CN103891136A - 开关电路以及包络信号放大器 - Google Patents

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Abstract

一种开关电路33包括：连接电路级联连接控制端子，该连接电路级联连接控制端子用于相应地经由n-1数目个线圈L1来控制n数目的晶体管M1至Mn的切换，n为等于或大于2的整数；以及线圈L3，线圈L3相应地连接在晶体管M1至Mn中的每一个的一端与线圈L2的另一端之间，该线圈L2的一端电连接至DC电源。利用输入至该连接电路的输入端子的PWM信号来顺次地切换晶体管M1至Mn。开关电路33进一步包括晶体管M0，晶体管M0以级联连接插入在线圈L2的所述一端或所述另一端处。

Description

开关电路以及包络信号放大器
技术领域
本发明涉及利用脉宽调制(PWM)信号切换连接至电感元件的开关元件的开关电路，以及包括该开关电路的包络信号放大器。
背景技术
近年来，包络消除与恢复(EER)已用作例如在蜂窝电话的基站收发信机处利用功率放大器放大高频调制信号的放大方案中的一个。利用EER方案，振幅分量(包络)以及相位分量从待放大的调制信号而提取，并且利用与振幅分量相对应的信号通过振幅调制来调制与相位分量相对应的信号，使得调制信号的振幅处于与原始调制信号的水平相同的水平。
更具体而言，跟踪所提取包络的电压用作饱和放大器的电源电压，该饱和放大器放大与相位分量相对应的信号，使得经放大信号的振幅跟踪所提取包络。例如，跟踪包络的上述电压可以如下方式获得，使得利用检测信号(下文被称为包络信号)通过功率放大来放大调制信号，该检测信号是利用包络来检测。饱和放大器针对增强的效率而用于包络信号的功率放大。例如，使用通过调制包络信号的脉冲宽度所生成的PWM信号来切换开关元件，并且然后所得到的PWM信号被整合，由此将包络信号解调为调制信号。
为了放大PWM信号，常常使用以推拉配置连接互补开关元件的D类放大器，以及当从电感元件施加的电压为零时接通开关元件的E类放大器。不幸地，利用D类放大器，以平衡方式增强互补开关元件的耐压性在技术上是困难的。此外，利用E类放大器，存在如下情况，其中视设计以及操作条件而定，浪涌电压大大超出电源电压，当开关元件关断时，浪涌电压从电感元件施加至开关元件。如上文所描述的，推拉配置以及单一开关元件至高频高功率放大器的应用具有局限性。
此外，此类PWM信号包括相对低频包络信号分量和高频PWM信号分量；因此，满足宽频带的放大器对于PWM信号的放大是必要的。为了满足此类条件，针对PWM信号的可能放大器是例如专利文献1中公开的分布放大器。
[引用清单]
[专利文献]
[专利文献1]第2002-033627号日本专利申请公开
发明内容
[技术问题]
不幸地，在分布放大器中，行进至输出端子的另一侧的电力通过终端电阻被消耗，由此分布放大器具有在用于组合要从多个开关元件输出的电力的分布常数电路中的终端电阻器处有大损耗的缺点。此外，需要低通滤波器以从经放大PWM信号提取包络信号作为调制信号，此情形也产生损耗。
已实现以解决上述问题的本发明的目的是提供一种开关电路，该开关电路以低损耗组合通过多个开关元件而放大的PWM信号并解调调制信号，以及提供一种包括该开关电路的包络信号放大器。
[问题的解决方案]
本发明的第一方面提供一种开关电路，该开关电路包括：连接电路级联连接控制端子，该连接电路级联连接控制端子相应地用于经由n-1数目个第一电感元件控制n数目的开关元件的切换，n为等于或大于2的整数；以及第三电感元件，该第三电感元件相应地连接在开关元件中的每一个的一端与第二电感元件的另一端之间，该第二电感元件的一端电连接至DC电源。利用输入至连接电路的输入端子的脉宽调制(PWM)信号顺次地切换该n数目的开关元件。该开关电路进一步包括辅助开关元件，该辅助开关元件以级联连接插入在该第二电感元件的一端或另一端处。
根据本发明的第一方面，该n数目的开关元件的控制端子相应地连接至该n-1数目个第一电感元件的连接点，其构成PWM信号所穿过的连接电路以及连接电路的输入端子和输出端子。第三电感元件相应地连接在开关元件中的每一个的所述一端与第二电感元件的所述另一端之间。
归因于前述配置，利用以预定时间间隔穿过连接电路的PWM信号顺次地切换开关元件，并且在开关元件处相应地放大并且具有实质均匀振幅的PWM信号在第二电感元件的另一端处整合。因而，在具有调制循环(PWM循环)使得调制循环的一个循环等于上文陈述的时间间隔的“N”倍的PWM信号的放大中，当相对于PWM信号的基波由复平面上的信号点表示每一个开关元件的所述一端处的信号振幅和相位时，信号点相对于原点以-2π/N相位差的均匀间隔驻留于同心圆上。因此，PWM信号的基波在信号经整合时被消除。
