JPH06273191A - 変位検出装置 - Google Patents
変位検出装置Info
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- JPH06273191A JPH06273191A JP8402193A JP8402193A JPH06273191A JP H06273191 A JPH06273191 A JP H06273191A JP 8402193 A JP8402193 A JP 8402193A JP 8402193 A JP8402193 A JP 8402193A JP H06273191 A JPH06273191 A JP H06273191A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 脈流除去用の低域通過フィルタを不要とした
復調手段を用いて高速応答を可能とした変位検出装置を
提供することを目的とする。 【構成】 差動トランスまたは差動コイルを用いた変位
検出器１２と、この変位検出器に供給される正弦波をデ
ィジタルデータに基づいて発生する正弦波発生部１１
と、変位検出器１２の出力信号をリファレンス電圧とし
て使用して、前記正弦波の基となるディジタルデータを
アナログデータに変換するＤ／Ａ変換器１６と、このＤ
／Ａ変換器１６の出力から順次前記正弦波の１／８周期
ずつ遅延した８個の信号を得る遅延回路１７と、この遅
延回路１７により得られる８個の信号を加算する加算器
１８とを備えた。
復調手段を用いて高速応答を可能とした変位検出装置を
提供することを目的とする。 【構成】 差動トランスまたは差動コイルを用いた変位
検出器１２と、この変位検出器に供給される正弦波をデ
ィジタルデータに基づいて発生する正弦波発生部１１
と、変位検出器１２の出力信号をリファレンス電圧とし
て使用して、前記正弦波の基となるディジタルデータを
アナログデータに変換するＤ／Ａ変換器１６と、このＤ
／Ａ変換器１６の出力から順次前記正弦波の１／８周期
ずつ遅延した８個の信号を得る遅延回路１７と、この遅
延回路１７により得られる８個の信号を加算する加算器
１８とを備えた。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、差動トランスまたは差
動コイルを用いた変位検出装置に係り、特に復調回路に
Ｄ／Ａ変換器と遅延回路を用いて高速動作を可能とした
変位検出装置に関する。
動コイルを用いた変位検出装置に係り、特に復調回路に
Ｄ／Ａ変換器と遅延回路を用いて高速動作を可能とした
変位検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】物体の表面性状を検出するために触針を
物体表面に接触させ、その触針の変位を差動トランスで
検出する変位検出装置が知られている。触針の変位で差
動トランスのコアを変位させると、２組の二次コイルに
誘起される起電力には触針変位に対応した差が生じる。
この起電力の差から触針変位を検出するのがこの検出装
置の原理である。
物体表面に接触させ、その触針の変位を差動トランスで
検出する変位検出装置が知られている。触針の変位で差
動トランスのコアを変位させると、２組の二次コイルに
誘起される起電力には触針変位に対応した差が生じる。
この起電力の差から触針変位を検出するのがこの検出装
置の原理である。
【０００３】図８は、その様な変位検出装置の一例であ
る。差動トランスまたは差動コイル形式の変位検出器２
には、発振回路１により得られる互いに逆相の正弦波ｓ
ｉｎ（ωｔ），−ｓｉｎ（ωｔ）がその両端に供給され
る。検出器２の中点電圧は交流増幅器３で増幅される。
交流増幅器３の出力には、変位情報ｋにより振幅変調さ
れたｋ・ｓｉｎ（ωｔ）なる信号が得られる。この変位
情報ｋを抽出する復調回路として、同期整流回路４が用
いられている。同期整流回路４には、発振回路１から得
られる正弦波信号を波形整形回路５で整形した同期信号
が入力される。これにより、同期整流回路４からは直流
出力の変位情報ｋが得られる。同期整流回路４の出力に
は多くの脈流が含まれるため、これを除去すべく低域通
過フィルタ６が設けられている。
る。差動トランスまたは差動コイル形式の変位検出器２
には、発振回路１により得られる互いに逆相の正弦波ｓ
ｉｎ（ωｔ），−ｓｉｎ（ωｔ）がその両端に供給され
