CN109428561A - 功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够使高次谐波在宽频段衰减的功率放大电路。功率放大电路具备：功率放大器，将输入信号放大，并从输出端子输出放大信号；第一滤波器电路，具有使放大信号的N倍波衰减的频率特性，其中，N为2以上的整数；以及第二滤波器电路，具有使放大信号的N倍波衰减的频率特性，第一滤波器电路包含串联连接在输出端子与接地之间的第一电容器以及第一电感器，第二滤波器电路包含串联连接在输出端子与接地之间的第二电容器以及第二电感器。

Description

功率放大电路
技术领域
本发明涉及功率放大电路。
背景技术
在便携式电话等移动体通信机中，一般搭载有使用了晶体管的功率放大电路。已知，在这样的功率放大电路中，通过使被放大了的发送信号包含的高次谐波分量衰减，从而发送信号的线性提高。
例如，在专利文献1公开了如下结构，即，在放大器的输出侧设置了使发送信号的二倍波、三倍波、四倍波等高次谐波分量与接地短路的多个高次谐波终端电路。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2013/0029619号说明书
发明内容
发明要解决的课题
作为这样的高次谐波终端电路的一个具体例，有如下的滤波器电路，即，具有在应衰减的高次谐波的频率处成为低阻抗那样的频率特性。然而，近年来，因为便携式电话等中的传输容量的增加，所以例如像在CA(Carrier Aggregation，载波聚合)技术中看到的那样，所使用的频带的数目越来越增加。因此，应衰减的高次谐波的频段也变宽，若利用专利文献1所示的结构，则衰减的高次谐波的频段有可能变得不充分。
本发明是鉴于这样的情形而完成的，其目的在于，提供一种能够使高次谐波在宽频段衰减的功率放大电路。
用于解决课题的技术方案
为了达成这样的目的，本发明的一个侧面涉及的功率放大电路具备：功率放大器，将输入信号放大，并从输出端子输出放大信号；第一滤波器电路，具有使放大信号的N倍波(N为2以上的整数)衰减的频率特性；以及第二滤波器电路，具有使放大信号的N倍波衰减的频率特性，第一滤波器电路包含串联连接在输出端子与接地之间的第一电容器以及第一电感器，第二滤波器电路包含串联连接在输出端子与接地之间的第二电容器以及第二电感器。
发明效果
根据本发明，能够提供一种能够使高次谐波在宽频段衰减的功率放大电路。
附图说明
图1是本发明的第一实施方式涉及的功率放大电路的电路图。
图2是示出结构例B涉及的滤波器电路HT1、HT2的频率特性的仿真结果的图。
图3是示出结构例C涉及的滤波器电路HT1、HT2的频率特性的仿真结果的图。
图4是示出结构例B以及比较例中的晶体管Q2的集电极的负载阻抗的轨迹的史密斯圆图。
图5是示出结构例A、结构例B以及比较例中的ACLR特性的仿真结果的曲线图。
图6是示出结构例A以及结构例B中的基波附近的频率特性的仿真结果的图。
图7是示出结构例A以及结构例B中的功率附加效率的仿真结果的一个例子的曲线图。
图8是本发明的第二实施方式涉及的功率放大电路的电路图。
图9是示出功率放大电路100B中的晶体管Q2的集电极的负载阻抗的轨迹的史密斯圆图。
图10是本发明的第三实施方式涉及的功率放大电路的电路图。
图11是示出功率放大电路100C以及比较例中的频率特性的仿真结果的图。
图12是示出形成了本发明的第一实施方式涉及的功率放大电路的半导体芯片中的各构成要素的配置例的图。
图13是示出形成了本发明的第一实施方式涉及的功率放大电路的半导体芯片中的各构成要素的另一个配置例的图。
附图标记说明
