CN101795372B - 频偏小于二分之一符码率的频道获取方法及频道获取装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种频偏小于二分之一符码率的频道获取方法及频道获取装置，选择目标频道以获得载波频率及符码率，依据载波频率来设定调谐器并获得数字基频信号；根据符码率计算向下采样因子并据以对该数字基频信号进行向下采样；计算向下采样信号经过数字匹配率波器后的频谱；利用移动平均及频谱反向方法检测目标频道的频谱并计算频谱中的第一交越点及第二交越点，产生粗估载波频率偏移及粗符码率；若粗估载波频率偏移大于第一阈值则以粗估载波频率偏移来补偿调谐器；计算目标频道的细估载波频率偏移及细符码率，在目标频道已被成功检测时据以补偿来获取目标频道。本发明的方法及装置可提供更准确的频道参数，避免获得的载波频率及符码率不准确。

Description

频偏小于二分之一符码率的频道获取方法及频道获取装置

技术领域

本发明涉及数字电视技术领域，特别涉及一种频偏小于二分之一符码率的频道获取方法及频道获取装置，可应用于如DVB-S等系统中。 

背景技术

数字电视要能蓬勃发展，首要任务就是建立数字平台，其中，数字平台指的不只是单纯硬件设备像是机顶盒(Set-Top Box)或者是电视机，更包括数字频道以及数字内容。 

目前全球数字电视的主要规格可以分为两大类：一是美国市场为主的ATSC(Advanced Television Systems Committee)，一是欧洲的DVB(DigitalVideo Broadcasting)。进一步将DVB系统区分，又可以细分为DVB-C(Cable)、DVB-S(Satellite)，以及DVB-T(Terrestrial)。其中，DVB-C指的是有线电视标准，DVB-S指的是卫星电视标准，以及DVB-T则指无线电视标准。 

透过22000公里以上高空的卫星，局端系统业者可将信号，如DigitalVideo Broadcasting-S(DVB-S)，传至住家建筑物上的卫星天线，其是用Quadrature Phase Shift Keying(QPSK)的调变方式来传输MPEG2资料，而接收端可预存多个频道的载波频率及符码率(Symbol Rate，SR)，以便能快速接收节目。 

然而当频道的载波频率及符码率被更改时，预存的方式则无法接收新更改的频道，因此在诸如卫星电视(DVB-S)接收机这样的应用中，全盲的频道搜索(Blind scan)是一项必不可少的功能。它提供了一种简便的操作模式，可以使用户不需要事先知道所接收卫星的节目资讯而自动的把所有节目扫描出来，其中扫描速度与准确性是衡量盲扫演算法性能的最重要的指标，快速 的搜索可以节省用户的等待时间 

传统的盲扫方法是基于后端(backend)软件控制的扫频法。图1为一现有接收端的结构示意图，其工作原理是由控制装置11先给调谐器(tuner)12设定一个载波频率(Carrier Frequency，CF)，然后启动基带解调芯片13中的滤波器组(filter bank)(图未示)和定时恢复环路(timing recovery loop)(图未示)，从最小的符码率(SR)开始运算，如果定时环路无法收敛，则加大符码率。如果符码率超过预设的最大值而定时环路尚未收敛，则表示此频点上没有信号，接下来就需要更新调谐器12的载波频率，在原来基础上加上一个步长(Step)，然后重复以上步骤直至定时环路收敛为止。 

这种方法的缺点是搜索速度非常慢。因为符码率范围非常大，从1Mbaud到45M bauds都有可能，且卫星信号所占的频谱也很宽，在Ku波段调谐器的输入范围有950MHz～2150MHz。两者组合可具有很多可能性，盲扫方法需要将这些可能性全部搜索一遍，这就需要耗费很长的搜索时间。另外，改变调谐器的载波频率是一个耗时的过程，会显著延长搜索时间。定时环路的收敛也是很慢的，利用定时环路重复搜索符号速率相当慢。综上所述，传统的扫频法速度极慢。 

同时，预存内容的正确性可能会随时间而改变。经由盲扫方法所获得的载波频率(CF)及符码率(SR)也会因所采用的演算法的不同及调谐器的载波频率步进解析度的限制，使盲扫方法获得的载波频率(CF)与频道的实际载波频率(CF)产生一载波频率偏移(Carrier Frequency Offset，CFO)。因此，由现有的预存方法或盲扫方法所获得的载波频率(CF)及符码率(SR)需进一步予以确认，需要对频道参数的获取(Acquisition)进行改进。 

发明内容

本发明的目的在于提供了一种频偏小于二分之一符码率的频道获取方法及频道获取装置，以提供更准确的频道参数，同时可克服盲扫方法或以预存内容的方式所获得的载波频率(CF)及符码率(SR)不准确的问题，其可应用于如DVB-S等系统中。

本发明提出了一种频偏小于二分之一符码率的频道获取方法，适用于DVB-S系统的接收机，该方法包括：501、选择一目标频道；502、获得该目标频道的载波频率(Carrier Frequency，CF)及符码率(Symbol rate，SR)；503、依据该载波频率(Carrier Frequency，CF)以设定一调谐器(tuner)，并获得与该目标频道相对应的一数字基频信号；504、依据步骤502所述目标频道的符码率计算一向下采样因子(down sampling factor，DSF)；505、依据该向下采样因子(DSF)对该数字基频信号进行向下采样(down sampling)后，并计算频谱；506、利用移动平均(Moving average)及频谱反向(Spectrum inversion)以检测出目标频道的频谱位置，并计算该频谱中的一第一交越点(cross points)及一第二交越点(cross points)；507、依据该交越点计算一粗估载波频率偏移(Coarse Carrier Frequency Offset，C_CFO)及一粗符码率(C_SR)；508、判断该粗估载波频率偏移(C_CFO)是否大于一第一阈值，若是，使用该粗估载波频率偏移(C_CFO)来调整并补偿该调谐器(tuner)，使该目标频道的频谱位于该调谐器(tuner)的工作频宽的中间，并获得与该目标频道相对应的一调整后的数字基频信号；509、依据该调整后的数字基频信号，计算该目标频道的一细估载波频率偏移(Fine Carrier Frequency Offset，F_CFO)及一细符码率(Symbol rate Estimate，SRest)；510、依据该细估载波频率偏移设定一数字混频器，进而判断在该细估载波频率偏移处的信号是否为待获取的频道，当该细估载波频率偏移处有信号时，依据该细估载波频率偏移以设定该数字混频器，使该目标频道的频谱位于该数字混频器的工作频宽，用以获取资料。 

