JPH0746220A

JPH0746220A - ディジタル復調装置

Info

Publication number: JPH0746220A
Application number: JP5190511A
Authority: JP
Inventors: Yasunari Ikeda; 康成池田; Toshihisa Momoshiro; 俊久百代; Yasu Ito; 鎮伊藤; Yoshikazu Miyato; 良和宮戸
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1993-07-30
Filing date: 1993-07-30
Publication date: 1995-02-14
Anticipated expiration: 2019-11-24
Also published as: JP3593706B2

Abstract

(57)【要約】【目的】マルチパス妨害等に対する耐性が高いディジ
タル復調装置を提供することを目的とする。【構成】レジスタ１４１、１４２は信号Ｉ’および信
号Ｑ’を一時記憶し、補正処理によって生じる遅延を補
償する。ノイズフィルタ部１４３はそれぞれ各搬送波信
号を記憶するノイズフィルタ１４４、１４５から構成さ
れ、信号Ｉ’および信号Ｑ’をフィルタリングする。メ
モリ部１４６は、それぞれ対応するノイズフィルタ１４
４、１４５のフィルタリング出力を記憶する。マルチプ
レクサ１４９はメモリ部１４６に記憶された信号の内、
基準信号を順次選択し、基準信号Ｉ_rおよび基準信号Ｑ
_rとする。補正量計算回路１５１は、基準信号Ｉ_r、Ｑ
_r、補正目標値Ｉ_dＱ_dに基づいて補正量Ｉ_Cおよび補
正量Ｑ_Cを算出する。正演算回路１５２に入力する。補
正演算回路１５２は、補正量Ｉ_C、Ｑ_Cに基づいて信号
Ｉ_i、信号Ｑ_iを補正し、この補正結果を出力信号
Ｉ_o、出力信号Ｑ_oとする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直交周波数多重方式（Ｏ
ＦＤＭ）による信号を受信し、この信号が伝送路上で受
けたマルチパス等の妨害を除去して復調するディジタル
復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】デジタル形式の信号を伝送する場合、単
一周波数の搬送波信号をディジタル信号に基づいて位相
変調および振幅変調する方法が一般的に用いられてい
る。このような変調方式としては、位相のみを変化させ
る位相変調（ＰＳＫ）が、また、位相と振幅の両方を変
化させる直交変調（ＱＡＭ）がよく用いられる。上述の
各変調方式のように、従来は単一周波数の搬送波信号を
伝送帯域におさまる程度の占有帯域幅を有するように変
調していた。一方、最近では新たな変調方式として、直
交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）と呼ばれる変調方式が提
案されている。

【０００３】この直交周波数多重方式は、伝送帯域内に
複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割
し、それぞれの搬送波信号をディジタル信号により位相
変調（ＰＳＫ）や直交変調（ＱＡＭ）する変調方式であ
る。複数の搬送波信号により伝送帯域を分割するので１
つの搬送波信号当たりの帯域は狭くなるので、１つの搬
送波信号当たりの変調速度は遅くなる。しかし伝送帯域
が同一である場合、複数の搬送波信号をそれぞれ変調し
た結果得られる総合的な伝送速度は従来の変調と変わら
ない。この方式では多数の搬送波信号が並列に伝送され
るので、シンボル当たりの速度は遅くなるため、いわゆ
るマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時
間長に対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間を小
さくすることが可能である。従って、この方式はマルチ
パス妨害の影響を受けにくく、この特徴により地上波に
よるデジタル信号の伝送に対して特に注目されている。

【０００４】ここで、直交多重周波数多重方式の信号処
理には離散的フーリエ変換および離散的逆フーリエ変換
を高速に行う必要がある。しかし、最近の半導体技術の
進歩により、従来困難であったハードウェア的な処理に
よる離散的フ−リエ変換や離散的逆フ−リエ変換を実行
可能な半導体素子が供給されるようなってきており、従
って、このような素子を用いて簡単に直交周波数多重方
式の変調を行う、あるいは、この変調方式により変調さ
れた信号を復調することができる。このような半導体技
術の進歩もこの直交周波数多重方式が注目されている理
由の一つである。

【０００５】以下、一般的な直交周波数多重方式につい
て説明する。直交周波数多重方式の特徴は、伝送チャン
ネル（伝送帯域）を分割した所定の帯域幅ごとに直交す
る搬送波信号を発生し、変調後の信号がそれぞれの帯域
幅に納まる程度の低いデータ速度のディジタル信号で各
搬送波信号のそれぞれをディジタル信号で変調するので
はなく、全ての搬送波信号の変調を離散的逆フ−リエ変
換（ＩＤＦＴ）により一括して行う点にある。

【０００６】以下、図７参照して直交周波数多重方式の
動作を説明する。図７は、直交周波数多重方式の各搬送
信号による情報伝達を説明する図である。図７におい
て、＃ｋ（ｋは整数）に示す信号は、それぞれ時間区間
（シンボル区間）Ｔ_sにおいて、周期Ｔ_s／ｋの搬送波
信号波形を示し、（ａ），（ｂ）はそれぞれ伝送すべき
情報の値１，０の場合の搬送波信号波形を示す。

【０００７】所定のある時間区間Ｔ_sをシンボル時間と
する。図７の＃１〜＃ｎには、それぞれ周期Ｔ_s〜周期
Ｔ_s／ｎの搬送波信号＃１〜＃ｎの集合が示してある。
このような搬送波信号＃１〜＃ｎが順番に並んでいると
して、これらの各搬送波信号の振幅及び位相を伝送すべ
き情報で規定すると、シンボルの波形を伝送すべき情報
（ディジタル信号）で規定することができる。例えば図
７（ａ）に示す各搬送波信号波形と、（ｂ）に示す搬送
波信号波形を定義する。受信機が図７（ａ）に示す波形
の信号を論理値１に対応付け、図７（ｂ）に示す波形の
信号を論理値０に対応付けることにより、各搬送波信号
ごとに情報（ディジタル信号）を伝送することができ
る。

【０００８】図７に示した例においては、各搬送波信号
を２つの位相状態で規定したいわゆるＢＰＳＫで変調
し、各搬送波信号ごとに１ビットの情報を伝送している
が、各搬送波信号ごとにより多くの位相および振幅を定
義し、多値化して伝送することも可能である。すなわ
ち、各搬送波信号の振幅及び位相を規定することによっ
てその波形を得る。この波形を得るための処理動作はい
わゆる逆フ−リエ変換となる。従って、直交周波数多重
方式においては、離散的逆フ−リエ変換回路を用いて直
交周波数多重信号を得ることができる。

【０００９】以下、図１０を参照して直交周波数多重変
調を行う変調装置の構成を説明する。図１０は、従来の
直交周波数多重変調装置８０の構成を示す図である。直
交周波数多重変調装置８０は、シリアル／パラレル変換
回路８０３、８０４、離散的逆フ−リエ変換回路（ＩＤ
ＦＴ）８０５、パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）
８０６、８０６、バッファメモリ（ＢＭ）８０８、８０
９、Ｄ／Ａ変換回路（Ｄ／Ａ）８１０、８１１、ロ−パ
スフィルタ（ＬＰＦ）８１２、８１３、乗算回路８１
４、８１５、局部発振器８１６、９０゜移相回路（Ｈ）
８１７、加算回路８１８、バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）８１９、ＲＦコンバ−タ８２０、および、送信アン
テナ８２１から構成される。また、Ｉチャネル信号８０
１およびＱチャネル信号８０２は、それぞれ伝送される
べき直交周波数多重変調されるべきディジタル信号であ
り、送信信号８２２は、直交周波数多重変調装置８０に
よる処理により生成され、送信アンテナ８２１から送出
される電波信号である。