当由复平面上的信号点表示PWM信号在每一开关元件的所述一端处的第M谐波的信号振幅和相位时(M为等于或大于2的整数)，信号点相对于原点以-2Mπ/N相位差的均匀间隔驻留于同心圆上。因此，PWM信号的谐波在信号经整合时被消除。
因此，在多个开关元件处经放大的PWM信号以低损耗进行组合，并且调制信号被解调。
手机的调制信号的频率变化。当手机的调制信号的频率降低时，即，当通过检测调制信号的包络分量获得的包络信号的频率降低时，通过包络信号的脉宽调制获得的PWM信号的恒定占空比被维持了长时间段。这导致开关电路中的第二电感元件的磁性饱和，并且因此，输出电压靠近电源电压。
然而，根据本发明的第一方面，辅助开关元件在第二电感元件的磁性饱和之前被关断，这限制了穿过第二电感元件的电流以抑制第二电感元件的磁通量饱和。结果，即使手机的调制信号的频率降低，并且PWM信号的作用时间比率恒定历时长时间，输出电压仍将不靠近电源电压。
根据本发明的第一方面，辅助开关元件可以高于使第二电感元件磁性饱和的时间常数的倒数的频率来驱动。
本发明的第一方面的开关电路可进一步包括用于通过降低PWM信号的频率来生成驱动信号的驱动电路，该驱动信号驱动辅助开关元件。
根据本发明的第一方面，该n数目的开关元件中的每一个可包括第一传导性类型的第一晶体管，并且该辅助开关元件可包括第二传导性类型的第二晶体管，该第二传导性类型不同于该第一传导性类型。
本发明的第一方面的开关电路可进一步包括连接器，该连接器替代第三电感元件将开关元件的所述一端电连接至第二电感元件的另一端。
根据本发明的第一方面，当该连接器替代第三电感安置于每一开关元件的所述一端与第二电感元件的另一端之间时，连接器的寄生电感充当第三电感元件。
根据本发明的第一方面，n可为等于或大于8的整数。
根据本发明的第一方面，当开关元件的所述一端处的PWM信号的第M谐波的振幅和相位由复平面上的信号点表示时，信号点的相位差(-2Mπ/N)是基波的信号点的相位差(-2π/N)的“M”倍。即，所有信号点首先在第N谐波处的一个点处重叠(M＝N)。在n＝8处，关于至少第2至第7谐波，与开关元件的所述一端相对应的信号点并不在复平面上重叠，此情形实现了信号的实际消除。
根据本发明的第一方面，开关元件、第一电感元件、第二电感元件和第三电感元件可形成在单体集成电路的半导体基板上。
根据本发明的第一方面，当开关电路形成在单体集成电路的半导体基板上时，开关电路是紧凑的，从而实现高频特性作为放大器。
根据本发明的第一方面，开关元件可包括垂直金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
根据本发明的第一方面，当开关元件由垂直MOSFET构成时，开关电路具有高电压阻抗、高功率容量以及“通”状态下的低电阻，从而使得损耗减小。此外，当垂直MOSFET适用于单体集成电路中的开关元件时，漏极电极安置于单体集成电路的一侧上，并且源极电极与栅极电极安置于单体集成电路的另一侧上。因此，从开关元件的漏极电极至第二电感元件的配线的长度是均匀的，并且在开关元件处放大的PWM信号在第二电感元件的另一端处以平衡方式进行整合。
本发明的第二方面提供一种包络信号放大器，该包络信号放大器包括对模拟信号进行脉宽调制的调制电路，以及本发明的第一方面的开关电路，其中利用脉宽调制(PWM)信号来切换开关电路，脉宽调制(PWM)信号是通过对调制电路中的调制信号的包络信号分量的脉宽调制而获得。
根据本发明的第二方面，利用调制电路中的脉宽调制来处理所输入调制信号的包络信号分量，并且利用所获得的PWM信号来切换开关电路，从而引起包络信号的解调。可以以低损耗组合在多个开关元件处放大的PWM信号并且解调调制信号的开关电路被用作包络信号放大器。
[发明的有益效果]
根据本发明的第二方面，利用以预定时间间隔穿过连接电路的PWM信号顺次地切换开关元件，并且在开关元件处放大并且具有实质均匀振幅的PWM信号在第二电感元件的另一端处整合。
因而，在具有调制循环(PWM循环)使得调制循环的一个循环等于上文陈述的时间间隔的“N”倍的PWM信号的放大中，当相对于PWM信号的基本波通过复平面上的信号点呈现每一开关元件的所述一端处的信号振幅和相位时，信号点相对于原点以-2π/N相位差的均匀间隔驻留于同心圆上。因此，PWM信号的基波在信号经整合时被消除。类似地，当通过复平面上的信号点表示PWM信号在开关元件的所述一端处的第M谐波(M为等于或大于2的整数)的振幅和相位，并且信号点相对于原点以-2Mπ/N相位差的均匀间隔驻留于同心圆上时，PWM信号的基波在信号经整合时被消除。