本发明还提出了一种频偏小于二分之一符码率的频道获取装置，采用上述的频道获取方法，适用于DVB-S系统的接收机，该频道获取装置包含一调谐器、一模拟数字转换器、一调谐器自动增益控制装置、一数字混频器、一内插装置、一数字自动增益控制装置、一数字匹配滤波器、一频谱计算装置、一频谱参数获取装置、及一控制装置。该调谐器接收一天线输出的一目标频道中的射频信号，依据一模拟载波频率偏移将该射频信号降至基频，进而产生一模拟基频信号。该模拟数字转换器连接至该调谐器将该模拟基频信号转换成一数字基频信号。该调谐器自动增益控制装置连接至该模拟数字转换器及该调谐器，依据该数字基频信号调整该调谐器的增益。该数字混频器连接至该模拟数字转换器，用以接收该数字基频信号，依据一数字载波频率偏移对该数字基频信号进行频率移位，进而产生一偏移基频信号。该内插装置连接至该数字混频器，依据一向下采样因子，对该偏移基频信号进行内插运算，进而产生一内插偏移基频信号。该数字自动增益控制装置连接至该内插装置，以对该内插偏移基频信号进行自动增益调整，进而产生一增益基频信号。该数字匹配滤波器连接至该数字自动增益控制装置，用以对该增益基频信号进行滤波，进而产生一滤波基频信号。该频谱计算装置连接至该数字匹配滤波器，根据获得的控制信号(CTRL)产生该滤波基频信号的频谱。该频谱参数获取装置连接至该频谱计算装置，根据获得的控制信号(CTRL)计算该频谱的一粗估载波频率偏移、一细估载波频率偏移、该数字基频信号的粗符码率、细符码率及该频谱的交越点。该控制装置连接至该调谐器、该数字混频器、该内插装置、该频谱计算装置及该频谱参数获取装置，依据目标频道的载波频率计算模拟载波频率偏移并输出至调谐器，依据目标频道的符码率计算向下采样因子并输出至内插装置；在频谱参数获取装置输出的该频谱的该粗估载波频率偏移大于第一阈值时，依据该频谱的该粗估载波频率偏移计算获得的模拟载波频率偏移设定调谐器；依据频谱参数获取装置输出的该数字基频信号的粗符码率及该频谱交越点，计算该向下采样因子并输出至内插装置，该控制装置依据该细估载波频率偏移用以设定该数字混频器，进而判断在该细估载波频率偏移处的信号是否为待获取的频道，当该细估载波频率偏移处有信号时，依据该细估载波频率偏移以设定该数字混频器，使该目标频道的频谱位于该数字混频器的工作频宽，用以获取资料。 

采用本发明的方法及装置，先利用目标频道的载波频率和符码率设定调谐器和内插装置，利用数字载波频率偏移设定数字混频器，获得粗估载波频率偏移、细估载波频率偏移、粗符码率、细符码率及频谱的交越点；在判定 粗估载波频率偏移超过第一阈值的情况下，再利用粗估载波频率偏移调整调谐器，以使目标频道的频谱位于调谐器的工作频宽范围内，获得数字基频信号，进一步利用粗符码率计算获得的向下采样因子对数字基频信号进行向下采样，以使数字基频信号成为滤波基频信号中的主成分，提升了数字匹配滤波器带内信噪比及频谱解析度，以提高细估载波频率偏移(F_CFO)及细符码率(F_SR)估测的准确性，避免了现有技术中由于数字匹配滤波器的工作频宽中包含的噪声及可能的邻频干扰造成的估测误差；本发明利用数字混频器和数字信号处理的技术即可达成模拟混频器(Analog Mixer)的功能，且其速度比使用模拟调谐器(tuner)快得多，可有效地减少频道参数估测的时间。 

附图说明

图1为现有的接收端的结构示意图。 

图2为本发明频偏小于二分之一符码率的频道获取装置的结构示意图。 

图3为本发明频谱计算装置的结构示意图。 

图4为本发明频谱参数获取装置的结构示意图。 

图5为本发明频偏小于二分之一符码率的频道获取方法的流程图。 

图6为本发明计算频谱中的交越点的方法流程图。 

图7为本发明的交越点的示意图。 

图8为本发明的反转频谱的交越点的示意图。 

图9(A)～9(B)为本发明利用向下采样因子进行向下采样的频谱示意图。 

图10为本发明计算一粗估载波频率偏移的方法流程图。 

图11(A)～11(D)为本发明粗估载波频率偏移的示意图。 

【主要元件符号说明】 

控制装置11     调谐器12 

基带解调芯片13 

天线201        调谐器205 

模拟数字转换器210              调谐器自动增益控制装置215 

数字混频器220                  内插装置225 

数字自动增益控制装置230        数字匹配滤波器235 

频谱计算装置240                频谱参数获取装置245 

控制装置250 

Cordic装置310                  4倍相位装置320 

延迟自相关器330                第一多任务器340 

N点快速傅立叶转换器350         取样点能量计算器360 

累加器370                      均衡器380 

第二多任务器390 

第一解多任务器405              移动平均装置410 

交越点搜寻装置415              加法器420 

除法器425                      减法器430 

峰值检测器435                  第二解多任务器440 

细估载波频率偏移计算装置445    细符码率计算装置450 

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案、及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。 

图2为本发明频偏小于二分之一符码率的频道获取装置的结构示意图，该装置包含：一调谐器(tuner)205、一模拟数字转换器(Analog to digitalconverter，ADC)210、一调谐器自动增益控制装置(AGC)215、一数字混频器(Digital Mixer)220、一内插装置(Interpolation Device)225、一数字自动增益控制装置(DAGC)230、一数字匹配滤波器(Digital Matched Filter，DMF)235、一频谱计算装置240、一频谱参数获取装置245、及一控制装置250。 

