CN101778266B - 用于dvb-s系统的盲扫系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于DVB-S系统的盲扫系统，该系统的控制装置根据搜寻频率范围设定模拟调谐器的模拟载波频率偏移；判断在该数字匹配滤波器输出的频谱是否有检测到信号，如果没有检测到信号，控制装置设定该模拟调谐器令待测信号频谱的主要成分移频至该数字匹配滤波器的工作频宽中；获取该待测信号参数并依据该频谱的粗载波频率偏移计算出该频谱的数字载波频率偏移，并设定该数字混频器，以对该数字基频信号进行频率移位；数字混频器根据控制装置的设定将检测到的信号频谱中心移至数字匹配滤波器工作频谱的直流处。本发明还提供了一种用于DVB-S系统的盲扫方法。采用本发明的方法及装置，能准确地计算载波频率偏移及符码率，实现快速盲扫。

Description

用于DVB-S系统的盲扫系统及方法

技术领域

本发明涉及卫星数字电视传输的技术领域，特别涉及一种用于DVB-S系统的盲扫系统及方法。

背景技术

数字电视要能蓬勃发展，首要任务就是建立数字平台。数字平台指的不只是单纯硬件设备像是机顶盒(Set-TopBox)，更包括数字频道以及数字内容。

目前全球数字电视的主要规格可以分为几大领域，包括以美国市场为主的ATSC(Advanced Television Systems Committee)系统，以欧洲市场为主的DVB(Digital Video Broadcasting)系统，以中国大陆市场为主的DTMB(Digital Terrestrial Multimedia Broadcasting)系统，还有以日本市场为主的ISDB-T系统等。其中，DVB系统更可以细分为DVB-C(Cable)、DVB-S(Satellite)、以及DVB-T(Terrestrial)。所谓DVB-C指的是有线电视标准，DVB-S指的是卫星电视标准，以及DVB-T则指地面的无线电视标准。

透过32000公里以上高空的卫星，局端系统业者可将DVB-S信号，传送至住家建筑物上的卫星天线。这种传输方式是用Quadrature Phase ShiftKeying(QPSK)的调变方式来传输MPEG2资料，而接收端可选择预存所有已知频道的载波频率及其符码率，以便能快速接收节目。

然而，每当频道的载波频率及符码率更改时，上述的预存方式便无法顺畅地接收所更改的频道，因此在诸如卫星电视(DVB-S)接收机这样的应用中，全盲的频道搜索是一项必不可少的，它提供了一种简便的操作模式，可以使用户不需要事先知道所接收卫星频道的资讯而能自动地的把所有频道参数扫描出来，其中，扫描速度及正确性是衡量盲扫演算法性能的最重要指标之一，快速且正确的搜索可以节省用户的等待时间。

图1为现有的接收端的结构示意图。如图1所示，现有的接收端的工作原理为：控制装置11先给调谐器(tuner)12设定一个载波频率(CarrierFrequency，CF)，然后启动基带解调芯片13中的滤波器组(filterbank)(图未示)和定时恢复环路(timing recovery loop)(图未示)，从最小的符码率(SR)开始运算，如果定时环路无法收敛，则加大符码率。如果符码率超过可能的最大值而一直没有收敛，则表示这个频点上没有信号。那么接下来就需要更新调谐器12的载波频率，在原来基础上加上一个步长(Step)，重复以上步骤直至定时环路收敛为止，进而检测出信号及其参数。

这种方法的缺点是搜索速度非常慢。因为DVB-S系统中所使用的可能的符码率范围非常大，从1M baud到45M bauds都有可能；而且卫星信号所占的频谱也很宽，在Ku或C波段调谐器12的输入范围有950MHz～2150MHz。两者组合产生很多可能性，盲扫要把这些可能性全部搜索一遍，这就需要耗费很长的搜索时间。另外，改变调谐器12的载波频率是一个耗时的过程，频繁的步进载波频率会显著延长搜索时间。另外，调谐器12的步进解析度是相当有限的，其典型值通常只有数百MHz，因此，单凭改变调谐器12的频率以检测载波频率并不准确。同时，定时环路的收敛也是很慢的，利用定时环路重复地搜索符码率相当慢。因此，需要对现有技术中用于DVB-S系统中的快速盲扫系统及方法进行进一步改进。

发明内容

本发明之目的主要系在提供一种用于DVB-S系统中盲扫系统及方法，用以计算每一频道的载波频率偏移(CFO)及其符码率(SR)。同时，可解决现有技术常受限于模拟调谐器的步进解析度的问题。

依据本发明之一特色，本发明提出一种用于DVB-S系统中的盲扫系统，其包含一模拟调谐器、一模拟数字转换器、一数字混频器混频器(DigitalMixer)、一数字自动增益控制装置(DAGC)、一数字匹配滤波器(DigitalMatched Filter，DMF)、一频谱计算装置、一频谱参数获取装置、一控制装置。该模拟调谐器连接至该控制装置，接收一天线的射频信号，并依据一模拟载波频率偏移偏移将该射频信号降至基频，以产生一模拟基频信号；该模拟数字转换器连接至该模拟调谐器，将该模拟基频信号转换成一数字基频信号；该数字混频器接收一目标频道的一数字基频信号，依据一数字载波频率偏移(DigitalCarrier Frequency Offset，D_CFO)对该数字基频信号进行频率移位，以产生一偏移基频信号。该数字自动增益控制装置连接至该数字混频器，以对该偏移基频信号进行自动增益调整，以产生一增益基频信号。该数字匹配滤波器连接至该数字自动增益控制装置，对该增益基频信号进行滤波，以产生一滤波基频信号。该频谱计算装置连接至该数字匹配滤波器及控制装置，以根据控制装置输出的控制信号计算并产生该滤波基频信号的频谱。该频谱参数获取装置连接至该频谱计算装置及控制装置，以根据控制装置输出的控制信号计算该频谱与一门限值(threshold)的交越点，并利用这些交越点以计算出该数字基频信号的粗载波频率偏移(Coarse Carrier Frequency Offset，C-CFO)及粗符码率(Coarse Symbol Rate，C-SR)。该控制装置连接至该模拟调谐器、数字混频器、频谱参数计算装置及该频谱参数获取装置，用于根据系统频道搜寻范围频谱设定模拟调谐器的模拟载波频率偏移，判断在该数字匹配滤波器输出的频谱是否有检测到信号，如果没有检测到信号，所述控制装置继续设定模拟调谐器以使待测信号频谱的主要成分移频至该数字匹配滤波器的工作频宽中；获取该待测信号参数并依据该频谱的粗载波频率偏移计算出该频谱的数字载波频率偏移，并设定该数字混频器，以对该数字基频信号进行频率移位。

依据本发明之另一特色，本发明提出一种用于DVB-S系统中的盲扫方法，其包含步骤：501、初始化系统参数；502、根据搜寻频率范围设定一模拟调谐器用以获取一区块频谱；503、设定该模拟调谐器移动待测信号的频谱，并设定数字混频器用以对一数字基频信号进行频率移位，进而产生一偏移基频信号；505、控制装置判断是否有检测到信号，若判断有检测到信号，执行步骤506，若判断没有检测到前述信号，则执行步骤509；506、判断该信号的频谱是否被一数字匹配滤波器所包含，若有包含，执行步骤507，若没有包含，执行步骤509；507、获取该信号参数，并依据该频谱的粗载波频率偏移计算出该频谱的数字载波频率偏移，并设定该数字混频器，以对该数字基频信号进行频率移位；509、判断该区块频谱是否已扫描完成，若是，执行步骤510，若否，则执行步骤511；以及510、判定该搜寻范围频谱是否已扫描完毕，若是，结束该盲扫方法，若否，执行步骤503设定该模拟调谐器以获取下一区块频谱；511、设定该模拟调谐器移动待测信号的频谱，并设定数字混频器用以对该数字基频信号进行频率移位，进而产生一偏移基频信号，执行步骤505。

本发明公开的系统及方法具有以下优点：

(1)本发明同时使用模拟调谐器及数字混频器以扫描频道，可产生一可信赖的的盲扫方法。该模拟调谐器以较大的步阶(step size)平移一频谱，借以在模拟领域中获取一新的频谱区块。之后，使用数字混频器以在数字领域中支持后续的频道及参数的检测。

(2)基于粗符码率，本发明使用内插装置以执行向下采样可在数字领域中增加被观测频谱的解析度及信噪比。本发明有效降低或避免非线性频谱分析所产生的符码率及载波频率估测的负面门限效应。同时，本发明使用串接积分及梳型滤波器用以消除向下采样时所产生的迭频(Aliasing)，借此，可大大地改进参数检测的准确度、省略滤波器的频宽设定、以及降低FFT对于解析度的依赖。

(3)本发明无须预先设定功率水平的门限，其可依据每次重复计算后所观测的频谱，适应地决定该门限。

(4)由于模拟调谐器与模拟数字转换器之间的直流阻隔电路(DCblocking circuit)(图中未示出)会在工作频谱中产生带拒(notch)，本发明可改善窄频中参数及资料的准确检测。

(5)本发明于DVB-S系统中的盲扫方法的二个实施例均先由模拟调谐器获取一区块频谱，然后在数字领域中检测该区块频谱中的信号。因此，用于编程模拟调谐器中的通道滤波器可大幅地减少，进而达到快速的盲扫方法。