因此，在多个开关元件处放大的PWM信号以低损耗进行组合，并且调制信号可被解调。
根据本发明的第二方面，辅助开关元件在第二电感元件的磁性饱和之前被关断，这限制穿过第二电感元件的电流以抑制第二电感元件的磁通量饱和。结果，即使手机的调制信号的频率降低，并且PWM信号的占空比恒定了长时间，输出电压仍将不靠近电源电压。
附图说明
图1是根据本发明的第一实施例的EER放大器的主要结构的框图；
图2示意性地图示EER放大器的各种组件处的信号的波形；
图3图示根据本发明的第一实施例的开关电路的配置；
图4示出了在漏极处的结合复平面上的信号点的信号的振幅和相位；
图5是示出基波和谐波相对于放大级数(n)的数目(n)的消除特性的曲线图；
图6示意性地图示当手机的调制信号的频率降低时在不包括晶体管M0的EER放大器的若干组件处的信号的波形；
图7示意性地图示当手机的调制信号的频率降低时在包括晶体管M0的EER放大器的若干组件处的信号的波形；
图8图示根据第一实施例的修改的开关电路的配置；
图9图示根据第一实施例的修改的开关电路的配置；
图10图示根据第一实施例的修改的开关电路的配置；
图11是根据本发明的第二实施例的开关电路的示意性平面图；
图12是根据本发明的第三实施例的开关电路的示意性平面图。
具体实施方式
现在将在下文中通过参考在手机的基站处使用的EER方案的放大器(下文被称为EER放大器)来描述根据本发明的包括开关电路的包络信号放大器的实施例。本发明也可应用于利用包络信号放大器的其它方案，诸如包络跟踪(ET)。
第一实施例
图1是根据本发明的第一实施例的EER放大器的主要结构的框图。EER放大器包括：输入端子1；检测器2，该检测器2检测手机的调制信号的包络，该调制信号从输入端子1输入；包络信号放大器3，该包络信号放大器3放大所检测到的信号(包络信号)；限制器4，该限制器4限制所输入调制信号的振幅并且从该调制信号提取相位分量；以及开关电路5，该开关电路5放大所提取的相位分量。
包络信号放大器3包括以给定频率生成三角波的三角波生成器31，并且比较器32将PWM信号馈送至开关电路33。获得PWM信号，使得利用与来自三角波生成器31的三角波进行比较而利用脉宽调制来处理来自检测器2的所检测到的信号。在脉宽调制的调制频率分量和谐波分量被消除之后，通PWM信号过在开关电路33处切换来放大，并且被解调为包络信号，该保罗信号进而馈送至开关电路5。来自包络信号放大器3的开关电路33的包络信号用作开关电路5的电源电压，并且开关元件(未示出)根据来自限制器4的相位分量来切换，由此包络信号跟踪经放大相位分量的振幅。
图2示意性地图示EER放大器的相应元件处的信号的波形。在图2中，横坐标表示时间，而纵坐标表示在相应元件处的信号的振幅。应当注意，纵坐标的标度在图2中并不统一。
图2A图示馈送至输入端子1的调制信号的波形。所输入的调制信号是通过相位调制和振幅调制的载波。图2B描绘由限制器4从所输入的调制信号提取的相位分量的波形。图2C示出通过由检测器2对所输入的调制信号的包络检测而获得的所检测到的信号(包络信号)的波形。相位信号的振幅在图2B中为均匀的，而在图2C中从包络信号中的调制信号消除载波分量。
图2D图示输入至比较器32的三角波的波形，并且图2E图示PWM信号的波形，在图2C中所示的包络信号在比较器32处与三角波比较之后对所述PWM信号执行脉宽调制。脉宽调制被进行，使得PWM信号的脉宽随着包络信号的峰值降低而增加，而PWM信号的脉宽随着包络信号的峰值增加而降低。图2F图示以如下方式获得的信号的波形，使得PWM信号的极性被反转以在开关电路33处被调制，由此消除脉宽调制的调制频率分量和高于调制频率分量的频率分量。即，图2C中的包络信号对应于图2F中的信号的放大。
图2G示出当图2B中所示的相位分量在采用图2F中所示的包络信号作为电源的开关电路5处被放大时的输出信号的波形。在此情况下，从开关电路5输出的信号的振幅跟踪电源电压，并且因此从开关电路5输出具有跟踪包络信号的振幅的相位信号。因此，放大包括图2A中所示的调制信号的相位分量的振幅分量，由此从EER放大器输出图2G中示出的信号。
根据本发明的第一实施例，脉宽调制的调制频率(即，通过三角波生成器31生成的三角波的频率)是但不应限于200MHz。然而，优选的是，频率应当是包络信号的频宽的大约十倍。