该调谐器(tuner)205连接至该控制装置250，接收一天线201输出的射 频信号，并依据该控制装置250所指定的一模拟载波频率偏移(Analog CarrierFrequency Offset，A_CFO)将该射频信号降至基频，以产生一模拟基频信号。该调谐器(tuner)205并具有一频道滤波器(Channel Filter)(图未示)，该频道滤波器的频宽较佳为60MHz。该控制装置250经由该I2C总线设定频道滤波器，以使调谐器205能够获取某一射频频段的信号，并将获取的某一射频频段的信号降至基频，进而产生该模拟基频信号。 

该模拟数字转换器(ADC)210连接至该调谐器205，将该模拟基频信号转换成一数字基频信号。该模拟数字转换器(ADC)210的工作频率较佳为90MHz。 

该调谐器自动增益控制装置(AGC)215连接至该模拟数字转换器210及该调谐器205，根据该数字基频信号自动调整该调谐器205的增益，使得该调谐器205输出的模拟基频信号的振幅能符合该模拟数字转换器(ADC)210的输入范围。 

该数字混频器(Digital Mixer)220连接至该模拟数字转换器210及该控制装置250，接收该模拟数字转换器210输出的该数字基频信号，根据该控制装置250所指定的一数字载波频率偏移(Digital Carrier Frequency Offset，D_CFO)对该数字基频信号进行频率移位，进而产生一偏移基频信号。 

该内插装置(Interpolation Device)225连接至该数字混频器220及该控制装置250，依据该控制装置250所指定的一向下采样因子(down samplingfactor，DSF)，对该偏移基频信号进行内插运算，进而产生一内插偏移基频信号。该内插装置(Interpolation Device)225包含一串接积分梳型滤波器(Cascaded Integrator Comb Filter，CIC)，用以执行迭频消除(Anti-Aliasing)及邻频干扰。该内插装置225借由执行内插运算，以达到向下采样(downsampling)的目的。 

该数字自动增益控制装置(DAGC)230连接至该内插装置225，以对该内插偏移基频信号进行自动增益调整，进而产生一增益基频信号。 

该数字匹配滤波器(Digital Matched Filter，DMF)235连接至该数字自动 增益控制装置230，对该增益基频信号进行滤波，进而产生一滤波基频信号，其中，该数字匹配滤波器(DMF)235的工作频宽为该模拟数字转换器210的工作频率的一半，亦即该数字匹配滤波器(DMF)235的工作频宽较佳为45MHz。该数字匹配滤波器(DMF)235较佳可为一根号升余弦滤波器(SquareRoot Raised Cosine Filter，SRRC)。 

该频谱计算装置240连接至该数字匹配滤波器235及该控制装置250，用以计算并产生该滤波基频信号的频谱。 

图3为本发明频谱计算装置的结构示意图。该频谱计算装置240包含：一Cordic装置310、一4倍相位装置320、一延迟自相关器330(laggedautocorrector)、一第一多任务器340、一N点快速傅立叶转换器(FFT)350、一取样点能量计算器360、一累加器370、一均衡器380、及一第二多任务器390。 

该Cordic装置310连接至该数字匹配滤波器(DMF)235，以接收该滤波基频信号，并对该滤波基频信号执行Cordic运算，进而求得该滤波基频信号每一取样点的相位。 

该4倍相位装置320连接至该Cordic装置310及该第一多任务器340的第二输入端，以对该Cordic装置输出的信号执行4倍相位运算并输出至该第一多任务器340的第二输入端。 

该延迟自相关器330连接至该数字匹配滤波器(DMF)235及该第一多任务器340的第三输入端，接收该滤波基频信号，进而计算该滤波基频信号的自相关信号，并输出至该第一多任务器340的第三输入端。其中，该延迟自相关器330的输入为该滤波基频信号r_n，其输出信号为r_n×(r_n-1)^*，其中n为取样指标(sample index)。 

该第一多任务器340的控制端连接至该控制装置250，以接收一控制信号(CTRL)，其第一输入端连接至该数字匹配滤波器(DMF)235，以接收该滤波基频信号。该第一多任务器340依据一控制信号(CTRL)决定将该第一输入端、第二输入端或第三输入端的输入信号输出。 

该N点快速傅立叶转换器(FFT)350连接至该第一多任务器340，将该第一多任务器340的输出信号进行傅立叶转换。 

该取样点能量计算器360连接至该N点快速傅立叶转换器(FFT)350，以计算该N点快速傅立叶转换器(FFT)350输出信号中每一取样点的能量，也就是求得每一取样点的振幅平方。 

该累加器370连接至该取样点能量计算器360，以累加该取样点能量计算器360的输出信号，进而获得一平均后的频谱。 

该均衡器380连接至该累加器370，以对该累加器370输出的信号进行等化运算。该均衡器380主要是在后续的峰值检测时，让待测频谱的基底一致，如此才能准确地检测出峰值所在位置。 

该第二多任务器390的控制端连接至该控制装置250，以接收一控制信号(CTRL)，其第一输入端及第二输入端连接至该累加器370的输出，其第三输入端连接至该均衡器380的输出，第二多任务器390可依据一控制信号(CTRL)将该第一输入端、第二输入端或第三输入端的输入信号输出。 

当该控制信号CTRL为1时，该数字匹配滤波器235输出的该滤波基频信号经过该N点快速傅立叶转换器(FFT)350、该取样点能量计算器360，以及该累加器370，此时，频谱计算装置240输出该滤波基频信号的频谱。 

当该控制信号CTRL为2时，该数字匹配滤波器235输出的该滤波基频信号经过该Cordic装置310、该4倍相位装置320、该N点快速傅立叶转换器(FFT)350、该取样点能量计算器360、及该累加器370。此时，对该滤波基频信号经由Cordic装置310取出每一取样点的相位，并经由该4倍相位装置320处理，经由该N点快速傅立叶转换器(FFT)350运算后，会在4f_Δ处产生峰值(Peak)，而之后的频率参数获取装置245藉由峰值位置的检测Peak locationdetection)即可获得频偏，将该频偏称为细估载波频率偏移(F-CFO)。 

当该控制信号CTRL为3时，该数字匹配滤波器235输出的该滤波基频信号经过该一取样延迟自相关器330、该N点快速傅立叶转换器(FFT)350、 该取样点能量计算器360、该累加器370及该均衡器380。所得的输出信号会在符码率处产生峰值(Peak)，而之后的频率参数获取装置245借由峰值位置的检测即可获得符码率，称之为细符码率(F-SR)。其中，细估载波频率偏移(F-CFO)与细符码率(F-SR)的正确性主要由N点快速傅立叶转换器(FFT)350的点数N决定。 