【００１０】以下、直交周波数多重変調装置８０の動作
を説明する。Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信
号８０２は、それぞれシリアル／パラレル変換回路８０
３、８０４に入力される。シリアル／パラレル変換回路
８０３、８０４は、Ｉチャネル信号８０１およびＱチャ
ネル信号８０２をシリアル／パラレル変換してこれらの
並列デ−タを生成し、離散的逆フ−リエ変換回路８０５
に入力する。離散的逆フ−リエ変換回路８０５は、並列
形式のＩチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０
２を離散的逆フ−リエ変換（ＩＤＦＴ）して時間領域の
信号に変換する。

【００１１】離散的逆フ−リエ変換回路８０５において
得られた２つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、
パラレル／シリアル変換回路８０６、８０７で時間的に
より直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ８０
８、８０９によりいわゆる後述するガ−ドインターバル
が付加され、Ｄ／Ａ変換回路８１０、８１１に入力され
る。ガードインターバルが付加されたこれらの信号は、
Ｄ／Ａ変換回路８１０、８１１によりアナログ形式の信
号に変換され、ロ−パスフィルタ８１２、８１３に入力
される。アナログ形式の信号に変換されたこれらの信号
は、ロ−パスフィルタ８１２、８１３によりフィルタリ
ングされて折り返し信号成分が除去され、乗算回路８１
４、８１５に入力される。

【００１２】折り返し信号成分が除去されたこれらの信
号は、乗算回路８１４、８１５により、それぞれ局部発
振器８１６から出力される搬送波信号、および、この搬
送波信号が９０°移相回路８１７により９０°移相され
た搬送波信号と乗算される。乗算回路８１４、８１５に
より変調されたそれぞれの搬送波信号は加算回路８１８
により加算され、合成される。加算回路８１８により合
成された信号は、バンドパスフィルタ８１９により所定
の帯域幅に制限され、ＲＦコンバ−タ８２０に入力され
る。加算回路８１８により帯域制限された信号は、ＲＦ
コンバ−タ８２０により所望の周波数に周波数変換さ
れ、送信アンテナ８２１より送信信号８２２として出力
される。

【００１３】以下、図１１を参照して、直交周波数多重
方式により変調された信号を受信、復調する従来の直交
周波数多重復調装置８５の構成および動作を説明する。
図１１は、従来の直交周波数多重復調装置８５の構成を
示す図である。直交周波数多重復調装置８５は、受信ア
ンテナ８５１は、チュ−ナ（Ｔｕ）８５２、乗算回路８
５３、８５４、局部発振器８５５、９０゜移相回路８５
６、ロ−パスフィルタ８５７、８５８、Ａ／Ｄ変換回路
８６１、８６２、シリアル／パラレル変換回路８５９、
８６０、離散的フ−リエ変換回路（ＤＦＴ）８６３、パ
ラレル／シリアル変換回路８６４、８６５、バッファメ
モリ８６６、８６７、搬送波信号再生回路８６８、およ
び、クロック再生回路（ＢＴＲ）８６９から構成され
る。

【００１４】また、図１１において、ＲＦ入力信号８５
０は、例えば直交周波数多重変調装置８０により生成さ
れ、送出された信号（送信信号８２２）であり、Ｉチャ
ネル信号８７１およびＱチャネル信号８７２は、直交周
波数多重復調装置８５が直交周波数多重復調装置８５０
を復調した結果として得られるディジタル形式の信号で
ある。

【００１５】以下、直交周波数多重復調装置８５の動作
を説明する。ＲＦ信号入力８５０は受信アンテナ８５１
で捕捉され、チュ−ナ８５２に入力される。チュ−ナ８
５２ではＲＦ入力信号８５０を周波数変換して中間周波
数帯の信号とし、増幅して乗算回路８５３、８５４に入
力する。乗算回路８５３、８５４には、それぞれ局部発
振器８５５の出力信号、および、局部発振器８５５の出
力信号が９０゜移相回路８５６により９０°移相された
信号が入力されており、これらの信号とチュ−ナ８５２
の出力信号とを乗算し、チュ−ナ８５２から出力される
中間周波数帯の信号を基底帯域信号に変換する。これら
の基底帯域信号は、ローパスフィルタ８５７、８５８に
より、それぞれ不要の高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変
換回路８５９、８６０に入力される。

【００１６】不要な高調波成分が除去された基底帯域信
号は、それぞれＡ／Ｄ変換回路８５９、８６０によりデ
ィジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリア
ル／パラレル変換回路８６１、８６２により並列（パラ
レル）形式の信号に変換され、離散的フ−リエ変換回路
８６３に入力される。ディジタル形式の信号に変換され
たこれらの信号は、離散的フ−リエ変換回路８６３によ
り離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）され、さらにパラレル
／シリアル変換回路８６４、８６５により直列（シリア
ル）形式の信号に変換され、バッファメモリ８６６、８
６７に入力される。

【００１７】シリアル形式の信号に変換されたこれらの
信号は、バッファメモリ８６６、８６７により、変調時
に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、
ディジタル形式のＩチャネル信号８７１およびＱチャネ
ル信号８７２として出力される。局部発振器８５５は、
パラレル／シリアル変換回路８６４、８６５によるＤＦ
Ｔ処理後の信号に基づいて、搬送波再生回路８６８の、
例えばコスタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を
再生する。

【００１８】ところで、一般に電波を用いた伝送系、特
に地上波による伝送を行う伝送系においては、伝送信号
がいわゆるマルチパス妨害の影響を受ける。マルチパス
妨害は、電波形式の伝送信号が障害物などによって反射
し、反射により遅延が加わった信号（マルチパス成分）
が遅延が加わらない主信号に重畳されて発生する妨害で
ある。従って、マルチパス妨害は、主信号にマルチパス
成分として振幅の減衰した遅延信号を加算することによ
りモデル化して考察することが可能である。ここで、マ
ルチパス成分の遅延時間をＴ_dとし、また、マルチパス
成分の減衰度をαとして、図７に示した搬送波信号＃１
と搬送波信号＃２ついてその影響を考える。搬送波信号
＃１の搬送波信号に対しては、主信号に対してマルチパ
ス成分の相対位相は２πＴ_d／Ｔ_s（ｒａｄ：ラジア
ン）となるが、搬送波信号＃２に対しては４πＴ_d／Ｔ
_s（ｒａｄ）となり、直交周波数多重方式におけるマル
チパス妨害の影響は各搬送波信号＃１〜＃ｎそれぞれで
その度合いが異なる。

【００１９】以下、図１２を参照してマルチパス妨害に
よる各搬送波信号＃１〜＃ｎの受ける影響を説明する。
図１２は、マルチパス妨害による各搬送波信号＃１〜＃
ｎの受ける影響を例示する図である。図１２に示した例
では、遅延時間Ｔ_dをＴ_s／４とした場合、（Ａ）＃１
に示す搬送波信号＃１に対応する（Ｂ）＃１に示すマル
チパス成分は主信号に対してπ／４の位相差を有する
が、（Ａ）＃２に示す搬送波信号＃２の搬送波信号に対
しては（Ｂ）＃２に示すマルチパス成分は主信号に対し
てπ／２の位相位相差となっている。

【００２０】さらに、図１２を参照してマルチパス妨害
の影響について搬送波信号＃１、＃２を例に考察する。
搬送波信号＃１、＃２に上記のマルチパス成分が重畳さ
れた場合、搬送波信号＃１、＃２とマルチパス成分の合
成信号は、それぞれ図１２（Ｃ）に示した合成信号にお
ける（Ｔ_s−Ｔ_d）の期間は送信信号と同じような波形
となる。一方、これらの合成信号の両端の期間において
は、波形が歪んでいることが分かる。これらの歪みが生
じるのは、マルチパス成分の遅延時間分だけマルチパス
成分の隣接シンボルが主信号のある時点でのシンボルに
混入して合成されるからである。このため、ある時点で
の受信信号は隣接シンボルの影響を必ず受けることにな
り、妨害を受けることになる。上述の理由から、直交周
波数多重復調装置８５側でいかなるＤＦＴの時間窓を離
散的フ−リエ変換回路８６３に設定しても、ＤＦＴ時間
窓の中に隣接シンボルの一部が存在することになるの
で、離散的フ−リエ変換して復調した時正しい振幅及び
位相は得られない。