图3描绘根据本发明的第一实施例的开关电路33的配置。开关电路33包括电源Vdd、线圈L2、漏极D1至Dn(n为等于或大于2的整数)、线圈L3、n数目的是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的晶体管M1至Mn、源极S1至Sn，以及输出端子332。电源Vdd的一端电连接至线圈L2的一端。线圈L3相应地安置在线圈L2的另一端与漏极D1至Dn之间。相应晶体管M1至Mn的源极S1至Sn连接至接地电位。线圈L2的另一端连接至输出端子332。
n-1数目个线圈L1相应地安置在晶体管Mk至Mk+1(k为1至n-1的整数)与栅极Gk至Gk+1之间。n-1数目个线圈L1与栅极G1至Gn的杂散电容Cgs(未示出)构成连接电路。连接电路的一端以及另一端相应地经由由线圈L1a和终端电阻Rs构成的对应串联电路连接至输入端子331以及接地电位。下文将描述的电容器C1可安置在终端电阻Rs与接地电位之间。终端电阻Rs的阻抗等于连接电路的特性阻抗。
开关电路33进一步包括是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的晶体管M0。晶体管M0安置在电源Vdd与线圈L2之间，使得它们以级联连接来连接。晶体管M0的漏极连接至电源Vdd，而源极连接至线圈L2的所述一端。来自驱动电路333的驱动信号输入至晶体管M0的栅极。驱动电路333通过降低PWM信号的频率而从PWM信号生成驱动信号，该PWM信号经由输入端子331从比较器32输入。
驱动信号的脉宽被确定，使得晶体管M0“通”时的持续时间小于线圈L2磁性饱和时的时间常数。替代地，驱动信号被确定，使得驱动信号的频率高于线圈L2磁性饱和时的时间常数的倒数的一半。优选地，驱动信号的频率应当高于线圈L2磁性饱和时的时间常数的倒数。以此方式，晶体管M0在线圈L2磁性饱和之前被关断，这在下文中将详细地予以论述。由于晶体管M0与晶体管M1至Mn相比较并不需要高速度操作，因此相对低廉的晶体管可用于晶体管M0。
在开关电路33中，比较器32经由输入端子331将PWM信号馈送至终端电阻Rs，并且PWM信号在穿过连接电路时以预定时间间隔馈送至栅极Gm(m为1至n的整数)。此预定时间间隔是脉宽调制的调制循环的1/n。即，相位相对于栅极G1延迟2π(m-1)/n的PWM信号经馈送至栅极Gm。当PWM信号到达晶体管Mm的栅极Gm时，晶体管Mm在连接至漏极Dm的线圈L3与接地电位之间切换，并且因此具有经反转极性的经放大的PWM信号从漏极Dm经由线圈L3馈送至输出端子332。因此，从线圈L2的另一端(即，输出端子332)输出的信号是经由相应线圈L3从漏极D1至Dn输出的具有均匀振幅的PWM信号的总和。
现将在n＝8的状况下描述从晶体管Mm的漏极Dm提供至输出端子332的PWM信号的整合的机制。
图4A至图4D是通过信号点表示漏极D1至D8处的信号的振幅和相位的复平面。在图4中，横坐标表示实轴，而纵坐标表示虚轴。图4A示出与具有与脉宽调制的调制频率相同的频率的基波相对应的信号点，该频率在此情况下是200MHz。图4B至4D相应地示出2阶、3阶和4阶谐波的信号点。
在图4A中，当漏极D1的信号点设定在实轴上时，漏极D1至D8的信号点由于漏极D1至D8处的信号的均匀振幅而呈现在同心圆上。以脉宽调制的调制循环的1/8的时间间隔顺次切换晶体管M1至M8，即，基波的循环。即，以-π/4的相位差顺次切换晶体管M1至M8。因而，漏极D1至D8的邻近信号点的相位差是-π/4(-2π/8)。
类似地，在图4B中，以第二谐波的循环的2/8的时间间隔顺次切换晶体管M1至M8，即，以-π/2的相位差。因而，漏极D1至D8的邻近信号点的相位差是-π/2(-2×2π/8)。在图4C中，漏极D1至D8的邻近信号点的相位差是-3π/4(-3×2π/8)。在图4D中，漏极D1至D8的邻近信号点的相位差是-π(-4×2π/8)。
图4A至图4D中示出的信号点关于原点对称，这指示当对应于附图中的信号点的漏极D1至D8处的信号被均匀整合时，信号被消除成无振幅的信号。相反，从输出端子332输出的信号是从漏极D1至Dn输出的信号的总和。因而，在n＝8时，至少基波以及第二、第三和第四谐波在输出端子332处被消除。
关于第5、第6以及第7谐波(未示出)，漏极D1至D8的邻近信号点的相位差相应地是-5π/4(-5×2π/8)、-3π/2(-6×2π/8)和-7π/4(-7×2π/8)。在这些谐波的情况下，当整合漏极D1至D8处的信号时，所得到的信号无振幅。
