CN103188187A - 高线性度ask调制方法 - Google Patents

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Abstract

一种高线性度的幅移键控(ASK)调制方法，能够将基带幅度信号无失真的搬移到载波频率上。该方法包含一个基带单元用于获取数字形式的幅度信号，加上一个附加值后产生修正的数字幅度信号；一个数模转换器将来自基带的修正的数字形式幅度信号转换为模拟形式幅度信号；一个混频器接收模拟形式幅度信号并与本地振荡信号混频产生ASK调制信号。

Description

高线性度ASK调制方法
技术领域
本发明涉及一种幅移键控的调制方法，具体不仅限于一种调制器，还包括混频器和一种幅移键控调制方法。 
背景技术
幅移键控(ASK：Amplitude-Shift Keying)调制是一种以数字(二进制0或1)来表征载波振幅的调制方式，以一种开关信号控制(开关键控)。接通载波来表征二进制的1，关断载波来表征二进制的0。但是，从调制深度来说，开关键控使用如此简单的配置，缺乏足够的灵活性。 
灵活的调制深度能够通过将描述载波的电源控制升级到多重开关实现。这些开关受一个时钟信号驱动，因此要在输出端引进一个时钟分量。然而，时钟分量非常靠近中心频率而不能被有效的过滤，从而造成信道间的干扰。 
混频器比如吉尔伯特混频器虽然没有此弊端的困扰，但是仍然存在非线性的不足。 
因此，需要一种新的高线性度ASK调制方法。 
发明内容
本发明的目的是为了提供一种高线性度的具有灵活调制深度的幅移键控调制方法： 
一种ASK调制器包含：一个基带单元用来获得数字形式的幅度信号， 并加上一个附加值得到修正的数字幅度信号，一个数模转换器(DAC：Digital-to-Analog Converter)耦合到基带单元，用来转换数字幅度信号以产生第一信号，其中附加值由数模转换器半量程来决定；一个混频器用来接收第一信号和第二信号以及产生第一第二信号的混合调制信号。 
在一实施例中，一种ASK调制方式包含获取数字形式的幅度信号；由基带单元加入一个附加值到此数字形式的幅度信号来产生修正的数字形式幅度信号；由数模转换器转换此修正的数字形式幅度信号以产生第一信号，其中附加值取决于于数模转换器的半量程；由混频器将第一信号和第二信号混频以产生调制的信号。 
在一实施例中，一个吉尔伯特混频器包含一个第一电路，来配置接收第一信号和产生第三信号，应用第一信号到线性负载，此第一电路包含：一第一运算放大器和第二运算放大器，每个运放都含有：第一输入端配置用于接收第一信号，第二输入端以及一个输出端；一线性负载耦合在第一运放的第二输入端和第二运放的第二输入端之间；第一有源器件和第二有源器件每个都含有第一、第二以及第三终端，其中第一有源器件的第一终端是耦合(比如直接电流耦合)到第一运放的输出，第二有源器件的第一终端是耦合到第二运放的输出，第一有源器件的第二终端是耦合到第一运放的第二输入，第二有源器件的第二终端是耦合到第二运放的第二输入，第一以及第二有源器件的第三端耦合到第二电路来提供第三信号；一电路分别耦合到第一和第二运放的第二输入配置用于给第一第二有源器件提供直流工作点。第二电路耦合到第一电路，第二电路配置用于接收第三信号 和第二信号并且将第二信号与第三信号混频用于产生调制信号。 
一种ASK调制方法，包含： 
一基带单元配置用于获取数字形式的幅度信号，加入一个附加值到该幅度信号以产生修正的数字形式幅度信号，其中附加值取决于DAC的半量程，以及 
一DAC耦合到基带单元，用于转换修正的数字形式幅度信号以产生第一信号。 
一混频器配置用于接收第一信号和第二信号并将此第一及第二信号混频产生调制的信号。 
所述的ASK调制方法，包含一附加值其近似等于DAC的半量程。 
所述的ASK调制方法，其中的混频器包含： 
一第一电路配置用于接收第一信号并产生一第三信号，至少在一定程度上，应用第一信号到一线性负载，以及 