【００２１】離散的フ−リエ変換回路８６３に設定する
ＤＦＴ時間窓が２つのシンボルにまたがるのを避けるた
め、直交周波数多重方式においては通常、ガ−ドインタ
ーバルと呼ばれる信号期間Ｔ_gを設けてシンボルを構成
する。このガードインターバルＴ_gは、直交周波数多重
変調装置８０において離散的逆フ−リエ変換回路８０５
が、Ｉチャネル信号８０１およびＱチャネル信号８０２
をＩＤＦＴして生成した信号の前部を、バッファメモリ
８０８、８０９によりシンボルの後部に付加したもので
あり、ガードインターバルＴ_gが付加されたシンボルは
シンボル長が長くなる。所定の搬送波信号についてのガ
ードインターバルの付加は同時に、その他の各搬送波信
号についてのガードインターバルＴ_gの付加でもある。

【００２２】図１３は、ガ−ドインタバルＴ_gを付加し
た信号について図７および図１２に示した搬送波信号＃
１を例にマルチパス妨害を受けた場合の搬送波信号の波
形を示す図である。図１３において、Ｔ_sはシンボルの
時間長であり、Ｔ_Wは離散的フ−リエ変換回路８６３に
設定されるＤＦＴ時間窓の時間長、Ｔ_dはマルチパス妨
害波の遅延時間である。また、図１３（Ａ）はガ−ドイ
ンタバルＴ_gが付加された搬送波信号＃１の主信号を、
（Ｂ）は搬送波信号＃１のマルチパス成分の波形を、
（Ｃ）は受信信号（合成信号）の波形を示す。図１３
（Ｃ）に示したように、受信側のＤＦＴ時間窓を主信号
およびマルチパス成分の両方に対してＤＦＴ時間窓の中
の全ての領域が同一のシンボルとなるようにＤＦＴ時間
窓の搬送波信号の各周期における位相（窓位相）を設定
することにより、隣接するシンボルから所定のシンボル
の復調信号に与えられる影響を排除することができる。

【００２３】以上のことから、直交周波数多重変調装置
８０側において、マルチパス妨害を回避するために適当
な時間幅のガ−ドインタバルＴ_gを付加して信号を形成
することが有効であることがわかる。しかし、ＤＦＴ時
間窓の全ての領域を同一のシンボルであるようにする時
間窓の与え方は位置ではなく、この時間窓の再生位相に
よって受信信号の再生位相が異なる。さらには、マルチ
パス成分の遅延時間Ｔ_dや希望波対不要波比（Ｄ／Ｕ）
によっても主信号との合成信号は送信信号とその振幅や
位相が異なる。この振幅および位相に対応するようにガ
−ドインタバルＴ_gを設けることにより、シンボル間に
ＤＦＴ時間窓がまたがることにより生じる隣接するシン
ボルからの影響が回避可能である。しかし、マルチパス
成分の遅延時間Ｔ_d、マルチパス成分の振幅、あるい
は、ＤＦＴ時間窓の再生位相により、受信された各搬送
波信号＃１〜＃ｎの振幅および位相は通常、送信された
時点での各搬送波信号の振幅および位相と異なる。従っ
て、送信側で付加されたガードインターバルＴ_gが受信
側では必ずしも有効ではない可能性がある。

【００２４】そこで、受信した各搬送波信号の振幅およ
び位相を補正することが必要となる。この補正は、直交
周波数多重変調装置８０側で各搬送波信号＃１〜＃ｎに
対する何らかの基準信号を送信信号に付加して送信し、
直交周波数多重復調装置８５側でこれらの基準信号を分
離して処理を行い、受信信号の振幅および位相を補正こ
とにより行われる。従来、上述の各受信搬送波信号に係
る補正のための補正回路は、かなり複雑な構成であっ
た。また、送信側で付加される各搬送波信号に対する基
準信号は、伝送中に雑音等の影響を受けることになり、
このような基準信号に基づいて受信搬送波信号の補正を
行うことは、伝送路における雑音の影響をさらに補正処
理において受信搬送波信号に加えることになるため適切
ではない。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】従来技術として上述し
た直交周波数多重変調装置、および、直交周波数多重復
調装置においては、ガードインターバルを設けることに
より、ＤＦＴ処理における隣接するシンボルの影響を排
除可能である。しかし、受信された各搬送波信号の振幅
および位相は通常、送信時の各搬送波信号の振幅および
位相と異なっているため、送信側で付加されたガードイ
ンターバルが有効でない場合がある。このため、受信側
で受信された各搬送波信号の振幅および位相を補正する
必要がある。この受信された各搬送波信号に係る補正の
ためには、送信側で各搬送波信号に対する何らかの基準
信号を受信側に送る必要がある。しかし、上述の受信信
号の振幅および位相の補正のための補正回路は複雑な構
成であるという問題がある。また、補正に使用される各
搬送波信号に対する基準信号は必然的に伝送路における
雑音の影響を受けることとなり、雑音の影響を受けた基
準信号に基づいて受信信号の補正を行うことは不適切で
あるという問題がある。

【００２６】本発明は上述した従来技術の問題点に鑑み
てなされたものであり、簡単な回路構成により、直交周
波数多重方式により変調された直交変調信号を受信し、
復調して得られる基底帯域信号の補正を行うことができ
るディジタル復調装置を提供することを目的とする。ま
た、受信された各搬送波信号の補正に使用される基準信
号に対する雑音の影響を排除可能とし、この基準信号に
基づいて受信された各搬送波信号の補正を行うことによ
り、マルチパス妨害等に対する耐性が高いディジタル復
調装置を提供することを目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のディジタル復調装置は、それぞれ複数の基底
帯域信号により相互に直交する複数の搬送波信号が変調
され、周波数多重化された直交変調信号を受信し、前記
各搬送波信号に対応する前記複数の基底帯域信号を復調
する基底帯域信号復調手段と、前記各搬送波信号ごと
に、それぞれ対応する前記基底帯域信号から基準信号を
分離し、該基準信号とその目標値に基づいて、該搬送波
信号ごとに補正量をそれぞれ算出する補正量算出手段
と、当該基底帯域信号に対応する前記補正量に基づい
て、前記各基底帯域信号それぞれの補正演算を行う補正
手段とを有する。

【００２８】前記複数の直交変調信号は、前記複数の基
底帯域信号を周波数領域から時間領域に変換した信号に
より前記複数の搬送波信号を変調し、これらの変調後の
搬送波信号を合成することにより生成され、前記基底帯
域信号復調手段は、該直交変調信号、および、互いに直
交する局部信号を乗算し、これらの乗算結果を時間領域
から周波数領域に変換することにより前記複数の基底帯
域信号を復調することを特徴とする。また好適には、前
記複数の直交変調信号は、前記複数の基底帯域信号を周
波数領域から時間領域に変換した信号により前記複数の
搬送波信号を変調し、これらの変調後の搬送波信号を合
成することにより生成され、前記基底帯域信号復調手段
は、該直交変調信号、および、互いに直交する局部信号
を乗算し、これらの乗算結果を時間領域から周波数領域
に変換することにより前記複数の基底帯域信号を復調す
ることを特徴とする。また好適には、前記周波数領域か
ら時間領域への変換は、離散的逆フーリエ変換であり、
前記時間領域から周波数領域への変換は、離散的フーリ
エ変換であることを特徴とする。また、前記補正量算出
手段は、前記各基準信号に対応して設けられ、これらの
基準信号をそれぞれ記憶する基準信号記憶手段と、前記
各基準信号をフィルタリングして前記各基準信号記憶手
段に入力するフィルタリング手段とを有することを特徴
とする。また、前記フィルタリング手段は、ある時点で
該基準信号記憶手段に記憶される基準信号と、該時点で
前記基底帯域復調手段において復調された基準信号とを
所定の割合で平均化してフィルタリングを行うことを特
徴とする。また、前記所定の割合は可変であって、該所
定の割合は、演算制御手段を用いた制御により、当該デ
ィジタル復調装置、および、前記直交変調信号の受信状
態に対応して変更されることを特徴とする。本発明のデ
ィジタル変調装置は、直交周波数多重信号の所定の位置
に、所定の値を表す基準信号を挿入する基準信号挿入手
段を有することを特徴とする。