100A～100C：功率放大电路，10～12：匹配电路，20～22、25、L1～Lm：电感器，23、24、C1～Cm：电容器，30：低通滤波器电路，31：高通滤波器电路，1000A、1000B：半导体芯片，1100：偏置电路，Q1、Q2：晶体管，HT1～HTm：滤波器电路，S1～S4：边，CL：中心线，B1～B10：凸块。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，对同一要素标注同一附图标记，并省略重复的说明。
图1是本发明的第一实施方式涉及的功率放大电路的电路图。图1所示的功率放大电路100A是对作为无线频率(RF：Radio Frequency)信号的输入信号进行放大并输出放大信号的电路。功率放大电路100A例如对多个频带的发送信号进行放大。以下，关于功率放大电路100A，作为对3G(第三代移动通信系统)的低频波段包含的各波段(例如，Band5、Band6、Band 8、Band 12～14、Band 17～20、Band 26～28、Band 44、Band 68等)的发送信号进行放大的功率放大电路而进行说明。在该情况下，低频波段包含的多个频带中的最低的频带为Band 12(发送频段：699MHz～716MHz)，最高的频带为Band 8(发送频段：880MHz～915MHz)。因此，低频波段的发送频率的下限值为Band 12的下限值(699MHz)，上限值成为Band 8的上限值(915MHz)。另外，功率放大电路100A放大的发送信号的频带不限于低频波段，也可以是超低频波段、中频波段、高频波段或极高频波段等其它频带。此外，发送信号的通信标准不限于3G，也可以是2G(第二代移动通信系统)、4G(第四代移动通信系统)或5G(第五代移动通信系统)等其它通信标准。
图1所示的功率放大电路100A例如具备晶体管Q1、Q2、匹配电路10～12、滤波器电路HT1、HT2以及电感器20、21。
晶体管Q1、Q2分别进行RF信号的放大。在本实施方式中，晶体管Q1、Q2是异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)等双极晶体管。另外，晶体管例如也可以是场效应晶体管(MOSFET：Metal-oxide-semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等其它晶体管。
晶体管Q1构成初级(驱动级)的功率放大器，晶体管Q2构成后级(功率级)的功率放大器。具体地，在晶体管Q1中，在基极经由匹配电路10被供给输入信号RFin，在集电极经由电感器20被供给电源电压Vcc，发射极接地。晶体管Q1将输入信号RFin放大，并从集电极输出放大信号RFout1。在晶体管Q2中，在基极经由匹配电路11被供给放大信号RFout1，在集电极经由电感器21被供给电源电压Vcc，发射极接地。晶体管Q2将放大信号RFout1进一步放大，并从集电极(输出端子)输出放大信号RFout2。另外，虽然省略了图示，但是在晶体管Q1、Q2的基极分别从偏置电路被供给偏置电流或电压。此外，虽然在本实施方式中示出了功率放大器的级数为两级的例子，但是放大器的级数不限于两级，也可以是一级，也可以是三级以上。
匹配电路(MN；Matching Network)10～12分别设置在晶体管Q1、Q2的前后。匹配电路10～12例如使用电容器、电感器构成，使电路间的阻抗匹配。
电感器20、21是抑制RF信号的向电源侧的漏出的扼流电感器。另外，关于电感器20、21，虽然为了进行说明而使用了电感元件的符号，但是也可以由具有电感分量的其它要素构成。所谓具有电感分量的其它要素，例如是通过引线接合形成的接合引线等。关于后述的电感器L1、L2，也是同样的。
滤波器电路HT1(第一滤波器电路)、HT2(第二滤波器电路)分别是具有使从晶体管Q2的集电极输出的放大信号RFout2包含的高次谐波分量衰减的频率特性的电路。具体地，滤波器电路HT1包含串联连接在晶体管Q2的输出端子与接地之间的电容器C1(第一电容器)以及电感器L1(第一电感器)。同样地，滤波器电路HT2包含串联连接在晶体管Q2的输出端子与接地之间的电容器C2(第二电容器)以及电感器L2(第二电感器)。