相反，在第8谐波情况下，漏极D1至D8的邻近信号点的相位差是-2π(-8×2π/8)，并且因此所有信号点在一个点处重叠。因此，当整合漏极D1至D8处的信号时，所得到的信号并未被消除，这导致振幅通过经整合的信号的数目变大的假设。
前述事实得出以下结论：当从图3中的开关电路33的输出端子332输出信号时，脉宽调制的基波以及第(n-1)或更低谐波被消除。即，开关电路33的输出端子332输出图2F中示出的包络信号。
现将在下文中描述开关电路33中的晶体管的数目(即，PWM信号的放大级的数目)如何影响基波以及谐波的消除。
图5是示出关于通过“n”表示的放大级的数目如何消除基波和谐波的曲线图。在附图中，横坐标表示频率(Hz)，而纵坐标表示输出端子332处信号的振幅(V)。相应地由虚双点线、虚单点线、实线以及虚线来表示n＝4、n＝6、n＝8和n＝16处的信号的振幅。图5示出晶体管M1至Mn利用PWM信号切换以便获得每一放大级的1V的信号振幅的仿真。在显著低于脉宽调制的基波(即，200MHz)的频率处，从晶体管M1至Mn输出的信号以实质均匀相位整合，并且因此所得到的信号的振幅(V)对应于放大级的数目“n”。
在n＝4处，脉宽调制的基波以及第2和第3谐波在输出端子332处被消除。因而，在频率200MHz、400MHz以及600MHz处，谐波的信号的振幅变为零。如上文所描述的，第4谐波在输出端子332处整合，信号在频率800MHz处的振幅具有如通过虚双点线表示的尖峰。此类尖峰也在频率1.6GHz处显现于第8谐波中(阶数4乘以2)。
在n＝6处，脉宽调制的基波以及第2至第5谐波在输出端子332处被消除。因而，在从200MHz至1GHz的范围内每200MHz频率处，谐波的信号的振幅变为零。由于第6谐波在输出端子332处整合，因此信号在频率1.2GHz处的振幅具有如通过虚点线表示的尖峰。
在n＝8处，脉宽调制的基波以及第2至第7谐波在输出端子332处被消除。因而，在从200MHz至1.4GHz的范围内每200MHz频率处，谐波的信号的振幅变为零。由于第8谐波在输出端子332处整合，因此信号在频率1.6GHz处的振幅具有如通过实线表示的尖峰。
在n＝16处，脉宽调制的基波以及第2至第15谐波在输出端子332处被消除。因而，在从200MHz至3GHz的范围内的频率处，谐波的信号的振幅变为零。在图5中示出的频率范围处无尖峰将显现于信号振幅中。
如上文所描述的，利用8或以上的数目个放大级，以从200MHz至1.4GHz的范围内的频率的谐波被消除，由此实际上实现谐波的消除。
如上文已描述的，根据第一实施例，n数目的晶体管的栅极相应地设置在n-1数目个线圈的连接节点处，其构成PWM信号穿过的连接电路以及连接电路的输入端子和输出端子。第三线圈相应地提供在晶体管的漏极与第二线圈的另一端之间，该第二线圈的一端连接至电源Vdd。
因而，由于穿过连接电路的PWM信号，以脉宽调制的调制循环的1/n的时间间隔顺次切换晶体管，并且在相应晶体管处放大的具有实质均匀振幅的PWM信号在第二线圈的另一端处进行整合。因此，当关于脉宽调制的基波和第(n-1)或更小谐波，以-2kπ/8的相位差(k为1至n-1的整数)通过复平面上的信号点呈现晶体管的漏极处的信号的振幅和相位时，信号点相对于原点以均匀间隔驻留在同心圆上。因此，PWM信号的基波在其整合时被消除。即，可通过整合PWM信号替代引起大损耗的传输信道或滤波来消除脉宽调制的基波和谐波。
在多个开关元件处放大的PWM信号以低损耗进行组合，并且可以解调包络信号，即，调制信号。
当通过复平面上的信号点表示晶体管的漏极处的PWM信号的第M谐波的振幅和相位时，信号点的相位差(-2Mπ/n)是基波的信号点的相位差(-2π/n)的“M”倍。即，所有信号点首先在第n谐波处的一个点处重叠(M＝n)。
在n＝8处，关于至少第2至第7谐波，与晶体管的漏极相对应的信号点并不在复平面上重叠，这实现了信号的实际消除。
比较器对包络信号(即，输入至EER放大器的调制信号)执行脉宽调制，并且利用通过脉宽调制获得的PWM信号来切换晶体管以合成要解调的包络信号。
因而，在多个晶体管处放大的PWM信号以低损耗进行组合，并且能够对调制信号进行解调的开关电路可应用至包络信号放大器。
现在将在下文中描述上述开关电路33和晶体管M0的操作和效果。
手机的调制信号的频率变化。如果开关电路33并没有设置有晶体管M0以及驱动电路333，则以下情形发生。当手机的调制信号的频率降低时，输出端子332处的输出电压可变得非常接近电源Vdd。