【００２９】

【作用】送信側において、各搬送波信号ごとに基準信号
を付加して送出する。受信側において、各搬送波信号ご
とに基準信号を復調、および、分離してメモリに記憶
し、これらの受信された基準信号、および、基準信号の
目標値との誤差に基づいて補正量を計算する。この補正
量と復調された基底帯域信号との演算により補正演算処
理を行う。上述のような補正を行うことにより、受信さ
れ復調された各搬送波に対応する基底帯域信号に対する
適切な補正が可能となり、復調後の信号から伝送路上で
受けるマルチパス妨害等の影響を有効に排除する。さら
に、復調された基準信号、および、メモリに記憶された
基準信号を適切な比で平均化することにより、基準信号
に対して伝送路上で加わった雑音の影響を排除し、さら
に適切な基準信号を得る。また、受信された基準信号、
および、メモリに記憶された基準信号を平均化する際の
比を変更可能とし、この比の値を適宜変更することによ
り、補正処理の応答速度を加減する。

【００３０】

【実施例】実施例の説明に先立ち、直交周波数多重（Ｏ
ＦＤＭ）信号を数式を用いて説明する。直交周波数多重
信号は、一般の６４ＱＡＭ等の多値変調が単一の搬送波
信号を振幅変調および位相変調して所定の帯域内で情報
の伝送を行うのに対し、複数の搬送波信号をそれぞれ、
単一の搬送波信号を使用した変調方式に比べて低い情報
速度（ビットレート）で変調して所定の帯域内で情報の
伝送を行う変調方式である。直交周波数多重信号の搬送
波信号数がＮであって、各搬送波信号についてＱＡＭ変
調した場合、直交周波数多重信号のｍ番目のシンボルｆ
_m（ｔ）は、次式で表される。

【００３１】

【数１】

【００３２】式１において、Δφ_mnは、後述するガード
インターバルによるシンボルの位相回転を補正する項で
あり、次式で表される。

【００３３】

【数２】

【００３４】式１、および、式２より、直交周波数多重
信号は次式で定式化される。

【００３５】

【数３】

【００３６】以下、直交周波数多重信号の電力スペクト
ラムを定式化する。式１で表された第ｍ番目のシンボル
の時間幅Ｔ’の第ｍ番目のシンボルｆ_m（ｔ）のフーリ
エ積分は次式のように表される。

【００３７】

【数４】

【００３８】式４より、この区間におけるエネルギース
ペクトラムは、次式で表される通りとなる。

【００３９】

【数５】

【００４０】式５第２項において、

【００４１】

【数６】

【００４２】は、第ｍ番目と第ｋ番目の搬送波信号の変
調波の相関関数であり、情報に相関がないことを仮定す
ると、式６は０となる。従って、式３は次式のように変
形される。

【００４３】

【数７】

【００４４】受信側においては、受信した直交多重周波
数多重信号をフーリエ変換して復調を行う。この際、時
間窓により直交周波数多重信号を切り出してからフーリ
エ変換を行う。この時間窓のタイミングと復調出力との
関係を説明する。以下説明の簡略化のために、上記各式
においてｍ＝０である場合について説明する。従って、
式１は次式のようになる。

【００４５】

【数８】

【００４６】まず、ガードインターバルがない（Ｔ＝
Ｔ’）場合を説明する。時間窓がτ_oだけずれた場合、
積分期間〔−Ｔ／２，Ｔ／２〕には、ｍ＝０，−１の２
つのシンボルが存在する。このフーリエ積分Ｆ_o’
（ω）は次式で表される。

【００４７】

【数９】

【００４８】ここで、式９の第２項は時間窓がずれたた
めに隣接のシンボルから漏れた妨害成分である。

【００４９】式９から２Ｎ点の離散的フーリエ変換（Ｄ
ＦＴ）に対する係数Ｆ_ok’を求めると次式のようにな
る。

【００５０】

【数１０】

【００５１】式９の〔〕内の第１項は信号成分、第２
項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分、第３項は隣接
シンボルからの漏洩信号成分を表す。また係数は、全体
の振幅および位相の変化を表す。

【００５２】以上より、ｋ番目の搬送波信号における信
号電力Ｓ_kに対する漏洩信号成分による妨害電力Ｉ_kの
比は、次式で表される。

【００５３】

【数１１】

【００５４】以下、ガードインターバルがある場合を説
明する。まず、時間窓のずれτ_oが小さく、積分期間が
同一シンボル内（τ_o≦Ｔ_g／２）である場合のフーリ
エ積分Ｆ_o"'（ω）は次式で表される。

【００５５】

【数１２】

【００５６】式１２から、Ｌ点ＤＦＴに対する係数
Ｆ_ok"'を求めて次式を得る。

【００５７】

【数１３】

【００５８】式１３には信号成分しか存在しない。従っ
て、式１３より信号移相は搬送波信号によって回転して
いることがわかる。

【００５９】次に、時間窓のずれτ_oが大きく、積分区
間が隣接シンボルにかかる場合を説明する。この場合、
ガードインターバルがない場合のモデルと同様となるの
で、フーリエ積分、ＤＦＴ、および、信号電力対妨害電
力比Ｓ_k／Ｉ_kはそれぞれ式９〜式１１と同一となる。

【００６０】次にガードインターバルとして無信号を割
り当てた場合について説明する。時間窓のずれτ_oに比
べてガードインターバルとしての無信号期間が充分長い
場合、そのフーリエ積分Ｆ_o・・・（ω）は次式のよう
に表される。

【００６１】

【数１４】

【００６２】式１４は、式９の第１項のみとなる。この
理由は、時間窓のずれτ_oが無信号期間の積分となるた
めに０となり、ガードインターバルがない場合に生じる
隣接シンボルからの信号成分の漏洩がなくなるためであ
る。

【００６３】式１４から、２Ｎ点の離散的フーリエ変換
を行った場合の係数Ｆ_ok・・・を求めると次式のように
なる。

【００６４】

【数１５】

【００６５】式１５の〔〕内の第１項は信号成分であ
り、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分を表し
ている。信号電力対妨害電力比Ｓ_k／Ｉ_kは、次式の通
りとなる。

【００６６】

【数１６】

【００６７】以下、マルチパス妨害等により発生するゴ
ーストの影響を説明する。ゴーストｇ_o（ｔ）として、
次式で表される主信号がτ_oだけ遅延し、そのレベルが
α_o、その位相がθ_oだけ回転した信号を仮定する。

【００６８】

【数１７】

【００６９】式１７において、ｅｘｐ（ｊθ_o）を仮定
したのは、Ｉ軸およびＱ軸の漏洩、すなわち直交ゴース
トをも考慮したためである。また、主信号Ｆ_okは次式で
表される。

【００７０】

【数１８】

【００７１】ガードインターバルとして無信号を割り当
てた場合、ゴースト成分のＤＦＴ係数Ｇ_okは式１５を参
照して次式で表される。

【００７２】

【数１９】

【００７３】従って、主信号にゴーストが加わった受信
信号のＤＦＴ係数Ｈ_okは次式で表される。

【００７４】

【数２０】

【００７５】式２０において、第１項は信号成分であ
り、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分であ
る。従って、この場合の信号電力対妨害電力比Ｓ_k／Ｉ
_kは次式の通りとなる。