る。検出器２の中点電圧は交流増幅器３で増幅される。
交流増幅器３の出力には、変位情報ｋにより振幅変調さ
れたｋ・ｓｉｎ（ωｔ）なる信号が得られる。この変位
情報ｋを抽出する復調回路として、同期整流回路４が用
いられている。同期整流回路４には、発振回路１から得
られる正弦波信号を波形整形回路５で整形した同期信号
が入力される。これにより、同期整流回路４からは直流
出力の変位情報ｋが得られる。同期整流回路４の出力に
は多くの脈流が含まれるため、これを除去すべく低域通
過フィルタ６が設けられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図８の回路方式で直流
出力の脈流を効果的に除去するためには、低域通過フィ
ルタ６として、変位検出器２に供給される正弦波信号の
周波数より十分に低い（１／１００程度の）カットオフ
周波数を持つものが必要となる。しかし、この様にカッ
トオフ周波数が低い低域通過フィルタを用いると、最終
出力信号の応答がこの低域通過フィルタの時定数に依存
することになり、検出器２の応答速度を十分に活かすこ
とができない。例えば、数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの正弦
波を用いたとしても、低域通過フィルタ６の時定数のた
めに応答周波数は数１０Ｈｚ〜数１００Ｈｚにまで低減
してしまう。
出力の脈流を効果的に除去するためには、低域通過フィ
ルタ６として、変位検出器２に供給される正弦波信号の
周波数より十分に低い（１／１００程度の）カットオフ
周波数を持つものが必要となる。しかし、この様にカッ
トオフ周波数が低い低域通過フィルタを用いると、最終
出力信号の応答がこの低域通過フィルタの時定数に依存
することになり、検出器２の応答速度を十分に活かすこ
とができない。例えば、数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの正弦
波を用いたとしても、低域通過フィルタ６の時定数のた
めに応答周波数は数１０Ｈｚ〜数１００Ｈｚにまで低減
してしまう。
【０００５】本発明は上記した事情を考慮してなされた
もので、脈流除去用の低域通過フィルタを不要とした復
調手段を用いて高速応答を可能とした変位検出装置を提
供することを目的とする。
もので、脈流除去用の低域通過フィルタを不要とした復
調手段を用いて高速応答を可能とした変位検出装置を提
供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明に係る変位検出装
置は、機械的変位に対応して起電力を発生する差動トラ
ンスまたは差動コイルを用いた変位検出器と、この変位
検出器に供給される正弦波をディジタルデータに基づい
て発生する正弦波発生手段と、前記変位検出器の出力信
号をリファレンス電圧として使用して前記正弦波の基と
なるディジタルデータをアナログデータに変換するＤ／
Ａ変換器と、このＤ／Ａ変換器の出力から順次前記正弦
波の１／２n （ｎ≧３）周期ずつ遅延した２n 個の信号
を得る遅延手段と、この遅延手段により得られる２n 個
の信号を加算する加算器とを備えたことを特徴としてい
る。
置は、機械的変位に対応して起電力を発生する差動トラ
ンスまたは差動コイルを用いた変位検出器と、この変位
検出器に供給される正弦波をディジタルデータに基づい
て発生する正弦波発生手段と、前記変位検出器の出力信
号をリファレンス電圧として使用して前記正弦波の基と
なるディジタルデータをアナログデータに変換するＤ／
Ａ変換器と、このＤ／Ａ変換器の出力から順次前記正弦
波の１／２n （ｎ≧３）周期ずつ遅延した２n 個の信号
を得る遅延手段と、この遅延手段により得られる２n 個
の信号を加算する加算器とを備えたことを特徴としてい
る。
【０００７】
【作用】本発明による変位検出装置のＤ／Ａ変換器を用
いた復調の原理は次の通りである。Ｄ／Ａ変換器のデー
タ入力に変位検出器に供給される正弦波と同じ周期の正
弦波情報のディジタルデータを与え、リファレンス入力
に変位検出器からの出力信号を与えると、このＤ／Ａ変
換器からは、振幅に変位情報を含む正弦波の２乗の波形
が得られる。この正弦波の２乗の波形から、変位検出器
に加えられる正弦波の１／４周期分の遅延を持たせて余
弦波の２乗の波形を得て、これらの正弦波の２乗の波形