该频谱参数获取装置245连接至该频谱计算装置240及该控制装置250，以计算该频谱的载波频率偏移(F_CFO，C_CFO)、该数字基频信号的符码率(S_SR，C_SR)及该频谱与一第四阈值的交越点(CP1，CP2)。 

图4为本发明频谱参数获取装置的结构示意图。该频谱参数获取装置245包含一第一解多任务器405、一移动平均(Moving Average，MA)装置410、一交越点搜寻装置415、一加法器420、一除法器425、一减法器430、一峰值检测器(Peak Detector)435、一第二解多任务器440、一细估载波频率偏移(F-CFO)计算装置445、及一细符码率(F-SR)计算装置450。 

该第一解多任务器405连接至该频谱计算装置240及控制装置250，依据该控制装置250发送的控制信号(CTRL)，将该频谱计算装置240的输出信号经该第一解多任务器405的第一输出端、第二输出端或第三输出端输出。 

该移动平均装置(MA)410连接至该第一解多任务器405的第一输出端，以对该频谱计算装置240输出的滤波基频信号的频谱进行移动平均，进而产生一平滑频谱。 

该交越点搜寻装置415连接至该移动平均装置(MA)410，以找寻该平滑频谱与一第四阈值(threshold 4，TH4)的交越点，并输出一第一交越点(CP1)及一第二交越点(CP2)。该平滑频谱第一次大于一第四阈值处的频率为该第一交越点(CP1)，该平滑频谱第一次小于该第四阈值处的频率为该第二交越点(CP2)，该第四阈值TH 4为： 

TH4＝(Max-Min)×η+Min， 

其中，TH4为该第四阈值，Max为该补偿及平移频谱的振幅最大值，Min为该补偿及平移频谱的振幅最小值，η为一第二调整因子，0≤η≤1，η较佳为0.7。 

该加法器420连接至该交越点搜寻装置415，将该第一交越点(CP1)及该第二交越点(CP2)相加。该除法器425连接至该加法器420，将该加法器420输出的信号除以2，以产生一粗估载波频率偏移(Coarse Carrier Frequency Offset，C_CFO)。 

该减法器430连接至该交越点搜寻装置415，将该第二交越点(CP2)与该第一交越点(CP1)相减，以产生该数字基频信号的一粗符码率(Coarse SymbolRate，C_SR)。 

该峰值检测器(PD)435连接至该第一解多任务器405的第二输出端及第三输出端，以对该频谱计算装置240输出的频谱进行峰值检测，而产生该频谱的一峰值位置指针。 

该第二解多任务器440连接至该峰值检测器435，依据控制装置250输出的控制信号(CTRL)，将该峰值检测器435输出的信号由其第二输出端或第三输出端输出。 

该细估载波频率偏移计算装置445连接至该第二解多任务器440的第二输出端，依据该峰值计算一细估载波频率偏移(Fine Carrier Frequency Offset，F_CFO)。 

该细符码率计算装置450连接至该第二解多任务器440的第三输出端，依据该峰值计算一细符码率(Fine Symbol Rate，F_SR)。 

该控制装置250连接至该调谐器250、数字混频器(Digital Mixer)220、内插装置(Interpolation Device)225。控制装置250根据一目标频道的载波频率计算该模拟载波频率偏移(A_CFO)，并根据模拟载波频率偏移(A_CFO)设定该调谐器205。 

控制装置250根据一目标频道的符码率(Symbol Rate，SR)计算一向下采样因子(DSF)，内插装置225根据该向下采样因子对数字基频信号进行向下采样。 

该控制装置250判断频谱参数获取装置245输出的粗估载波频率偏移(C_CFO)是否大于第一阈值，如果粗估载波频率偏移(C_CFO)大于第一阈值，则根据粗估载波频率偏移(C_CFO)计算该模拟载波频率偏移(A_CFO)，并根据模拟载波频率偏移(A_CFO)调整调谐器201。如果粗估载波频率偏移(C_CFO)不大于第一阈值，则控制装置250不再对调谐器205进行调整。第一阈值由本领域普通技术人员根据经验以及系统所要求精确度取得。 

该控制装置250也可依据频谱参数获取装置245输出的粗符码率(C_SR)，以产生该向下采样因子(DSF)，该内插装置225依据该向下采样因子(DSF)执行向下采样，进而使得该数字基频信号的频谱占满该数字匹配滤波器235的工作频宽，增加信噪比及改善频谱解析度。 

该控制装置250根据频谱参数获取装置245输出的该细估载波频率偏移(F_CFO)以设定该数字混频器220，进而判断在该细估载波频率偏移(F_CFO)处的信号是否为待获取的频道，当该细估载波频率偏移(F_CFO)处有信号时，依据该细估载波频率偏移(F_CFO)以设定该数字混频器220，使该目标频道的频谱位于该数字混频器220的工作频宽，用以获取资料。 

由于现有技术中并未使用向下采样的方法，数字匹配滤波器235的工作频宽中除了目标频道的频谱外，还包含噪声及可能的邻频干扰，因此估测过程中容易引起误差。而本发明利用向下采样的方法，将该数字基频信号根据目标频道的符码率以及频谱参数获取装置245输出的粗符码率(C_SR)作向下采样，以使该数字基频信号成为数字匹配滤波器235输出信号中的主成分，进而提升了数字匹配滤波器235带内(inband)的信噪比及频谱解析度，以使细估载波频率偏移(F_CFO)及细符码率(F_SR)估测变得非常的准确。 

由于频谱的对称性，一般均会将信号的频谱移位至该数字匹配滤波器235的工作频宽的0MHz处。当信号的频谱位于数字匹配滤波器235的工作频宽范围内时，现有技术需设定调谐器(tuner)205，用以将信号的频谱移位至该数字匹配滤波器235的工作频宽的0MHz处，而对于少量频谱移位实在是没有必要。本发明利用该数字混频器(Digital Mixer)220即可将信号的频谱移位至该数字匹配滤波器235一工作频宽的0MHz处，也即本发明利用数字信号处理的技术即可达成模拟混频器(Analog Mixer)的功能，且其速度比使用模拟调谐器(tuner快得多，可有效地减少频道参数估测的时间。