【００７６】

【数２１】

【００７７】式２１より、信号電力対妨害電力比Ｓ_k／
Ｉ_kは次式の通りとなる。

【００７８】

【数２２】

【００７９】

【数２３】

【００８０】式２０〜式２３は、時間窓が主信号に一致
していると仮定して計算したものであり、時間窓がずれ
ている場合はさらに信号電力対妨害電力比Ｓ_k／Ｉ_kは
悪化する。

【００８１】以下本発明のディジタル復調装置の実施例
を説明する。本発明のディジタル復調装置は、直交周波
数多重信号として無線伝送される、例えばディジタル映
像信号を受信し、復調する装置である。

【００８２】以下、直交周波数多重復調装置の各部分の
構成を説明する。図１は、本発明の直交周波数多重復調
装置１の構成を示す図である。直交周波数多重復調装置
１は、２種類の搬送波信号および２種類の基底帯域信号
（Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号）を用いた直交
周波数多重方式の信号を復調する。直交周波数多重復調
装置１の各部分の内、受信アンテナ１０１は、例えば従
来の技術として示した直交周波数多重変調装置８０によ
り直交周波数多重され、電波信号として送出された受信
信号を捕捉する。チューナ１０２は、受信アンテナ１０
１により補足された受信信号を所定の中間周波数帯に変
換し、増幅して復調装置に入力する。復調回路１１０
は、チューナ１０２から入力される受信信号から２種類
の基底帯域信号（信号Ｉ’と信号Ｑ’）を復調して補正
回路１４０に入力する。補正回路１４０は、送信側で付
加された基準信号に基づいて復調回路１１０から入力さ
れる信号Ｉ’と信号Ｑ’を補正して出力する。つまり本
発明の直交周波数多重復調装置１は、従来の技術として
示した直交周波数多重復調装置８５と同等の復調回路１
１０により２種類の基底帯域信号（信号Ｉ’および信号
Ｑ’）を復調し、復調されたこれらの信号をさらに補正
回路１４０で補正するように構成されている。

【００８３】図２は、図１に示した復調回路１１０の構
成を示す図である。復調回路１１０の各部分の内、乗算
回路１１１、１１２は、それぞれチューナ１０２から入
力された中間周波数帯域の受信信号と、局部発振器（Ｌ
Ｏ）１１３の出力信号、および、局部発振器１１３の出
力信号を９０゜移相回路１１６により９０°移相した信
号とを乗算してローパスフィルター（ＬＦＰ）１１５、
１１６に入力する。ローパスフィルター１１５、１１６
は、それぞれ乗算回路１１１、１１２の出力信号の内、
所定の高域遮断周波数以下の成分を通過させ、不要な周
波数成分を取り除き、アナログ／ディジタル変換回路
（Ａ／Ｄ）１１７、１１８、および、クロック再生回路
１２７に入力する。

【００８４】アナログ／ディジタル変換回路１１７、１
１８は、それぞれローパスフィルター１１５、１１６か
ら入力されるアナログ形式の信号をディジタル形式の信
号に変換する。シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）
１１９、１２０は、それぞれアナログ／ディジタル変換
回路１１７、１１８から入力される直列（シリアル）形
式のディジタル信号を並列（パラレル）形式の信号に変
換してＤＦＴ回路１２１に入力する。ＤＦＴ回路１２１
は、シリアル／パラレル変換回路１１９、１２０から入
力されるディジタル信号を離散的フ−リエ変換（ＤＦ
Ｔ）してパラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）１２
２、１２３に入力する。ＤＦＴ演算は次式で表される。

【００８５】

【数２４】

【００８６】パラレル／シリアル変換回路１２２、１２
３は、ＤＦＴ回路１２１から入力されたパラレル形式の
ディジタル信号をシリアル形式の信号に変換し、バッフ
ァメモリ（Ｂ／Ｍ）１２４、１２５、および、搬送波信
号再生回路１２６に入力する。

【００８７】バッファメモリ１２４、１２５は、パラレ
ル／シリアル変換回路１２２、１２３から入力される信
号についてガードインターバルの除去等の処理を行い、
信号Ｉ’および信号Ｑ’として出力する。搬送波信号再
生回路（ＣＲ）１２６は、例えばコスタスループ回路等
により構成され、パラレル／シリアル変換回路１２２、
１２３の出力信号に基づいて局部発振器１１３を制御し
て所定の周波数の局部周波数信号を発生させる。局部発
振器１１３は、例えば電圧制御発信回路（ＶＣＯ）であ
り、搬送波信号再生回路１２６の制御により所定の周波
数の局部信号を発生する。９０°位相回路１１４は、局
部発振器１１３の出力信号の位相を９０°移相させ、位
置制御部１１２に入力する。クロック再生回路１２７
は、ローパスフィルター１１５、１１６から入力される
信号に基づいてクロック信号（ＣＫ）を生成し、また、
ＤＦＴ時間窓を生成してＤＦＴ回路１２１に入力する。

【００８８】図３は、図１に示した補正回路１４０の構
成を示す図である。補正回路１４０の各部分の内、レジ
スタ（Ｒ）１４１、１４２は、それぞれ信号Ｉ’および
信号Ｑ’を一時記憶し、ノイズフィルタ部１４３、メモ
リ部１４６等の補正回路１４０のその他の部分で生じる
遅延を補償して補正演算回路１５２に入力する。ノイズ
フィルタ部１４３は、それぞれ受信信号に含まれる搬送
波信号の数ｎだけ設けられた復調回路１１０から入力さ
れる信号Ｉ’および信号Ｑ’を処理するノイズフィルタ
（ＮＦ）１４４ａ〜１４４ｎ、および、ノイズフィルタ
１４５ａ〜１４５ｎから構成され、信号Ｉ’および信号
Ｑ’をフィルタリングしてメモリ部１４６に入力する。
ノイズフィルタ部１４３のノイズフィルタ１４４ａ〜１
４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、それぞれ伝送路上で基
準信号に混入した雑音を除去するために設けられたもの
である。仮に、雑音の混入した基準信号をそのまま用い
て補正演算回路１５２における補正演算を行った場合、
出力信号Ｉ_oおよび出力信号Ｑ_oの信号電力対雑音電力
比が劣化してしまう。従って、何らかの手法を用いて基
準信号に含まれる雑音を除去する必要が生じる。直交周
波数多重復調装置１においては、補正回路１４０のノイ
ズフィルタ部１４３を構成する各フィルタ１４４ａ〜１
４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎが基準信号に重畳された雑
音を除去する。ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１
４５ａ〜１４５ｎそれぞれの構成およびその特性は図
４、図５を参照して後述する。

【００８９】メモリ部１４６は、それぞれノイズフィル
タ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎに対応する
メモリ（Ｍ）１４７ａ〜１４７ｎ、１４８ａ〜１４８ｎ
から構成され、ノイズフィルタ部１４３のフィルタリン
グ出力を記憶する。マルチプレクサ（ＭＵＸ）１４９
は、メモリ部１４６の各メモリ１４７ａ〜１４７ｎ、１
４８ａ〜１４８ｎに記憶された信号の内、基準信号（リ
ファレンス信号）を順次選択し、基準信号Ｉ_rおよび基
準信号Ｑ_rとして補正量計算回路１５１に入力する。補
正目標値メモリ１５０は、補正目標値Ｉ_dおよび補正目
標値Ｑ_dを記憶し、補正量計算回路１５１に入力する。
補正量計算回路１５１は、基準信号Ｉ_r、基準信号
Ｑ_r、補正目標値Ｉ_d、および、補正目標値Ｑ_dに基づ
いて補正量Ｉ_Cおよび補正量Ｑ_Cを算出し、補正演算回
路１５２に入力する。補正演算回路１５２は、補正量Ｉ
_Cおよび補正量Ｑ_Cに基づいて、レジスタ１４１、１４
２から入力される信号Ｉ_i、信号Ｑ_iを補正し、この補
正結果を出力信号Ｉ_oおよび出力信号Ｑ_oとして出力す
る。