一第二电路耦合到第一电路配置用于接收第二和第三信号，并混频此第二及第三信号产生调制信号。 
一种ASK调制方法，其第一电路包含： 
一第一运放以及一第二运放，且每个运放都含有：一第一输入端配置用于接收第一信号，一第二输入端以及一输出端。其中线性负载耦合在第一运放的第二输入端和第二运放的第二输入端之间。 
一第一有源器件和第二有源器件每个都含有：第一，第二及第三端。其中第一有源器件的第一端耦合到第一运放的输出端，第二有源器件的第 一端耦合到第二运放的输出端，第一有源器件的第二端耦合到第一运放的第二输入端，第二有源器件的第二端耦合到第二运放的第二输入端，第一和第二有源器件的第三端耦合到第二电路以提供第三信号。 
一电路分别与第一和第二运放的第二输入端耦合配置用于给第一和第二有源器件分别提供直流工作点。 
上述的ASK调制方法，其第一信号包含一差分信号，含有第一和第二部分，第一运放的第一输入端配置用于接收第一信号的第一部分，第二运放的第一输入端配置用于接收第一信号的第二部分。 
所述的ASK调制方法，其中混频器包含一吉尔伯特混频器。 
上述的ASK调制方法，其中第一和第二有源器件每个都包含一场效应管，第一和第二有源器件的第一端都含有一栅极，第一和第二有源器件的第二端都含有一源极，第一和第二有源器件的第三端都含有一漏极，或者 
第一和第二有源器件都含有一双极型晶体管，第一和第二有源器件的第一端都含有一基极，第一和第二有源器件的第二端都含有一发射极，第一和第二有源器件的第三端都含有一集电极。 
所述的ASK调制方法，其基带单元更配置用于提供修正的数字形式幅度信号给数模转换器。 
此数模转换器更用于接收此修正的数字形式幅度信号，如果此修正的数字形式幅度信号在数模转换器的量程内，则产生一标志符。 
基带单元更配置用于接收标志符和确定数模转换器的量程，及确定基于数模转换器半量程的附加值。 
一种ASK调制的方法，其包含： 
基带单元获取数字形式的幅度信号。 
由基带单元附加一附加值到数字形式的幅度信号中以产生一修正的数字形式幅度信号。 
由DAC转换此修正的数字形式幅度信号产生第一信号，其中附加值由DAC的半量程决定；以及 
混频器将第一信号与第二信号混频产生一调制的信号。 
上述的调制方法，更包含： 
滤波第一信号成为一过滤的第一信号。 
混频更包含： 
混频器将过滤的第一信号与第二信号混频产生调制的信号。 
上述的一种ASK调制方法，附加值近似等于DAC的半量程。 
所述的ASK调制方法，更包含： 
由基带单元提供一修正的数字形式幅度信号给DAC。 
由DAC接收此修正的数字形式幅度信号，如果此修正的数字形式幅度信号在DAC的量程内，则产生一标志符。 
由基带单元接收此标志符，以及 
由基带单元确定基于DAC半量程的附加值。 
其中的吉尔伯特混频器，包含：一第一电路配置用于接收第一信号并产生第三信号，应用第一信号到一线性负载，此第一电路包含： 
一第一运放和第二运放，每个都有第一输入端以接收第一信号，第二 输入端以及一输出端。 
一线性负载耦合在第一运放的第二输入端和第二运放的第二输入。 
第一有源器件和第二有源器件，每个都含有第一，第二及第三端，其中第一有源器件的第一端耦合到第一运放的输出端，第二有源器件的第一端耦合到第二运放的输出端，第一有源器件的第二端耦合到第一运放的第二输入端，第二有源器件的第二端耦合到第二运放的第二输入端，第一和第二有源器件的第三端都耦合到第二电路上以提供第三信号。 
一电路分别与第一，第二运放的第二输入端耦合用于分别给第一和第二有源器件提供直流工作点。 
一第二电路耦合到第一电路，用于接收第三信号和第二信号并混频此二信号产生调制信号。 
上述的吉尔伯特混频器，其中：第一信号包含一差分信号含有第一及第二部分，第一运放的第一输入端配置用于接收第一信号的第一部分，第二运放的第一输入端配置用于接收第一信号的第二部分。 
所述的吉尔伯特混频器，第二信号包含一差分本地振荡信号。 