更具体而言，如果手机的调制信号的频率低，这通过图2A中振幅调制的频率为低的P1指示，即，如果通过调制信号的包络检测获得的包络信号的频率低，此情形通过图2C中的P1指示，则占空比对于通过对包络信号执行脉宽调制获得的PWM信号为恒定的状态继续，该状态由图2E中的P2来指示。
图6图示在手机的调制信号的频率进一步降低的情况下的包络信号的波形C，以及在开关电路33中的输出端子332处的输出电压的波形F。图6中的波形C证明，当手机的调制信号的频率进一步降低(即，当包络信号的频率进一步降低)并且占空比对于PWM信号恒定的状态继续长时间段时，线圈L2磁性饱和。因此，开关电路33中的输出端子332处的输出电压变得极接近电源Vdd，如图6中的波形F所示出的。图6中波形F的时间常数“τ”表示直至线圈L2磁性饱和的时间。
根据第一实施例的开关电路33包括级联连接至线圈L2的晶体管M0，并且晶体管M0在线圈L2的磁性饱和之前被关断。图7图示包络信号的波形C、在开关电路33的输出端子332处的输出电压的波形F，以及驱动信号在晶体管M0处的波形H。图7中的波形H证明，例如当以高于线圈L2磁性饱和时的时间常数τ的倒数的频率驱动晶体管M0时，即，当晶体管M0在晶体管M0的磁性饱和之前被关断时，穿过线圈L2的电流受到限制以抑制线圈L2的磁通量饱和。结果，即使手机的调制信号的频率降低，并且PWM信号中的占空比恒定长时间，开关电路33的输出端子332处的输出电压仍将不靠近电源Vdd。
本发明不限于第一实施例，而是各种修改是可行的。在第一实施例中，晶体管M0安置在电源Vdd与线圈L2之间，即，晶体管M0以级联连接而连接至线圈L2的所述一端。如图8所示，晶体管M0可以级联连接而连接至线圈L2的另一端。在此情况下，可相对于源极电压来确定晶体管M0的栅极电压。
尽管第一实施例中的晶体管M0是类似于晶体管M1至Mn的n型晶体管，但如图9所示，晶体管M0可为p型晶体管。在p型晶体管M0情况下，参考可易于进行控制的电源Vdd来确定栅极电压。
尽管在第一实施例中晶体管M0是电场效应晶体管，但可采用诸如双极晶体管或绝缘栅极双极晶体管(IGBT)的各种开关元件。
根据第一实施例，电源电压是正电压Vdd，但负电压Vss也可应用至本发明。而且在此情况下，晶体管M0可以是不同于P型晶体管M1至Mn的N型晶体管。换言之，晶体管M0可具有与晶体管的第一传导类型不同的第二传导类型。第二传导类型晶体管也显现上述效果。
根据第一实施例，如图9所示，二极管可并行地连接至线圈L2。具体而言，二极管的阴极在电源Vdd附近连接至线圈L2的一端，并且阳极连接至线圈L2的另一端。以此方式，晶体管M0以及晶体管M1至Mn被关断，这抑制当电流停止穿过线圈L2时引发的线圈L2的反电动势。
根据第一实施例，如图10所示，二极管可安置在线圈L2的接近电源Vdd的一端与接地电位之间。更具体而言，二极管的阴极(或阳极)连接至线圈L2的接近电源Vdd的一端，并且线圈L2的阳极(或阴极)连接至接地电位。在此情况下，即使晶体管M0被关断，电流仍供应至线圈L2。
第二实施例
第一实施例的开关电路33可包括电路板上的离散电子元件。然而，根据本发明的第二实施例，开关电路以集成电路(IC)的形式安置于半导体基板上。
图11是根据本发明的第二实施例的开关电路33a的示意性平面图。开关电路33a安置在是单体集成电路的半导体基板上。开关电路33a包括线圈L2、漏极D1至D16、16个晶体管M1至M16，以及源极S1至S16。线圈L2的一端电连接至电源Vdd。导电图案，即，连接器，安置在线圈L2的另一端与漏极D1至D16之间以连接漏极D1至D16。相应晶体管M1至M16的源极S1至S16连接至由图11中的斜线来部分指示的接地电位。线圈L2的另一端连接至开关电路33a的输出端子332。
晶体管M1至M16及其栅极G1至G16相应地连接至串联连接的十五个线圈L1的两端以及连接点。十五个线圈L1与栅极G1至G16的杂散电容Cgs(未示出)构成连接电路。连接电路的一端及另一端相应地经由由线圈L1a以及终端电阻Rs构成的串联电路而相应地连接至输入端子331的一端以及电容器C1的一端。电容器C1的另一端连接至接地电位。电容器C1阻断栅极G1至G16的DC偏置电压。
线圈L2、线圈1、线圈L1a、终端电阻Rs以及电容器C1构成导电图案。连接线圈L2的另一端与漏极D1至D16的导电图案(连接器)具有寄生电感，并且被提供而替代根据第一实施例的开关电路33的线圈L3。具体而言，根据第二实施例，导电图案的前述寄生电感以及从晶体管M1至M16的半导体芯片至漏极D1至D16的配线的电感用作第一实施例的线圈L3。