附图说明

图1为现有的接收端的结构示意图。

图2为本发明用于DVB-S系统的盲扫系统的结构示意图。

图3为本发明频谱计算装置的结构示意图图。

图4为本发明频谱参数获取装置的方块图。

图5为符码率与累加器的累加次数的关系示意图。

图6(A)～6(G)为采用本发明的盲扫系统进行盲扫获得的频谱示意图。

图7为本发明用于DVB-S系统的盲扫方法的第一较佳实施例的流程图。

图8(A)、8(B)、9(A)、9(B)、10(A)、10(B)及图11为本发明用于DVB-S系统的盲扫方法的第一较佳实施例的频谱示意图。

图12为本发明用于DVB-S系统的盲扫方法的第二较佳实施例的流程图。

图13(A)、13(B)、14(A)、14(B)、15(A)、15(B)及图16为本发明用于DVB-S系统的盲扫方法的第二较佳实施例的频谱示意图。

【主要元件符号说明】

调谐器12                        控制装置11

基带解调芯片13

模拟调谐器205                   模拟数字转换器210

模拟调谐器自动增益控制装置215   数字混频器220

内插装置225                     数字自动增益控制装置230

数字匹配滤波器235               频谱计算装置240

频谱参数获取装置245             控制装置250

Cordic装置310                4倍相位装置320

取样延迟自相关器330          第一多任务器340

N点快速傅立叶转换器(FFT)350

取样点能量计算器360          累加器370

均衡器380                    第二多任务器390

第一解多任务器405            移动平均装置410

交越点搜寻装置415            加法器420

除法器425                    减法器430

峰值检测器435                第二解多任务器440

细载波频率偏移计算装置445

细符码率计算装置450

步骤501～513                步骤601～614

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案、及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。

图2为本发明用于DVB-S系统的盲扫系统的结构示意图，现结合图2，对本发明用于DVB-S系统的盲扫系统的结构进行说明，具体如下：

本发明用于DVB-S系统的盲扫系统包含：一模拟调谐器(tuner)205、一模拟数字转换器(Analog to digital converter，ADC)210、一模拟调谐器自动增益控制装置(AGC)215、一数字混频器(Digital Mixer)220、一内插装置(Interpolation Device)225、一数字自动增益控制装置(DAGC)230、一数字匹配滤波器(Digital Matched Filter，DMF)235、一频谱计算装置240、一频谱参数获取装置245以及一控制装置250。

该模拟调谐器(tuner)205连接至该控制装置250，用以接收一天线201的射频信号，并依据该控制装置250所指定的一模拟载波频率偏移(AnalogCarrier Frequency Offset，A_CFO)，进而将该射频信号降至基频，以产生一模拟基频信号。其中，该模拟调谐器(tuner)205可经由一总线(图未示)连接至该控制装置250，该总线常用为一I2C总线。该模拟调谐器(tuner)205还具有一通道滤波器(Channel Filter)(图未示)，该通道滤波器的频宽预设为60MHz。该控制装置250可经由该I2C总线设定通道滤波器的频宽，以能获取某一频段的信号。

该模拟数字转换器(ADC)210连接至该模拟调谐器205，用以将该模拟基频信号转换成一数字基频信号。其中，该模拟数字转换器(ADC)210的工作频率预设为90MHz。

该模拟调谐器自动增益控制装置(AGC)215连接至该模拟数字转换器210及该模拟调谐器205，依据该数字基频信号用以自动调整该模拟调谐器205的增益，进而使得该模拟基频信号的振幅能符合该模拟数字转换器(ADC)210的输入范围。

该数字混频器(Digital Mixer)220连接至该模拟数字转换器210及该控制装置250，用以接收该模拟数字转换器210输出的一目标频道中的一数字基频信号，依据该控制装置250所指定的一数字载波频率偏移(Digital CarrierFrequency Offset，D_CFO)对该数字基频信号进行频率移位，进而产生一偏移基频信号。

该内插装置(Interpolation Device)225连接至该数字混频器220及该控制装置250，依据该控制装置250所指定的一向下采样因子(down samplingfactor，DSF)，对该偏移基频信号进行内插运算，以产生一内插偏移基频信号。其中，该内插装置(Interpolation Device)225包含一串接积分及梳型滤波器(Cascaded Integrator and Comb Filter，CIC)，用以执行迭频消除(Anti-Aliasing)及邻频干扰。

该数字自动增益控制装置(DAGC)230连接至该内插装置225，以对该内插偏移基频信号进行自动增益调整，进而产生一增益基频信号。

该数字匹配滤波器(Digital Matched Filter，DMF)235连接至该数字自动增益控制装置230，对该增益基频信号进行滤波，进而产生一滤波基频信号。其中，该数字匹配滤波器(DMF)235的工作频宽为该模拟数字转换器210的工作频率的一半，也就是该数字匹配滤波器(DMF)235的工作频宽预设为45MHz。该数字匹配滤波器(DMF)235预设为一根号升余弦滤波器(SquareRoot Raised Cosine Filter，SRRC)。该数字匹配滤波器235的转移带(Transitionband)无法做成如90度般的陡峭，为安全起见，设立两个边界点(B1，B2)。两个边界点B1，B2为依据该数字匹配滤波器235的通带(Passband)设定的边界点。边界点B2在该数字匹配滤波器235的工作频宽(BW)的左边，边界点B 1在该数字匹配滤波器235的工作频宽(BW)的右边。

该频谱计算装置240连接至该数字匹配滤波器235及该控制装置250，以计算并产生该滤波基频信号的频谱。

图3为本发明频谱计算装置的结构示意图。该频谱计算装置240包含：一Cordic装置310、一4倍相位装置320、一延迟自相关器(lagged autocorrector)330、一第一多任务器340、一N点快速傅立叶转换器(FFT)350、一取样点能量计算器360、一累加器370、一均衡器380及一第二多任务器390。

该Cordic装置310连接至该数字匹配滤波器(DMF)235，以接收该滤波基频信号，并对该滤波基频信号执行Cordic运算，进而求得该滤波基频信号每一取样点的相位。

该4倍相位装置320连接至该Cordic装置310及该第一多任务器340的第二输入端，以对该Cordic装置输出的信号执行4倍相位运算并输出至该第一多任务器340的第二输入端。

该延迟自相关器330连接至该数字匹配滤波器(DMF)235及该第一多任务器340的第三输入端，接收该滤波基频信号，进而计算该滤波基频信号的自相关信号，并输出至该第一多任务器340的第三输入端。其中，该延迟自相关器330的输入为该滤波基频信号r_n，其输出信号为r_n×(r_n-1)^*，其中n为取样指标(sample index)。

该第一多任务器340的控制端连接至该控制装置250，以接收一控制信号CTRL，其第一输入端连接至该数字匹配滤波器(DMF)235，以接收该滤波基频信号。该第一多任务器340依据一控制信号(CTRL)以决定将该第一输入端、第二输出端或第三输入端的输入信号输出。

该N点快速傅立叶转换器(FFT)350连接至该第一多任务器340，将该第一多任务器340的输出信号进行傅立叶转换。

该取样点能量计算器360连接至该N点快速傅立叶转换器(FFT)350，以计算该N点快速傅立叶转换器(FFT)360输出信号中每一取样点的能量，也就是求得每一取样点的振幅平方。

该累加器370连接至该取样点能量计算器360，以累加该取样点能量计算器360的输出信号，进而获得一平均后的频谱。

该均衡器380连接至该累加器370，以对该累加器370输出的信号进行均衡运算。该均衡器380主要是在后续的峰值检测时，让待测频谱的基底一致，如此才能准确地检测出峰值所在位置。

该第二多任务器390的控制端连接至该控制装置250，以接收一控制信号(CTRL)，其第一输入端及第二输入端连接至该累加器370的输出，其第三输入端连接至该均衡器380的输出，该第二多任务器390可依据一控制信号(CTRL)将该第一输入端、第二输入端或第三输入端的输入信号输出。

当该控制信号CTRL为1时，该数字匹配滤波器235输出的该滤波基频信号经过该N点快速傅立叶转换器(FFT)350、该取样点能量计算器360以及该累加器370，此时，频谱计算装置240输出该滤波基频信号的频谱。

当该控制信号CTRL为2时，该数字匹配滤波器235输出的该滤波基频信号经过该Cordic装置310、该4倍相位装置320、该N点快速傅立叶转换器(FFT)350、该取样点能量计算器360及该累加器370。此时，对该滤波基频信号经由Cordic装置310取出每一取样点的相位，并经由该4倍相位装置320处理，经由该N点快速傅立叶转换器(FFT)350运算后，会在4f_Δ处产生峰值(Peak)，而之后的频率参数获取装置245借由峰值位置的检测(Peaklocation detection)即可找出频偏，将该频偏称为细载波频率偏移(F-CFO)。

当该控制信号CTRL为3时，该数字匹配滤波器235输出的该滤波基频信号经过该一取样延迟自相关器330、该N点快速傅立叶转换器(FFT)350、该取样点能量计算器360、该累加器370及该均衡器380。所得的输出信号会在符码率处产生峰值(Peak)，而之后的频率参数获取装置245借由峰值位置的检测即可找出符码率，将该符码率称为细符码率(F-SR)。其中，细载波频率偏移(F-CFO)与细符码率的正确性主要由N点快速傅立叶转换器(FFT)350的点数N决定。

该频谱参数获取装置245连接至该频谱计算装置240及该控制装置250，以计算该频谱与一门限值(threshold，TH)的交越点(CP1，CP2)、该频谱的载波频率偏移(F_CFO，C_CFO)及该数字基频信号的符码率(F_SR，C_SR)。