と余弦波の２乗の波形を加算すると、変位情報に対応す
る直流出力を得ることができる。
いた復調の原理は次の通りである。Ｄ／Ａ変換器のデー
タ入力に変位検出器に供給される正弦波と同じ周期の正
弦波情報のディジタルデータを与え、リファレンス入力
に変位検出器からの出力信号を与えると、このＤ／Ａ変
換器からは、振幅に変位情報を含む正弦波の２乗の波形
が得られる。この正弦波の２乗の波形から、変位検出器
に加えられる正弦波の１／４周期分の遅延を持たせて余
弦波の２乗の波形を得て、これらの正弦波の２乗の波形
と余弦波の２乗の波形を加算すると、変位情報に対応す
る直流出力を得ることができる。
【０００８】しかし実際には、変位検出器の出力はきれ
いな正弦波にはならず、高調波成分を含む。したがって
上に述べた復調では、最終的な直流出力に変位検出器に
与えた基本波とその整数倍の周波数の脈流が現れる。変
位検出器のコアが中点から大きく変位している場合に
は、変位検出器の出力の２次以降の高調波成分は小さ
く、あまり問題はない。しかし、コアが中点付近に位置
しているときには、２次以降の高調波分が無視できなく
なる。通常システムのゲインを上げるために２次以降の
高調波も増幅されるから、これにより遅延，加算後の直
流出力に脈流が残ってしまう。
いな正弦波にはならず、高調波成分を含む。したがって
上に述べた復調では、最終的な直流出力に変位検出器に
与えた基本波とその整数倍の周波数の脈流が現れる。変
位検出器のコアが中点から大きく変位している場合に
は、変位検出器の出力の２次以降の高調波成分は小さ
く、あまり問題はない。しかし、コアが中点付近に位置
しているときには、２次以降の高調波分が無視できなく
なる。通常システムのゲインを上げるために２次以降の
高調波も増幅されるから、これにより遅延，加算後の直
流出力に脈流が残ってしまう。
【０００９】そこで本発明では、Ｄ／Ａ変換器で正弦波
の２乗の波形を作った後に、遅延手段によって１／２n
（ｎ≧３）周期ずつ順次位相が遅延した２n 個の信号を
得て、これら２n 個の信号を加算して直流出力を得る。
具体的には例えば、１／８周期ずつ順次位相が遅延した
８個の信号を得て、これら８個の信号を加算して直流出
力を得る。この時遅延および加算の処理部分は、基本波
から７倍の周波数までをカットできるくし形フィルタと
なる。これにより、脈流を低減した直流出力を得ること
ができ、正確な変位計測が可能になる。また本発明で
は、従来のように出力端子に大きな時定数を持つフィル
タを設ける必要がなくなり、高速の変位検出が可能にな
る。
の２乗の波形を作った後に、遅延手段によって１／２n
（ｎ≧３）周期ずつ順次位相が遅延した２n 個の信号を
得て、これら２n 個の信号を加算して直流出力を得る。
具体的には例えば、１／８周期ずつ順次位相が遅延した
８個の信号を得て、これら８個の信号を加算して直流出
力を得る。この時遅延および加算の処理部分は、基本波
から７倍の周波数までをカットできるくし形フィルタと
なる。これにより、脈流を低減した直流出力を得ること
ができ、正確な変位計測が可能になる。また本発明で
は、従来のように出力端子に大きな時定数を持つフィル
タを設ける必要がなくなり、高速の変位検出が可能にな
る。
【００１０】
【実施例】以下、図面を参照しながら本発明の実施例を
説明する。図１は、本発明の一実施例に係る変位検出装
置の基本構成を示すブロック図である。正弦波発生部１
１は、互いに逆相の正弦波ｓｉｎ（ωｔ），−ｓｉｎ
（ωｔ）を発生するもので、これらが差動トランス型ま
たは差動コイル型の変位検出器１２の両端に印加され
る。正弦波発生部１１は、データ生成部１４で生成され
る正弦波発生用のディジタルデータに基づいて、上述の
アナログ正弦波を発生する。データ生成部１４は、発生
する正弦波の周波数より高い周波数で発振する発振器１
５の出力で動作して、検出に必要な周波数の正弦波デー
タを発生する。
説明する。図１は、本発明の一実施例に係る変位検出装
置の基本構成を示すブロック図である。正弦波発生部１
１は、互いに逆相の正弦波ｓｉｎ（ωｔ），−ｓｉｎ
（ωｔ）を発生するもので、これらが差動トランス型ま
たは差動コイル型の変位検出器１２の両端に印加され
る。正弦波発生部１１は、データ生成部１４で生成され
る正弦波発生用のディジタルデータに基づいて、上述の
アナログ正弦波を発生する。データ生成部１４は、発生
