CN101331678A - 切换电路、以及包括这种电路的调制器、解调器或混频器 - Google Patents

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Abstract

一种切换电路，该切换电路包括：第一控制开关和第二控制开关，可操作以在它们的第一端子和第二端子之间形成或阻断路径，并且每个控制开关还具有用于控制该开关的控制端子，该第一控制开关和第二控制开关二者的控制端子由第一切换信号和第二切换信号驱动，该第一切换信号和第二切换信号具有第一频率并且该第二切换信号与该第一切换信号反相；以及第一斩波开关，其可操作以在其第一端子和第二端子之间形成或阻断路径并与该第一控制开关和第二控制开关中的至少一个串联连接并且在其第一端子接收待调制的输入，其中，该斩波开关的控制端子由第一切换控制信号驱动从而在该第一驱动开关和第二驱动开关在导通与不导通之间进行改变的过程中该斩波开关不导通。

Description

切换电路、以及包括这种电路的调制器、解调器或混频器
技术领域
本发明涉及一种用在调制器或解调器或混频器(mixer)内部的切换电路，以及包括这种电路的调制器或解调器或混频器。
背景技术
许多传输方案通过调制载波的幅度和相位对数据进行编码以表示图1所示类型的星座图内的码元。该星座图具有在实方向和虚方向上延伸的轴。该实方向和虚方向是正交的。在实际表达式中，如果实方向由正弦曲线sin(ωt)表示，则虚方向由 sin ( ωt + π 2 ) = cos ( ωt ) 表示。因此，诸如由标号2指定的任意码元能够由信号sinωt和cosωt的合适组合表示。适于进行如此操作的调制器被称为I-Q调制器，并且图2示出了这种调制器的一个例子。尽管这种调制器能够良好地进行工作，但是其表现出显著的输出噪声，当试图以增加的输出功率运行时，由于需要更大电流驱动切换晶体管(switching transisitor)的栅极，该输出噪声将变得严重。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种切换电路，包括：第一控制开关(steering switch)和第二控制开关，可操作以形成或阻断它们的第一端子和第二端子之间的路径，并且每个控制开关还具有用于控制该开关的控制端子，该第一控制开关和第二控制开关使它们的控制端子由第一切换信号和第二切换信号驱动，该第一切换信号和第二切换信号具有第一频率并且该第二切换信号与该第一切换信号的反相；以及第一斩波开关，其可操作以形成或阻断其第一端子和第二端子之间的路径并与该第一控制开关和第二控制开关串联连接，并在其第一端子接收要进行调制的输入，其中，该斩波开关的控制端子由第一切换控制信号驱动从而当该第一驱动开关和第二驱动开关在导通与不导通之间进行改变的过程中该斩波开关不导通。
优选的是，该控制开关和该斩波开关是晶体管。
因此，可以使用这种切换电路通过确保第一控制开关和第二控制开关(它们可以实现为第一切换晶体管和第二切换晶体管)在不承载电流的时间内进行切换来提高例如调制器的噪声性能。这又会减小控制所述控制开关的信号的抖动的影响，并由此使得可以在时基与第一切换晶体管和第二切换晶体管之间使用更多的缓冲器电路，由此允许使用更大的切换晶体管。这又意味着该调制器能够产生更多的功率并且因此该调制器之后的放大器不需要太大增益。这又意味着在该调制器中产生的噪声被较少地放大，并且因此在放大的信号中将存在较小噪声。
优选的是，控制第一斩波开关(其可使用第三晶体管实现)的切换控制信号的频率是第一切换信号和第二切换信号的频率的两倍。在优选的实施方式中，该切换控制信号从振荡器获得并且被提供到二分频计数器(divide by two counter)以产生该第一切换信号和第二切换信号。
有利的是，提供了多个切换电路以形成I-Q调制器。对于I-Q调制器，两个另外的切换信号(即第三和第四信号)的频率需要与该第一切换信号的频率相同。该第三切换信号与第一切换信号的相位差是90°(
Figure A20068004119900101
弧度)，并且该第四切换信号与第一切换信号的相位差是270°(
Figure A20068004119900102
弧度)。
在优选的实施方式中，提供了I-Q调制器，在该I-Q调制器中具有第一切换电路到第四切换电路。该第一切换电路被布置为沿着由图1的星座图表示的相位空间的正实轴提供调制后的输出信号。该第二切换电路被布置为沿着该相位空间的负实轴提供调制后的输出信号。该第一切换电路和第二切换电路由该第一切换信号和第二切换信号驱动。类似地，该第三切换电路和第四切换电路分别由该第三切换信号和第四切换信号驱动，并且用于分别沿着该星座图表示的相位空间的正虚轴和负虚轴提供调制后的输出。
与图1中所示传输方案相比，这里描述的调制器能够用于对更加复杂的传输方案进行编码，并且能够例如用于对16 QAM和64 QAM传输方案进行编码，或者还可以产生相位调制、频率调制、幅度调制、单边带、正交频分复用、以及任何其它调制方案。
有利的是，提供了一种分析电路，用于分析该第一切换信号、第二切换信号(以及可选的第三切换信号和第四切换信号)与该切换控制信号之间的相对时序。
通常在实际情况中，提供给调制器的切换信号被称作本地振荡器(LO)信号。这里将沿用该习惯。然而，由于在优选实施方式中该第一斩波开关由频率为本地振荡器信号频率两倍的信号驱动，所以该切换控制信号也将被称作VOSC或另选地称作二倍频(double rate)LO信号。
有利的是，多个调制器核被提供并连接到共享输出，从而能够提供具有可变输出的调制器。一些调制器核可以经由衰减网络来连接。不同的调制器核可以连接到该衰减网络的不同节点上，从而能够通过对选定的一个或更多个调制器核提供能量来实现输出功率控制。
本发明的调制器核特别适于连接在一起，这是因为：由于在切换瞬间晶体管不承载电流，所以提供到切换晶体管的切换信号(从分频器/计数器获得的那些LO信号)之间的传播延迟或其它微小变化不会在输出信号中引起切换误差。
根据本发明的第二方面，提供了一种混频器单元，包括：两个差分对晶体管，还包括两个附加斩波晶体管，这两个附加斩波晶体管中的一个插入在至该混频器单元内的每个晶体管对的公共电流路径内并且使用时处于高阻抗状态，同时相关联的差分对晶体管在导通状态与不导通状态之间进行切换。
根据本发明的第三方面，提供了一种具有第一晶体管和第二晶体管的调制器，该第一晶体管和第二晶体管响应控制信号在导通状态和不导通状态之间进行切换以对输入信号进行上变频，该调制器还包括开关和控制器，其中，该开关与该第一晶体管和第二晶体管串联，该控制器对该开关进行控制从而在包含该控制信号的跳变的时段期间该开关中断流过该第一晶体管和第二晶体管的电流。
根据本发明的第四方面，提供了一种混频单元，该混频单元包括第一场效应晶体管到第八场效应晶体管：
该第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管它们的源极端子连接在一起，并且它们的栅极由近似方波或正弦波的信号以第一频率驱动；
该第一晶体管的栅极相对于该第二晶体管的栅极大致反相驱动；
该第四晶体管的栅极相对于该第三晶体管的栅极大致反相驱动；