图4为本发明频谱参数获取装置的结构示意图。如图4所示，该频谱参数获取装置245包含：一第一解多任务器405、一移动平均装置(MovingAverage，MA)410、一交越点搜寻装置415、一加法器420、一除法器425、一减法器430、一峰值检测器(Peak Detector)435、一第二解多任务器440、一细载波频率偏移(F-CFO)计算装置445、及一细符码率(F-SR)计算装置450。

该第一解多任务器405连接至该频谱计算装置240及控制装置250，依据控制装置250发送的控制信号(CTRL)，将该频谱计算装置240的输出信号经第一解多任务器405的第一输出端、第二输出端或第三输出端输出。

该移动平均装置(MA)410连接至该第一解多任务器405的第一输出端，以对该频谱计算装置240输出的滤波基频信号的频谱进行移动平均，进而产生一平滑频谱。

该交越点搜寻装置415连接至该移动平均装置(MA)410，以找寻该平滑频谱与一门限值(threshold，TH)的交越点，并输出一第一交越点(CP1)及一第二交越点(CP2)。该平滑频谱第一次大于一门限值处的频率为该第一交越点(CP1)，该平滑频谱第一次小于该门限值处的频率为该第二交越点(CP2)，其中，该门限值为：

TH＝(Max-Min)×η+Min，

其中，TH为该门限值，Max为该平滑频谱于第一、第二屏蔽指标(MP1，MP2)间的振幅最大值，Min为该平滑频谱于屏蔽指标(MP1，MP2)间的振幅最小值，η为一第二调整因子，0≤η≤1，η较佳为0.3。其中，控制装置250设定该第一屏蔽指标(MP1)位于该数字匹配滤波器235的直流(DC)处减去该数字匹配滤波器235工作频宽的一半，例如，该数字匹配滤波器235工作频宽(BW)为45MHz，该第一屏蔽指标MP1则位于-22.5MHz。该第二屏蔽指标(MP2)位于与该第一边界点B 1相同频率处或者第一屏蔽指标(MP1)右边一个步阶大小，比如第一屏蔽指标MP1位于-22.5MHz，步阶为3MHz的话，第二屏蔽指标(MP2)位于-19.5MHz。

该加法器420连接至该交越点搜寻装置415，将该第一交越点(CP1)及该第二交越点(CP2)相加。该除法器425连接至该加法器420，将该第一加法器输出信号除以2，以产生一粗载波频率偏移(Coarse Carrier Frequency Offset，C_CFO)。

该减法器430连接至该交越点搜寻装置415，将该第二交越点(CP2)与该第一交越点(CP1)相减，以产生该数字基频信号的一粗符码率(CoarseSymbol Rate，C_SR)。

该峰值检测器(PD)435连接至该第一解多任务器405的第二及第三输出端，以对该频谱计算装置240输出的频谱进行峰值检测，以产生该频谱的一峰值位置指标。

该第二解多任务器440连接至该峰值检测器435，依据该控制信号(CTRL)以将该峰值检测器435的输出信号由第二解多任务器440的该第二输出端或第三输出端输出。

该细载波频率偏移计算装置445连接至该第二解多任务器440的第二输出端，依据该峰值计算一细载波频率偏移(Fine Carrier Frequency Offset，F_CFO)。

该细符码率计算装置450连接至该第二解多任务器440的第三输出端，依据该峰值计算一细符码率(Fine Symbol Rate，F_SR)。

该控制装置250连接至模拟调谐器205、数字混频器(Digital Mixer)220、频谱计算装置240及频谱参数获取装置245。该控制装置250发送控制信号CTRL给频谱计算装置240及频谱参数获取装置245，控制频谱计算装置240及频谱参数获取装置245计算及产生第一交越点(CP1)和第二交越点(CP2)、粗估载波频率偏移、细载波频率偏移以及粗估符码率、细符码率发送给控制装置250。所述控制装置250依据第一交越点(CP1)的频率是否大于或等于第一屏蔽指标MP1来判断在该数字匹配滤波器235输出的频谱是否有检测到信号。所述控制装置250不断设定该模拟调谐器205令待测信号频谱的主要成分移频至该数字匹配滤波器235的工作频宽中。

在一个具体实施例中，所述控制装置250可以依据第一交越点(CP1)、第二交越点(CP2)与两个边界点B1、B2的大小关系判断待测信号频谱的主要成分是否被移入数字匹配滤波器235之内。该控制装置250包括一第一计数器及一第二计数器。该第一计数器与该数字混频器220相关。该控制装置250并设定步阶(step size)的大小，该数字混频器220依据控制装置250设定的该步阶大小移动该数字基频信号的频谱。也就是该步阶大小可视为本发明于频谱的解析度。若欲对一信号的频谱观察仔细，则可将步阶大小设小一点，但此会增加整体盲扫所需的时间。在本实施例中，该步阶大小为3MHz。该控制装置250依据步阶移动该数字基频信号的频谱，以产生一偏移基频信号。数字混频器(Digital Mixer)220将该数字基频信号的频谱向左移动一步阶大小，该控制装置250同时分别将第一屏蔽指标MP1及该第一计数器减少一步阶大小(3MHz)。重复前述步骤，数字混频器(Digital Mixer)220逐渐将信号的频谱向左移动，直至该控制装置250判定该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含为止，并根据该第一计数器的数值是否小于等于0来判断区块频谱是否已扫描完成。该第二计数器与该模拟调谐器205相关，该控制装置250将该第二计数器设定为950MHz，并根据第二计数器的值是否为2150MHZ来判定搜寻范围频谱(950～2150MHZ)是否扫描完毕。

在另一个具体实施例中，所述控制装置250也可以依据第二交越点(CP2)的频率是否小于该第二屏蔽指标MP2处的频率判断待测信号频谱的主要成分是否被移入数字匹配滤波器235之内，该第二屏蔽指标(MP2)位于第一屏蔽指标(MP1)右边一个步阶大小。该第一屏蔽指标MP1及第二屏蔽指标MP2以移动一工作频谱视窗，也就是该第一屏蔽指标MP1及第二屏蔽指标MP2定义出该工作频谱视窗。该控制装置250包含一第三计数器，该第三计数器与前述的该第二计数器功能相同，为用以判断一搜寻范围频谱(950～2150MHZ)是否已扫描完毕。

该控制装置250依据该粗载波频率偏移(C_CFO)以产生数字载波频率偏移(D_CFO)，并设定该数字混频器220，以对该数字基频信号进行频率移位。将该数字基频信号的频谱约略的将其中新频率移位制数字信号DC附近，即该数字匹配滤波器235的直流(DC)处。

该控制装置250依据该粗符码率(C_SR)及该数字匹配滤波器(DMF)235频宽，以产生该向下采样因子(DSF)。其中，该向下采样因子(DSF)以下列公式表示：

$\mathrm{DSF}=\frac{{\mathrm{BW}}_{\mathrm{DMF}}}{C\_\mathrm{SR}\×\mathrm{\ζ}},$

其中，DSF为该向下采样因子，BW_DMF为该数字匹配滤波器(DMF)235频宽，C_SR为该粗符码率，ζ为一第一调整因子，其中1≤ζ。ζ可依据移动平均装置410所使用的视窗大小(window size)而决定，当视窗大小为16时，ζ较佳为1.5。

图5符码率与频谱计算装置的累加器的累加次数的关系示意图。该图中，符码率与累加次数的关系为符码率的错误率为10^-4且当SNR＝3dB并未经向下取样运算时细符码率与该累加次数(Nacc)的关系。在图5中，细符码率在A处表示符码率为25Mbauds，采用1024点FFT时，该累加器370需累加约18～19次；B处表示符码率为4Mbauds时，采用1024点FFT时，该累加器370无论累加几次均无法达到符码率的错误率为10^-4的门限值。由图5可知，当符码率小于15Mbauds时，现有技术很难以有限的运算复杂度实现符码率的错误率为10^-4的要求。然而本发明由于采用该内插装置225，可依据该向下采样因子(DSF)执行向下采样，提升了数字匹配滤波器235内的信号信噪比并移除大部份可能的邻频干扰，将可使之后的细符码率与细载波频率等估算，即使在SNR＝3dB下，依然相当准确。

图6(A)～6(G)为采用本发明的盲扫系统进行盲扫获得的频谱示意图。初始时，该控制装置250设定该控制信号CTRL为0，且该控制装置250并未依据该数字载波频率偏移(D_CFO)设置该数字混频器220，也未依据该向下采样因子(DSF)设置该内插装置225。也就是在初始时，该数字混频器220并未对该数字基频信号进行频率移位，该内插装置225也未执行向下采样。由于有频偏，如图6(A)所示，所以该数字匹配滤波器235输出的信号的频谱并未包含该数字基频信号的主要成分。该数字匹配滤波器235输出的信号主要是噪声的频谱。故经由移动平均装置410后的频谱类似噪声的频谱，请参考图6(A)中纵坐标标示为”MA”的附图。

由于此时待测信号并未在模拟调谐器(tuner)205的通道滤波器的工作频段内，故即使使用该数字混频器220也无法将该数字基频信号移频至该数字匹配滤波器235的工作频宽中。该控制装置250经由12C总线设定该模拟调谐器(tuner)205，获取一频段的射频(RF)信号，借此将该数字基频信号移频至该数字匹配滤波器235的工作频宽中。如图6(B)所示，仅有部分该数字基频信号的频谱在该数字匹配滤波器235的工作频宽中，因此能量中心的位置变化不大。此时待测信号的频谱也并未包含在模拟调谐器(tuner)205中通道滤波器的工作频段内。