图5为本发明频偏小于二分之一符码率的频道获取方法的流程图，现结合图5，对本发明的频偏小于二分之一符码率的频道获取方法进行说明，具体如下： 

在步骤501中，选择一目标频道。 

在步骤502中，获得该目标频道的载波频率(CF)及符码率(SR)，其中，该载波频率及符码率可借由一预存的表格获得，或是执行一盲目频道扫描方法后获得。 

在步骤503中，依据该载波频率(CF)以设定该调谐器(tuner)205，并获得与该目标频道相对应的一数字基频信号。 

在步骤504中，该控制装置250计算一向下采样因子，其中该向下采样因子(DSF)为根据步骤502中目标频道的符码率(SR)及该数字匹配滤波器(DMF)235的频宽所产生。其中，该向下采样因子(DSF)以下列公式表示： 

$\mathrm{DSF}=\frac{{\mathrm{BW}}_{\mathrm{DMF}}}{\mathrm{SR}\×\mathrm{\ζ}},$

其中，DSF为该向下采样因子，BW_DMF为该数字匹配滤波器(DMF)235的频宽，SR为步骤502中目标频道的符码率(SR)，ζ为一第一调整因子，1≤ζ。 

在步骤505中，该控制装置250依据该向下采样因子(DSF)设定该内插装置225，使内插装置225能对该数字基频信号进行向下采样(down sampling)以产生一内插偏移基频信号，并对该内插偏移基频信号进行自动增益调整和滤波后经过该频谱计算装置240计算并产生该滤波基频信号的频谱。 

在步骤506中，该频谱参数获取装置245利用移动平均(Moving Average) 及频谱反向技术检测出目标频道的频谱位置，并计算该频谱与第四阈值的一第一交越点(cross points，CP1)及一第二交越点(cross points，CP2)。 

在步骤507中，该频谱参数获取装置245依据所述第一交越点(CP1)和第二交越点(CP2)，计算一粗估载波频率偏移及一粗符码率。控制装置250利用该粗符码率(C_SR)来计算向下采样因子(DSF)，向下采样因子(DSF)根据该粗符码率(C_SR)及该数字匹配滤波器(DMF)235的频宽而产生。其中，该向下采样因子(DSF)以下列公式表示： 

$\mathrm{DSF}=\frac{{\mathrm{BW}}_{\mathrm{DMF}}}{\mathrm{SR}\×\mathrm{\ζ}},$

其中，DSF为该向下采样因子，BW_DMF为该数字匹配滤波器(DMF)235的频宽，C_SR为该粗符码率，ζ为一第一调整因子，1≤ζ。 

在步骤508中，判断该粗估载波频率偏移(C_CFO)是否大于一第一阈值(TH1)，若是，表示频率偏移太大，仍需调整模拟的调谐器(tuner)205，执行步骤509，若判定该粗估载波频率偏移(C_CFO)小于等于第一阈值(TH1)，则执行步骤510。第一阈值由本领域普通技术人员根据经验以及系统所要求精确度取得。 

在步骤509中，该控制装置250使用该粗估载波频率偏移(C_CFO)产生模拟载波频率偏移(A_CFO)来调整该调谐器(tuner)205，使该目标频道的频谱位于该调谐器(tuner)205的工作频宽之中间，并获得与该目标频道相对应的一调整后的数字基频信号。 

在步骤510中，依据步骤508中该粗估载波频率偏移(C_CFO)小于等于第一阈值(TH1)时的数字基频信号或者步骤509中该调整后的数字基频信号，计算该目标频道的一细估载波频率偏移(Fine Carrier Frequency Offset，F_CFO)及一细符码率(Symbol rate Estimate，SRest)。由于该粗估载波频率偏移(C_CFO)小于等于该第一阈值(TH1)或者经过步骤509中根据粗估载波频率偏移(C_CFO)调整过该调谐器(tuner)205，故此时计算的细估载波频率偏移(F_CFO)及细符码率(SRest)会比较准确。 

在步骤511中，判断在该细估载波频率偏移(F_CFO)处的信号是否为待获取的目标频道，以确认该细估载波频率偏移(F_CFO)处是否有信号。此时，由于该数字基频信号的频谱均在该数字匹配滤波器235的工作频宽中，无需再对该调谐器(tuner)205进行设定，也即无需使用模拟的方式进行频率移位。 

步骤511判定在该细估载波频率偏移(F_CFO)处所获取频道为目标频道，并表示该细估载波频率偏移(F_CFO)处确实有信号的条件为：连续两次细估载波频率偏移(F_CFO)的差值小于一第二阈值(TH2)，且所估测细符码率(SR)与目标频道所指定的符码率的差值小于一第三阈值(TH3)，第二阈值(TH2)和第三阈值(TH3)依据系统所要求精确度取值。 

在步骤512中，当该细估载波频率偏移(F_CFO)处有信号时，控制装置250依据该细估载波频率偏移(F_CFO)以产生数字载波频率偏移信号(D_CFO)以设定该数字混频器(Digital Mixer)220，使该目标频道的频谱作最终频率偏移补偿。最后获取资料并结束整个频道获取方法。 

在步骤513中，反映了经由步骤511的判断得知所获取频道并非目标频道。此时判定该细估载波频率偏移(F_CFO)处并没有信号。因此产生一警示信号(False alarm message)，并结束整个频道获取方法。 

图6为本发明计算频谱中的一第一交越点及一第二交越点的方法流程图。现结合图6，对步骤506的计算频谱中的交越点的方法进行说明： 

在步骤601中，计算一数字匹配滤波器(DMF)235输出信号的频谱，其为使用一N点快速傅立叶转换器(FFT)350以计算该频谱。 

在步骤602中，对步骤601所产生的频谱执行一移动平均运算(MA)，以产生一平滑频谱，其中，该移动平均运算的工作窗的大小为W_MA。 

由于执行移动平均运算(MA)后，代表该平滑频谱的点数会减少且会产生偏移，故在步骤603中，补偿并平移该平滑频谱，用以产生一补偿及平移

频谱。 

在步骤604中，于该补偿及平移频谱中设定一起始点SP及一终点EP，其中，该起始点(SP)为1，该终点(EP)为N/2，N为快速傅立叶转换器(FFT)350的点数。 