电容器C1的一端与晶体管Q2的集电极连接，另一端经由电感器L1接地。电感器L1的一端与电容器C1的另一端连接，另一端接地。由此，滤波器电路HT1成为具有由电容器C1的电容值C以及电感器L1的自感值L确定的谐振频率f01(＝1/2π√LC)(Hz)的串联谐振电路。因此，通过确定电容器C1以及电感器L1的常数，使得滤波器电路HT1的谐振频率f01与放大信号RFout2的N倍波(N为2以上的整数)的频率一致，从而滤波器电路HT1作为使N倍波分量与接地短路的高次谐波终端电路而发挥功能。另外，滤波器电路HT2与滤波器电路HT1是同样的，因此省略详细的说明。
虽然滤波器电路HT1、HT2均使N倍波(例如，均使二倍波)的高次谐波分量衰减，但是其频率特性可以完全相同，也可以不同。关于这一点，以下举出各种各样的结构例(结构例A～结构例C)而进行详细说明。另外，在以下的说明中，以滤波器电路HT1、HT2作为衰减对象的高次谐波均为二倍波的情况为例。另外，如上所述，因为低频波段的发送频段为699MHz～915MHz，所以二倍波的频段成为1.398GHz～1.830GHz。
结构例A是电容器C1和电容器C2的电容值相等且电感器L1和电感器L2的自感值也相等的结构。即，在结构例A中，滤波器电路HT1、HT2的频率特性相同，因此谐振频率也相等。像这样，通过具备频率特性相等的两个滤波器电路HT1、HT2，从而与仅具备一个同样的滤波器电路的结构相比，能够使二倍波在宽频段衰减。此外，两个滤波器电路HT1、HT2成为并联连接，因此起因于电感器L1、L2的电阻分量大致减半。由此，与仅具备一个同样的滤波器电路的结构相比，能够使滤波器电路的二倍波中的阻抗进一步接近短路侧。
结构例B是如下结构，即，电容器C1的电容值小于电容器C2的电容值，电感器L1的自感值大于电感器L2的自感值，且滤波器电路HT1、HT2的谐振频率相等。在结构例B中，因为电感器L1的自感值大于电感器L2的自感值，所以滤波器电路HT1的Q值比滤波器电路HT2的Q值高。在此，在结构例A中，例如，若具备Q值比较高的两个滤波器电路，则被衰减的高次谐波的带宽有可能变得不充分。另一方面，例如，若具备Q值比较低的两个滤波器电路，则虽然高次谐波在宽频段衰减，但是有可能连基波的衰减量也增大。关于这一点，在结构例B中，通过具备Q值比较高的滤波器电路HT1和Q值比较低的滤波器电路HT2，从而能够在使高次谐波在宽频段衰减的同时抑制基波的损耗。
图2是示出结构例B涉及的滤波器电路HT1、HT2的频率特性的仿真结果的图。具体地，图2在仅具备滤波器电路HT1的结构、仅具备滤波器电路HT2的结构、以及具备滤波器电路HT1、HT2的双方的结构中示出晶体管Q2的输出的S参数S21的仿真结果。在图2所示的曲线图中，纵轴表示S参数S21(dB)，横轴表示频率(GHz)。另外，在该曲线图中，滤波器电路HT1、HT2的谐振频率均被设计为，成为应衰减的二倍波的频段(1.398GHz～1.830GHz)中的中央附近的频率。
如图2所示，滤波器电路HT1的频率特性与滤波器电路HT2的频率特性相比，Q值高。另一方面，滤波器电路HT2的频率特性与滤波器电路HT1的频率特性相比为宽频段。这是因为，电感器L1的自感值大于电感器L2的自感值。像这样，可知，通过将特性不同的滤波器电路HT1、HT2进行组合，从而高次谐波在宽频段被衰减。
结构例C是如下结构，即，通过电容器C1、C2的电容值以及电感器L1、L2的自感值的调整，使滤波器电路HT1和滤波器电路HT2的谐振频率错开。通过具备谐振频率稍微不同的多个滤波器电路，从而能够进一步拓宽被衰减的频段。