该第五晶体管的源极连接到该第一晶体管的漏极；
该第六晶体管的源极连接到该第二晶体管的漏极并且第六晶体管的栅极连接到该第五晶体管的栅极；
该第七晶体管的源极连接到该第三晶体管的漏极；
并且该第八晶体管的源极连接到该第四晶体管的漏极并且该第八晶体管的栅极连接到该第七晶体管的栅极；
并且其中，在使用中，该第六晶体管和第八晶体管二者的栅极由近似方波或正弦波的信号驱动，这些近似方波或正弦波的信号彼此反相并且它们的频率是该第一频率的倍数；
通过确定驱动该第五晶体管和第六晶体管的波形时序，使得在该第一晶体管和第二晶体管的栅极电压之间的差改变符号期间，该第五晶体管和第六晶体管基本上不导通；
通过确定驱动该第七晶体管和第八晶体管二者栅极的波形时序，使得在该第三晶体管和第四晶体管的栅极电压之间的差改变符号期间，所述第七晶体管和所述第八晶体管基本上不导通。
根据本发明的第五方面，提供了一种操作混频单元的方法，该混频单元可用作调制器、混频器或解调器，该混频单元包括：
第一晶体管到第六晶体管；
将该第一晶体管和第二晶体管进行设置以形成第一差动，并且与第三晶体管关联以允许或阻止电流流到该第一晶体管和第二晶体管；
对该第四晶体管和第五晶体管进行设置以形成第二差动，并且与第六晶体管关联以允许或阻止电流流到该第四晶体管和第五晶体管；
该方法包括以下步骤：
1)分别用第一切换信号和第二切换信号以第一频率驱动该第一晶体管和第二晶体管；
2)分别用第三切换信号和第四切换信号以该第一频率驱动该第四晶体管和第五晶体管，其中，该第三切换信号延迟了该第一切换信号的周期的四分之一，该第二切换信号是该第一切换信号的反相形式，并且该第四切换信号是该第三切换信号的反相形式，
并且，其中，在该第三晶体管不导通的时段期间，发生该第一晶体管和第二晶体管的切换跳变，并且在该第六晶体管不导通时，发生该第四晶体管和第五晶体管的切换跳变。
附图说明
以下将参照附图进一步描述本发明，而这些附图仅用于对本发明做示意性说明，其中：
图1所示的星座图用于示出要在I-Q空间中编码的码元；
图2所示为现有的调制器；
图3所示为切换电路的电路图，该切换电路适用于调制器核中并且构成了本发明的一个实施方式；
图4a到4h所示为用于说明图3中调制器核的操作的时序图；
图5所示为图3中调制器的仿真波形；
图6所示为对图3的调制器核的改变；
图7所示使用四个图3所示类型调制器核的I-Q调制器；
图8所示为图3所示的调制器核或者结合数控移相器的图7所示的调制器的一部分；
图9所示为用于测定LO信号与VOSC跳变之间的相对相位的测量电路的电路图；
图10a到10h是时序图，其例示了图9的相位测量电路内的信号的相对时序；
图11是具有可变功率输出并构成本发明一个实施方式的调制器的示意图；
图12a和12b示出了通常的手持发射机的功率输出及其相关联的运行调制器的功率消耗的柱状图；
图13a和13b所示为可在大概间隔一个倍频的两个频率范围内操作的调制器的时序图；
图14所示为图13a和13b到调制器的信号连接；
图15所示为对图6的切换电路的变形并且构成了本发明一个实施方式；
图16所示为构成本发明一个实施方式的直接变换解调器；
图17所示为解调器的输入级；以及
图18所示为构成本发明一个实施方式的另选的直接变换解调器。
具体实施方式
值得考虑现有技术调制器如何进行操作，以理解其局限性。图2的现有技术调制器包括相同的四个独立调制器切换电路10、12、14和16。因此，只需要详细描述第一切换电路10。第一切换电路10包括以“差动”结构进行连接的第一切换晶体管20和第二切换晶体管22。因此，第一晶体管20的源极和第二晶体管22的源极连接到公共节点24。第一晶体管20的漏极连接到中心抽头线圈26的第一端，而晶体管22的漏极连接到第二抽头线圈26的第二端。线圈26的中心抽头连接到电源线(supplyrail)28。公共节点24接收的电流表示待调制的基带信号。该电流可由一般用作输入级的电压到电流变换器30产生，电压到电流变换器30包括场效应晶体管32，该场效应晶体管32的漏极连接到公共节点24，场效应晶体管32的源极通过电阻器36接地。晶体管32的栅极连接到可控制的运算放大器38的输出，该运算放大器38的反向输入端连接到节点40，其中通过将晶体管32的源极连接到电阻器36形成的节点40。待调制的信号被提供到放大器38的非反向输入端。结果，流过晶体管32的电流与放大器38的非反向输入端产生的电压直接成比例。
在使用中，晶体管20和22由“本地振荡器”信号LOI和LOI反相驱动，其中，该信号LOI和LOI由计数器50得到，该计数器50接收来自振荡器52的信号并且将其进行二分频，以产生信号LOI和信号LOI的反相信号LOI、以及两个另外的信号LOQ和LOQ。所有的这些信号具有相同的角频率ωc，或者换言之，它们的频率都是
Figure A20068004119900161
并且如果我们将LOI作为由sin(ωct)表示的参考信号，则LOQ由
Figure A20068004119900162
表示，LOI＝sin(ωct+π)，以及 LO Q ‾ = sin ( ω c t + 3 π 2 ) . 应该注意到，如果LO波形实际上是具有上述的相位关系的方波而非正弦波时，则可以实现更好的噪声性能。由于方波改变状态比正弦波改变状态更陡峭，所以在使用方波的情况下电噪声对切换点时刻的影响更小。
在使用中，晶体管20与22被非常迅速地反相开和关，从而导致经由线圈26的电流路径以交替方式在线圈的一半和另一半之间进行迅速切换。我们能够看见：该切换的频率由用于控制晶体管20和22的信号的切换率确定，即等于ωc(本地振荡器频率)，而流过线圈26然后流过晶体管20和22的电流的幅值由电压到电流变换器的晶体管32进行控制。
假定流过晶体管32的电流是单极，即，电流只能在正电源28到地的一个方向上流动，于是电路10只能沿着图1实轴的正半部分对信号进行调制。因此，提供了相似的切换电路12以沿着实轴在负方向上进行调制，但提供给切换电路12的切换晶体管的切换信号是反相的。提供相似的切换电路14和16分别沿着虚轴在正和负方向上进行调制。
通常，用在类似移动电话装置中的振荡器52运行在几GHz下，因此，如果振荡器运行在4GHz，则信号LOI、LOI、LOQ和LOQ分别为2GHz的频率。
实际上，分频器50会将一些不确定性引入晶体管20和22的切换时间以及其它切换电路中的对应晶体管的切换时间。这可以由分频器自身的热噪声以及由从相同电源接收电能的其它电路引起的电流变化导致的对分频器电源波动的影响而产生。这种抖动可以认为是经由分频器电路的延迟中的随机变化。然而，调制器用于将这种抖动转换成调制器的RF输出信号中的相位噪声。
在移动电话的情况下，通常在调制器之后必须具有一些放大过程以提供足够功率来驱动发射天线。所有的调制器都会产生一些噪声并且任何放大级都不可避免地放大这些噪声，因此为了在发射天线处仅仅产生低水平噪声，理想的是将调制器的输出与天线之间所需的增益量最小化。
移动电话系统的传输规范对带外干扰(例如由相位噪声产生的带外干扰)有限制，因此，在现有技术中必须在调制器的输出与放大器之间引入带通滤波器以衰减相位噪声。该滤波器增加了无线电发射机的成本和尺寸，同时使得多频带中的操作更加复杂。