该控制装置250继续设定该模拟调谐器(tuner)205，以将该数字基频信号移频至该数字匹配滤波器235的工作频宽中。如图6(C)所示，该数字基频信号的大部分频谱在该数字匹配滤波器235的工作频宽中，因此能量中心的位置有明显变化。该控制装置250可借由能量中心的位置变化来判断该待测信号是否被检测到。

该控制装置250继续设定该模拟调谐器(tuner)205，以将该数字基频信号继续移频至该数字匹配滤波器235的工作频宽中。如图6(D)所示，该数字基频信号的频谱均在该数字匹配滤波器235的工作频宽中。由于该数字匹配滤波器235的转移带(Transition band)无法做成如90度般的陡峭，为安全起见，设立两个边界点(B1，B2)。两个边界点B1，B2为依据该数字匹配滤波器235的通带(Passband)设定的边界点。边界点B2在该数字匹配滤波器235的工作频宽(BW)的左边，边界点B1在该数字匹配滤波器235的工作频宽(BW)的右边。控制装置250判断CP1、CP2与B1、B2的大小关系即可得知待测信号频谱的主要成份是否被移入数字匹配滤波器235之内。

该控制装置250继续设定该模拟调谐器(tuner)205，以将该数字基频信号继续移频至该数字匹配滤波器235的工作频宽中。比如图6(E)所示，当该交越点搜寻装置415输出的第一交越点(CP1)不大于边界点B2或第二交越点(CP2)不大于边界点B1时，该控制装置250判定该数字基频信号的频谱均在该数字匹配滤波器235的工作频宽中，且不受该数字匹配滤波器235的拒带(Stopband)宽度的影响。该控制装置250也可以采用下列方法判断该数字基频信号是否移频至该数字匹配滤波器235的工作频宽中：当该交越点搜寻装置415输出的第二交越点(CP2)的频率小于该第二屏蔽指标MP2处的频率判定该数字基频信号的频谱均在该数字匹配滤波器235的工作频宽中，且不受该数字匹配滤波器235的拒带(Stopband)宽度的影响，该第二屏蔽指标(MP2)位于第一屏蔽指标(MP1)右边一个步阶大小。

此时，由于该数字基频信号的频谱均在该数字匹配滤波器235的工作频宽中，无需再对该模拟调谐器(tuner)205进行设定，也就是无需使用模拟的方式进行频率移位。

该控制装置250设定控制信号CTRL为1，控制频谱计算装置240和频率参数获取装置245计算产生第一交越点(CP1)、第二交越点(CP2)、粗载波频率偏移(C_CFO)和粗符码率(C_SR)。

该控制装置250依据频谱参数获取装置245输出的粗载波频率偏移(C_CFO)计算并产生该数字载波频率偏移(D_CFO)，依据数字载波频率偏移设定该数字混频器220，以对该数字基频信号进行频率移位。如图6(F)所示，该数字基频信号的频谱的中心频率已根据C_CFO移位至数字信号的DC附近，也就是该数字匹配滤波器235的直流(DC)处。

该控制装置250依据频谱参数获取装置245输出的粗符码率(C_SR)计算并产生该向下采样因子(DSF)，该内插装置225依据该向下采样因子(DSF)执行向下采样。如图6(G)所示，此举可提升该数字匹配滤波器235内的信号信噪比并抑制邻频干扰，以利于接下来的细载波频率偏移(F-CFO)及细符码率(F-SR)的估算。

该控制装置250再设定该控制信号CTRL为2以获得该细载波频率偏移(F_CFO)，或者设定该控制信号CTRL为3以获得该细符码率(F_SR)。此时，如图6(G)中纵坐标为”SR-estimation”及纵坐标为”CFO-estimation”所示，其最大峰值的位置即为所求得的估算值。

在没有频偏时，现有技术中，数字基频信号的频谱仅占该数字匹配滤波器235的工作频宽一小部分，其他则是噪声或邻频干扰，由于数字匹配滤波器内的信号信噪比太小，因此估测过程中容易引起误差。而本发明由于该数字基频信号的频谱占满该数字匹配滤波器235的工作频宽，所以该数字基频信号为数字匹配滤波器235输出信号中的主成分，而噪声仅占少数，借由信号信噪比的提升，使得之后所估测的细载波频率偏移(F_CFO)及细符码率(F_SR)变得非常的准确。

由于频谱的对称性，现有技术会将信号的频谱移位至该数字匹配滤波器235一工作频宽的直流(DC)处。当信号的频谱位于数字匹配滤波器235的工作频宽中时，现有技术需不断设定模拟调谐器(tuner)205，以将信号的频谱移位至该数字匹配滤波器235一工作频宽的直流(DC)处。然而本发明当信号的频谱一进入数字匹配滤波器235时，只需设定该数字混频器(DigitalMixer)220即可将信号的频谱移位至该数字匹配滤波器235一工作频宽的直流(DC)处。也就是本发明利用数字信号处理的技术即可达成模拟混频器(Analog Mixer)的功能，且其速度较只调整模拟调谐器(tuner)来得快，可有效地减少盲扫所需的时间。

图7为采用图2所示本发明用于DVB-S系统的盲扫系统进行盲扫的第一较佳实施例的方法流程图，该盲扫方法运用于一DVB-S系统中，以找寻DVB-S系统频道搜寻范围频谱(950～2150MHZ)中的待测信号。

在步骤501中，初始化系统参数。

在步骤502中，利用该模拟调谐器(tuner)205获取一区块频谱。该控制装置250设定该模拟调谐器(tuner)205的模拟载波频率偏移(A-CFO)，并获得系统频道搜寻范围频谱内的一区块频谱，并使得待测信号的频谱位于该模拟调谐器205的通道滤波器的工作频谱内。具体地，控制装置250设定该模拟调谐器205的中频频率为950MHz，模拟数字转换器210根据模拟调谐器205输出的模拟基频信号产生一数字基频信号。

在步骤503中，该控制装置250依据第一屏蔽指标MP1，设定数字混频器(Digital Mixer)220来对该数字基频信号进行频率移位，也就是移动该数字基频信号的频谱，以产生一偏移基频信号，并更新该第一屏蔽指标MP1。

在步骤504中，等待模拟调谐器自动增益控制装置及数字自动增益控制装置稳定。

在步骤505中，该控制装置250判断在该数字匹配滤波器(DMF)235输出的频谱是否有检测到信号，若有，再在步骤506判断该信号的频谱是否被数字匹配滤波器235所包含。当步骤505中判定没有检测到信号，则执行步骤509。当第一交越点(CP1)大于等于第一屏蔽指标(MP1)时，判定在该数字匹配滤波器235输出的频谱中检测到信号，否则，判定在该数字匹配滤波器235输出的频谱中没有检测到信号。

若步骤506中，判定该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含，则在步骤507获取该信号参数，并在步骤508中更新第一屏蔽指标MP1。当一第一交越点(CP1)碰触一第二边界点(B2)或一第二交越点(CP2)碰触一第一边界点(B1)时，判定该信号的频谱被数字匹配滤波器235所包含。当第一交越点(CP1)的频率小于或等于该第二边界点B2的频率时，表示该第一交越点(CP1)碰触该第二边界点(B2)，当第二交越点(CP2)的频率小于或等于该第一边界点(B1)的频率时，表示该第二交越点(CP2)碰触该第一边界点(B1)。当步骤506中判定该信号的频谱非被数字匹配滤波器所包含，则执行步骤509。

在步骤509中，判断该区块频谱是否已扫描完成，若是，再在步骤510中判断一搜寻范围频谱(950～2150MHZ)是否已扫描完毕。当步骤509中判定该区块频谱未扫描完成，则在步骤511中，设定该数字混频器(DigitalMixer)220来对该数字基频信号进行频率移位，并更新该第一屏蔽指标MP1，之后执行步骤505。

若步骤510中判定该搜寻范围频谱(950～2150MHZ)已扫描完毕，执行步骤513结束该盲扫方法，若否，执行步骤512设定该模拟调谐器(tuner)205以获取系统搜索频谱范围内的下一区块频谱，并执行步骤503。

图8至图11为本发明用于DVB-S系统的盲扫方法的第一较佳实施例的频谱示意图。

在步骤501中，初始化系统参数。该控制装置250经由该I2C总线输出模拟载波频率偏移(A-CFO)至模拟调谐器205，设定该模拟调谐器(tuner)205的中频频率以能获取某一频段的信号。在本实施例中，可将模拟调谐器(tuner)205的中频频率设定为950MHz。该控制装置250设立两个边界点(B1，B2)。第一边界点(B1)和第二边界点(B2)间的距离约为该数字匹配滤波器235的通带(Passband)宽度。第二边界点B2在该数字匹配滤波器235的工作频宽(BW)的左边，第一边界点B1在该数字匹配滤波器235的工作频宽(BW)的右边。该控制装置250设定一第一屏蔽指标(MP1)及一第二屏蔽指标(MP2)，该第一屏蔽指标MP1位于该数字匹配滤波器235的直流(DC)处减去该数字匹配滤波器235工作频宽(BW)的一半所获得的频率处。例如，该数字匹配滤波器235工作频宽(BW)为45MHz，该第一屏蔽指标MP1则位于-22.5MHz。第二屏蔽指标MP2位于与该第一边界点B1相同的频率处。