图3是示出结构例C涉及的滤波器电路HT1、HT2的频率特性的仿真结果的图。具体地，图3在仅具备滤波器电路HT1的结构、仅具备滤波器电路HT2的结构、以及具备滤波器电路HT1、HT2的双方的结构中示出晶体管Q2的输出的S参数S21的仿真结果。在图3所示的曲线图中，纵轴表示S参数S21(dB)，横轴表示频率(GHz)。在本实施方式中，发送信号中的最低的频带(Band 12)的二倍波的频率的下限值(第一频率)fMIN为1.398GHz，最高的频带(Band 8)的二倍波的频率的上限值(第二频率)fMAX为1.830GHz。因此，它们的平均值(中心频率)fAVE为1.614GHz。在该仿真中，各滤波器电路HT1、HT2被设计为，滤波器电路HT1的谐振频率f01成为下限值与平均值之间(fMIN＜f01＜fAVE)，滤波器电路HT2的谐振频率f02成为平均值与上限值之间(fAVE＜f02＜fMAX)。
如图3所示，通过将谐振频率f01、f02不同的滤波器电路HT1、HT2进行组合，从而成为具备两个衰减量变得比附近大的极的频率特性。由此，可知在结构例C中，与具备谐振频率相等的两个滤波器电路的结构例A或结构例B相比，二倍波的下限值fMIN以及上限值fMAX附近的衰减量提高。
另外，在结构例C中，电感器L1、L2的自感值可以不同，也可以相等。
图4是示出结构例B以及比较例中的晶体管Q2的集电极的负载阻抗的轨迹的史密斯圆图。所谓比较例，是功率放大电路仅具备一个与滤波器电路HT1同样的滤波器电路的结构。图4所示的轨迹400是比较例中的轨迹，轨迹401是结构例B中的轨迹。另外，使信号的频率在二倍波的频段(1.398GHz～1.830GHz)的范围变化。
如图4所示，可知，结构例B的轨迹401与比较例的轨迹400相比，阻抗横跨二倍波的整个频段接近于短路侧(即，圆周侧)。这是因为，如上所述，通过两个滤波器电路HT1、HT2并联地连接，从而电阻分量被减半，阻抗的实部下降。
图5是示出结构例A、结构例B以及比较例中的ACLR特性的仿真结果的曲线图。所谓比较例，是功率放大电路仅具备一个与滤波器电路HT1同样的滤波器电路的结构。在图5所示的曲线图中，纵轴表示相邻信道泄漏功率比(ACLR：Adjacent Channel Leakage Ratio)特性(dBc)，横轴表示晶体管Q2的输出功率Pout(dBm)。
如图5所示，与比较例相比，在结构例A或结构例B中，ACLR特性均提高。具体地，例如，在输出功率Pout为29dBm的情况下，结构例A与比较例相比，ACLR低4dB左右。此外，若将结构例A和结构例B进行比较，则结构例B与结构例A相比，ACLR特性进一步低1dB左右。即，可知，通过具备两个滤波器电路HT1、HT2，从而如图2以及图3所示，二倍波在宽频段衰减，由此改善输出信号的失真。
图6是示出结构例A以及结构例B中的基波附近的频率特性的仿真结果的图。具体地，图6所示的曲线图示出合并了结构例A或结构例B中的滤波器电路HT1、HT2的情况下的基波附近的衰减量。在图6所示的曲线图中，纵轴表示S参数S21(dB)(即，插入损耗)，横轴表示频率(GHz)。另外，在图6中，用粗线示出相当于低频波段的发送信号的频段(699MHz～915MHz)的范围。此外，该仿真计算了将图1所示的匹配电路12也包含在内的插入损耗。
如图6所示，结构例B与比结构例A相比，插入损耗有所改善。这是因为，通过提高两个滤波器电路HT1、HT2中的一个滤波器电路的Q值，从而合并了两个滤波器电路HT1、HT2的结构的Q值提高。
图7是示出结构例A以及结构例B中的功率附加效率的仿真结果的一个例子的曲线图。在图7所示的曲线图中，横轴表示输出功率(dBm)，纵轴表示功率附加效率(PAE：PowerAdded Efficiency)(％)。
如图7所示，与结构例A相比，在结构例B中，PAE提高了1～2％左右。这起因于，如图6所示，在结构例B中，Q值高，由此基波的频段中的插入损耗改善。