する正弦波の周波数より高い周波数で発振する発振器１
５の出力で動作して、検出に必要な周波数の正弦波デー
タを発生する。
【００１１】変位検出器１２の中点出力は交流増幅器１
３により増幅されて、これがリファレンス電圧としてＤ
／Ａ変換器１６に与えられる。Ｄ／Ａ変換器１６と後続
する遅延回路１７および加算器１８の部分は、復調回路
を構成している。Ｄ／Ａ変換器１６は、増幅器出力をリ
ファレンス電圧として、データ生成部１４で得られる正
弦波データをＤ／Ａ変換する。この正弦波データは、変
位検出器印加用の正弦波の基であるので、増幅器出力と
同一周波数，同一位相である。したがってＤ／Ａ変換器
１６の出力は、振幅に変位検出器１２で得られる変位情
報を含む正弦波の２乗の関数となる。
３により増幅されて、これがリファレンス電圧としてＤ
／Ａ変換器１６に与えられる。Ｄ／Ａ変換器１６と後続
する遅延回路１７および加算器１８の部分は、復調回路
を構成している。Ｄ／Ａ変換器１６は、増幅器出力をリ
ファレンス電圧として、データ生成部１４で得られる正
弦波データをＤ／Ａ変換する。この正弦波データは、変
位検出器印加用の正弦波の基であるので、増幅器出力と
同一周波数，同一位相である。したがってＤ／Ａ変換器
１６の出力は、振幅に変位検出器１２で得られる変位情
報を含む正弦波の２乗の関数となる。
【００１２】遅延回路１７は、Ｄ／Ａ変換器１６により
得られる出力信号から、順次１／８周期ずつ位相遅延し
た７個の信号（Ｄ／Ａ変換器出力を含めると、８個の信
号）を得るものである。こうして得られた１／８周期ず
つ遅延した８個の信号は、加算器１８により加算され
る。実際には加算結果は１／４分圧され、これにより、
測定すべき変位量に対応した直流出力が得られる。
得られる出力信号から、順次１／８周期ずつ位相遅延し
た７個の信号（Ｄ／Ａ変換器出力を含めると、８個の信
号）を得るものである。こうして得られた１／８周期ず
つ遅延した８個の信号は、加算器１８により加算され
る。実際には加算結果は１／４分圧され、これにより、
測定すべき変位量に対応した直流出力が得られる。
【００１３】この実施例の装置の復調動作を、式を用い
て説明すれば、次のようになる。変位検出器１２に加え
られる正弦波をｓｉｎ（ωｔ），−ｓｉｎ（ωｔ）と
し、変位検出器出力を交流増幅器１３で増幅した出力を
ｋ・ｓｉｎ（ωｔ）とする。ｋが測定すべき変位情報で
ある。Ｄ／Ａ変換器１６には、ｋ・ｓｉｎ（ωｔ）をリ
ファレンス電圧として、データ入力に変位検出器１２に
加える正弦波と同じ周期の正弦波に対応するディジタル
データが与えられるから、その出力Ｖ１は、次式のよう
に変位情報ｋを振幅とする正弦波の２乗の波形となる。
て説明すれば、次のようになる。変位検出器１２に加え
られる正弦波をｓｉｎ（ωｔ），−ｓｉｎ（ωｔ）と
し、変位検出器出力を交流増幅器１３で増幅した出力を
ｋ・ｓｉｎ（ωｔ）とする。ｋが測定すべき変位情報で
ある。Ｄ／Ａ変換器１６には、ｋ・ｓｉｎ（ωｔ）をリ
ファレンス電圧として、データ入力に変位検出器１２に
加える正弦波と同じ周期の正弦波に対応するディジタル
データが与えられるから、その出力Ｖ１は、次式のよう
に変位情報ｋを振幅とする正弦波の２乗の波形となる。
【００１４】
【数１】Ｖ１＝ｋ・ｓｉｎ2 （ωｔ）
【００１５】更にこの出力Ｖ１を遅延回路１７によっ
て、原正弦波の１／８周期ずつ遅延させると、得られる
信号Ｖ２〜Ｖ８は、次式のようになる。
て、原正弦波の１／８周期ずつ遅延させると、得られる
信号Ｖ２〜Ｖ８は、次式のようになる。
【００１６】
【数２】Ｖ２＝ｋ・ｓｉｎ2 （ωｔ−π／４） Ｖ３＝ｋ・ｓｉｎ2 （ωｔ−π／２） ＝ｋ・ｃｏｓ2 （ωｔ） Ｖ４＝ｋ・ｓｉｎ2 （ωｔ−３π／４） ＝ｋ・ｃｏｓ2 （ωｔ−π／４） Ｖ５＝ｋ・ｓｉｎ2 （ωｔ−π） Ｖ６＝ｋ・ｓｉｎ2 （ωｔ−５π／４） Ｖ７＝ｋ・ｓｉｎ2 （ωｔ−３π／２） ＝ｋ・ｃｏｓ2 （ωｔ−π） Ｖ８＝ｋ・ｓｉｎ2 （ωｔ−７π／４） ＝ｋ・ｃｏｓ2 （ωｔ−５π／４）
【００１７】こうして得られる信号Ｖ1 〜Ｖ８を加算し
て１／４にすると、出力信号Ｖ０は、次式のように変位
情報ｋの直流出力となる。
て１／４にすると、出力信号Ｖ０は、次式のように変位
情報ｋの直流出力となる。
【００１８】
