sample-by-sample) 기초로 수행되는

캐리어 트래킹 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 필터링된 제 1 신호의 상기 위상 에러 및 주파수 에러를 검출하는 상기 단계는, 샘플 위상 에러를 추정하고, 상기 주파수 에러에 대한 상기 필터링된 샘플의 각 쌍 사이의 위상 차이 각도를 추정하는

캐리어 트래킹 방법.
제 8 항에 있어서,

작은 각(small angle)은 허수 성분을 크기 값으로 나눔으로써 근사되는

캐리어 트래킹 방법.
제 8 항에 있어서,

위상 에러의 계산된 값은 안정성 보상을 위해 조정되는

캐리어 트래킹 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 필터링된 신호는 약
2kHz로 한정된 대역폭을 가지는

캐리어 트래킹 방법.
제 1 항에 있어서,

적응 루프 이득 파라미터는 검출된 상기 위상 에러 및 주파수 에러의 함수로 계산되는

캐리어 트래킹 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 적응 루프 필터는 루프 필터의 비례 더하기 적분 출력(a proportional plus integral output)의 비례(proportional) 성분으로 인한 로컬 발진기 신호의 위상 잡음을 감소시키기 위해 상쇄 신호를 생성하는

캐리어 트래킹 방법.
제 13 항에 있어서,

루프 안정화 신호를 생성하여 상기 상쇄 신호로 인한 루프 안정성의 감소를 보상하는 단계를 더 포함하는

캐리어 트래킹 방법.
AM 인-밴드 온-채널(in-band on-channel) 라디오 수신기의 캐리어 트래킹(carrier tracking) 장치에 있어서,

입력 신호를 수신하기 위한 입력부와,

발진기 제어 신호에 응답하여 로컬 발진기 신호를 생성하기 위한 로컬 발진기와,

제 1 신호를 생성하기 위하여 상기 입력 신호와 상기 로컬 발진기 신호를 믹 싱하는 믹서와,

데시메이트된 샘플 레이트에서 필터링된 제 1 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 신호를 필터링하기 위한 필터와,

상기 필터링된 제 1 신호의 상기 위상 에러 및 주파수 에러를 검출하기 위한 검출기와,

상기 필터링된 제 1 신호의 상기 위상 에러 및 주파수 에러에 응답하여 상기 발진기 제어 신호를 생성하기 위한 적응 루프 필터를 포함하는,

상기 필터링된 제 1 신호는 신호 페이드(signal fades)의 영향을 완화하기 위해 정규화된

캐리어 트래킹 장치.
제 15 항에 있어서,

상기 적응 루프 필터는 적응 3차 주파수/위상 동기 루프인

캐리어 트래킹 장치.
제 15 항에 있어서,

상기 적응 루프 필터는 협대역 트래킹을 통한 초기 주파수 획득으로부터 동작 범위에 대하여 거의 일정한 댐핑 팩터를 유지하는

캐리어 트래킹 장치.
제 15 항에 있어서,

상기 필터링된 제 1 신호에 응답하여 이득 제어 신호를 계산하기 위한 프로세서와,

출력 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 신호에 상기 이득 제어 신호를 곱하는 제 2 믹서를 더 포함하는

캐리어 트래킹 장치.
제 18 항에 있어서,

상기 이득 제어 신호의 제곱은 상기 거의 일정한 댐핑 팩터를 유지하기 위해 사용되는

캐리어 트래킹 장치.
제 18 항에 있어서,

상기 이득 신호는 추정된 위상 에러 바이어스 크기의 함수로 유도되는

캐리어 트래킹 장치.
제 15 항에 있어서,

상기 입력 신호는 다수의 샘플을 포함하는

캐리어 트래킹 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 위상 에러는 샘플 위상 에러를 추정하며, 상기 주파수 에러는 상기 필터링된 샘플 각 쌍 사이의 위상 차이 각도를 추정하는

캐리어 트래킹 장치.
제 15 항에 있어서,

상기 제 1 신호는 약
2kHz로 한정된 대역폭을 가지는

캐리어 트래킹 장치.
제 15 항에 있어서,

상기 발진기 제어 신호는 상기 루프 필터의 비례 더하기 적분 출력의 비례(proportional) 성분으로 인한 상기 로컬 발진기 신호의 위상 잡음을 감소시키는

캐리어 트래킹 장치.
제 15 항에 있어서,

상기 루프 필터는 루프 안정성에의 상기 루프 필터의 필터링 영향을 보상하고 상기 위상 잡음으로부터 유래한 부가적인 루프 필터링 영향을 감소시키기 위해 루프 안정화 신호를 생성하는

캐리어 트래킹 장치.