根据上述的结果，关于功率放大电路100A，无论是结构例A～结构例C中的哪一个，与仅具备一个滤波器电路的结构相比，均能够使二倍波在宽频段衰减。此外，因为起因于电感器L1、L2的电阻分量大致减半，所以能够使滤波器电路的二倍波中的阻抗进一步接近短路侧。由此，根据结构例A～结构例C，能够改善输出信号的失真。此外，根据结构例B，与具备特性相等的两个滤波器电路的结构例A相比，能够在使高次谐波在宽频段衰减的同时抑制基波的损耗。由此，能够使功率附加效率提高。进而，根据结构例C，与具备谐振频率相等的两个滤波器电路的结构例A或结构例B相比，二倍波的下限值fMIN以及上限值fMAX附近的衰减量增大。
另外，虽然在图1中示出了在功率级的功率放大器连接了滤波器电路HT1、HT2的例子，但是连接滤波器电路HT1、HT2的功率放大器不限于功率级。例如，也可以在驱动级的功率放大器设置有同样的滤波器电路。
图8是本发明的第二实施方式涉及的功率放大电路的电路图。另外，对于与图1所示的功率放大电路100A相同的要素标注相同的附图标记，并省略说明。此外，在第二实施方式以后，省略对与第一实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，对于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。
图8所示的功率放大电路100B与功率放大电路100A相比，不同点在于，具备m个(m为3以上的整数)滤波器电路HT1～HTm。
m个滤波器电路HT1～HTm分别与滤波器电路HT1、HT2同样地，具备串联连接在晶体管Q2的集电极与接地之间的电容器C1～Cm以及电感器L1～Lm。此外，m个滤波器电路HT1～HTm分别具有使N倍波衰减的频率特性。像这样，使N倍波衰减的滤波器电路的个数不限于两个，也可以是三个以上。通过并联连接的滤波器电路的个数增加，从而电阻分量进一步降低，因此能够使滤波器电路HT1～HTm的阻抗进一步接近短路侧。另外，滤波器电路HT1～HTm各自的频率特性没有特别限定。例如，也可以对m个滤波器电路HT1～HTm各自应用上述的结构例A～结构例C中的任一者。
图9是示出功率放大电路100B中的晶体管Q2的集电极的负载阻抗的轨迹的史密斯圆图。具体地，图9所示的轨迹900～903分别示出具备了一个～四个与滤波器电路HT1同样的滤波器电路的情况下的各轨迹。使信号的频率在发送信号的二倍波的频段(1.398GHz～1.830GHz)的范围变化。
如图9所示，伴随着滤波器电路的个数的增加，阻抗接近短路侧(即，圆周侧)。根据该结果也可知，通过多个滤波器电路并联地连接，从而电阻分量降低。
图10是本发明的第三实施方式涉及的功率放大电路的电路图。另外，对与图1所示的功率放大电路100A相同的要素标注相同的附图标记，并省略说明。此外，在图10中，仅示出晶体管Q2以后的构成要素，对于前极的结构将省略图示。
图10所示的功率放大电路100C示出了图1所示的功率放大电路100A包含的匹配电路12的具体的结构。具体地，匹配电路12A例如包含低通滤波器电路30以及高通滤波器电路31。
低通滤波器电路30包含电感器22以及电容器23。电感器22串联连接在与晶体管Q2的集电极连接而使放大信号RFout2通过的信号线路。电容器23连接在电感器22的输出侧的一端与接地之间。低通滤波器电路30具有使放大信号RFout2包含的高次谐波分量衰减并使基波分量通过的频率特性。
高通滤波器电路31包含电容器24以及电感器25。电容器24串联连接在与晶体管Q2的集电极连接而使放大信号RFout2通过的信号线路。电感器25连接在电容器24的输出侧的一端与接地之间。高通滤波器电路31具有使放大信号RFout2包含的基波分量以及高次谐波分量通过的频率特性。