【００９０】図４は、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４
ｎ、１４５ａ〜１４５ｎの構成を示す図である。ノイズ
フィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、
それぞれ同一構成の一般に巡回型フィルタと呼ばれるフ
ィルタであり、それぞれ減算回路１４４１、乗算回路１
４４２、加算回路１４４３、および、レジスタ１４４４
が図中に示すように接続されて構成されている。ノイズ
フィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、
それぞれ対応する搬送波信号の基準信号が入力された場
合にのみレジスタ１４４４に信号をラッチし、積分動作
を行って雑音（ノイズ）成分を除去する。減算回路１４
４１は、復調回路１１０から入力される信号Ｉ’および
信号Ｑ’に含まれる基準信号からレジスタ１４４４によ
り１動作周期分の遅延が与えられた加算回路１４４３の
出力信号を減算する。乗算回路１４４２は、加算回路１
４４１の加算結果に係数α（０＜α≦１）を乗算して加
算回路１４４３に入力する。加算回路１４４３は、乗算
回路１４４２の乗算結果とレジスタ１４４４により１動
作周期分の遅延が与えられた加算回路１４４３の出力信
号を加算してフィルタリング結果として出力する。

【００９１】図５は、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４
ｎ、１４５ａ〜１４５ｎの伝達特性を示す図である。図
中の特性に付した係数αの値は、乗算回路１１４２の係
数αを示し、横軸Ωは周波数、縦軸｜Ｈ（Ω）｜は伝達
特性を示す。図５に示すように、係数αの値が大きい場
合（１に近い場合）は通過帯域が広くなり、反対に係数
αの値が小さい場合（０に近い場合）は通過帯域が狭く
なる。つまり、係数αの値が大きい場合はノイズ除去特
性が良好であるものの追従性が悪くなり、係数αの値が
小さい場合はノイズ除去特性が悪くなるものの追従性が
良好になる。

【００９２】ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４
５ａ〜１４５ｎのこのような特性を利用して、例えば受
信周波数（通信チャネル）の変更時、あるいは、直交周
波数多重復調装置１の装置立ち上げ時等には係数αの値
を大きくして入力信号に対する追従性を高め、順次係数
αの値を次第に小さくすることにより、追従性とノイズ
除去特性の両者を満足するトレードオフ点で動作させる
ことができる。この係数αの調節は、復調された基準信
号、および、メモリ１４３に記憶された基準信号を適切
な比で平均化することに相当し、さらに適切な基準信号
を得ることを可能としている。

【００９３】このような制御は、マイクロコンピュータ
を用いた制御により容易に実現可能である。図６は、係
数αを調節するアルゴリズムの例である。図６におい
て、ステップ０１（Ｓ０１）において、直交周波数多重
復調装置１のマイクロプロセッサは、電源が投入（Ｏ
Ｎ）されたか否かを判断する。電源が投入された場合Ｓ
０２の処理に進み、投入されなかった場合Ｓ０１の処理
に留まる。ステップ０２（Ｓ０２）において、マイクロ
プロセッサは、係数αを１に設定する。ステップ０３
（Ｓ０３）において、マイクロプロセッサは、再生され
た搬送波信号、再生されたクロック信号、および、ＤＦ
Ｔ時間窓信号の同期を監視する。これらの各信号の同期
が確立した場合Ｓ０４の処理に進み、確立しない場合Ｓ
０３の処理に留まる。ステップ０４（Ｓ０４）におい
て、マイクロプロセッサは係数αを、例えばより小さい
値０．５に設定する。ステップ０５（Ｓ０５）におい
て、マイクロプロセッサは所定の時間のタイマを起動す
る。ステップ０６（Ｓ０６）において、マイクロプロセ
ッサは、タイマの経過時間を判断し、所定の時間が経過
した場合Ｓ０７の処理に進み、経過しない場合Ｓ０６の
処理に留まる。ステップ０７（Ｓ０７）において、マイ
クロプロセッサは、所定の時間経過後、より大きな効果
を得るために係数αを、例えばより小さい値０．２５に
変更する。ステップ０８（Ｓ０８）において、マイクロ
プロセッサは上述の各信号の同期が維持されているか否
かを判断する。維持されている場合係数αを０．２５に
固定し、維持されない場合Ｓ０２の処理に進む。

【００９４】以下、直交周波数多重復調装置１の動作を
説明する。受信信号は受信アンテナ１０１で補足され、
チュ−ナ１０２に入力される。チュ−ナ１０２は、受信
信号を周波数変換して中間周波数帯の信号として復調回
路１１０の乗算回路１１１、１１２に入力する。乗算回
路１１１、１１２には、それぞれ局部発振器１１３の出
力信号、および、局部発振器１１３の出力信号が９０゜
移相回路１１４により９０°移相された信号が入力され
ており、これらの信号とチュ−ナ１０２の出力信号とを
乗算し、チュ−ナ１０２から出力される中間周波数帯の
信号を基底帯域信号に変換する。これらの基底帯域信号
は、ローパスフィルタ１１５、１１６により、それぞれ
不要の高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回路１１７、
１１８に入力される。

【００９５】不要な高調波成分が除去された基底帯域信
号は、それぞれＡ／Ｄ変換回路１１７、１１８によりデ
ィジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリア
ル／パラレル変換回路１１９、１２０により並列（パラ
レル）形式の信号に変換され、ＤＦＴ回路１２１に入力
される。ディジタル形式の信号に変換されたこれらの信
号は、ＤＦＴ回路１２１においてクロック再生回路１２
７から出力されるＤＦＴ時間窓に基づいて切り取られ、
離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）され、さらにパラレル／
シリアル変換回路１２２、１２３によりシリアル形式の
信号に変換され、バッファメモリ１２４、１２５に入力
される。

【００９６】シリアル形式の信号に変換されたこれらの
信号は、バッファメモリ１２４、１２５により、変調時
に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、
ディジタル形式の信号Ｉ’および信号Ｑ’として補正回
路１４０に入力される。局部発振器１１３は、パラレル
／シリアル変換回路１２２、１２３によるＤＦＴ処理後
の信号に基づいて、搬送波再生回路１２６の、例えばコ
スタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を再生す
る。

【００９７】信号Ｉ’および信号Ｑ’は、それぞれレジ
スタ１４１、１４２に一時記憶されるとともに、信号
Ｉ’および信号Ｑ’の内、それぞれの搬送波信号に対応
する基準信号は、ノイズフィルタ部１４３で雑音が除去
されてメモリ部１４６に記憶される。マルチプレクサ１
４９は、メモリ部１４６から各搬送波信号ごとの基準信
号を順次選択して基準信号Ｉ_rおよび基準信号Ｑ_rとし
て補正量計算回路１５１に入力する。補正量計算回路１
５１においては、基準信号をＩｒ、基準信号Ｑｒ、補正
目標値メモリ１５０から入力される補正目標値Ｉ_d、お
よび、補正目標値Ｑ_dに基づいて次式に示す演算を行
い、補正量Ｉ_Cおよび補正量Ｑ_Cを算出して補正演算回
路１５２に入力する。

【００９８】

【数２５】

【００９９】一方、レジスタ１４１、１４２に一時記憶
された信号Ｉ’および信号Ｑ’は、上述の処理による遅
延が補償され、補正演算回路１５２に順次入力される。
補正演算回路１５２においては、レジスタ１４１、１４
２から出力される信号Ｉ_iおよび信号Ｑ_iについて次式
に示す補正演算が行われ、この補正演算結果が出力信号
Ｉ_oおよび出力信号Ｑ_oとして出力される。

【０１００】

【数２６】

【０１０１】以上述べたように、各搬送波信号ごとに、
それぞれ対応する基準信号に基づいて補正量を計算し、
この補正量を用いて補正演算を行うことにより各搬送波
信号の基底帯域信号の有する情報を正確に復調可能であ
る。