该控制装置250设立一第一计数器及一第二计数器。该第一计数器与该数字混频器220相关并根据该第一计数器的数值是否小于等于0来判断该区块频谱是否已扫描完成，该第二计数器与该模拟调谐器205相关。该控制装置250将该第二计数器设定为950MHz，控制装置250根据第二计数器的值是否大于等于2150MHz来判断系统频道搜寻范围频谱是否已扫描完毕。该控制装置250还设定步阶(step size)的大小，该数字混频器220依据控制装置250设定的该步阶大小移动该数字基频信号的频谱。该步阶大小可视为本发明的频谱的解析度。若欲对一信号的频谱观察仔细，则可将步阶大小设小一点，但此会增加整体盲扫所需的时间。在本实施例中，该步阶大小为3MHz。

在步骤502中，利用该模拟调谐器(tuner)205获取一区块频谱。该控制装置250设定该模拟调谐器(tuner)205的中频频率为950MHz，模拟数字转换器210根据模拟调谐器205输出的模拟基频信号产生一数字基频信号。图8为步骤502获取的该区块频谱的示意图。图8(A)为该数字匹配滤波器(DMF)235输出的频谱示意图。其中，该第一屏蔽指标MP1为位于该数字匹配滤波器(DMF)235的工作频宽的左边(-22.5MHz处)。

在步骤503中，该控制装置250依据第一屏蔽指标MP1移动该数字基频信号的频谱，以产生一偏移基频信号。如图8(B)所示，数字混频器(DigitalMixer)220将该数字基频信号的频谱向右移动，而使第一屏蔽指标MP1位于该数字匹配滤波器(DMF)235的工作频宽的直流处。同时设定与该数字混频器220相关的第一计数器为22.5MHz。

在步骤504中，等待该模拟调谐器自动增益控制装置215及数字自动增益控制装置230稳定。

在步骤505中，该控制装置250判断在该数字匹配滤波器(DMF)235输出的频谱是否有检测到信号，也就是当第一交越点(CP1)的频率大于或等于第一屏蔽指标MP1处的频率时，则表示有检测到信号。

将第一屏蔽指标MP1处至该数字匹配滤波器(DMF)235的工作频宽的右边定义为工作频谱，该工作频谱中第一次大于一门限值处的频率为该第一交越点(CP1)，该工作频谱中第一次小于该门限值处的频率为该第二交越点(CP2)，其中，该门限值TH为：

TH＝(Max-Min)×η+Min，

其中，Max为该工作频谱中于屏蔽指标(MP1，MP2)间的振幅最大值，Min为该工作频谱中于屏蔽指标(MP1，MP2)间的振幅最小值，η为一第二调整因子，0≤η≤1，η较佳为0.3。于本实施例中，第二屏蔽指标MP2位于与该第一边界点B1相同的频率处。

由图8(B)所示，在步骤505中，该控制装置250判定在该数字匹配滤波器(DMF)235输出的频谱有检测到信号，故该控制装置250在步骤506判断该信号的频谱是否被数字匹配滤波器235所包含。

对宽频信号而言，由于整个信号频宽可能大于该数字匹配滤波器(DMF)235的工作频宽，故当第一交越点(CP1)碰触一第二边界点B2时，即判定信号的频谱是被数字匹配滤波器235所包含。相反地，对窄频信号而言，由于整个信号频宽可能只占该数字匹配滤波器(DMF)235的工作频宽一小部分，故当第二交越点(CP2)碰触一第一边界点B1时，即判定信号的频谱是被数字匹配滤波器235所包含。

当第一交越点(CP1)的频率小于或等于该第二边界点(B2)的频率时，表示该第一交越点(CP1)碰触该第二边界点(B2)，当第二交越点(CP2)的频率小于或等于该第一边界点(B1)的频率时，表示该第二交越点(CP2)碰触该第一边界点(B1)。

由图8(B)所示，在步骤506中，该控制装置250判定该信号的频谱非被数字匹配滤波器235所包含，则执行步骤509。

在步骤509中，判断该区块频谱是否已扫描完成。由于该第一计数器为22.5MHz，仍有数值，表示该区块频谱并未扫描完成，再执行步骤511。

在步骤511，该控制装置250依据步阶移动该数字基频信号的频谱，以产生一偏移基频信号。如图9(A)所示，数字混频器(Digital Mixer)220将该数字基频信号的频谱向左移动一步阶大小，该控制装置250同时分别将第一屏蔽指标MP1及该第一计数器减少一步阶大小(3MHz)。重复前述步骤，数字混频器(Digital Mixer)220逐渐将信号的频谱向左移动，直至在步骤506中该控制装置250判定该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含为止。

如图9(A)所示，第二交越点(CP2)的频率小于或等于该第一边界点B1的频率，在步骤506中，该控制装置250判定该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含，因此执行步骤507，获取该信号参数。该控制装置250并在步骤508中更新第一屏蔽指标MP1。该控制装置250将第一屏蔽指标MP1设定在第二交越点(CP2)之后、且位于步阶上，也就是控制装置250设定第一屏蔽指标MP1大于第二交越点CP1处的频率，如图9(B)所示。

在步骤507中获取该信号参数时，可使用该频谱参数获取装置245先计算出该信号的该粗载波频率偏移(C_CFO)及该粗符码率(C_SR)，并利用数字混频器220将该信号的频谱移至该数字匹配滤波器235的工作频谱的直流处，再利用该内插装置225将该信号的频谱放大，使该信号的频谱充满该数字匹配滤波器235的工作频谱，借此可获得较准确的细载波频率偏移(F_CFO)及细符码率(F_SR)。该控制装置250依据该粗符码率(C_SR)及该数字匹配滤波器(DMF)235频宽，以产生该向下采样因子(DSF)。其中，该向下采样因子(DSF)以下列公式表示：

$\mathrm{DSF}=\frac{{\mathrm{BW}}_{\mathrm{DMF}}}{C\_\mathrm{SR}\×\mathrm{\ζ}},$

其中，DSF为该向下采样因子，BW_DMF为该数字匹配滤波器(DMF)235频宽，C_SR为该粗符码率，ζ为一第一调整因子，其中1≤ζ。ζ可依据移动平均装置410所使用的视窗大小(window size)而决定，当视窗大小为16时，ζ较佳为1.5。

由于该门限值、振幅最大值Max、振幅最小值Min均定义于该工作频谱中，故此时工作频谱中只有噪声或邻频干扰，因此该第一交越点(CP1)及该第二交越点(CP2)位于第一屏蔽指标MP1处。

在步骤509中，由于该第一计数器内仍有数值(或该第一计数器的值仍大于0)，该控制装置250判定该区块频谱未扫描完成，则执行步骤511。

在步骤511中，该控制装置250设定该数字混频器(Digital Mixer)220来对该数字基频信号进行频率移位，并更新该第一屏蔽指标MP1。如图10(A)所示，数字混频器(Digital Mixer)220将该数字基频信号的频谱向左移动一步阶大小，该控制装置250同时分别将第一屏蔽指标MP1及该第一计数器减少一步阶大小(3MHz)。返回步骤505判断在该数字匹配滤波器(DMF)235输出的频谱是否有检测到信号。重复前述流程。

如图10(B)所示，第二交越点(CP2)碰触第一边界点B1时，表示信号的频谱被数字匹配滤波器所包含，则在步骤507获取该信号参数，并在步骤508中更新第一屏蔽指标MP1。

如图11所示，数字混频器(Digital Mixer)220持续将该数字基频信号的频谱向左移动一步阶大小。当该第一计数器之值小于或等于0时，在步骤509中该控制装置250判定该区块频谱扫描完成，则执行步骤510，由于第二计数器的值不为2150MHZ，在步骤510中该控制装置250判定搜寻范围频谱(950～2150MHZ)尚未扫描完毕，则执行步骤512设定模拟调谐器205以获取下一区块频谱，之后执行步骤503；若在步骤510中判定该搜寻范围频谱已扫描完毕，则执行步骤513结束操作。

由于在第一屏蔽指标MP1左边的频谱已经扫描过，该控制装置250可依据该模拟调谐器205中通道滤波器的频宽、该模拟数字转换器210的取样率、该数字匹配滤波器235的频宽，计算出设定该模拟调谐器205的模拟载波频率偏移，使该模拟调谐器205在步骤502所获取某一区块频段的信号仍包含尚未扫描该工作频谱，以便继续扫描，并依据模拟载波频率偏移设定该第二计数器，以便在步骤510中判断一搜寻范围频谱(950～2150MHz)是否已扫描完毕。当该第二计数器的值大于或等于2150MHz时，该控制装置250判定搜寻范围频谱(950～2150MHz)已扫描完毕。

本实施例中，频谱的扫描系为由低频率扫描到高频率，熟于该技术者基于本发明技术可容易将频谱扫描方式改成由高频率扫描到低频率。

该控制装置250可设定步阶大小，也就是本实施例在与盲扫速度折衷后，可设定扫描的解析度。再者，由于本发明提供了精确的载波频偏估算装置，因而并不受限于模拟调谐器205的解析度，故本发明技术则可解决现有技术的问题。

图12为本发明图2所示用于DVB-S系统的盲扫系统的方法的第二较佳实施例的流程图，该方法运用于一DVB-S系统中，以找寻DVB-S系统频道搜寻范围频谱(950～2150MHZ)中的信号。

在步骤601中，初始化系统参数。

在步骤602中，利用该模拟调谐器(tuner)205获取一区块频谱。该控制装置250设定该模拟调谐器(tuner)205的模拟载波频率偏移，并产生一数字基频信号。第一次执行时，该控制装置250设定该模拟调谐器(tuner)205的中频频率为950MHz而产生一数字基频信号。