在步骤605中，于该始点(SP)及该终点(EP)之间，搜寻该补偿及平移频谱的振幅最大值Max及振幅最小值Min。该起始点(SP)及该终点(EP)主要用于计算该振幅最大值Max及振幅最小值Min。 

在步骤606中，依据该振幅最大值Max及该振幅最小值Min，计算一第四阈值，其中，该第四阈值TH 4为： 

TH4＝(Max-Min)×η+Min， 

其中，TH4为该第四阈值，Max为该补偿及平移频谱的振幅最大值，Min为该补偿及平移频谱的振幅最小值，η为一第二调整因子，0≤η≤1，η较佳为0.7。 

在步骤607中，计算一第一暂时交越点(CP11)及一第二暂时交越点(CP12)，以及一第一暂时频宽(G1)。 

图7为本发明的交越点的示意图。如图7所示，当该补偿及平移频谱的振幅第一次大于该第四阈值(TH4)的频率(在数字信号处理技术中可称为指标)，其为该第一暂时交越点(CP11)，当该补偿及平移频谱的振幅第一次小于该第四阈值(TH4)的频率(或指标)，其为该第二暂时交越点(CP12)。其中，该第一暂时频宽(G1)为该第二暂时交越点(CP12)减去该第一暂时交越点(CP11)得到的频宽。 

在步骤608中，执行IQ交换，以反转频谱，并产生一反转频谱。 

于数字信号处理技术中，若将一信号的实部与虚部交换，交换后获得的新信号的频谱为将原来信号的频谱反转并共轭(complex conjugate)。也就是，该数字基频信号以r_n＝I_n+jQ_n表示时，执行IQ交换后所获得的新信号r′_n＝Q_n+jI_n的频谱，为将原来信号r_n的频谱反转并共轭。若图7为信号r_n的 绝对频谱，信号r′_n＝Q_n+jI_n的绝对频谱则如图8所示。 

在步609中，依据该反转频谱，计算一第三暂时交越点CP21及一第四暂时交越点CP22，及一第二暂时频宽G2。 

图8为本发明的反转频谱的交越点的示意图。如图8所示，在该反转频谱的振幅第一次大于该第四阈值(TH4)的频率(在数字信号处理技术中可称为指标)为该第三暂时交越点CP21，该反转频谱的振幅第一次小于该第四阈值(TH4)的频率(或指标)为该第四暂时交越点CP22。该第二暂时频宽G2为该第四暂时交越点CP22减去该第三暂时交越点CP21得到的频宽。 

图9(A)～9(B)为本发明利用向下采样因子进行向下采样的频谱示意图。如图9(A)所示，当该基频信号没有频率偏移时，该基频信号经由该内插装置225依据该向下采样因子(DSF)执行向下采样运算后，会将该数字匹配滤波器(DMF)235的频宽占满。 

如图9(B)所示，当该基频信号有频率偏移时，该基频信号经过该内插装置225依据该向下采样因子(DSF)执行向下采样运算后，无法将该数字匹配滤波器(DMF)235的频宽占满。由于本发明的频偏小于二分之一符码率，故经向下采样运算，该向下采样的数字基频信号之带内频宽会大于该数字匹配滤波器(DMF)235频宽的一半。 

也就是，不论是否有频率偏移，在本发明中，经过向下采样运算后，该向下采样的数字基频信号的带内频宽会大于该数字匹配滤波器(DMF)235频宽的一半。 

在步骤610中，判断第一暂时频宽G1是否大于第二暂时频宽G2，如果是则执行步骤611，否则，执行步骤612。 

在步骤611中，当第一暂时频宽G1大于第二暂时频宽G2时，表示该向下采样的数字基频信号的频宽由该起始点(SP)开始且超过该终点(EP)，故以该第一暂时交越点CP11作为该第一交越点CP1，以该第二暂时交越点CP12作为该第二交越点CP2，并在步骤613中执行IQ交换。 

在步骤612中，当第一暂时频宽G1小于等于第二暂时频宽G2时，也就是第一暂时频宽G1小于等于第二暂时频宽G2时，表示该向下采样的数字基频信号的频宽由该(N-1)点开始且向下延伸超过该终点(EP)，故该第一交越点CP1为N减去该第四暂时交越点CP22，该第二交越点CP2为N减去该第三暂时交越点CP21，并在步骤613中执行IQ交换。 

在步骤613中，执行IQ交换。 

在数字信号处理技术中，IQ交换为将一信号的实部与虚部交换。 

对于步骤507来说，图10为本发明计算一粗估载波频率偏移(C_CFO)的方法流程图。由于该数字匹配滤波器235的转移带(Transition band)并非如90度般的陡峭，为方便起见，在该数字匹配滤波器235由通带(Pass band)与转移带(Transition band)交接附近设立两个边界点(B1，B2)。边界点B1为正频率，边界点B2为负频率。利用两个交越点与两个边界点的大小关系，便可估测出该粗估载波频率偏移(C_CFO)的量，具体说明如下： 

在步骤701中，判断该第一交越点CP1是否大于一第二边界值B2，若是，再在步骤702判断该第二交越点CP2是否小于一第一边界值B1，若判定该第二交越点CP2小于该第一边界值B1，则在步骤704该粗估载波频率偏移(C_CFO)为该第一交越点CP1减去该第二边界值B2。图11(A)为本发明粗估载波频率偏移(C_CFO)的示意图。如图11(A)所示，在第一边界值B1与该第二交越点CP2之间的信号极有可能位于该数字匹配滤波器235的转移带(Transition band)，所以该处的信号不可靠，因此粗估载波频率偏移(C_CFO)为CP1-B2。 

若在步骤701中判定该第一交越点CP1大于一第二边界值B2，则在步骤702中若判定该第二交越点CP2大于等于该第一边界值B1，在步骤705该粗估载波频率偏移(C_CFO)为该第一交越点CP1加上该第二交越点CP2再除以2。图11(B)为本发明另一粗估载波频率偏移(C_CFO)的示意图。如图11(B)所示，在该第一交越点CP1与该第二交越点CP2之间的信号均位于该数字匹配滤波器235的通带(Passband)，所以粗估载波频率偏移(C_CFO)为 (CP1+CP2)/2。 