所述的吉尔伯特混频器，线性负载包含至少一个电阻器。 
所述的吉尔伯特混频器，其中第一和第二有源器件都包含一场效应管，第一和第二有源器件的第一端都含有一栅极，每个有源器件的第二端都含有一源极，每个有源器件的第三端都含有一漏极，或者 
第一和第二有源器件都包含一晶体管，第一和第二有源器件的第一端都含有一基极，第一和第二有源器件的第二端都含有一发射极，第一和第 二有源器件的第三端都含有一集电极。 
本发明提供的调制器，混频器及一种高线性度ASK的调制方法，其在基带幅度信号中加入一灵活的附加值使调制器具有灵活的调制深度以兼容不同的标准，有效提高了信号的保真度，方便接收机高效解码，同时，内部信道的干扰也控制在可接受的范围内，调制器工作在较低频率下有效控制了功耗。 
附图说明
图1是发射机的框图包含一个本发明的ASK调制器的实例； 
图2是如图1所示的本发明ASK调制器一实例的说明； 
图3是图1所述的本发明的ASK调制器的另一实例； 
图4是本发明ASK调制器提供的可变调制深度的绘图说明； 
图5是图3所述的ASK调制器200b信号的波形； 
图6是本发明一实例中吉尔伯特混频器600a的说明； 
图7是本发明一实例中吉尔伯特混频器600b的说明； 
图8是本发明一实例中一种ASK的调制方式的流程图。 
附图标记说明 
200是调制器            120是频率合成器 
140是功率放大器        240是DAC 
600是混频器            220是基带单元 
280是滤波器            641，644是运算放大器 
具体实施方式
本发明混频器，调制器及一种幅移键控的调制方式的实施例配合附图详述如下： 
图1是本发明中发射机100的框图。发射机100是在不停车收费系统(ETC)系统中作为车载单元(OBU)或者旁路单元(RSU)使用，一射频身份(RFID)器件，一射频信号广播系统，一射频收发机或者基于ASK调制的其他系统。 
发射机100包含有一提供参考信号的频率合成器120。频率合成器120包含一锁相环，并由此锁相环产生第二信号。例如，本地振荡信号。此本地振荡信号也可为差分本地振荡信号，拥有第一部分和第二部分。此第一和第二部分有180度的相位差。一调制器200可由一调制信号配置用于接收和调制本地振荡信号，例如，一基于基带幅度信号处理产生的中频信号，和产生一ASK调制信号(也可认为是已被调制的信号)。此已调制信号可直接送到发射天线140，或者，如图1所示，在发送前先经过一功率放大器140放大。 
图2是本发明涉及的ASK调制器200a的框图。在本实例中，此调制器200a包含一基带单元220，一DAC240以及一混频器600。 
基带单元220配置用于接收从数字信号处理器(DSP)，现场可编程逻辑门阵列(FPGA)或者模数转换器(ADC)等发送过来的幅度信号(如数字基带信号)，在一实施例中，ASK调制器200a可工作于发射机用于广播信号发送，一音频传感器搜集和转换声音波形为模拟信号提供给ADC，ADC转换声音模拟信号为一时序然后提供给基带单元220，具体来说，此时序可包含 幅度值范围从0到60，此幅度值为量化并且都为正整数。 
基带单元220获取并处理幅度信号来产生和提供修正的数字形式幅度信号(比如一中频信号)给DAC240，例如，如图5所示的信号501的波形(修正前)和502(修正后)，进一步说明，在原始(基带)幅度信号中加入一附加值，由DAC240输出的第一信号(模拟)(如图5中得信号503)的一第一部分(正的)和一第二部分(负的)是彼此远离的，这样确保此两部分的差分信号之间没有交叉点。如果两部分的差分信号之间存在交叉点，将会降低调制深度，并增加接收机解调ASK信号的误码率。具体来说，基带单元220在这个过程中只要执行加法运算，并不需进行更多的复杂运算。 
DAC240转换修正的数字形式幅度信号为第一信号，如一模拟信号尤其是差分模拟信号拥有第一部分和第二部分。 
混频器(乘法器)600可接收并混频本地振荡信号与第一信号来产生调制信号。 