分频器50倾向于由相对小的晶体管形成，这是因为小的晶体管表现出减小的寄生电容并且因此使用较少电流来对该电容进行充电和放电。然而，为了生产具有足够输出功率以直接驱动适当增益的功率放大器的调制器，该调制器的切换晶体管20和22必须具有非常大的面积。这意味着：它们具有显著的栅极电容并且相对来讲需要非常多的电流在适当时间对该栅极电容进行充电和放电，以响应于LOI、LOI、LOQ和LOQ波形的跳变。这可以使用本地振荡器缓冲器电路来实现。尽管缓冲器电路也倾向于由非常大的晶体管形成，但是不会在它们的输入呈现与切换晶体管自身一样的大电容。结果，可能需要通过几个具有尺寸逐渐增大的晶体管的缓冲器驱动切换晶体管20和22。这些缓冲器电路形成了切换波形LOI、LOI、LOQ和LOQ(可以简单地称作本地振荡器波形)中的另一个抖动源，再一次表明了缓冲器电路是天线处的输出信号中的一种相位噪声。
发明人已经认识到：如果在切换信号跳变时，响应切换信号进行切换的每个晶体管不通电流，则能够消除切换信号中抖动的影响。图3所示的单调制器切换电路与图2的切换电路10等效，并构成了本发明的一个实施方式。可以看出：该切换电路现在包括通常用80、82和84表示的三组由晶体管构成的差动。第一差动80包括晶体管90和92，晶体管90和92的源极一起连接在第一公共节点并且连接到差动84中的另外的第一电流控制晶体管94的漏极。第二差动82包括晶体管96和98，晶体管96和98的源极一起连接在第二公共节点并且连接到第二电流控制晶体管100的漏极。驱动晶体管94和100的切换控制信号是LO波形频率的两倍。
晶体管90和96的漏极连接在一起并且形成第一输出OP，该第一输出OP连接到中心抽头线圈102的第一端。晶体管92和98的漏极连接在一起以形成第二输出OP，该第二输出OP连接到中心抽头线圈102的第二端。线圈102的中心抽头连接到正电源。
晶体管90和92用于控制晶体管94提供的电流流向第一输出OP或第二输出OP。因此，这些晶体管可以被视为反相驱动的第一控制开关和第二控制开关，并且用于形成经过该开关的电流路径或者阻断经过该开关的电流路径。还可以看出，晶体管94还用作开关，使电流流到差动84或者阻止(即切断)电流流过。因此，晶体管94可以被视为第一斩波开关。还应该明白，由于晶体管94与晶体管90和92二者串联，所以晶体管94可由两个晶体管替代，其中，一个晶体管仅与晶体管90串联，而另一个晶体管仅与晶体管92串联。这些附加晶体管都可以由VOSC驱动，并且可以被视为子开关。在这种设置中，晶体管90和92的源极将不连接在一起。
该命名方式所遵循的是，晶体管96和98可以被视为第三控制晶体管和第四控制晶体管，而晶体管100被视为第二斩波晶体管。
再参照图2，可以看出，振荡器52提供一个输出振荡器信号VOSC。实际上，振荡器52通常是双端装置，从而它提供彼此互补的两个输出信号即VOSC和VOSC。如果该振荡器是单端的，则可以包括另一放大和反相级以提供缓冲形式的VOSC和VOSC。
分频器50接收信号VOSC和VOSC并且产生频率为VOSC频率的一半的本地振荡器信号LOI、LOI、LOQ和LOQ。
信号LOI和LOI可以被视为第一切换信号和第二切换信号，而VOSC可以被视为第一切换控制信号。
返回图3，可以看出，晶体管94和100连接，它们的源极连接到第三公共节点24，该第三公共节点24接收电压到电流变换器30(图2中所示)的电流。
图4是细分为图4a到4h的时序图，用于帮助说明图3所示的电路的操作。信号VOSC被提供到晶体管94的栅极，因此当VOSC为高电平时该晶体管导通，当VOSC为低电平时该晶体管不导通。晶体管100由互补信号VOSC驱动，并且由此当晶体管94导通时晶体管100关闭，当晶体管94不导通时晶体管100切换到导通状态。晶体管90由图4c所示的信号LOI驱动，而晶体管92由图4d所示的信号LOI驱动。类似地，晶体管96由图4e所示的信号LOQ驱动，而晶体管98由图4f所示的信号LOQ驱动。
通过图4a到图4f可以形象地看出，被选择的本地振荡器与通过二分频计数器的信号间的传播延迟使信号LOI、LOI、LOQ和LOQ的信号跳变与VOSC和VOSC的信号跳变不一致，并且优选的是，本地振荡器信号的信号跳变在信号VOSC和VOSC的跳变之间的中途发生。如果不能够实现该正确的定相，则会失去本发明带来的优点。
为了简单起见，我们可以假定：电流/电压变换器30控制晶体管32，晶体管32通过电流I。我们能够认为流过图3所示电路的电流，如在每个占据VOSC的时钟周期的一半的任意时间单位内测得的那样。为了进行这个讨论，假定该电路已经运行了一段时间从而信号之间的所有的相对关系已经建立起来。因此，在零时刻，VOSC经历了从低电平到高电平的跳变从而将晶体管94切换到导通状态。类似地，晶体管100切换到不导通状态。此时，信号LOI也是高电平，从而晶体管90导通而晶体管92不导通。因此，来自正电源的电流流过线圈102并且经由输出端子OP流过晶体管90到达晶体管94，并且从晶体管94流过晶体管32到达地(ground)。在时间周期T＝1时，信号LOQ和LOQ发生跳变从而处于低阻抗状态的晶体管98不导通，而处于不导通状态的晶体管96导通。然而，这些跳变不会影响流过电路的电流，这是因为晶体管100处于不导通状态。
在周期T＝2时，信号VOSC变为低电平从而将切换晶体管94处于不导通状态，而信号VOSC变为高电平从而切换晶体管100处于导通状态。其结果是，流过晶体管90的电流被阻止，相反产生通过输出节点OP以及通过晶体管96和晶体管100的电流注意：在瞬时T＝2之前和之后，电流都将流到输出OP。
在时间T＝3时，信号LOI变为低电平同时信号LOI变为高电平。这些信号的任何抖动(即，切换时间的微小变化)不会传播到振荡器的输出，这是因为晶体管94是不导通的。
在时间T＝4时，VOSC变为高电平，切换晶体管94导通的同时晶体管100不导通。此时，来自正电源的电流路径现在经过中心抽头线圈102的下半部，经由第二输出OP，然后经由晶体管92和晶体管94。因此，在节点OP发生跳变从而电流停止流入节点OP，并且电流开始流经节点OP。
在时间T＝5时，信号LOQ和LOQ发生跳变，从而将晶体管96切换为导通状态，而将晶体管98切换为不导通状态。然而，这些跳变中的任何时序误差不会传播到输出，这是因为VOSC是低电平并且由此晶体管100不导通。
在时间T＝6时，VOSC变为高电平，从而将晶体管100切换为导通，同时将晶体管94不导通。此时，尽管来自电源的电流仍然经过第二输出节点OP，但是现在经过晶体管98和晶体管100。
在时间T＝7时，信号LOI和LOI切换状态，从而将晶体管90切换至导通状态，而将晶体管92切换为不导通状态。然而，此时，晶体管94是不导通的并且由此任何切换误差将不会表明自身为相位噪声。
在时间T＝8时，VOSC切换为高电平从而切换晶体管94导通，同时晶体管100不导通。此时，晶体管94和90处于导通状态从而流经输出OP的电流停止并且电流开始流过输出端子OP。因此，在输出信号中发生另一个电流跳变。
然后重复该循环。