在步骤701中，若判定该第一交越点CP1小于等于该第二边界值B2，再在步骤703判断该第二交越点CP2是否小于该第一边界值B1，若是，在步骤706该粗估载波频率偏移(C_CFO)为该第一边界值B1减去该第二交越点CP2。图11(C)为本发明又一粗估载波频率偏移(C_CFO)的示意图。如图11(C)所示，在第二边界值B2与该第一交越点CP1之间的信号极有可能位于该数字匹配滤波器235的转移带(Transition band)，所以该处的信号不可靠，因此粗估载波频率偏移(C_CFO)为B1-CP2。 

在步骤701中，若判定该第一交越点CP1小于等于该第二边界值B2，且在步骤703中若判定该第二交越点CP2大于等于该第一边界值B1，在步骤705该粗估载波频率偏移(C_CFO)为该第一交越点加上该第二交越点再除以2。图11(D)为本发明另一粗估载波频率偏移(C_CFO)的示意图。如图11(D)所示，由于两边均有信号位于该数字匹配滤波器235的转移带(Transitionband)，所以粗估载波频率偏移(C_CFO)为(CP1+CP2)/2。 

该粗符码率(C_SR)为该第二交越点CP2减去该第一交越点CP1。 

综上所述，本发明相较于现有技术提供了一种更简单且准确的频道参数获取方法，同时克服现有的预存内容的正确性会随时间改变，以及避免了盲扫方法所获得的载波频率(CF)及符码率(SR)所产生的不准确性。同时，本发明可更正的频偏高达符码率的一半。另由于本发明只有在步骤503及步骤509中需对该调谐器205进行编制方法(Programming)，所以整体来说可以执行得非常快速，提高了执行速度。同时本发明的硬件可与盲扫方法时的硬件共用，进而节省硬件成本。由上述可知，本发明无论就目的、手段及功效，都显示出其迥异于现有技术的特征，极具实用价值。 

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (9)

1.一种频偏小于二分之一符码率的频道获取方法，适用于DVB-S系统的接收机，其特征在于，该频道获取方法包括：

501、选择一目标频道；

502、获得该目标频道的载波频率及符码率；

503、依据该载波频率以设定一调谐器，进而获得与该目标频道相对应的一数字基频信号；

504、依据

计算一向下采样因子DSF；BW_DMF为数字匹配滤波器的频宽，SR为步骤502中目标频道的符码率，ζ为一第一调整因子，所述第一调整因子大于等于1；

505、依据该向下采样因子对该数字基频信号进行向下采样，用以计算频谱；

506、利用移动平均及频谱反向以检测出目标频道的频谱位置，并计算该频谱中的一第一交越点及一第二交越点；

507、判断所述第一交越点是否大于一第二边界值；若判断所述第一交越点大于所述第二边界值，再判断所述第二交越点是否小于一第一边界值，若判定所述第二交越点小于所述第一边界值，粗估载波频率偏移为所述第一交越点加上所述第二交越点再除以2，否则，粗估载波频率偏移为所述第一交越点减去所述第二边界值；若判定所述第一交越点小于等于所述第二边界值，再判断所述第二交越点是否小于一第一边界值，若是，粗估载波频率偏移为所述第一边界值减去所述第二交越点，否则，粗估载波频率偏移为所述第一交越点加上所述第二交越点的和除以2；粗符码率为所述第二交越点减去所述第一交越点；

508、判断该粗估载波频率偏移是否大于一第一阈值，若是，依据该粗估载波频率偏移来调整该调谐器，进而使该目标频道的频谱位于该调谐器的工作频宽的中间，并获得与该目标频道相对应的调整后的数字基频信号；

509、依据步骤508所述的数字基频信号计算该目标频道的一细估载波频率偏移及一细符码率；以及

510、判断在该细估载波频率偏移处的信号是否为待获取的频道，如果是，则确认该细估载波频率偏移处有信号，依据该细估载波频率偏移以设定一数字混频器，使该目标频道的频谱位于该数字混频器的工作频宽，用以获取资料。

2.如权利要求1所述的频道获取方法，其特征在于，所述步骤507进一步包括：根据计算一向下采样因子DSF，并依据该向下采样因子对步骤503所述的数字基频信号进行向下采样，用以计算频谱；

C_SR为粗符码率。

3.如权利要求1或2所述的频道获取方法，其特征在于，所述步骤508进一步包括：若判定该粗估载波频率偏移小于等于该第一阈值，不再调整该调谐器，直接输出该数字基频信号并执行步骤509。

4.如权利要求3所述的频道获取方法，其特征在于，所述步骤510进一步包括：当该细估载波频率偏移处没有信号时，产生一警示信号，并结束频道获取方法。

5.如权利要求1所述的频道获取方法，其特征在于，所述步骤506包含：

601、计算该数字匹配滤波器输出的滤波基频信号的频谱，其为使用一N点快速傅立叶转换器以计算该频谱；

602、对步骤601所产生的频谱执行一移动平均运算，产生一平滑频谱；

603、补偿并平移该平滑频谱，产生一补偿及平移频谱；

604、在该补偿及平移频谱中设定一起始点SP及一终点EP，该起始点SP为1，该终点EP为N/2；

605、在该起始点及该终点之间，对于该补偿及平移频谱的振幅最大值及振幅最小值进行搜寻；

606、依据该振幅最大值及该振幅最小值计算一第四阈值；

607、计算一第一暂时交越点及一第二暂时交越点及一第一暂时频宽；

608、执行IQ交换，产生一反转频谱；

609、依据该反转频谱计算一第三暂时交越点及一第四暂时交越点以及一第二暂时频宽；以及

610、当第一暂时频宽大于第二暂时频宽时，设定该第一暂时交越点作为该第一交越点，设定该第二暂时交越点作为该第二交越点，以及执行IQ交换；

611、当第一暂时频宽小于等于第二暂时频宽时，设定该第一交越点为N减去该第四暂时交越点，以及设定该第二交越点为N减去该第三暂时交越点，以及执行IQ交换。

6.如权利要求5所述的频道获取方法，其特征在于，所述第一暂时频宽为该第二暂时交越点减去该第一暂时交越点，以及所述第二暂时频宽为该第四暂时交越点减去该第三暂时交越点。