图3是本发明另一实例ASK调制器200b的说明，与图2中的ASK调制器200a比较，ASK调制器200b更包含一滤波器280耦合在DAC240和混频器600之间。 
本发明的特征主要结合图3说明。然而，本发明的范围不仅限于此。如果对附近频道的干扰是可接受的，则图2中的滤波器280可省略。比如受干扰的频道未被使用或者受干扰的频道跟另一频道相比处于较低优先级。 
基带幅度信号受一时钟信号驱动，因此DAC240的输出频谱中包含的一 时钟分量可能会导致附近信道被干扰。具体来说：滤波器280包含一低通滤波器(LPF)来滤除第一信号中的时钟分量和其它高频干扰。例如，如信号503的波形(滤波前)和504(滤波后)。应该注意到适当的滤波器或者其他信号处理器件或者其中的其他组合可用于提供一个干净的中频信号(IF)给混频器600，比如高通滤波器(HPF)，带通滤波器(BPF)等等。 
调制器200b拥有灵活的调制深度来兼容不同的标准或者运算。调制深度D可由以下方程式确定： 
D = P 1 - P 0 P 1 + P 0 - - - ( 1 )
此处P1为发送数字“1”的传输功率，P0为发送数字“0”的传输功率。 
参考图3及图4，基带单元220提供一幅度值40代表二进制1，一幅度值20代表二进制0，如曲线420所示。P1和P0之间的关系被理想地认为一致于与由基带单元220提供的幅度值之间的关系。 
因此，D可由计算得出为：(40-20)/(40+20)＝0.33(33％) 
本实例中，调制器200b需要改变调制深度，如，到100％。因此，基带单元220提供一幅度值0来代表二进制“0”，如曲线440。因此，更新的调制制度D为：(40-0)/(40+0)＝1(100％)。 
通过改变二进制幅度值1或者0，调制器200b可用于任何其他适用的调制深度从0到100％。本方案中，基带单元220可单独完成调制深度更改，因此不需要更改调制器200b的其他器件比如DAC240和混频器600。 
参考图3，对于ASK调制器，调制后的ASK信号的包络与基带中幅度信 号保持一致，这对于降低误码率至关重要。另外，接收机可能无法正确地从接收到的ASK调制信号中还原出发射机基带中的幅度信号。在很多实例中，调制器200b的线性度决定了保真度。即，当调制器200b的线性度较好时，调制后的ASK信号的包络与基带中幅度信号的一致性更好。当调制器200b的线性度较差时，调制后的ASK信号的包络与基带中幅度信号的一致性也会相应变差。调制器200b的线性度主要取决于两个过程：混频器600的混频过程，DAC240的转换过程。各参照分别如下： 
图5是图3中所示的ASK调制器的信号的波形图。DAC240输出的第一信号503(模拟)可包含第一部分5032(认为是一正部分)，和第二部分5034(认为是一负部分)，两者有180相位差。本实例中，第一部分5032由表达式(2)定义，第二部分5034由表达式(3)定义： 
Vdc+αA(t)        (2) 
Vdc-αA(t)        (3) 
当基带信号的幅度为2(n-1)时，DAC240输出的第一或者第二部分的值即为Vdc。n是DAC240的位宽。例如，一八位的DAC240(n＝8)位宽为8，其量程为28＝256。 
因此，当基带时序的幅度值变化1时，第一部分5032和第二部分5034分别都改变 
本实例中，基带信号的幅度范围从0到约60.第一信号的第一部分范围为0到约 
Figure BDA0000125455770000112
第一信号的第二部分范围是从1到 
Figure BDA0000125455770000113
如上所述，DAC240不要引入失真是非常重要的。判断依据是，存在一 个常数，将该常数与第一信号503的差分部分相乘得到的波形可以与基带中幅度信号波形完全重合。 
参考图5，检查上文中的范例，第一部分5032和第二部分5034之间的差异范围为 很明显任意一个常数乘以 