如图10所示，在匹配电路12A包含高通滤波器电路31的情况下，高次谐波分量通过该高通滤波器电路31，因此高次谐波分量的衰减有可能变得不充分。通过在这样的结构中应用两个滤波器电路HT1、HT2，从而使高次谐波在宽频段衰减的效果进一步提高。
另外，匹配电路12A的结构不限于此。例如，匹配电路12A也可以代替低通滤波器电路30以及高通滤波器电路31的组合，而由两个低通滤波器电路30的组合来构成。
图11是示出功率放大电路100C以及比较例中的频率特性的仿真结果的图。所谓该仿真中的比较例，是功率放大电路完全不具备与滤波器电路HT1同样的电路的结构。在图11所示的曲线图中，纵轴表示S参数S21(dB)，横轴表示频率(GHz)。
如图11所示，功率放大电路100C通过具备滤波器电路HT1、HT2，从而在使基波基本不损耗的情况下使二倍波大幅衰减。
图12是示出形成了本发明的第一实施方式涉及的功率放大电路的半导体芯片中的各构成要素的配置例的图。另外，关于图12所示的构成要素中的与图1所示的功率放大电路100A包含的构成要素对应的构成要素，为便于说明，使用与在图1中使用的附图标记同样的附图标记。
在图12所示的半导体芯片1000A，例如形成晶体管Q1、Q2、匹配电路10、11、偏置电路1100、电容器C1、C2。
半导体芯片1000A是具有与由相互交叉(在图12中为正交)的X轴以及Y轴规定的平面平行的矩形的主面的芯片。该主面具有与Y轴(第一方向)平行的边S1(第一边)、S2(第二边)和与X轴(第二方向)平行的边S3、S4。在半导体芯片1000A形成HBT、其它元件等，例如，安装到模块基板(未图示)。
晶体管Q1、Q2分别通过如下方式来形成，即，例如，并联地连接多个作为构成晶体管的最小单位的指状物，并进行排列配置。
虽然在图1中省略了图示，但是偏置电路1100是对晶体管Q1、Q2各自的基极供给偏置电流或电压的电路。
滤波器电路HT1、HT2分别包含的电容器C1、C2例如由直接形成在半导体芯片1000A的芯片上的电容器构成。电容器C1、C2在半导体芯片1000A的主面的俯视下将该半导体芯片1000A的沿着Y轴方向的中心线CL作为基准而在X轴方向上对称地配置。此外，在本实施方式中，电容器C1与X轴负方向侧的边S1相邻地配置，电容器C2与X轴正方向侧的边S2相邻地配置。此外，电容器C1、C2均与平行于X轴的边S3相邻地配置。像这样，通过电容器C1、C2将中心线CL作为基准而对称地配置，从而可抑制热向构成晶体管Q2的多个指状物中的电容器C1、C2附近的指状物的集中，可防止晶体管的击穿。
此外，在本实施方式中，滤波器电路HT1、HT2分别包含的电感器L1、L2例如由半导体芯片1000A被安装到模块基板(未图示)时的接合引线构成。例如，构成电感器L1、L2的接合引线分别从电容器C1、C2引出，使得朝向半导体芯片1000A的外侧与Y轴大致平行。如图12所示，通过电容器C1、C2隔着中心线CL配置在两端侧，从而确保电感器L1与电感器L2之间的距离。由此，能够抑制由电感器L1和电感器L2的耦合造成的电感的偏差。另外，接合引线也可以代替被引出为与Y轴大致平行而被引出为例如与X轴大致平行。
在电感器L1的另一端以及电感器L2的另一端分别被供给接地电位。在此，供给到电感器L1的另一端的接地电位和供给到电感器L2的另一端的接地电位可以分别经由不同的电极被供给。例如，电感器L1的另一端以及电感器L2的另一端可以分别与设置在安装半导体芯片1000A的模块基板的下层的不同的接地电极电连接。由此，能够抑制从其它构成要素受到的寄生分量的影响。另外，图12中的滤波器电路HT1、HT2的接地电位的符号的不同，示意性地示出这些接地电位经由不同的电极被供给。
图13是示出形成了本发明的第一实施方式涉及的功率放大电路的半导体芯片中的各构成要素的另一个配置例的图。图13所示的半导体芯片1000B是代替接合引线而通过凸块构造安装于模块基板(未图示)的情况下的结构例。具体地，半导体芯片1000B与图12所示的半导体芯片1000A相比还具备凸块B1～B10。