7.如权利要求1所述的频道获取方法，其特征在于，步骤510中判定在该细估载波频率偏移处的信号为待获取的频道的条件为：

连续两次细估载波频率偏移的差值小于一第二阈值；以及所估测该细符码率与目标频道的符码率的差值小于一第三阈值。

8.一种频偏小于二分之一符码率的频道获取装置，采用权利要求1所述的频道获取方法，适用于DVB-S系统的接收机，该装置包括：

一调谐器，接收一天线输出的一目标频道中的射频信号，依据一模拟载波频率偏移将该射频信号降至基频，进而产生一模拟基频信号；

一模拟数字转换器，连接至该调谐器，将该模拟基频信号转换成一数字基频信号；

一调谐器自动增益控制装置，连接至该模拟数字转换器及该调谐器，依据该数字基频信号以调整该调谐器的增益；

一数字混频器，连接至该模拟数字转换器，用以接收该数字基频信号，依据控制装置指定的一数字载波频率偏移对该数字基频信号进行频率移位，进而产生一偏移基频信号；

一内插装置，连接至该数字混频器，依据一向下采样因子，对该偏移基频信号进行内插运算，进而产生一内插偏移基频信号；

一数字自动增益控制装置，连接至该内插装置，以对该内插偏移基频信号进行自动增益调整，进而产生一增益基频信号；

一数字匹配滤波器，连接至该数字自动增益控制装置，用以对该增益基频信号进行滤波，进而产生一滤波基频信号；

一频谱计算装置，连接至该数字匹配滤波器，根据获得的控制信号CTRL产生该滤波基频信号的频谱；

一频谱参数获取装置，该频谱参数获取装置包含的第一解多任务器，连接至频谱计算装置及控制装置，依据控制装置发送的控制信号CTRL，用以将频谱计算装置的输出信号经第一解多任务器的第一输出端、第二输出端或第三输出端输出；

该频谱参数获取装置包含的移动平均装置MA，连接至第一解多任务器的第一输出端，以对频谱计算装置输出的滤波基频信号的频谱进行移动平均，进而产生一平滑频谱；

该频谱参数获取装置包含的交越点搜寻装置，连接至移动平均装置MA，以找寻该平滑频谱与一第四阈值TH4的交越点，并输出一第一交越点CP1及一第二交越点CP2；

该频谱参数获取装置包含的加法器，连接至交越点搜寻装置，将该第一交越点CP1及该第二交越点CP2相加；

该频谱参数获取装置包含的除法器，连接至加法器，将加法器输出的信号除以2，以产生一粗估载波频率偏移C_CFO；

该频谱参数获取装置包含的减法器，连接至交越点搜寻装置，将该第二交越点CP2与该第一交越点CP1相减，以产生该数字基频信号的一粗符码率C_SR；

该频谱参数获取装置包含的峰值检测器PD，连接至第一解多任务器的第二输出端及第三输出端，以对频谱计算装置输出的频谱进行峰值检测，而产生该频谱的一峰值位置指针；

该频谱参数获取装置包含的第二解多任务器，连接至峰值检测器，依据控制装置输出的控制信号CTRL，将峰值检测器输出的信号由其第二输出端或第三输出端输出；

该频谱参数获取装置包含的细估载波频率偏移计算装置，连接至第二解多任务器的第二输出端，依据所述峰值计算一细估载波频率偏移F_CFO；

该频谱参数获取装置包含的细符码率计算装置，连接至该第二解多任务器的第三输出端，依据所述峰值计算一细符码率F_SR；

以及

一控制装置，连接至该调谐器、该数字混频器、该内插装置、该频谱计算装置及该频谱参数获取装置；依据目标频道的载波频率计算模拟载波频率偏移并输出至调谐器，依据计算向下采样因子DSF，并输出至内插装置；

该控制装置在频谱参数获取装置输出的该频谱的该粗估载波频率偏移大于第一阈值时，依据该频谱的该粗估载波频率偏移计算获得模拟载波频率偏移，利用该模拟载波频率偏移设定调谐器，再依据

计算该向下采样因子DSF，并输出至内插装置；

该控制装置判断在该细估载波频率偏移处的信号是否为待获取的频道，如果是，则确认该细估载波频率偏移处有信号，依据该细估载波频率偏移设定该数字混频器，使该目标频道的频谱位于该数字混频器的工作频宽，用以获取资料；

BW_DMF为数字匹配滤波器的频宽，SR为目标频道的符码率，C_SR为粗符码率，ζ为一第一调整因子，所述第一调整因子大于等于1。

9.如权利要求8所述的频道获取装置，其特征在于，所述频谱计算装置包括：

Cordic装置，连接至数字匹配滤波器DMF，以接收该滤波基频信号，并对该滤波基频信号执行Cordic运算，进而求得该滤波基频信号每一取样点的相位；

4倍相位装置，连接至Cordic装置及第一多任务器的第二输入端，以对Cordic装置输出的信号执行4倍相位运算并输出至第一多任务器的第二输入端；

延迟自相关器，连接至数字匹配滤波器DMF及第一多任务器的第三输入端，接收该滤波基频信号，进而计算该滤波基频信号的自相关信号，并输出至第一多任务器的第三输入端；

第一多任务器，其控制端连接至控制装置，以接收一控制信号CTRL，其第一输入端连接至数字匹配滤波器DMF，以接收该滤波基频信号；所述第一多任务器依据一控制信号CTRL决定将该第一输入端、第二输入端或第三输入端的输入信号输出；

N点快速傅立叶转换器FFT，连接至第一多任务器，将第一多任务器的输出信号进行傅立叶转换；

取样点能量计算器，连接至快速傅立叶转换器，以计算N点快速傅立叶转换器输出信号中每一取样点的能量；

累加器，连接至该取样点能量计算器，以累加取样点能量计算器的输出信号，进而获得一平均后的频谱；

均衡器，连接至该累加器，以对该累加器输出的信号进行等化运算；

第二多任务器，其控制端连接至控制装置，以接收一控制信号CTRL，其第一输入端及第二输入端连接至累加器的输出，其第三输入端连接至均衡器的输出，第二多任务器依据一控制信号CTRL将该第一输入端、第二输入端或第三输入端的输入信号输出。

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