【０１０２】なお、本実施例においては説明の都合上、
メモリ部１４６をノイズフィルタ部１４３に後置した
が、メモリ部１４６の各メモリ１４７ａ〜１４７ｎ、１
４８ａ〜１４８ｎを、図４に示したレジスタ１４４４で
代用することが可能である。つまり、メモリ部１４６を
用いずに、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４４ｎ、１４５
ａ〜１４５ｎそれぞれのレジスタ１４４４の出力信号を
マルチプレクサ１４９により選択するように構成するこ
とが可能である。また、ノイズフィルタ１４４ａ〜１４
４ｎ、１４５ａ〜１４５ｎは、図４に示した巡回型のフ
ィルタでなくともよく、例えば非巡回型のフィルタにこ
れらを置換可能である。上述した実施例に示した他本発
明のディジタル復調装置は、例えば変形例に示したよう
に種々の構成をとることができる。

【０１０３】以下第２の実施例として、上述した本発明
の直交周波数復調装置１により受信される基準信号を有
する直交周波数多重信号を生成する直交周波数多重変調
装置３１を説明する。図８は、本発明の直交周波数多重
変調装置３１の構成を示す図である。本発明の直交周波
数多重変調装置３１は、直交多重周波数多重信号に所定
の基準信号（Ｒｅｆ）を挿入して受信側に送出する装置
である。図８において、バッファ（Ｂｕｆ）３２１、３
２２は、直交周波数多重変調装置３１に入力されるＩチ
ャネル信号およびＱチャネル信号（Ｉ、Ｑ）をバッファ
リングして速度変換を行って多重化回路（ＭＵＸ）３２
４に入力する。ＲＯＭ３２３は、基準信号（Ｉ_r、
Ｑ_r）を記憶しており、この基準信号をＩチャネル信号
およびＱチャネル信号に同期して多重化回路３２４に入
力する。多重化回路３２４は、Ｉチャネル信号、Ｑチャ
ネル信号、および、基準信号を所定の形式で多重化し
て、信号Ｉ_oおよび信号Ｑ_oとしてシリアル／パラレル
変換回路３０１、３０２に入力する。

【０１０４】シリアル／パラレル変換回路３０１、３０
２は、入力されるディジタル形式の信号Ｉ_oおよび信号
Ｑ_oをシリアル／パラレル変換して離散的逆フ−リエ変
換回路３０３に入力する。離散的逆フ−リエ変換回路
（ＩＤＦＴ）３０３は、シリアル／パラレル変換回路３
０１、３０２から入力される信号Ｉ_oおよび信号Ｑ_oを
周波数領域から時間領域に変換（ＩＤＦＴ）し、パラレ
ル／シリアル変換回路３０４、３０５に入力する。ＩＤ
ＦＴの演算は次式で表される。

【０１０５】

【数２７】

【０１０６】この際、離散的逆フ−リエ変換回路３０３
は、予め直交周波数多重復調装置２との間で取り決めら
れた所定の周波数成分に相当する離散的逆フーリエ変換
（ＩＤＦＴ）係数が０になるようにＩＤＦＴを行う。

【０１０７】パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）３
０４、３０５は、離散的逆フ−リエ変換回路３０３の出
力信号（係数）をパラレル形式の信号に変換し、バッフ
ァメモリ３０６、３０７に入力する。バッファメモリ
（ＢＭ）３０６、３０７は、パラレル／シリアル変換回
路３０４、３０５から入力される信号にガードインター
バルを付加する等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換回路３０
８、３０９に入力する。Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９
は、バッファメモリ３０６、３０７から入力されるディ
ジタル形式の信号をアナログ形式の信号に変換してロー
パスフィルタ３１０、３１２に入力する。乗算回路３１
２、３１３は、それぞれ局部発振器３１４から入力され
る搬送波信号、および、この搬送波信号が９０°移相回
路３１５で９０°移相された信号とロ−パスフィルタ３
１０、３１１の出力信号を乗算し、加算回路３１６に入
力する。局部発振器３１４は、搬送波信号を生成して、
乗算回路３１２および９０°移相回路３１５に入力す
る。９０゜移相回路（Ｈ）３１５は、局部発振器３１６
から入力される搬送波信号を９０°移相し、乗算回路３
１３に入力する。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１７
は、加算回路３１６の出力信号を所定の帯域幅に制限し
てＲＦコンバ−タ３１８に入力する。ＲＦコンバ−タ３
１８は、バンドパスフィルタ３１７の出力信号を送信周
波数に変換し、送信アンテナ３１９から送信信号として
送出する。

【０１０８】以下、直交周波数多重変調装置３１の動作
を説明する。Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号は、
バッファ３２１、３２２により速度変換され、多重化回
路３２４において所定の形式で、ＲＯＭ３２３に記憶さ
れた基準信号Ｉ_r、Ｑ_rが挿入され、信号Ｉ_oおよび信
号Ｑ_oとしてシリアル／パラレル変換回路３０１、３０
２に入力される。なお、Ｉチャネル信号およびＱチャネ
ル信号には、後述の離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）処理
に必要な時間窓信号の生成および同期のために使用され
る同期信号が付加されている。これらの回路の動作によ
り、直交周波数多重変調装置３１は直交周波数多重信号
に基準信号を挿入する。

【０１０９】図９は、直交周波数多重信号への基準信号
の挿入を説明する図である。図９において、（Ａ）は直
交周波数多重信号のシンボル期間を示し、（Ｂ）はＩチ
ャネル信号およびＱチャネル信号を示し、（Ｃ）はＲＯ
Ｍ３２３から出力される基準信号Ｉ_r、Ｑ_rを示し、
（Ｄ）は多重化回路３２４の出力信号を示す。図９
（Ａ）、（Ｂ）に示す複数のシンボルからなるシンボル
期間に、図９（Ｃ）に示す所定の値の基準信号Ｒｅｆを
挿入する。この基準信号は、図（Ｄ）に示すように、例
えば８シンボル期間ごとに１シンボル期間分挿入され
る。この基準信号Ｒｅｆの値、および、その挿入位置を
受信側および送信側で予め取り決めておけば、この基準
信号を利用して補正回路１４０による受信信号の補正を
行うことが可能である。

【０１１０】シリアル／パラレル変換回路３０１、３０
２は、上述のように基準信号が挿入された信号Ｉ_oおよ
び信号Ｑ_oをシリアル／パラレル変換してこれらの並列
デ−タを生成し、離散的逆フ−リエ変換回路３０３に入
力する。離散的逆フ−リエ変換回路３０３は、並列形式
の信号Ｉ_oおよび信号Ｑ_oを離散的逆フ−リエ変換（Ｉ
ＤＦＴ）して時間領域の信号に変換する。

【０１１１】離散的逆フ−リエ変換回路３０３において
得られた２つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、
パラレル／シリアル変換回路３０４、３０５で時間的に
より直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ３０
６、３０７に上述のガ−ドインターバルが付加され、Ｄ
／Ａ変換回路３０８、３０９に入力される。ガードイン
ターバルが付加されたこれらの信号は、Ｄ／Ａ変換回路
３０８、３０９によりアナログ形式の信号に変換され、
ロ−パスフィルタ３１０、３１１に入力される。アナロ
グ形式の信号に変換されたこれらの信号は、ロ−パスフ
ィルタ３１０、３１１によりフィルタリングされて折り
返し信号成分が除去され、乗算回路３１２、３１３に入
力される。

【０１１２】折り返し信号成分が除去されたこれらの信
号は、乗算回路３１２、３１３により、それぞれ局部発
振器３１４から出力される搬送波信号、および、この搬
送波信号が９０°移相回路３１５により９０°移相され
た搬送波信号と乗算される。乗算回路３１２、３１３に
より変調されたそれぞれの搬送波信号は加算回路３１６
により加算され、合成される。加算回路３１６により合
成された信号は、バンドパスフィルタ３１７により所定
の帯域幅に制限され、ＲＦコンバ−タ３１８に入力され
る。加算回路３１６により帯域制限された信号は、ＲＦ
コンバ−タ３１８により所望の周波数に周波数変換さ
れ、送信アンテナ３１９より送信信号として出力され
る。以上の処理により、直交周波数変調装置３１の送信
信号に、図９に示したような形式で基準信号が挿入され
て送出される。