从以上描述可以看出：信号LOI、LOI、LOQ和LOQ的短时抖动(temporal jitter)不会对调制器的输出产生任何影响，这是因为，在这些信号发生跳变时，由这些信号控制的晶体管中不会通过任何电流。
应该理解的是，图4所示的波形是理想化的并且运行在接近4GHz频率下的实际电路将不会观察到这种理想波形。
图5a例示了运行在4GHz下的示例性电路的信号VOSC、VOSC、LOI和LOI的仿真波形。在这些频率下的VOSC和VOSC大致呈自然的正弦曲线。还可以看出，信号LOI和LOI的跳变需要大约100ps。然而，输出节点OP处的电流流动仍然表现出低相位噪声。图5b中所示的电流波形用于表示图3或图6中的晶体管92的漏电流。
实际上，如图6所示，通过包括射地-基地放大器晶体管120修改图3的配置，该射地-基地放大器晶体管120用于消除可能由调制器的其它部分产生的供电电压和输出电压变化对切换晶体管90、92、96和98的影响。
图7示意性例示了使用图6所示类型的标记有C1到C4的四个切换电路的I-Q调制器，但是为了清楚省去了射地-基地放大器晶体管。每个晶体管具有其关联的驱动信号，即相对其栅极所示的LOI、LOI、LOQ、LOQ、VOSC或VOSC。在使用中，要进行上变频的基带信号被限制于良好定义的范围内。因此，如果基带信号BBI被限制在1伏特和2伏特之间，则BBI也被限制在1伏特和2伏特之间，其中，当BBI具有1伏特值时，BBI具有2伏特值。BBI和BBI的和通常是一个常数，尽管可以通过最小化电路的静态电流的方式改变这些信号的共模偏置来减小功耗，并且只要差分电压与期望输入信号保持比例，这就不会改变电路的操作。相似的考虑适用于BBQ和BBQ。因此，输入信号BBI和BBI可以被看作叠加在共模偏置电压上的差分输入信号。
再参照图4，清楚的是，为了本发明能够正确地工作，本地振荡器信号LOI、LOI、LOQ和LOQ需要与VOSC和VOSC处于正确相位或时序关系。当然，电路设计者能够设计二分频电路以及插入在二分频电路50与切换晶体管之间的任何缓冲器，以确保在期望的温度范围和电压范围内，这些信号相对于彼此恰当的时序以确保电路的操作。然而，一种另选的方法是测量相对相位并且使用移相器电路150以正确地调节相位。图8示出了这种设置。移相器150已经被设置为插入在该二分频电路与控制或切换晶体管90、92、96和98之间。单个移相器电路150可以被提供给所有切换晶体管。移相器电路150能够同样地被插入到二分频电路50与用于缓冲振荡器信号的缓冲器放大器152之间。可以通过响应数字字(digital word)控制移相器150并且可以通过将缓冲器切换入或切换出信号传播路径而在数字域中实现移相器150。例如，每个缓冲器可以由两个反相器组成，其中这两个反相器与连接在两个反相器间节点处的一个电容器串联，从而通过该缓冲器引入了相对良好定义的传播延迟。还可以通过将输入到该移相器的信号的不同部分进行叠加并且对所得到的信号滤波来实现该移相。
已经提供了一种用于移相的数控移相器，然后期望能够确定例如LOI和VOSC的跳变之间的相对时序，以确定应该实现什么何种移相。图9示意性例示了可以用于确定相位关系是否正确的时序检测器的电路。该时序检测器可以用作反馈环的一部分，在该反馈环中，可调移相器150用于改变相位直到该时序检测器确定已经实现了正确的相位关系。
图9所示的电路的拓扑结构与例如图6所示的调制器切换电路的拓扑结构非常相似。具体地讲，由晶体管311、312、321、322、323、324形成的结构与图6的电路几乎相同，然而，修改了与驱动晶体管的连接，在期望操作条件下，与图6相比较，由于已经将VOSC和VOSC的连接进行反相，当晶体管321、322、323和324承载电流时，这些晶体管进行切换。
然而，将图9的电路与图6的电路(或者图3的简化形式，其中，省去了射地-基地放大器晶体管)进行比较，我们发现：图6的晶体管90对应于图9的晶体管321。然而，晶体管90通过总是偏置的射地-基地放大器晶体管与输出端子直接连接，而图9的等效晶体管321连接到由晶体管331和332形成的另一差动。晶体管331和332的源极连接到晶体管321的漏极。晶体管331的漏极通过射地-基地放大器晶体管341(位于晶体管331与第一输出节点221之间)连接到第一输出节点221。晶体管332的漏极通过射地-基地放大器晶体管(位于晶体管332与第二输出节点222之间)连接到第二输出节点222。晶体管331在其栅极接收LOQ，而晶体管332接收LOQ信号。
重复这种结构，从而晶体管322连接到晶体管333和334二者的源极。晶体管333接收LOQ信号并且连接到第二输出222。晶体管334接收LOQ信号并且连接到第一输出221。
晶体管323连接到晶体管335和336。晶体管335接收LOI信号并且连接到第二输出222。晶体管335接收LOI信号并且连接到第一输出221。
类似地，将晶体管324连接到晶体管337，该晶体管337接收LOI信号并且连接到第一输出221，晶体管324也连接到晶体管338，该晶体管338连接到第二输出222并且接收LOI信号。
运算放大器302将跨接电阻器303的电压逐渐变为等于参考电压304的电压来控制MOSFET 301。这使得恒定电流在导线401中流动然后流过由晶体管311和312形成的差动。在VOSC比VOSC正电平大的时间内，导线401中的电流也将流过导线412，而在VOSC比VOSC负电平小的时间内，电流将流过导线411。因此，导线412和411中的电流差的符号与VOSC和VOSC电压差的符号相同。现在，考虑符号LOI、LOI、LOQ和LOQ。当LOI比LOI正电平大并且LOQ比LOQ正电平大时，向上通过图9进行工作，导线411中的任何电流将流过MOSFET 321、导线421、MOSFET 331、导线431、和射地-基地放大器MOSFET 341，并且最后流过导线221(位于图的顶部)。类似地，流过导线412的任何电流将流过MOSFET 323、导线423、MOSFET335、导线435、射地-基地放大器MOSFET 345，最后流过导线222(位于图的顶部上)。由此可以看出，412和411中的电流分别出现在导线222和221处。如果信号LOI和LOI改变它们的逻辑状态，则这会具有交换电流路径的效果，从而使原来在导线221中流动的电流现在无论如何都在导线222中流动，反之亦然。类似地，交换LOQ和LOQ的逻辑状态也将会具有交换导线221和222中电流的效果。图10a到图10d例示了LOI、LOI、LOQ、以及LOQ信号的相对相位，图10e示出了如果VOSC是恒定DC信号，则输出221和222会产生的差分输出电流。然而，如图10f和10g所示，VOSC也进行振荡，其结果是，如图10h所示，出现了差分输出电流。因此，最终结果是：在任何时刻，导线222和221中的电流差的符号与信号VOSC和VOSC之间电压差的符号乘以LOQ和LOQ之间电压差的符号并乘以LOI和LOI之间电压差的符号相同。这等效于数字逻辑领域中公知的作为三端输入异或门的逻辑功能。