Figure BDA0000125455770000122
的乘积都不会等于0～60。此处“非线性”会表现在由混频器600已调制的信号上并且导致增加接收机接收调制信号的误码率。 
本发明中的一些实例中，由DAC240半量程决定的附加值加入到基带幅度信号中。此附加值大致等于DAC240的半量程，大约28-1＝27＝128。 
再参考上述的实例，加入128到基带幅度信号后，一个修正的幅度信号包含值范围从约128(如0+128)到约188(如，60+128)。由此，第一部分的范围从 
Figure BDA0000125455770000123
到 
Figure BDA0000125455770000124
第二部分的范围从 
Figure BDA0000125455770000125
(如， 
Figure BDA0000125455770000126
)到 
Figure BDA0000125455770000127
(如， 
Figure BDA0000125455770000128
)。第一部分和第二部分的范围之间的差异在从0(如， )到 注意，0到 即0到60，基于修正后的幅度信号产生的第一信号表现出更高的保真度，因此能更方便接收机正确地解调及解码。 
在一些实例中，附加值是可调节的，因此基带单元能兼容不同量程的DAC。在实施例中，基带单元220可配置用于自动侦测基带单元220耦合的DAC的位宽。例如，DAC可配置用于产生一个标志符来代表接收到幅度值在DAC的量程内。基带单元220可配置用于给DAC发送一个测试值和接收标志符。如果第一个值在量程内且第二个值超出量程，此时可判定量程(典型 值等于2N)在第一个值和第二个值之间。在实施例中，第一个值是225，第二个值是300，因此量程就可判定为256且DAC的位宽是8。 
另一种选择是，基带单元220可配置用于接收接收机上中央处理器发送的标志符，基带单元220也可限制在一个特定的值。 
如上所述，加入到幅度信号中的附加值是确定的，因此由DAC240产生第一信号503的差分部分与基带中幅度信号保持一致。在一些实施例中，附加值是确定的，差分部分总是负的或者非负的，如，第一部分5032和第二部分5034并没有交叉点。如果第一部分5032和第二部分5034含有一个或者多个交叉点，混频器600产生的调制信号的包络会在交叉点失真并且导致接收机解调该调制信号时的高误码率。 
要注意的是那些实例中的并非有意的限制附加值等于DAC240的半量程。附加值也可近似等于DAC240的半量程，如130，125，133等等。在实施例中，对于语音通信附加值等于半量程，对于数据通信则并不精确等于半量程。 
混频器600的线性度请参考图3及图5～7详述如下。图6是本发明中一实施例混频器600的说明，混频器600包含一第一电路640和第二电路620.第一电路640配置用于接收第一信号530(如两部分5302和5304)，产生和提供第三信号，如电流信号。第二电路620接收第一信号530，如电压信号。第一电路640可由此认为是一个线性转换第一信号530为第三信号的电路。第二电路620接收并混频第三信号和第二信号。第二信号可为由频率合成器产生的本地振荡信号120，如图1所示，并且包含第一部分本 地振荡信号+(正的)和第二部分本地信号-(负的)。 
具体来说，第一电路640可包含一第一运放641，一第二运放644，每个运放有第一输入端配置用于接收第一信号，以及第二输入端和一个输出端。在本实施例中，第一运放641的第一输入端接收第一部分5302的第一信号530，运放644的第一输入端接收第二部分5304的第一信号530。 
第一电路640更包含一线性负载645，在本实施例中为一电阻。不同的实施例中，可替换为任何合适的线性负载或者其他器件。电阻645遵守欧姆定律并且相比其他器件拥有更低的温度系数。 