【０１１３】上述の直交周波数多重変調装置３１の各部
分は、同等の機能を有する回路に置き換えることが可能
である。また、例えば直交周波数多重変調装置３１のＩ
ＤＦＴ回路３０３からバッファメモリ３０６、３０７の
各部分の機能を同等の機能を実現する計算機上のソフト
ウェアにより構成する等、本発明の直交周波数多重変調
装置３１は種々の構成をとることができる。

【０１１４】

【発明の効果】各搬送波信号に対する基準信号を分離し
た後、ノイズを除去して伝送路雑音の影響を排除した後
にメモリに格納し、このメモリの出力と補正目標値から
各搬送波信号に対する補正量を計算し、各搬送波信号に
対してそれぞれ対応する補正量を用いて補正演算するこ
とにより、耐雑音性の良好な直交周波数多重信号の補正
を行うことができる。またこの補正により、マルチパス
妨害等による影響を復調信号から有効に排除することが
可能である。また、基準信号のフィルタリングに巡回型
フィルタを使用し、その乗算係数を変更することによ
り、追従性及び雑音除去特性の優れた直交周波数多重信
号についての補正を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の直交周波数多重復調装置の構成を示す
図である。

【図２】図１に示した復調回路の構成を示す図である。

【図３】図１に示した補正回路の構成を示す図である。

【図４】図１に示した各ノイズフィルタの構成を示す図
である。

【図５】図１に示した各ノイズフィルタの伝達特性を示
す図である。

【図６】係数αを調節するアルゴリズムの例である。

【図７】直交周波数多重方式の各搬送信号による情報伝
達を説明する図である。

【図８】本発明の直交周波数多重変調装置の構成を示す
図である。

【図９】直交周波数多重信号への基準信号の挿入を説明
する図であって、（Ａ）は直交周波数多重信号のシンボ
ル期間を示し、（Ｂ）はＩチャネル信号およびＱチャネ
ル信号を示し、（Ｃ）はＲＯＭから出力される基準信号
Ｉ_r、Ｑ_rを示し、（Ｄ）は多重化回路の出力信号を示
す。

【図１０】従来の直交周波数多重変調装置の構成を示す
図である。

【図１１】従来の直交周波数多重復調装置の構成を示す
図である。

【図１２】マルチパス妨害による各搬送波信号＃１〜＃
ｎの受ける影響を例示する図であって、（Ａ）＃１、＃
２はそれぞれ搬送波信号＃１、＃２の主信号、（Ｂ）＃
１、＃２はそれぞれ搬送波信号＃１、＃２に対応するマ
ルチパス成分、（Ｃ）＃１、＃２は、これらの合成信号
を示す。

【図１３】ガ−ドインタバルＴ_gを付加した信号につい
て図７および図１０に示した搬送波信号＃１を例にマル
チパス妨害を受けた場合の搬送波信号の波形を示す図で
あって、（Ａ）はガ−ドインタバルＴ_gが付加された搬
送波信号＃１の主信号を、（Ｂ）は搬送波信号＃１のマ
ルチパス成分の波形を、（Ｃ）は受信信号（合成信号）
の波形を示す。

【符号の説明】

１・・・直交周波数多重復調装置、１０１・・・受信ア
ンテナ、１０２・・・チューナ、１１０・・・復調回
路、１１１，１１２，１４４１・・・乗算回路、１１３
・・・局部発振器、１１４・・・９０°移相回路、１１
５，１１６・・・ローパスフィルター、１１７，１１８
・・・アナログ／ディジタル変換回路、１１９，１２０
・・・シリアル／パラレル変換回路、１２１・・・ＤＦ
Ｔ回路、１２２，１２３・・・パラレル／シリアル変換
回路、１２４，１２５・・・バッファメモリ、１２６・
・・搬送波信号再生回路、１４０・・・補正回路、１４
１，１４２，１４４４・・・レジスタ、１４３・・・ノ
イズフィルタ部、１４４ａ〜１４４ｎ，１４５ａ〜１４
５ｎ・・・ノイズフィルタ、１４４１・・・減算回路、
１４４３・・・加算回路、１４６・・・メモリ部、１４
７ａ〜１４７ｎ，１４８ａ〜１４８ｎ・・・メモリ、１
４９・・・マルチプレクサ、１５０・・・補正目標値メ
モリ、１５１・・・補正量計算回路、１５２・・・補正
演算回路、３１・・・直交周波数多重変調装置、３０
１，３０２・・・シリアル／パラレル変換回路、３０３
・・・ＩＤＦＴ回路、３０４，３０５・・・パラレル／
シリアル変換回路、３０６，３０７・・・バッファメモ
リ、３０８，３０９・・・Ｄ／Ａ変換回路、３１０，３
１１・・・ローパスフィルタ、３１２，３１３・・・乗
算回路、３１４・・・搬送波信号発生回路、３１５・・
・９０°移相回路、３１６・・・加算回路、３１７・・
・バンドパスフィルタ、３１８・・・ＲＦコンバータ。
３１９・・・送信アンテナ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者宮戸良和東京都品川区北品川６丁目７番35号ソニー株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】それぞれ複数の基底帯域信号により相互に
直交する複数の搬送波信号が変調され、周波数多重化さ
れた直交変調信号を受信し、前記各搬送波信号に対応す
る前記複数の基底帯域信号を復調する基底帯域信号復調
手段と、前記各搬送波信号ごとに、それぞれ対応する前記基底帯
域信号から基準信号を分離し、該基準信号とその目標値
に基づいて、該搬送波信号ごとに補正量をそれぞれ算出
する補正量算出手段と、当該基底帯域信号に対応する前記補正量に基づいて、前
記各基底帯域信号それぞれの補正演算を行う補正手段と
を有するディジタル復調装置。
【請求項２】前記複数の直交変調信号は、前記複数の基
底帯域信号を周波数領域から時間領域に変換した信号に
より前記複数の搬送波信号を変調し、これらの変調後の
搬送波信号を合成することにより生成され、前記基底帯域信号復調手段は、該直交変調信号、およ
び、互いに直交する局部信号を乗算し、これらの乗算結
果を時間領域から周波数領域に変換することにより前記
複数の基底帯域信号を復調することを特徴とする請求項
１に記載のディジタル復調装置。
【請求項３】前記周波数領域から時間領域への変換は、
離散的逆フーリエ変換であり、前記時間領域から周波数領域への変換は、離散的フーリ
エ変換であることを特徴とする請求項２に記載のディジ
タル復調装置。
【請求項４】前記補正量算出手段は、前記各基準信号に
対応して設けられ、これらの基準信号をそれぞれ記憶す
る基準信号記憶手段と、前記各基準信号をフィルタリングして前記各基準信号記
憶手段に入力するフィルタリング手段とを有することを
特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のディジタル
復調装置。
【請求項５】前記フィルタリング手段は、ある時点で該
基準信号記憶手段に記憶される基準信号と、該時点で前
記基底帯域復調手段において復調された基準信号とを所
定の割合で平均化してフィルタリングを行うことを特徴
とする請求項４に記載のディジタル復調装置。
【請求項６】前記所定の割合は可変であって、該所定の
割合は、演算制御手段を用いた制御により、当該ディジ
タル復調装置、および、前記直交変調信号の受信状態に
対応して変更されることを特徴とする請求項５に記載の
ディジタル復調装置。
【請求項７】直交周波数多重信号の所定の位置に、所定
の値を表す基準信号を挿入する基準信号挿入手段を有す
ることを特徴とするディジタル変調装置。