如图4和图10所示，当本地振荡器信号LOI、LOI、LOQ、以及LOQ与VOSC对齐时，在节点221和节点222上流过的电流的积分平均(Intergrated average)相同。然而，如果相位关系开始漂移，则流出一个节点的电流变得大于流出另一个节点的电流并产生非零平均差分输出电流。该差分电流的符号能够检测到并且使用在反馈环中，以改变由移相器150提供的传播延迟/相移。也能够，例如通过状态机，数字化地控制最优相位的反馈或搜索。
由于，分频器控制的晶体管在被切换时从来不导通电流，所以根据本发明的调制器展示了优于现有技术的几个优点。因此，该调制器对分频器中的相位噪声或抖动不敏感，并且对该分频器电路输出波形跳变的确切时序变得相对不重要。
计算机仿真已经表明：当发送+2dBm到功率放大器时，在190MHz的偏移处，构成本发明一个实施方式的调制器的噪声谱密度应该为大约-166dBc/Hz，而现有技术设置中的缓冲器放大器将调制器输出功率增加到+2dBm时，现有技术的调制器的噪声谱密度将大约为-145dBc/Hz或恶化了大约21dB。
分频器信号中的时序误差的不灵敏性还延伸到切换时间内的固定误差，与随机抖动不重要的原因相同，这些固定误差在此处描述的调制器中不重要，但是在常规直接变换调制器中会带来麻烦，这是因为它们会引入“正交误差”。换言之，在受到LO信号中的时序错误影响的现有技术调制器中，由于同相基带信道导致的RF输出信号的分量不会与由于虚拟基带信道导致的RF输出信号确切为90°。除非进行极端的考虑，否则电路布局中的寄生电容会很容易引入这种系统时序误差。然而，在本发明中，为了实现良好的正交，仅仅需要：以2倍发送频率来驱动下层切换晶体管(lower switching transistor)的两个反相信号(VOSC和VOSC)按照相同或相反摆动以及50％的占空比对称，该50％的占空比是相同地呈现在常规调制器的二分频电路的输入处所需的。
能够控制调制器的输出功率并由此控制收发器的输出功率通常是有用的。事实上，在宽带码分多址(W-CDMA)移动电话手机中(诸如用于所谓的3G系统中)，必需能够在很宽范围内改变手机发射机的输出功率。在一个这种系统中，输出功率应该向上可调至+24dBm(0.25W)并向下可调至-50dBm(0.00000001W)。在此之前描述的调制器核特别适用于产生这种功率输出范围所需的发射机中。
此处已经例示了通常驱动中心抽头变压器的调制器的实施方式，但应该理解为也可以驱动其它的输出电路。还可以将图6中标号为120的四个晶体管的漏极端子分离并通过移相网络或时延线(delay lines)将这些漏极端子连接到负载，从而提高可用的输出功率。图6中的标号为120的四个晶体管的输出电流的基本分量的相位相对于某个任意基准是0度、180度、90度和270度，并且因此在图6中，将0度和90度的电流叠加，并对180度和270度的电流叠加，然后应用这两个叠加电流作为平衡-不平衡变换器(balun)的差分输入。应理解为，通过分别地将来自晶体管120的漏极的四个电流进行偏移使它们彼此同相，可以获得更多的输出功率。有利的是，还可以利用来自图6的晶体管120的四个输出电流不同相的事实，并且这在直接变换接收机的下变频混频器中或者在上变频中创建用于驱动一些形式的功率放大器所需的一对正交信号等方面特别有用。
图11表示并联设置多个IQ调制器的设置，每个IQ调制器都是图7所示的类型，并且出于简化目的标记为501、502、503、504和510。八个调制器503到510彼此直接并联连接，并且连接到中心抽头变压器512。核503到核510中的任何一个或多个能够导通或不导通以给出8到1的输出幅值范围，即64到1的输出功率控制范围，而输出功率控制范围64到1对应于18dB的控制范围。如图11所示，通过标号为514的R-2R梯形网络(ladder)，另外的IQ调制器502、501以及由点划线500表示的可选的附加调制器连接到中心抽头线圈512。该R-2R电路是公知的因而不需要进一步描述。然而，连接在梯形网络514中第一抽头516的第一调制器502输出的电压幅值只是第一调制器502直接连接到中心抽头线圈时输出的电压幅值的一半。因此，例如与调制器503相比，来自调制器502的输出功率下降了6dB。连接在第二抽头18上的下一个调制器501的输出功率与调制器503相比衰减了12dB。通常，当信号到达中心抽头线圈512时，R-2R梯形网络中的每个抽头提供了6dB的衰减。在优选的实施方式中，在R-2R梯形网络中设置有7个抽头并且7个调制器连接到这些抽头。因此，最末端调制器的输出功率比调制器503衰减了42dB。通过沿着R-2R梯形网络切换一个或更多个调制器，能够实现6dB的功率步长(step)，从而给出了大约60dB的总功率范围(Overall powerrange)。然而，应该注意，调制器不需要连接到每个抽头上，从而沿着该功率范围在一些位置上产生了12dB步长大小来替代6dB步长大小，使给定数目的调制器核产生更大的功率范围。
采用常规的直接变换发射机很难以极低功率水平产生良好的调制信号，这是因为例如通过调制器内的切换晶体管的寄生电容的不匹配而将本地振荡器信号耦合到发射机的输出信号。不希望调制器产生由于耦合而导致的存在于输出波形中的固定量本地振荡器信号，并且当发射机功率被充分减小时，LO泄露的功率可能与希望的输出信号功率相当(comparable)。在图11所示的设置中，能够通过将没使用的调制器的每个部分上的LO波形不导通来解决这个问题。因此，例如，如果连接到R-2R梯形网络的抽头上的调制器核中的一个正被使用，则被使用的调制器核的LO信号会存在，但是对于没有使用的每个其它部分来讲，LO波形将会不导通。通过这个方法，将LO泄露减小与希望的发送信号相同的量，从而它们俩之间的比率总是可以接受的。
当需要输出功率的量不与沿着电阻R-2R梯形网络的抽头之一精确对应而是位于两个相邻抽头的功率水平之间的某个地方时，则能够通过选择产生较大输出功率的抽头并通过减小施加到调制器的基带信号的幅值来实现期望的输出水平。通过在小范围功率上调节基带幅值，完全可以用该方法控制输出功率。
本发明的另一个优点在于：大多数时间，发射机所需的输出功率能够仅由多个IQ调制器核中被导通的一个IQ调制器核来提供服务。这在图12中示意性示出，其中，图12a是表示收发器需要输出给定功率的时间对收发器功率的比例的直方图。可以看出，收发器很少运行在其最低功率模式和最高功率模式下，而主要运行在标号为530的中间功率范围内。图12b示出了作为功率函数的收发器功率分配，并且可以看出，在大多数时间内仅需要使多个IQ调制器中的一个通电。仅在最终18dB的功率输出中，需要并行运行两个或更多个调制器。
许多移动电话手机需要在几个相差大的不同频率范围内相差大的进行发送。通常，一些频率在大约900-1000MHz，而另一些频率在大约1800至2000MHz。在这种手机中，理想的是，对两种发送频率使用相同的频率合成器。然而，大多数实际的合成器覆盖的调谐范围远小于上述的2∶1频率范围。例如，当运行在1000MHz范围内时，用于将发送频率二分频的简单方法是：在本地振荡器到调制器的路径内插入新的分频器。当不需要这个分频器时，例如在较高频率范围内进行发送时，这个分频器可以被旁路。不幸的是，任何附加的分频器，都会在切换晶体管的切换点产生附加的抖动，而这是不期望发生的。可以使该分频器是低噪声的(安静)，这意味着：尽管它引入了非常小的相位噪声，但这仅是以该分频器内的大量功率消耗为代价。