在步骤603中，该控制装置250设定一第一屏蔽指标MP1、一第二屏蔽指标MP2以移动一工作频谱视窗，也就是该第一屏蔽指标MP1及第二屏蔽指标MP2定义出该工作频谱视窗。该控制装置250并设定一第三计数器，该第三计数器与前述的该第二计数器功能相同，为用以判断一搜寻范围频谱(950～2150MHZ)是否已扫描完毕。

在步骤604中，等待该模拟调谐器自动增益控制装置215及数字自动增益控制装置230稳定。

在步骤605中，该控制装置250判断在该数字匹配滤波器(DMF)235输出的频谱是否有检测到信号，若有，在步骤606中该控制装置250更新该第一屏蔽指标MP1，再在步骤607中判断该信号的频谱是否被数字匹配滤波器所包含。当步骤605中判定没有检测到信号，则执行步骤610。

若步骤607中判定该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含，则在步骤608获取该信号参数，并在步骤609中更新第一屏蔽指标MP1及该第二屏蔽指标MP2。当步骤607中判定该信号的频谱非被数字匹配滤波器所包含，则执行步骤610。

在608中获取该信号参数时，可使用该频谱参数获取装置245先计算出该信号的该粗载波频率偏移(C_CFO)及该粗符码率(C_SR)，并利用数字混频器220将该信号的频谱移至该数字匹配滤波器235的工作频谱的直流处，再利用该内插装置225将该信号的频谱放大，借此可获得较准确的细载波频率偏移(F_CFO)及细符码率(F_SR)。该控制装置250依据该粗符码率(C_SR)及该数字匹配滤波器(DMF)235频宽，以产生该向下采样因子(DSF)。其中，该向下采样因子(DSF)以下列公式表示：

$\mathrm{DSF}=\frac{{\mathrm{BW}}_{\mathrm{DMF}}}{C\_\mathrm{SR}\×\mathrm{\ζ}},$

其中，DSF为该向下采样因子，BW_DMF为该数字匹配滤波器(DMF)235频宽，C_SR为该粗符码率，ζ为一第一调整因子，其中1≤ζ。ζ可依据移动平均装置410所使用的视窗大小(window size)而决定，当视窗大小为16时，ζ较佳为1.5。

在步骤610中，判断该区块频谱是否已扫描完成，若是，再在步骤612中判断一搜寻范围频谱(950～2150MHZ)是否已扫描完毕。当步骤610中判定该区块频谱未扫描完成，则在步骤611中，该控制装置250更新一第二屏蔽指标MP2以移动该工作频谱视窗，再执行步骤605。

若步骤612中判定该搜寻范围频谱(950～2150MHZ)已扫描完毕，执行步骤614结束该盲扫方法，若否，执行步骤613设定该模拟调谐器(tuner)205以获取下一区块频谱，之后执行步骤603，。

图13至图16为本发明用于DVB-S系统的盲扫方法的第二较佳实施例的频谱示意图。

在步骤601中，该控制装置250经由该I2C总线以设定该模拟调谐器(tuner)205的中频频率，以能获取某一频段的信号。于本实施例中，可将模拟调谐器(tuner)205的中频频率设定为950MHz。该控制装置250并初始化一第一屏蔽点(MP1)、一第二屏蔽指标MP2、及一第三计数器，并将一检测信号(detected_signal)初始化为0。

在步骤602中，该控制装置250将该第三计数器更新为950MHz，并利用该模拟调谐器(tuner)205获取一区块频谱。该控制装置250设定该模拟调谐器(tuner)205的中频频率为950MHz，并产生一数字基频信号。图13(A)为步骤602获取该区块频谱的示意图。图13(A)为该数字匹配滤波器(DMF)235输出的频谱示意图。

在步骤603中，该控制装置250设定一第一屏蔽指标MP1、一第二屏蔽指标MP2，以移动一工作频谱视窗。如图13(A)所示，该第一屏蔽指标MP1位于该数字匹配滤波器235的直流(DC)处减去该数字匹配滤波器235工作频宽(BW)的一半。例如，该数字匹配滤波器235工作频宽(BW)为45MHz，该第一屏蔽指标MP1则位于-22.5MHz。该控制装置250并设定步阶(step size)的大小，该数字混频器220可根据控制装置250设定的该步阶大小移动该数字基频信号的频谱。也就是该步阶大小可视为本发明的频谱的解析度。若欲对一信号的频谱观察仔细，则可将步阶大小设小一点，在本实施例中，该步阶大小为3MHz，该第二屏蔽指标MP2则位于该第一屏蔽指标MP1右边一个步阶大小，也就是该第二屏蔽指标MP2位于-19.5MHz。

在步骤605中，该控制装置250判断在该数字匹配滤波器(DMF)235输出的频谱是否有检测到信号，也就是当第一交越点(CP1)的频率大于或等于第一屏蔽指标MP1处的频率，则表示有检测到信号，或是该检测信号(detected_signal)为1时，表示已经检测到信号。

将第一屏蔽指标MP1处至该第二屏蔽指标MP2之间的频谱定义为工作频谱视窗，该工作频谱视窗中第一次大于一门限值处的频率为该第一交越点(CP1)，该工作频谱视窗中第一次小于该门限值处的频率为该第二交越点(CP2)，其中，该门限值TH为：

TH＝(Max-Min)×η+Min，

其中，Max为该工作频谱视窗中于屏蔽指标(MP1，MP2)间的振幅最大值，Min为该工作频谱视窗中于屏蔽指标(MP1，MP2)间的振幅最小值，η为一第二调整因子，0≤η≤1，η较佳为0.3。

如图13(A)所示，第一交越点(CP1)的频率与第一屏蔽指标MP1处的频率相同，第二交越点(CP2)的频率与第二屏蔽指标MP2处的频率相同。

由于第一交越点(CP1)的频率与第一屏蔽指标MP1处的频率相同且该检测信号(detected_signal)为0，故在步骤605中，该控制装置250判定没有检测到信号，并执行步骤610。

在步骤610中，由于该第二屏蔽指标MP2并未碰触该数字匹配滤波器235工作频宽(BW)的右边，该控制装置250判定该区块频谱尚未扫描完成。也就是当第二屏蔽指标MP2处的频率小于该数字匹配滤波器235工作频宽(BW)的右边频率，该控制装置250判定该区块频谱尚未扫描完成，当第二屏蔽指标MP2处的频率大于或等于该数字匹配滤波器235工作频宽(BW)的右边频率，该控制装置250判定该区块频谱扫描完成；当设定的第一边界点B1位于数字匹配滤波器235工作频宽的邮编频率时，通过判断第二屏蔽指标MP2是否大于或等于第一边界点B1来确定该区块频谱是否扫描完成。

在步骤611中，该控制装置250更新该第二屏蔽指标MP2，以移动该工作频谱视窗，也就是该控制装置250将该第二屏蔽指标MP2加上一步阶，使得该工作频谱视窗如图13(B)所示，再执行步骤605。由于一直没有检测到信号，重复前述几个步骤，一直将该工作频谱视窗加大。

在图13(A)及图13(B)的该工作频谱视窗中由于只包含噪声，该门限值比较小。如图14(A)所示，当该工作频谱视窗有信号时，该门限值会变大，同时该工作频谱视窗中第一次大于一门限值处的频率为该第一交越点(CP1)，该第一交越点(CP1)也会改变，其频率会变大。由于该第一交越点(CP1)的频率大于第一屏蔽指标MP1处的频率，在步骤605中，该控制装置250判定有检测到信号，并执行步骤606。

在步骤606中，该控制装置250将第一屏蔽指标MP1更新为该第一交越点(CP1)的频率，并将该检测信号(detected_signal)设为1。

步骤607中判断该信号的频谱是否被数字匹配滤波器所包含。如图14(A)所示，由于该第二交越点(CP2)的频率等于第二屏蔽指标MP2处的频率，该控制装置250判定该信号的频谱未被数字匹配滤波器所包含。执行步骤610、步骤611，以将该工作频谱视窗加大。当重新执行步骤605时，由于该检测信号(detected_signal)为1，所以会执行步骤606、步骤607。重复前述步骤，直至该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含。

如图14(B)所示，当该工作频谱视窗包含该信号时(也就是该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含)，该第二交越点(CP2)的频率小于第二屏蔽指标MP2处的频率，所以步骤607中判定该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含，该控制装置250在步骤608获取该信号参数，并在步骤609中更新第一屏蔽指标MP1及该第二屏蔽指标MP2，如图15(A)所示，该控制装置250并将该检测信号detected_signal设为0。

重复前述步骤，则如图15(B)及图16(A)所示。参照图16(A)，在步骤610中，由于该第二屏蔽指标MP2碰触该数字匹配滤波器235工作频宽(BW)的右边，该控制装置250判定该区块频谱扫描完成，则执行步骤612。

在步骤612中，该控制装置250判断一搜寻范围频谱(950～2150MHZ)是否已扫描完毕。由于该第三计数器的值不为2150MHZ，在步骤612中该控制装置250判定搜寻范围频谱(950～2150MHZ)尚未扫描完毕，则执行步骤613设定模拟调谐器205以获取下一区块频谱，之后执行步骤603；在步骤612中判定该搜寻范围频谱已扫描完毕，则执行步骤614结束操作。

由于在第一屏蔽指标MP1左边的频谱已经扫描过，该控制装置250可依据该模拟调谐器205中通道滤波器的频宽、该模拟数字转换器210的频宽、该数字匹配滤波器235的频宽，计算出设定该模拟调谐器205的载波频率，使该模拟调谐器205在步骤602所获取某一区块频段的信号仍包含尚未扫描该工作频谱，以便继续扫描，并依据依据载波频率设定该第三计数器，以便在步骤612中判断一搜寻范围频谱(950～2150MHz)是否已扫描完毕。当该第三计数器的值大于或等于2150MHz时，该控制装置250判定搜寻范围频谱(950～2150MHz)已扫描完毕。