如图6，电阻645连接到第一运放641和第二运放644的第二输入端之间。依据运放的工作原理，第一运放641的第二输入端的波形与第一部分5032一致，第二运放644的第二输入端的波形与第二部分5034一致。因此，由第一信号530提供的电压施加到电阻645，交流电产生于电阻645，可由如下公式(4)确定： 
I＝Vin/R    (4) 
其中，Vin是由第一信号530提供的电压，因此，第一信号530线性地转换为交流电流I。从DAC240或者滤波器280出来的第一信号530缺乏足够的驱动能力来驱动电阻645，运放641和644用来有效驱动电阻645.在一些实施例中，其他有源器件可用于替代运放来驱动电阻645。 
第一电路640更包含第一有源元件642和第二有源元件643，本实施例中都为场效应管。在另一实施例中，两个有源元件为双极型晶体管。场效应管642和643都含有一第一端(栅极)，一第二端(源极)以及第三端(漏 极)。场效应管642的栅极耦合到第一运放641的输出端，场效应管642设置工作于饱和状态。此外，场效应管642的源极耦合到运放641的第二输入端以及电阻645的末端。场效应管643的源极耦合到运放644的第二输入端以及电阻645的另一端。场效应管642和643的漏极都配置用于提供第三信号给第二电路620.特别是，场效应管642的漏极提供第三信号的第一部分(正极)，如场效应管642漏源交流电流。场效应管643的漏极提供第三信号的第二部分(负极)，如场效应管643漏源交流电流。假如第一电路640采用双极型晶体管替代场效应管，双极型晶体管的基极可耦合类似于场效应管的栅极，双极型晶体管的发射极可耦合类似于场效应管的源极，双极型晶体管的集电极可耦合类似于场效应管的漏极。如图，场效应管642和643各都形成一源极跟随器。 
在本实施例中，第一电路640更包含两个电流源646和647.电流源646可提供一直流工作点给场效应管642，电流源647提供一直流工作点给场效应管643.特别是，电流源646是恒流源，因此流过场效应管642的电流的任何变化(交流的)也影响到电阻645.也就是说，场效应管642的交流电流等于电阻645中的电流，表示为Vin/R。同样，场效应管643的交流电流等于电阻645中的电流，表示为-Vin/R。 
如图所示，第二电路620包含场效应管623和624形成第一对，场效应管625和626形成第二对。场效应管623和626在各自的栅极接收第一(正的)部分(LO+)，场效应管624和625栅极互相耦合并接收第二(负的)部分(LO-)。场效应管623和624的源极互相耦合并配置用于接收从 场效应管642的漏极传输的第三信号的第一部分，场效应管625和626的源极互相耦合并配置用于接收从场效应管643漏极传输的第三信号的第二部分，场效应管623和625的漏极互相耦合形成混频器600a的一输出端(A)，场效应管624和626的漏极耦合在一起形成混频器600a的另一输出端(B)。混频器600a的输出端A和B配置用于已调制的信号，通常为差分信号(第一部分在输出端A，第二部分在输出端B)。一负载621耦合在操作电源(Vdd)和输出端A之间，另一负载622耦合在操作电源和输出端B之间，以提供直流工作点给场效应管623～626。 
如上所述，第二电路620接收第三信号和LO信号并进行混频。特别是，在实施例中，第一信号503是Vin，LO+＝k·cos(ωLOt)，LO-＝-k·cos(ωLOt)，此处k是一常量代表LO信号的幅度。场效应管642的交流电流用Vin/R来表示，场效应管643的交流电流用-Vin/R来表示。 
因此，输出端A的已调制信号可由表达式(5)定义，输出端B的已调制信号可由表达式(6)定义如下： 
(Vin/R)·[k·cos(ωLOt)]+(-Vin/R)·[-k·cos(ωLOt)]＝2(Vin/R)·[k·cos(ωLOt)]    (5) 
(Vin/R)·[-k·cos(ωLOt)]+(-Vin/R)·[k·cos(ωLOt)]＝-2(Vin/R)·[k·cos(ωLOt)]   (6). 