凸块B1、B2是分别将电容器C1、C2与半导体芯片1000B的外部电连接的凸块。具体地，凸块B1配置为，在半导体芯片1000B的角部与电容器C1相邻。电容器C1经由凸块B1与形成在模块基板的电感器L1电连接。凸块B2配置为在半导体芯片1000B的另一个角部与电容器C2相邻。电容器C2经由凸块B2与形成在模块基板的电感器L2电连接。
凸块B3配置在晶体管Q2与边S3之间。凸块B3例如是连接构成晶体管Q2的各指状物的集电极的凸块。由此，从凸块B3输出放大信号RFout2。另外，凸块B4～B10没有特别限定，例如作为电源电压、输入信号、或接地电位等的供给用的端子而发挥功能。
电感器L1、L2例如由形成在模块基板(未图示)的布线、SMD(SurfaceMountDevice，表面安装器件)等构成。另外，与半导体芯片1000A同样地，供给到电感器L1的另一端的接地电位和供给到电感器L2的另一端的接地电位也可以分别经由不同的电极被供给。
像这样，在半导体芯片1000B中，与半导体芯片1000A同样地，通过滤波器电路HT1、HT2将中心线CL作为基准而对称地配置，从而热对构成晶体管Q2的多个指状物的影响变得均匀。
另外，凸块B1～B10没有特别限定，例如，可以是Cu柱凸块，或者也可以是焊料凸块等。
此外，半导体芯片1000A、1000B中的晶体管Q1、Q2、偏置电路1100以及匹配电路10、11的配置是例示，并不限定于此。
此外，在半导体芯片1000A、1000B中，供给到电感器L1的另一端以及电感器L2的另一端的接地电位也可以分别经由相同的电极被供给。
以上，对本发明的例示性的实施方式进行了说明。功率放大电路100A～100C具备将输入信号(放大信号RFout1)放大并输出放大信号RFout2的晶体管Q2和具有使放大信号RFout2的N倍波(N为2以上的整数)衰减的频率特性的滤波器电路HT1、HT2，滤波器电路HT1包含串联连接在晶体管Q2的集电极与接地之间的电容器C1以及电感器L1，滤波器电路HT2包含串联连接在晶体管Q2的集电极与接地之间的电容器C2以及电感器L2。由此，与只具备一个同样的滤波器电路的结构相比，能够使N倍波在宽频段衰减。此外，因为滤波器电路HT1、HT2并联连接，所以电阻分量大致减半。因此，能够使滤波器电路的阻抗接近短路侧，能够改善输出信号的失真。
此外，在功率放大电路100A～100C中，电感器L1的自感值可以大于电感器L2的自感值。由此，与具备特性相等的两个滤波器电路的结构相比，能够在使高次谐波在宽频段衰减的同时抑制基波的损耗。因此，能够使功率附加效率提高。
此外，在功率放大电路100A～100C中，滤波器电路HT1和滤波器电路HT2的谐振频率可以不同。特别是，滤波器电路HT1的谐振频率f01可以为N倍波的频段的下限值fMIN与平均值fAVE之间，滤波器电路HT2的谐振频率f02可以为N倍波的频段的平均值fAVE与上限值fMAx之间。由此，与具备谐振频率相等的两个滤波器电路的结构相比，下限值fMIN以及上限值fMAX附近的衰减量提高。
此外，在功率放大电路100A～100C中，滤波器电路HT1和滤波器电路HT2的谐振频率可以相等。
此外，功率放大电路100C具备高通滤波器电路31。通过对高次谐波分量的衰减可能变得不充分的结构应用滤波器电路HT1、HT2，从而使高次谐波在宽频段衰减的效果进一步提高。
此外，在形成功率放大电路100A～100C的半导体芯片1000A、1000B的主面的俯视下，电容器C1、C2分别将中心线CL作为基准而在X轴方向上对称地配置。由此，可抑制热向构成晶体管Q2的多个指状物中的、电容器C1、C2附近的指状物的集中，可防止晶体管的击穿。
此外，在形成功率放大电路100A～100C的半导体芯片1000A、1000B的主面的俯视下，电容器C1、C2分别与半导体芯片的两端的边S1、S2相邻地配置。由此，确保电感器L1与电感器L2之间的距离。因此，能够抑制由电感器L1与电感器L2的耦合造成的电感的偏差。