当使用根据本发明的调制器时，有另一种更有利方法用于以较低功率进行发送。在这个例子中，与最初的情况相同，可以仍使VOSC和VOSC信号以高频率运行，但是仅改变调制器中的切换晶体管的栅极驱动波形。图13a和13b中示出了这种条件。图13a示出了当运行在“高”频带下时LOI、LOI、LOQ、LOQ及VOSC信号之间的关系，其中，该LO信号的频率是VOSC频率的一半。实际上，每一个LOI、LOI、LOQ和LOQ信号在图13中都出现两次，因为这便于通过允许在较低的频率运行的方式，分别控制一些晶体管。图13b示出了等效时序图，其中，VOSC的频率与以前相同，但是LOI、LOI、LOQ和LOQ信号已经由八个切换信号替换，这八个切换信号已经进行了再次分频从而现在它们的频率为振荡器频率的1/4。因此，可调谐4GHz振荡器可以使用在运行于800MHz到1000MHz范围以及1800MHz到2000MHz范围的双频带电话中。该分频不一定仅仅是二分频或四分频。该栅极波形可以是振荡器频率的1/3或一些其它分数。在这种情形下，需要修改相位检测系统。
从图13a和图13b中可以看出，到切换晶体管的信号由A到D以及A到D进行表示。在图13a中，C对应于A，并且D对应于B。在图13b中，对相位进行了改变从而B滞后A了45°，C滞后A了90°，D滞后A了135°。所有的互补信号A到D也被使用，并且图14中示出了它们与调制器的连接。
清楚的是，应当在低频率产生本地振荡器波形和它们的分量以进行低频带操作，并且本地振荡器波形和它们的分量是通过使用仅高频带调制器不需要的附加触发器产生的，但是这些附加触发器不会在调制器的输出引入相位噪声，这是因为，由附加触发器引入切换晶体管切换时序的抖动仍然在那些晶体管没有承载电流时出现。
这个方法的另一个优点在于：不改变VOSC和VOSC信号的频率，可以使用谐振电路有效地提供VOSC和VOSC信号，该谐振电路包括一个电感(inductor)，该电感在高频带与低频带之间进行切换时不需要再调谐。
迄今为止，提供给任何调制器切换电路内的控制开关(如图6所示晶体管90和92)的控制开关电流由单个晶体管(例如图6的晶体管94)进行控制。类似地，晶体管100控制提供给该附图内晶体管96和98的电流。然而，这表示的是图15所示的一般情况的特殊(简化)例子。将图15与图16进行比较，相同部件由相同标号表示。然而，先前与晶体管90和92二者串联的晶体管94(斩波晶体管)由两个独立晶体管602和604替代，晶体管602与晶体管90串联连接，晶体管604与晶体管92串联连接。晶体管602和604二者的栅极连接到公共端子以接收信号VOSC。类似地，晶体管100被与晶体管96串联连接的晶体管606和与晶体管98串联连接的晶体管608替换。晶体管606和608二者的栅极连接在一起并且接收信号VOSC。因此，图15中的电路同样再现了图6所示电路的功能。然而，这种结构作为通用混频器可以具有更多用途。例如，由于接收本地振荡器信号LOI的晶体管90与接收切换信号VOSC的晶体管602串联，所以能够改变它们在该电路内的相对位置。在一些结构中这是有利的，因为根据驱动信号的相对电压/强度，使得能够从该电路中省去射地-基地放大器晶体管120。
迄今为止，已经在直接变换发射机的情况下描述了切换电路。然而，切换电路也能够被使用在必须产生中频的变换方案或期望产生中频的变换方案中或者用于已经产生中频的变换方案中。在这种设置中，提供RF输入信号至输入级30。在这种设置中，该电路能够用作上变频器或下变频器。
直接下变频接收机正变得越来越重要，并且在这种架构内本发明的电路结构具有显著优点。对图6以及随后图15所示的设置进行微小修改后适合用作完整的I-Q混频器。在这种设置中，来自晶体管90、92、96和98的漏极或者来自各个射地-基地放大器晶体管120(如果在该电路内仍保留射地-基地放大器晶体管120)的连接通过各个负载电阻器直接连接到电源线正极。那么，在晶体管90处产生的电压输出是I，在晶体管92处产生的电压输出是I，在晶体管96处产生的电压输出是Q，而在晶体管98处产生的电压输出是Q。该电路将会按照在此之前参照图4的描述而工作，从而可以看出，在节点24处产生的输入电流被切换到I输出、然后切换到Q输出，然后切换到I输出，然后切换到Q输出。然后重复该顺序。
通常，设计者希望使用差分输入。在这种情况下，则需要两个混频器电路，如图16示意性所示。该电路使用的基本拓扑请参照之前图15的例示和描述，然而，假定该电路现在必须对标号为IOUT和IOUT的差分电流进行处理，则不得不复制该电路的每个路径。为了对此进行阐明，将再次使用图15的编号系统，但是承载IOUT电流的那些部件具有后缀“a”，而处理IOUT电流的那些部件具有后缀“b”。从图16可以看出，提供VOSC信号给晶体管602a、604a、602b以及604b，如前所述，该VOSC信号的频率通常是提供到晶体管90a、92a、90b和92b的本地振荡器信号LOI和LOI的频率的两倍。晶体管606a和606b、608a和608b、96a和96b、以及98a和98b有相似设置。为了进行简化，将仅详细描述位于图16左手侧的切换电路。晶体管602a和602b的漏极连接在一起并馈送到公共输出节点，该公共输出节点与图15的输出OP对应。类似地，晶体管604a和604b的漏极连接在一起所形成公共输出节点与图15的输出节点OP对应。然而，在该设置中，这些节点连接到运算放大器650的反相和非反相(正相)输入端，围绕该运算放大器650形成有反馈网络。
由通常标记为660的输入级提供对节点24a和24b的输入电流。该输入级可以是跨导级(transconductance stage)例如图15中的标号30所示但是进行复制以形成差分级，或者该输入级可以是图17所示的级，其中，该输入级不是真实的跨导级并且使得混频器/解调器作为“无源混频器”运行。
因此，参照图17，该输入信号是包括互补输入信号VIN和VIN的差分信号。该VIN信号提供给晶体管662的栅极，该晶体管662的漏极经由电阻器666连接到电源线正极664，并且晶体管662的源极经由电流阱(Currentsink)668接地，尽管该电流阱(Current sink)可由电阻器替换。该VIN信号提供给晶体管670，该晶体管670的漏极经由电阻器672连接到电源线664，并且晶体管670的源极连接到电流吸收器668。在晶体管670的漏极可获得电流IOUT，而在晶体管662的漏极可获得差分电流IOUT。
如果图16的电路要作为无源混频器运行，也就是说，当施加到节点24a和24b的电流仅仅是信号电流并且没有叠加的偏置电流时，则将隔直流电容器674和676插入通向节点24a和24b的路径内。无源混频器能够表现出良好的线性度和低噪声性能。