表达式(5)和(6)两式相减，可得出已调制的ASK信号可由表达式(7)定义如下： 
4(Vin/R)·[k·cos(ωLOt)]        (7) 
通过表达式(7)，很清楚地得到调制信号的频率是ωLO，幅度是4k(Vin/R)，因此调制的ASK信号的包络由Vin决定。如图5所示，底部虚线的形状与基 带幅度信号501高度一致，这对ASK信号的解调是非常重要的。换言之，基带信号501所包含的幅度信息通过高保真的已调波的包络体现出来，有助于接收机还原出原始信号。 
尽管混频器600a中使用运放，混频器600a仍然为一个低功耗器件，因为两个运放都是用于处理比射频信号频率低得多的中频信号。另外，在一些实施例中，调制器200并不需要一直处于工作状态。用一车载单元(OBU)举例来说，可外加一唤醒电路连接到调制器200，调制器一般处于休眠状态直到唤醒电路将其唤醒。考虑到由运放在高频应用中需要很大电流，调制器200适用于中频频率在几十兆赫兹以内的情况。 
如图6所示，有3级场效应管(包含电流源中的一级场效应管)耦合在Vdd和地之间。在亚微米或深亚微米应用中，Vdd约为1.8V，或者1.2V甚至低于1V。因此这种叠加的拓扑结构会限制已调波的电压摆幅。 
图7是本发明另一实施例涉及的吉尔伯特混频器600b的图释。在混频器600b中，镜像电流660耦合在第一电路640和第二电路620之间配置为一线性电流信号，以在混频器600b中为已调波提供足够的电压摆幅。 
图8为本发明一实施例的一种ASK调试方式800流程图。方式800是该高线性度ASK调制方案的一种典型应用。例如，图3中的调制器200b。参考图3、5及图8如下。 
方式800开始于方框820，在820，调制器200获取基带幅度信号，如基带幅度信号501。 
在方框840，调制器200加入一附加值到基带幅度信号501以产生一修 正的基带幅度信号502。这一附加值决定于DAC240的半量程，在本实施例中近似等于DAC240的半量程。 
修正后得基带幅度信号502提供给DAC240，并经DAC240转换为一由第一部分5032和第二部分5034的模拟差分信号503。在一实施例中，通过加入一附加值到基带幅度信号中，第一部分5032和第二部分5034互相隔开，因此它们的波形没有交叉点。 
在实施例中，方框880产生第一信号503直接与第二信号混频，例如本地震荡信号，以产生一调制的ASK信号。另一种选择是，在混频前，第一信号503由滤波器280滤波后再与第二信号混频，由此生成如图5所示调制的ASK调制信号505。 

Claims (17)

1.一种高线性度幅移键控调制系统，其特征在于：包含：
一基带单元，用于获取数字形式的幅度信号，加上一个附加值后产生修正的数字形式幅度信号，并送给数模转换器。以及
一数模转换器耦合到基带单元，配置用于转换修正的数字形式幅度信号以产生第一信号；
一混频器配置用于接收第一信号和第二信号，并将此第一及第二信号混频产生调制的幅移键控信号。
2.如权利要求1所述的高线性度幅移键控调制方法，其特征在于：包含一个附加值，该附加值等于数模转换器的半量程。
3.如权利要求1所述的高线性度幅移键控调制系统，其特征在于：其中的混频器包含：
一第一电路配置用于接收第一信号并产生一第三信号，该第一电路应用第一信号到一线性负载，以及
一第二电路耦合到第一电路，该第二电路用于接收第二和第三信号，并将此第二及第三信号混频产生幅移键控调制信号。
4.如权利要求3所述的高线性度幅移键控调制系统，其特征在于：第一电路包含：
一第一运放以及一第二运放，且每个运放都含有：一第一输入端配置用于接收第一信号，一第二输入端以及一输出端。其中线性负载耦合在第一运放的第二输入端和第二运放的第二输入端之间；
第一有源器件和第二有源器件每个都含有：第一，第二及第三端。其中第一有源器件的第一端耦合到第一运放的输出端，第二有源器件的第一端耦合到第二运放的输出端，第一有源器件的第二端耦合到第一运放的第二输入端，第二有源器件的第二端耦合到第二运放的第二输入端，第一和第二有源器件的第三端耦合到第二电路以提供第三信号；
一电路分别与第一和第二运放的第二输入端耦合配置用于给第一和第二有源器件分别提供直流工作点。