此外，在功率放大电路100A～100C中，在滤波器电路HT1中的电感器L1的一端以及滤波器电路HT2中的电感器L2的一端，可以经由不同的电极被供给接地电位。由此，能够抑制从其它构成要素受到的寄生分量的影响。
以上说明的各实施方式用于使本发明容易理解，并不用于对本发明进行限定解释。本发明能够在不脱离其主旨的情况下进行变更或改良，并且本发明还包含其等价物。即，本领域技术人员对各实施方式施加了适当的设计变更的实施方式，只要具备本发明的特征，就包含于本发明的范围。例如，各实施方式具备的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等并不限定于例示的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等，能够适当地进行变更。此外，只要在技术上可行，各实施方式具备的各要素就能够进行组合，将它们进行了组合的实施方式，只要包含本发明的特征，就包含于本发明的范围。

Claims (9)

1.一种功率放大电路，具备：
功率放大器，将输入信号放大，并从输出端子输出放大信号；
第一滤波器电路，具有使所述放大信号的N倍波衰减的频率特性，其中，N为2以上的整数；以及
第二滤波器电路，具有使所述放大信号的所述N倍波衰减的频率特性，
所述第一滤波器电路包含串联连接在所述输出端子与接地之间的第一电容器以及第一电感器，
所述第二滤波器电路包含串联连接在所述输出端子与接地之间的第二电容器以及第二电感器。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其中，
所述第一电感器的自感值大于所述第二电感器的自感值。
3.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述第一滤波器电路的谐振频率与所述第二滤波器电路的谐振频率不同。
4.根据权利要求3所述的功率放大电路，其中，
所述输入信号包含多个频带的发送信号，
将所述多个频带中的最低的频带的所述N倍波的频率的下限值设为第一频率，
将所述多个频带中的最高的频带的所述N倍波的频率的上限值设为第二频率，
将所述第一频率和所述第二频率的平均值设为中心频率，在该情况下，
所述第一滤波器电路的谐振频率在所述第一频率与所述中心频率之间，
所述第二滤波器电路的谐振频率在所述中心频率与所述第二频率之间。
5.根据权利要求1或2所述的功率放大电路，其中，
所述第一滤波器电路的谐振频率与所述第二滤波器电路的谐振频率大致相等。
6.根据权利要求1至5中的任一项所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路在所述输出端子的后级还具备高通滤波器电路。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的功率放大电路，其中，
所述功率放大电路还具备：芯片，具有与由相互交叉的第一方向以及第二方向规定的平面平行的主面，
所述第一电容器以及所述第二电容器分别在所述芯片的主面的俯视下，将所述芯片的在所述第一方向上延伸的中心线作为基准而在所述第二方向上对称地配置。
8.根据权利要求7所述的功率放大电路，其中，
所述芯片的主面是具有与所述第一方向平行的第一边以及第二边的矩形，
所述第一电容器以及所述第二电容器分别与所述第一边以及第二边相邻地配置。
9.根据权利要求1至8中的任一项所述的功率放大电路，其中，
供给到所述第一滤波器电路的接地电位和供给到所述第二滤波器电路的接地电位分别经由不同的电极被供给。
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