相对于现有技术直接变换接收机拓扑，图16所示的拓扑具有多个优点(其中，晶体管602a和602b、604a和604b、606a和606b、以及608a和608b被省去并由短路替换)。具体地讲，任何混频器中存在一种可能性，例如晶体管90a和92a将会同时导通。当晶体管90a和92a由互补(通常为正弦曲线)输入信号驱动时，环绕晶体管90a和92a的差动结构的特性使得很难(但并非不可能)将它们同时切换为非导通状态。可以看出，在切换期间，如果晶体管90a和92a并非不导通，则输出放大器650的输入经由低阻抗有效地短接在一起。这个阻抗将远小于反馈电阻器690和692的值，并且因此在这个跳变周期内，放大器650将用作高增益放大器。因此，存在于这个放大器的输入级的任何噪声将被极大地放大，并随后进入接收机的其余部分。这恶化了接收机的噪声性能。然而，在构成本发明的实施方式的接收机中，晶体管602a和604a没有导通，同时晶体管90a和92a分别在它们的导通和不导通状态之间进行切换。
由于是同相，在本地振荡器信号的Q通道没有进行切换期间，本地振荡器信号的I通道进行切换，并且反之亦然；当与该Q通道切换对串联的新晶体管导通时，在该I通道切换对中的新的晶体管将会不导通，并且反之亦然。这使得能够在I通道和Q通道之间共享单个输入级。图18示出了这样一种设置，可以看出，仅当VOSC为高电平时，电流流到同相相位频带输出的输出放大器690，并且仅当VOSC为低电平时阻止电流流到同相相位频带输出的输出放大器690，此时电流流入到Q通道输出放大器694。虽然，混频器内的晶体管的迅速切换导致了从混频器流到基带放大器的电流包含高频分量，但是可以通过对混频器的输出进行简单地低通滤波来恢复基带信号。
这种设置表示了对图16电路的改进。这里，在该输入级660的IOUT和IOUT通道的每一个中总是有电流通过。考虑IOUT通道700。它将电流馈送到被LOI和LOI信号反相驱动的晶体管702和704以及被LOQ和LOQ信号反相驱动的晶体管706和708。晶体管702和704串连晶体管712和714，该晶体管712和714由VOSC信号(通常，该VOSC信号的频率是LOI频率的两倍，并且VOSC信号时序被确定为不会同时发生信号跳变，如先前参照图4所述)驱动。晶体管716和718与晶体管706和708串联并且晶体管716和718由VOSC信号驱动。由此可以得出，电流流动路径不是在IOUT输出700与I通道放大器690的输入之间，就是在IOUT输出700与Q通道放大器694的输入之间。相同的分析适用IOUT通道。因此，这种结构能够工作在无源混频器模式(其中，不存在DC偏置电流)或有源模式下，其中，输入级660是真实跨导级或者是调制后的电流源。
晶体管对702和712，704和714等串联，并且因此可以是相反顺序(在该电路图中，702在712之上)，而不会改变电流的操作。
因此，可以提供一种改进的调制器拓扑，其展现出改进的相位噪声性能。还可以提供一种改进的解调器。
应该记得，在大多数集成电路处理技术中，MOS晶体管的漏极的物理结构与源极的物理结构相同。这意味着：当在该布局中放置晶体管时，如果交换漏极和源极端子，将不会对所得到的集成电路的操作产生任何影响。因此应认识到，与本发明不同之处仅仅是将一个或更多个MOS晶体管的漏极和源极交换的任何装置或方法在物理上与本发明物理相同，并且因此而应该被包括在本发明的范围内。类似地，由于晶体管不是难以导通就是难以不导通，所以我们将这些晶体管用作开关，那么也可以使用诸如双极元件(device)的其它切换技术。

Claims (30)

1、一种切换电路，包括：
第一控制开关和第二控制开关，可进行操作以在它们的第一端子和第二端子之间形成或阻断路径，并且每个控制开关还具有用于控制所述开关的控制端子，所述第一控制开关和第二控制开关的控制端子由第一切换信号和第二切换信号驱动，所述第一切换信号和第二切换信号具有第一频率并且所述第二切换信号与所述第一切换信号反相；以及
第一斩波开关，其可操作以在其第一端子和第二端子之间形成或阻断路径、所述第一斩波开关与所述第一控制开关和第二控制开关串联连接，所述第一斩波开关的第一端子接收待调制的输入，其中，所述斩波开关的控制端子由第一切换控制信号驱动，当所述第一控制开关和所述第二控制开关在导通与不导通之间变化时，所述斩波开关不导通。
2、根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述第一切换控制信号的频率是所述第一频率的倍数。
3、根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述第一控制开关第一端子和所述第二控制开关的第一端子连接到公共节点，并且所述第一斩波开关的所述第二端子也连接到所述公共节点。
4、根据权利要求1所述的切换电路，其中，所述第一斩波开关包括第一子开关和第二子开关，并且其中所述第一子开关与所述第一控制开关串联并且由所述第一切换控制信号驱动，所述第二子开关与所述第二控制开关串联并且由第二切换控制信号驱动，其中，所述第二切换控制信号与所述第一切换控制信号同相。
5、一种包括权利要求1所述的切换电路的调制器，其中，所述调制器适于接收来自振荡器的振荡器输出信号，并且所述振荡器输出信号提供所述第一切换控制信号并且该所述振荡器输出信号被分频从而提供所述第一切换信号和所述第二切换信号，其中，所述第一切换控制信号、所述第一切换信号和所述第二切换信号具有受控的相位关系，并且所述第一切换信号和所述第二切换信号的频率均为所述切换控制信号频率的1/N，其中，N是大于1的正整数。
6、根据权利要求5所述的调制器，其中，所述第一切换信号和所述第二切换信号的频率是所述第一切换控制信号频率的一半。
7、根据权利要求1所述的切换电路，该切换电路还包括第三控制开关和第四控制开关以及第二斩波开关，其中，所述第一控制开关和所述第二控制开关形成具有第一公共节点的第一差动，所述第三控制开关和所述第四控制开关形成具有第二公共节点的第二差动，并且所述第一斩波开关和所述第二斩波开关形成具有第三公共节点的第三差动，并且其中，所述第一差动和第二差动二者的输出并联连接，所述第一斩波开关具有连接到所述第一公共节点的第二端子，而所述第二斩波开关具有连接到所述第二公共节点的第二端子。
8、根据权利要求7所述的切换电路，其中，所述第一控制开关到所述第四控制开关是场效应晶体管，并且所述第一斩波开关和所述第二斩波开关是场效应晶体管，每个场效应晶体管都具有栅极、漏极和源极，并且其中形成所述第一控制开关和所述第三控制开关的晶体管的漏极连接到第一输出节点，形成所述第二控制开关和所述第四控制开关的晶体管的漏极连接到第二输出节点，形成所述第一控制开关和所述第二控制开关的晶体管的源极连接到形成所述第一斩波开关的晶体管的漏极，形成所述第三开关和所述第四开关的晶体管的源极连接到形成所述第二斩波开关的晶体管的漏极，并且形成所述第一斩波开关和所述第二斩波开关的晶体管的源极一起连接到输入节点。
9、根据权利要求8所述的切换电路，该切换电路还包括分频器电路，所述分频器电路在其输入接收振荡器输出信号并且适于产生所述第一切换信号和所述第二切换信号，并且其中，所述分频器电路还适于以所述第一频率产生第三切换信号和第四切换信号，并且其中，所述第四切换信号与所述第三切换信号反相，并且所述第三切换信号相对于所述第一切换信号延迟了所述第一切换控制信号的周期的一半。
10、根据权利要求9所述的切换电路，其中，所述第一切换信号被提供到所述第一控制开关的所述控制端子，所述第二切换信号被提供到所述第二控制开关的所述控制端子，所述第三切换信号被提供到所述第三控制开关的控制端子，并且所述第四切换信号被提供到所述第四控制开关的控制端子。