5.如权利要求4所述的高线性度幅移键控调制方法，其特征在于：第一信号包含一差分信号，含有第一和第二部分，第一运放的第一输入端配置用于接收第一信号的第一部分，第二运放的第一输入端配置用于接收第一信号的第二部分。
6.如权利要求3所述的高线性度幅移键控调制系统，其特征在于：混频器包含一吉尔伯特混频器。
7.如权利要求4所述的高线性度幅移键控调制系统，其特征在于：其中第一和第二有源器件每个都包含一场效应管，第一和第二有源器件的第一端都含有一栅极，第一和第二有源器件的第二端都含有一源极，第一和第二有源器件的第三端都含有一漏极，或者
第一和第二有源器件都含有一双极型晶体管，第一和第二有源器件的第一端都含有一基极，第一和第二有源器件的第二端都含有一发射极，第一和第二有源器件的第三端都含有一集电极。
8.如权利要求1所述的高线性度幅移键控调制方法，其特征在于：基带单元更配置用于提供修正的数字形式幅度信号给数模转换器；
此数模转换器更配置用于接收修正的数字形式幅度信号，且如果修正的数字形式幅度信号在数模转换器的量程内，则产生一个标志符；
基带单元更配置用于接收该标志符和确定数模转换器的量程，及确定基于数模转换器半量程的附加值。
9.一种高线性度幅移键控调制的方法，其特征在于：包含：
基带单元获取数字形式的幅度信号；
由基带单元附加一个附加值到数字形式的幅度信号，以产生修正的数字形式幅度信号；
由数模转换器转换修正的数字形式幅度信号产生第一信号，其中附加值由数模转换器的半量程决定；以及
混频器将第一信号与第二信号混频产生一调制的幅移键控信号。
10.如权利要求9所述的高线性度幅移键控调制方法，其特征在于：更包含：
滤波第一信号成为一过滤的第一信号；
混频更包含：
混频器将过滤的第一信号与第二信号混频产生调制的幅移键控信号。
11.如权利要求9所述的高线性度幅移键控调制方法，其特征在于：附加值等于数模转换器的半量程。
12.如权利要求9所述的幅移键控调制方法，其特征在于：更包含：
由基带单元提供修正的数字形式幅度信号给数模转换器；
由数模转换器接收修正的数字形式幅度信号并产生一标志符，假设此修正的数字形式幅度信号在数模转换器的量程内；
由基带单元接收来自数模转换器的标志符，以及
由基带单元确定基于数模转换器半量程的附加值。
13.一吉尔伯特混频器，其特征在于：包含：一第一电路配置用于接收第一信号并产生第三信号，应用第一信号到一线性负载，此第一电路包含：
一第一运放和第二运放，每个都有第一输入端以接收第一信号，第二输入端以及一输出端；
一线性负载耦合在第一运放的第二输入端和第二运放的第二输入端；
第一有源器件和第二有源器件，每个都含有第一，第二及第三端，其中第一有源器件的第一端耦合到第一运放的输出端，第二有源器件的第一端耦合到第二运放的输出端，第一有源器件的第二端耦合到第一运放的第二输入端，第二有源器件的第二端耦合到第二运放的第二输入端，第一和第二有源器件的第三端都耦合到第二电路上以提供第三信号；
一电路分别与第一，第二运放的第二输入端耦合用于分别给第一和第二有源器件提供直流工作点；
一第二电路耦合到第一电路，用于接收第三信号和第二信号并混频此二信号产生调制信号。
14.如权利要求13所述的吉尔伯特混频器，其特征在于：第一信号包含一差分信号，该差分信号含有第一及第二部分，第一运放的第一输入端配置用于接收第一信号的第一部分，第二运放的第一输入端配置用于接收第一信号的第二部分。
15.如权利要求13所述的吉尔伯特混频器，其特征在于：第二信号包含一差分本地振荡信号。
16.如权利要求13所述的吉尔伯特混频器，其特征在于：线性负载包含至少一个电阻器。
17.如权利要求13所述的吉尔伯特混频器，其特征在于：其中第一和第二有源器件都包含一个场效应管，第一和第二有源器件的第一端都含有一栅极，每个有源器件的第二端都含有一源极，每个有源器件的第三端都含有一漏极，或者
第一和第二有源器件都包含一双极型晶体管，第一和第二有源器件的第一端都含有一基极，第一和第二有源器件的第二端都含有一发射极，第一和第二有源器件的第三端都含有一集电极。
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