开关电路33a进一步包括晶体管M0，该晶体管M0在其间串联地连接于电源Vdd以及线圈L2。晶体管M0的漏极D0连接至电源Vdd，并且源极S0连接至线圈L2的所述一端。晶体管M0的栅极G0连接至驱动电路333的输出端。尽管在图11中未图示驱动电路333，但驱动电路333可安置在同一半导体基板上或分离半导体基板上。
根据具有上述配置的开关电路33a，在从输入端子331提供至终端电阻Rs的PWM信号穿过包括十五个线圈L1的连接电路时，顺次切换晶体管M1至M16。如在第一实施例的开关电路33中一样，在晶体管M1至M16处放大并且从漏极D1至D16输出的PWM信号在线圈L2处整合，由此脉宽调制的基波以及谐波在输出端子332处被消除。
晶体管M0在线圈L2的磁通量饱和之前被关断，并且因此穿过线圈L2的电流受到限制，由此抑制圈L2的磁通量饱和。因此，类似于第一实施例的开关电路33，即使例如手机的调制信号的频率降低，并且因此PWM信号的占空比继续恒定长时间，输出电压也不靠近电源Vdd。
由于第二实施例的开关电路33a安置在单体集成电路上，因此电路是紧凑的。因此，相较于离散元件安置在由绝缘材料构成的电路板上的配置，开关电路33a显现优选的频率特性。与第一实施例相同的部件由相同参考数字来指示，并且此处省略详细描述。
根据本发明的第二实施例，替代第一实施例的第三线圈，连接部件安置在晶体管的漏极与线圈L2的另一端之间。因而，连接部件的寄生电感用作第一实施例的第三线圈。
安置在是单体集成电路的半导体基板上，第二实施例的开关电路是紧凑的，由此显现优选的高频特性。
第三实施例
根据本发明的第三实施例，高电压阻抗高功率垂直MOSFET安置在半导体基板上，而在第二实施例中横向MOSFET安置在半导体基板上。
图12A是根据本发明的第三实施例的开关电路33b的正面的示意性平面图。图12B是根据本发明的第三实施例的开关电路33b的背面的示意性平面图。开关电路33b安置在单体集成电路的半导体基板上。是MOSFET的垂直晶体管M1至M8在开关电路33b中安置成圆。晶体管M1至M8的源极S1至S8与栅极G1至G8相应地安置在半导体基板的正面上，而漏极D1至D8安置在半导体基板的反面上。
晶体管M1至M8的源极S1至S8连接至圆形导电图案，该圆形导电图案进而连接至接地电位。晶体管M1至M8的栅极G1至G8连接至七个线圈L1的两端以及连接点。七个线圈L1安置成圆并串联连接。七个线圈L1、栅极G1至G8以及杂散电容Cgs(未示出)构成连接电路。连接电路的一端和另一端经由由线圈L1a和终端电阻Rs构成的串联电路相应地连接至输入端子331和电容器C1。电容器C1的另一端连接至接地电位。
开关电路33b包括具有一端和另一端的线圈L2。线圈L2的一端连接至电源Vdd，并且线圈L2的另一端连接至一点，该点以距半导体基板的背面的点等同的距离连接至晶体管M1至M8的漏极D1至D8。线圈L2的另一端充当开关电路33b的输出端子332。前述导电图案(连接器)具有寄生电感，并且替代第一实施例的开关电路33的线圈L3而提供。
开关电路33b进一步包括晶体管M0，该晶体管M0串联地连接在电源Vdd与线圈L2之间。晶体管M0的源极S0和栅极G0安置在半导体基板的正面上，而漏极D0安置在背面上。晶体管M0的漏极D0连接至电源Vdd。安置在半导体基板的正面上的源极S0经由例如背面上的通孔连接至线圈L2的所述一端。栅极G0连接至驱动电路333的输出端。在图12中未图示驱动电路333。驱动电路333可安置在同一半导体基板上或分离半导体基板上。
根据具有上述配置的开关电路33b，在从输入端子331提供至终端电阻Rs的PWM信号穿过包括七个线圈L1的连接电路时，顺次切换晶体管M1至M8。如在第一实施例的开关电路33中一样，在晶体管M1至M8处放大并且从漏极D1至D8输出的PWM信号在线圈L2处整合，由此脉宽调制的基波和谐波在输出端子332处被消除。
晶体管M0在线圈L2的磁通量饱和之前被关断，并且因此穿过线圈L2的电流受到限制，由此抑制圈L2的磁通量饱和。因此，类似于第一实施例，即使例如手机的调制信号的频率降低，并且因此PWM信号的恒定占空比维持长时间，但输出信号也并不靠近电源Vdd。