11、根据权利要求9所述的切换电路，该切换电路还包括移相器，所述移相器用于调节所述第一切换信号到所述第四切换信号与所述第一切换控制信号之间的时序关系。
12、根据权利要求11所述的切换电路，该切换电路还包括测量电路，所述测量电路用于测量所述第一切换信号到所述第四切换信号中的至少一个与所述第一切换控制信号之间的时序关系并将测量提供给所述的控制器用于控制所述移相器引入的相位偏移。
13、一种包括权利要求7所述的切换电路的调制器，其中，所述第一控制开关到所述第四控制开关以及所述第一斩波开关和所述第二斩波开关形成第一调制器核，并且所述调制器包括具有与所述第一调制器核相同结构的另一个调制器核。
14、根据权利要求13所述的调制器，其中：
在所述第二调制器核内，所述第一控制开关接收所述第四切换信号，所述第二控制开关接收所述第三切换信号，所述第三控制开关接收所述第二控制信号，并且所述第四控制开关接收所述第一切换信号，并且其中，与所述第一调制器相比，所述第二调制器交换了其第一切换控制信号和第二切换控制信号。
15、根据权利要求13所述的调制器，该调制器还包括均与所述第一调制器核的结构相同的第三调制器核和第四调制器核。
16、根据权利要求15所述的调制器，其中，
在所述第三调制器核内，所述第一控制开关接收所述第二切换信号，所述第二控制开关接收所述第一切换信号，所述第三控制开关接收所述第三切换信号并且所述第四控制开关接收所述第四切换信号，并且所述第一切换控制信号和第二切换控制信号的连接方式与所述第一调制器核内的连接方式相同；以及
在所述第四调制器核内，所述第一控制开关接收所述第四切换信号，所述第二控制开关接收所述第三切换信号，所述第三控制开关接收所述第一切换信号，并且所述第四控制开关接收所述第二切换信号，并且其中，与所述第一调制器核相比，交换了所述第一切换控制信号和所述第二切换控制信号。
17、一种具有可控功率输出的可调调制器，该调制器包括直接或间接地连接到公共输出的多个调制器核，其中，通过改变同时进行工作的调制器核的数目来调节输出功率，其中，每个调制器核包括至少一个根据权利要求1所述的调制器切换电路。
18、根据权利要求17所述的可调调制器，其中，所述多个调制器核中的一些经由衰减装置连接到所述公共输出。
19、根据权利要求18所述的可调调制器，其中，所述衰减装置包括R-2R电阻器网络。
20、一种包括两个差分对晶体管的混频器单元，该混频器单元还包括两个附加斩波晶体管，这两个附加斩波晶体管中的一个插入在至所述混频器单元内的每个各自晶体管对的公共电流路径内，并且在使用时位于高阻抗状态，同时相关联的差分对的晶体管在导通状态与不导通状态之间进行切换。
21、一种具有第一晶体管和第二晶体管的调制器，所述第一晶体管和所述第二晶体管响应于控制信号在导通状态和不导通状态之间切换以对输入信号上变频，所述调制器还包括开关和控制器，其中，所述开关与所述第一晶体管和所述第二晶体管串联，所述控制器对所述开关进行控制从而所述开关在包含所述控制信号的跳变的周期内中断流过所述第一晶体管和所述第二晶体管的电流。
22、一种混频单元，该混频单元包括第一场效应晶体管到第八场效应晶体管，其中：
所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管它们的源极端子连接在一起，并且它们的栅极由近似方波或正弦波的信号以第一频率驱动；
所述第一晶体管的所述栅极相对于所述第二晶体管的所述栅极大致反相地被驱动；
所述第四晶体管的所述栅极相对于所述第三晶体管的所述栅极大致反相地被驱动；
所述第五晶体管的源极连接到所述第一晶体管的漏极；
所述第六晶体管使其源极连接到所述第二晶体管的漏极并使其栅极连接到所述第五晶体管的栅极；
所述第七晶体管的源极连接到所述第三晶体管的漏极；
并且所述第八晶体管使其源极连接到所述第四晶体管的漏极并使其栅极连接到所述第七晶体管的栅极；
并且其中，在使用中，所述第六晶体管和第八晶体管二者的栅极均由近似方波或正弦波的信号驱动，这些近似方波或正弦波的信号彼此反相并且它们的频率是所述第一频率的倍数；
将驱动所述第五晶体管和第六晶体管的波形时序确定为在所述第一晶体管和所述第二晶体管二者的栅极电压之间的差改变符号期间所述第五晶体管和所述第六晶体管基本上不导通；
将驱动所述第七晶体管和第八晶体管二者栅极的波形时序确定为在所述第三晶体管和所述第四晶体管二者的栅极电压之间的差改变符号期间所述第七晶体管和所述第八晶体管基本上不导通。
23、一种解调器，该解调器包括根据权利要求1所述的切换电路。
24、一种解调器，该解调器包括至少一个根据权利要求21所述的混频单元。
25、根据权利要求24所述的解调器，其中，要变换为基带信号的RF信号被提供到所述第一晶体管到所述第四晶体管它们的源极。
26、根据权利要求25所述的解调器，其中，所述第一频率基本上与所述RF信号的频率相同。
27、一种根据权利要求24所述的解调器，该解调器提供I输出和Q输出。
28、根据权利要求27所述的解调器，该解调器包括两个混频单元，其中，所述解调器是双平衡解调器。
29、一种操作混频单元的方法，所述混频单元可操作为调制器、混频器或解调器，所述混频单元混频单元包括：
第一晶体管到第六晶体管；
所述第一晶体管和所述第二晶体管被设置为通过将它们的源极或发射极连接在一起而形成第一差分对，并且与第三晶体管相关联以允许或阻止电流流到所述第一晶体管和所述第二晶体管；
所述第四晶体管和所述第五晶体管被设置为形成第二差分对并且与所述第六晶体管相关联以允许或阻止电流流到所述第四晶体管和所述第五晶体管；
所述方法包括以下步骤：
1)通过用周期信号驱动所述第三晶体管和所述第六晶体管它们的栅极端子或基极端子而导通和不导通所述第三晶体管和所述第六晶体管；
2)分别用第一切换信号和第二切换信号来驱动所述第一晶体管和所述第二晶体管，从而所述第二切换信号与所述第一切换信号反相并且以第一频率为周期；
3)分别用第三切换信号和第四切换信号以所述第一频率来驱动所述第四晶体管和所述第五晶体管，其中，所述第三切换信号与所述第一信号相似但是所述第三切换信号比所述第一信号延迟的时间值等于驱动所述第三晶体管和所述第六晶体管的所述切换信号的周期的一半，并且所述第四切换信号与所述第三信号反相，
并且其中，在所述第三晶体管不导通的周期所述第一晶体管和所述第二晶体管的切换跳变，并且在所述第六晶体管不导通时，所述第四晶体管和所述第五晶体管的切换跳变。
30、一种调制器切换电路，该切换电路包括：
第一切换晶体管和第二切换晶体管，它们连接到公共节点并由第一切换信号和第二切换信号驱动，所述第一切换信号和所述第二切换信号均具有第一频率并且所述第二切换信号与所述第一切换信号反相，以及
第三切换晶体管，其具有连接到所述公共节点的第一端子和用于接收待调制的输入的第二端子，其中，所述第三切换晶体管由切换控制信号驱动，从而在所述第一切换晶体管和第二切换晶体管在导通与不导通之间进行改变期间所述第三晶体管不导通。
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