本实施例中，由于只需使用模拟的模拟调谐器205，较少使用数字混频器220，且其仅移动该第一屏蔽指标MP1及该第二屏蔽指标MP2，其频率扫描速度会较前一个实施例快。

本实施例中，频谱的扫描为由低频率扫描到高频率，熟于该技术者基于本发明技术可容易将频谱扫描方式改成由高频率扫描到低频率。同时，本实施例中，为方便说明，为假设该数字匹配滤波器235为理想的数字匹配滤波器，若使用现有的数字匹配滤波器时，熟知该技术者可轻易依据本发明技术设立两个边界点(B1，B2)，故在此不予赘述。

由前述说明，本发明的特点如下：

(1)本发明同时使用模拟调谐器205及数字混频器220以扫描频道，可产生一可信赖的的盲扫方法。该模拟调谐器205以较大的步阶(step size)平移一频谱，借以在模拟领域中获取一新的频谱区块。之后，使用数字混频器220以在数字领域中支持后续的频道及参数的检测。

(2)基于粗符码率，本发明使用内插装置以执行向下采样可在数字领域中增加被观测频谱的解析度及信噪比。本发明有效降低或避免非线性频谱分析所产生的符码率及载波频率估测的负面门限效应。同时，本发明使用串接积分及梳型滤波器用以消除向下采样时所产生的迭频(Aliasing)，借此，可大大地改进参数检测的准确度、省略滤波器的频宽设定、以及降低FFT对于解析度的依赖。

(3)本发明无须预先设定功率水平的门限，其可依据每次计算后所观测的频谱，适应地决定该门限。

(4)由于模拟调谐器与模拟数字转换器之间的直流阻隔电路(DCblocking circuit)会在工作频谱中产生带拒(notch)，本发明可改善窄频中参数及资料的准确检测。

(5)本发明于DVB-S系统中的盲扫方法的二个实施例其系依据(1)～(4)的技术以在数字领域中决定工作频谱视窗。图7实施例为循环地步阶移位频谱方式编程该数字混频器220，图12实施例为膨胀步阶工作频谱视窗方式编程该数字混频器220。该二实施例均先由模拟调谐器205获取一区块频谱，然后在数字领域中检测该区块频谱中的信号。因此，用于编程模拟调谐器205中的通道滤波器可大幅地减少，进而达到快速的盲扫方法。

综上所述，本发明使用频谱参数获取装置先计算出该信号的该粗载波频率偏移(C_CFO)及该粗符码率(C_SR)，并利用数字混频器将该信号的频谱移至该数字匹配滤波器的工作频谱的直流处，再利用该内插装置将该信号的数字频谱宽度放大，使该信号的频谱充满该数字匹配滤波器的工作频谱，借此可较现有技术能准确地计算载波频率偏移(CFO)及符码率(SR)。相较于现有技术现有技术常受限于模拟调谐器的解析度的问题，本发明更有弹性。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (27)

1.一种用于DVB-S系统的盲扫系统，其特征在于，该系统包含：

一模拟调谐器，接收一天线的射频信号，并依据设定的模拟载波频率偏移将该射频信号降至基频，以产生一模拟基频信号；

一模拟数字转换器，连接至该模拟调谐器，将该模拟基频信号转换成一数字基频信号；

一数字混频器，接收一数字基频信号，依据一数字载波频率偏移对该数字基频信号进行频率移位，进而产生一偏移基频信号；

一数字自动增益控制装置，连接至数字混频器，以对该偏移基频信号进行自动增益调整，进而产生一增益基频信号；

一数字匹配滤波器，连接至该数字自动增益控制装置，对该增益基频信号进行滤波，进而产生一滤波基频信号；

一频谱计算装置，连接至该数字匹配滤波器，用以根据控制装置设定的控制信号计算该滤波基频信号的频谱；

一频谱参数获取装置，连接至该频谱计算装置，用以根据控制装置设定的控制信号计算该滤波基频信号的频谱进行移动平均后产生的平滑频谱与一门限值的第一交越点及第二交越点，并根据第一交越点及第二交越点计算出该滤波基频信号的频谱的粗载波频率偏移和该数字基频信号的粗符码率，根据该滤波基频信号的频谱的峰值位置计算出该滤波基频信号的频谱的细载波频率偏移和该数字基频信号的细符码率，输出第一交越点、第二交越点、粗载波频率偏移、细载波频率偏移、粗符码率及细符码率给控制装置；所述粗载波频率偏移为第一交越点和第二交越点的和的二分之一；所述粗符码率为第二交越点与第一交越点的差值；

一控制装置，连接至该模拟调谐器、该数字混频器、频谱计算装置以及该频谱参数获取装置；用于根据搜寻频率范围设定模拟调谐器的模拟载波频率偏移；所述控制装置判断在该数字匹配滤波器输出的频谱是否有检测到信号，如果没有检测到信号，所述控制装置设定该模拟调谐器令待测信号频谱的主要成分移频至该数字匹配滤波器的工作频宽中；获取滤波基频信号的频谱的粗载波频率偏移，并依据该滤波基频信号的频谱的粗载波频率偏移计算出该滤波基频信号的频谱的数字载波频率偏移，并设定该数字混频器，以对该数字基频信号进行频率移位。

2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，

所述模拟调谐器进一步在系统频道搜寻范围频谱中获取一区块频谱，并根据控制装置所设定的模拟载波频率偏移产生模拟基频信号，所述模拟载波频率偏移为搜寻范围频谱中的起始频谱；

所述控制装置进一步依据数字匹配滤波器的工作频宽设定一第一边界点及一第二边界点，依据数字匹配滤波器的工作频宽及直流处设定一第一屏蔽指标；根据频谱参数获取装置输出的第一交越点是否大于或等于第一屏蔽指标来判定数字匹配滤波器输出的频谱是否检测到信号；根据第一交越点是否碰触第二边界点或第二交越点是否碰触第一边界点来判断信号的频谱是否被数字匹配滤波器所包含；

所述第一边界点和第二边界点的距离为所述数字匹配滤波器的通带宽度，第一边界点在所述数字匹配滤波器的工作频宽的右边，第二边界点在所述数字匹配滤波器的工作频宽的左边；

所述第一屏蔽指标位于所述数字匹配滤波器的直流处减去所述数字匹配滤波器工作频宽的一半。

3.如权利要求2所述的系统，其特征在于，

所述第一交越点碰触该第二边界点为该第一交越点的频率小于或等于该第二边界点的频率，所述该第二交越点碰触该第一边界点为该第二交越点的频率小于或等于该第一边界点的频率。

4.如权利要求3所述的系统，其特征在于，

所述控制装置包括一第一计数器及一第二计数器，该数字混频器依据控制装置设定的反映频谱解析度的步阶大小移动该数字基频信号的频谱，以产生一偏移基频信号，数字混频器将该数字基频信号的频谱移动一步阶大小，该控制装置同时分别将第一屏蔽指标及该第一计数器减少一步阶大小，直至该控制装置判定该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含为止，并根据该第一计数器的数值是否小于等于0来判断区块频谱是否已扫描完成；该控制装置将该第二计数器设定为搜寻范围频谱中的起始频谱，并根据第二计数器的值是否为搜寻范围频谱中的最大频谱来判定搜寻范围频谱是否扫描完毕。

5.如权利要求1所述的系统，其特征在于，

所述调谐器进一步在系统频道搜寻范围频谱中获取一区块频谱，并根据控制装置设定的模拟载波频率偏移产生模拟基频信号，所述模拟载波频率偏移为搜寻范围频谱中的起始频谱；

所述控制装置进一步依据数字匹配滤波器的工作频宽及直流处设定一第一屏蔽指标，依据第一屏蔽指标右边一个反映频谱解析度的步阶大小处设定一第二屏蔽指标，该第一屏蔽指标及第二屏蔽指标以移动一工作频谱视窗；根据频谱参数获取装置输出的第一交越点是否大于或等于第一屏蔽指标来判定数字匹配滤波器输出的频谱是否检测到信号；根据第二交越点的频率是否小于该第二屏蔽指标处的频率来判断信号的频谱是否被数字匹配滤波器所包含。