根据开关电路33b，在单体集成电路中，源极S1至S8与栅极G1至G8安置在半导体基板的正面上，并且漏极D1至D8安置在半导体基板的背面上，这增强了配线的设计灵活性。如图12所示，晶体管M1至M8安置成圆，这使得导电图案(配线部件)的长度均匀并且因此寄生电感为均匀的，所述导电图案在特定点处相应地连接至漏极D1至D8。因而，从漏极D1至D8输出的PWM信号以平衡方式整合。同相同参考数字来指示与第一实施例以及第二实施例相同的部件，并且此处省略详细描述。
如上文已描述的，由于第三实施例的晶体管由垂直MOSFET构成，因此开关电路具有高电压阻抗、高功率容量以及“通”状态下的低电阻，从而导致损耗减小。
根据第三实施例，由于漏极电极安置在单体集成电路的一侧上，并且源极电极与栅极电极设置在单体集成电路的另一侧上，因此从晶体管的漏极电极至线圈L2的另一端的配线的长度均匀。因此，在晶体管处放大的PWM信号在线圈L2的另一端处以平衡方式进行整合。
工业实用性
本发明适用于组合以低损耗通过多个开关元件放大的PWM信号并且解调调制信号的用途。
附图标记列表
2              检测器
3              包络信号放大器
33、33a、33b   开关电路
333            驱动电路
L1             线圈(第一电感元件)
L2             线圈(第二电感元件)
L3             线圈(第三电感元件)
Rs          终端电阻
M1、M2、…、Mn  金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)
D1、D2、…、Dn  漏极(开关元件的一端)
G1、G2、…、Gn  栅极(开关元件的控制端子)
M0  金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)(辅助开关元件)
D  二极管
Vdd  电源(直流电源)

Claims (9)

1.一种开关电路，包括：
连接电路级联连接控制端子，所述连接电路级联连接控制端子用于经由n-1数目的第一电感元件来相应地控制n数目的开关元件的切换，n为等于或大于2的整数；以及
第三电感元件，所述第三电感元件相应地连接在所述开关元件中每一个的一端与第二电感元件的另一端之间，所述第二电感元件的一端电连接至DC电源；其中
利用输入至所述连接电路的输入端子的脉宽调制(PWM)信号，顺次地切换所述n数目的开关元件，以及
所述开关电路进一步包括辅助开关元件，所述辅助开关元件以级联连接插入在所述第二电感元件的所述一端或所述另一端。
2.根据权利要求1所述的开关电路，其中，以高于使所述第二电感元件磁性饱和的时间常数的倒数的频率来驱动所述辅助开关元件。
3.根据权利要求2所述的开关电路，进一步包括驱动电路，所述驱动电路用于通过降低所述PWM信号的频率来生成驱动信号，所述驱动信号驱动所述辅助开关元件。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的开关电路，其中所述n数目的开关元件中的每一个包括第一传导性类型的第一晶体管，并且所述辅助开关元件包括第二传导性类型的第二晶体管，所述第二传导性类型不同于所述第一传导性类型。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的开关电路，进一步包括连接器，所述连接器替代所述第三电感元件，将所述开关元件的所述一端电连接至所述第二电感元件的所述另一端。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的开关电路，其中n为等于或大于8的整数。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的开关电路，其中所述开关元件、所述第一电感元件、所述第二电感元件以及所述第三电感元件形成在单体集成电路的半导体基板上。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的开关电路，其中所述开关元件包括垂直金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
9.一种包络信号放大器，包括：
调制电路，所述调制电路对模拟信号进行脉宽调制；以及
如在权利要求1至8中任一项所述的开关电路，
其中，利用脉宽调制(PWM)信号来切换所述开关电路，通过对所述调制电路中的调制信号的包络信号分量的脉宽调制，来获得所述脉宽调制(PWM)信号。
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