6.如权利要求5所述的系统，其特征在于，

所述第一屏蔽指标位于所述数字匹配滤波器的直流处减去所述数字匹配滤波器工作频宽的一半。

7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，

所述控制装置包括一第三计数器，该第三计数器设定为搜寻范围频谱中的起始频谱，并根据第三计数器的值是否为搜寻范围频谱中的最大频谱来判定搜寻范围频谱是否扫描完毕。

8.如权利要求1所述的系统，其特征在于，该系统还包括一连接数字混频器、数字自动增益控制装置及控制装置的内插装置；

所述控制装置进一步根据频谱参数获取装置输出的粗符码率计算一向下采样因子，输出向下采样因子至所述内插装置；

所述内插装置依据控制装置发送的一向下采样因子，对数字混频器发送的偏移基频信号进行内插运算产生一内插偏移基频信号，输出内插偏移基频信号至数字自动增益控制装置；

所述数字自动增益控制装置进一步根据内插偏移基频信号产生一增益基频信号，并输出至数字匹配滤波器。

9.如权利要求1所述的系统，其特征在于，该系统还包含：

一模拟调谐器自动增益控制装置，连接至该模拟数字转换器及该模拟调谐器，依据该数字基频信号用以自动调整该模拟调谐器的增益。

10.如权利要求8所述的系统，其特征在于，所述内插装置包含一串接积分梳型滤波器。

11.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述频谱计算装置包含：

一第一多任务器，其第一输入端连接至该数字匹配滤波器，用以接收该滤波基频信号；

一N点快速傅立叶转换器，连接至该第一多任务器，将该第一多任务器的输出信号进行傅立叶转换；

一取样点能量计算器，连接至该快速傅立叶转换器，用以计算该快速傅立叶转换器输出信号中每一取样点的能量；

一累加器，用以累加该取样点能量计算器的输出信号，进而获得一频谱；

一Cordic装置，连接至该数字匹配滤波器，用以对该滤波基频信号执行Cordic运算；

一四倍相位装置，连接至该Cordic装置及该第一多任务器的第二输入端，用以对该Cordic装置输出的信号执行四倍相位运算，并输出至该第一多任务器的第二输入端；

一延迟自相关器，用以计算该滤波基频信号的自相关信号，并输出至该第一多任务器的第三输入端；

一均衡器，连接至该累加器，用以对该累加器输出的信号进行等化运算；

一第二多任务器，其第一输入端及第二输入端连接至该累加器，其第三输入端连接至该均衡器，依据一控制信号用以将该第一输入端及第二输入端的输入信号或第三输入端的输入信号输出。

12.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述频谱参数获取装置包含：

一第一解多任务器，连接至该频谱计算装置，依据该控制信号，用以将该频谱计算装置的输出信号由其第一输出端、第二输出端或第三输出端输出；

一移动平均装置，连接至该第一解多任务器的第一输出端，用以对该频谱计算装置输出的频谱进行移动平均，进而产生一平滑频谱；

一交越点搜寻装置，连接至该移动平均装置，用以找寻该平滑频谱的交越点，并输出一第一交越点及一第二交越点；

一第一加法器，连接至该交越点搜寻装置，用以将该第一交越点及该第二交越点相加；

一除法器，连接至该第一加法器，用以产生一粗载波频率偏移；

一第二加法器，连接至该交越点搜寻装置，用以将该第二交越点与该第一交越点相减，进而产生该数字基频信号的一粗符码率；

一峰值检测器，连接至该第一解多任务器的第二输出端及第三输出端，用以对该频谱计算装置输出的频谱进行峰值检测，进而产生该频谱的一峰值位置指标；

一第二解多任务器，连接至该峰值检测器，依据该控制信号以将该峰值检测器的输出信号由所述第二解多任务器的第二输出端或第三输出端输出；

一细载波频率偏移计算装置，连接至该第二解多任务器，依据该峰值计算一细载波频率偏移；

一细符码率计算装置，连接至该第二解多任务器，依据该峰值位置指标，计算一细符码率。

13.如权利要求8所述的系统，其特征在于，所述向下采样因子为：

$\mathrm{DSF}=\frac{{\mathrm{BW}}_{\mathrm{DMF}}}{C\_\mathrm{SR}\×\mathrm{\ζ}},$

其中，BW_DMF为该数字匹配滤波器频宽，C_SR为该粗符码率，ζ为一第一调整因子。

14.如权利要求1至13任一所述的系统，其特征在于，所述第一交越点为该平滑频谱第一次大于一门限值处的频率，所述第二交越点为该平滑频谱第一次小于该门限值处的频率；

所述门限值TH为：

TH＝(Max-Min)×η+Min，

其中，Max为该平滑频谱于屏蔽指标间的振幅最大值，Min为该平滑频谱于屏蔽指标间的振幅最小值，η为一第二调整因子。

15.一种用于DVB-S系统的盲扫方法，其特征在于，该方法包括：

501、初始化系统参数；

502、根据搜寻频率范围设定一模拟调谐器用以获取一区块频谱；

503、设定该模拟调谐器移动待测信号的频谱，并设定数字混频器用以对一数字基频信号进行频率移位，进而产生一偏移基频信号；

505、控制装置判断是否有检测到信号，若判断有检测到信号，执行步骤506，若判断没有检测到前述信号，则执行步骤509；

506、判断该信号的频谱是否被一数字匹配滤波器所包含，若有包含，执行步骤507，若没有包含，执行步骤509；

507、获取该该信号的频谱频谱的粗载波频率偏移，并依据该信号的频谱的粗载波频率偏移计算出该频谱的数字载波频率偏移，并设定该数字混频器，以对该数字基频信号进行频率移位；所述粗载波频率偏移为第一交越点和第二交越点的和的二分之一；所述第一交越点和所述第二交越点根据该信号的频谱进行移动平均后产生的平滑频谱与一门限值计算获得；

509、判断该区块频谱是否已扫描完成，若是，执行步骤510，若否，则执行步骤511；以及

510、判定该搜寻范围频谱是否已扫描完毕，若是，结束该盲扫方法，若否，设定该模拟调谐器以获取下一区块频谱，并执行步骤503；

511、设定该模拟调谐器移动待测信号的频谱，并设定数字混频器用以对该数字基频信号进行频率移位，进而产生一偏移基频信号，执行步骤505。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述步骤503和步骤511中设定数字混频器用以对一数字基频信号进行频率移位是通过更新第一屏蔽指标来实现的；

步骤505所述判断是否有检测到信号包括：当该第一交越点的频率大于或等于该第一屏蔽指标处的频率时，则表示有检测到该信号，否则表示没有检测到该信号；

步骤505所述判断该信号的频谱是否被一数字匹配滤波器所包含包括：当一第一交越点碰触一第二边界点或一第二交越点碰触一第一边界点时，该信号的频谱被判定为该数字匹配滤波器所包含，否则该信号的频谱被判定未为该数字匹配滤波器包含。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述该第一交越点碰触该第二边界点为该第一交越点的频率小于或等于该第二边界点的频率，所述该第二交越点碰触该第一边界点为该第二交越点的频率小于或等于该第一边界点的频率。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述第一边界点和第二边界点的距离为所述数字匹配滤波器的通带宽度，第一边界点在所述数字匹配滤波器的工作频宽的右边，第二边界点在所述数字匹配滤波器的工作频宽的左边；

所述第一屏蔽指标位于所述数字匹配滤波器的直流处减去所述数字匹配滤波器工作频宽的一半。

19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述步骤509中判定该区块频谱是否已扫描完毕是通过如下步骤完成：5091)该数字混频器依据控制装置设定的反映频谱解析度的步阶大小移动该数字基频信号的频谱，以产生一偏移基频信号；5092)数字混频器将该数字基频信号的频谱移动一步阶大小，该控制装置同时分别将第一屏蔽指标及一第一计数器减少一步阶大小，直至该控制装置判定该信号的频谱被数字匹配滤波器所包含为止；5093)根据该第一计数器的数值是否小于等于0来判断区块频谱是否已扫描完成。

20.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述步骤510中判定该搜寻范围频谱是否已扫描完毕是通过如下步骤完成：5101)该控制装置将一第二计数器设定为搜寻范围频谱中的起始频谱；5102)根据第二计数器的值是否为搜寻范围频谱中的最大频谱来判定搜寻范围频谱是否扫描完毕。

21.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述步骤503和步骤511中设定该模拟调谐器移动待测信号的频谱是通过移动工作视窗，更新第一屏蔽指标和一第二屏蔽指标来实现的；

步骤505所述判断是否有检测到信号包括：当该第一交越点的频率大于或等于该第一屏蔽指标处的频率时，则表示有检测到该信号，否则表示没有检测到该信号；

步骤505所述判断该信号的频谱是否被一数字匹配滤波器所包含包括：当一第二交越点的频率小于该第二屏蔽指标处的频率，该信号的频谱被判定为该数字匹配滤波器所包含，否则该信号的频谱被判定未为该数字匹配滤波器包含。

22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述第一屏蔽指标位于所述数字匹配滤波器的直流处减去所述数字匹配滤波器工作频宽的一半；所述第二屏蔽指标位于第一屏蔽指标右边一个反映频谱解析度的步阶大小处。

23.如权利要求21所述的方法，其特征在于，所述步骤510中判定该搜寻范围频谱是否已扫描完毕是通过如下步骤完成：5101)该控制装置将一第三计数器设定为搜寻范围频谱中的起始频谱；5102)根据第三计数器的值是否为搜寻范围频谱中的最大频谱来判定搜寻范围频谱是否扫描完毕。

24.如权利要求15所述的方法，其特征在于，

步骤507还包括一内插步骤，依据控制装置发送的一向下采样因子，对数字混频器发送的偏移基频信号进行内插运算，进而产生一内插偏移基频信号。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，所述向下采样因子为：

$\mathrm{DSF}=\frac{{\mathrm{BW}}_{\mathrm{DMF}}}{C\_\mathrm{SR}\×\mathrm{\ζ}},$

其中，BW_DMF为该数字匹配滤波器频宽，C_SR为粗符码率，ζ为一第一调整因子。

26.如权利要求16或21所述的方法，其特征在于，所述第一交越点为该平滑频谱第一次大于一门限值处的频率，所述第二交越点为该平滑频谱第一次小于该门限值处的频率，所述门限值TH为：

TH＝(Max-Min)×η+Min，

其中，Max为该平滑频谱于屏蔽指标间的振幅最大值，Min为该平滑频谱于屏蔽指标间的振幅最小值，η为一第二调整因子。

27.如权利要求15所述的方法，其特征在于，步骤503之后还包括步骤504：等待模拟调谐器自动增益控制装置及数字自动增益控制装置稳定。

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