【数３】 Ｖ０＝（Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＋Ｖ４＋Ｖ５＋Ｖ６＋Ｖ７＋Ｖ８）／４ ＝ｋ／４・｛ｓｉｎ2 （ωｔ）＋ｃｏｓ2 （ωｔ） ＋ｓｉｎ2 （ωｔ−π／４）＋ｃｏｓ2 （ωｔ−π／４） ＋ｓｉｎ2 （ωｔ−５π／４）＋ｃｏｓ2 （ωｔ−５π／４）｝ ＝ｋ
【００１９】この実施例の回路構成による周波数応答
は、図５に示すようになる。これは基本波から７倍の周
波数までカットできるくし形フィルタ特性になってい
る。出力信号に残存する脈流は、基本波以上の周波数で
はほとんどが基本波の整数倍の周波数成分であるから、
この実施例によれば、特に変位検出器のコアが中央付近
にあるときに問題となる高調波が取り除かれて、正確な
変位量計測ができることになる。
は、図５に示すようになる。これは基本波から７倍の周
波数までカットできるくし形フィルタ特性になってい
る。出力信号に残存する脈流は、基本波以上の周波数で
はほとんどが基本波の整数倍の周波数成分であるから、
この実施例によれば、特に変位検出器のコアが中央付近
にあるときに問題となる高調波が取り除かれて、正確な
変位量計測ができることになる。
【００２０】前述のように、Ｄ／Ａ変換器から得られる
正弦波の２乗の波形から、変位検出器に加えられる正弦
波の１／２2 （＝１／４）周期分の遅延を持たせて余弦
波の２乗の波形を得て、これらの正弦波の２乗の波形と
余弦波の２乗の波形を加算することで原理的に変位情報
に対応する直流出力を得ることができる。参考までにこ
の基本的な復調方式を用いた場合の周波数応答を図５に
対応させて示すと、図７に示すようになる。この方式で
は、入力波形が歪んでいる場合に、基本波やその３倍，
４倍の周波数の信号が現れるため、小さな脈流が残存す
るのである。
正弦波の２乗の波形から、変位検出器に加えられる正弦
波の１／２2 （＝１／４）周期分の遅延を持たせて余弦
波の２乗の波形を得て、これらの正弦波の２乗の波形と
余弦波の２乗の波形を加算することで原理的に変位情報
に対応する直流出力を得ることができる。参考までにこ
の基本的な復調方式を用いた場合の周波数応答を図５に
対応させて示すと、図７に示すようになる。この方式で
は、入力波形が歪んでいる場合に、基本波やその３倍，
４倍の周波数の信号が現れるため、小さな脈流が残存す
るのである。
【００２１】図２は、図１をより具体化した実施例の回
路構成である。この実施例では、データ生成部１４が、
発振器１５の出力を計数するカウンタ２１と、その計数
出力でアクセスされる二つの読出し専用メモリ（ＲＯ
Ｍ）２２，２４とで構成されている。正弦波発生部１１
は、ＲＯＭ２２の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
変換器２３と、得られたアナログ信号の高周波成分を除
去する低域通過フィルタ２５と、このフィルタ出力を反
転させて逆相の信号を得る反転アンプ２６とにより構成
されている。
路構成である。この実施例では、データ生成部１４が、
発振器１５の出力を計数するカウンタ２１と、その計数
出力でアクセスされる二つの読出し専用メモリ（ＲＯ
Ｍ）２２，２４とで構成されている。正弦波発生部１１
は、ＲＯＭ２２の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
変換器２３と、得られたアナログ信号の高周波成分を除
去する低域通過フィルタ２５と、このフィルタ出力を反
転させて逆相の信号を得る反転アンプ２６とにより構成
されている。
【００２２】発振器１５は、変位検出器１２に供給され
る正弦波の周波数（ｆ0 とする）より十分に高い周波数
（ｆckとする）のシステムクロックを発生する。カウン
タ２１はこのシステムクロックを計数しながら、ＲＯＭ
２２，２４のアドレスをインクリメントする。ＲＯＭ２
２，２４には予め、システムクロック周波数を正弦波周
波数で割った数（ｆck／ｆ0 ）のアドレスに一連の正弦
波データが書き込まれている。従ってカウンタ２１の出
力でアクセスされると、正弦波を発生させるに必要なデ
ータが順次出力されることになる。
る正弦波の周波数（ｆ0 とする）より十分に高い周波数
（ｆckとする）のシステムクロックを発生する。カウン
タ２１はこのシステムクロックを計数しながら、ＲＯＭ
２２，２４のアドレスをインクリメントする。ＲＯＭ２
２，２４には予め、システムクロック周波数を正弦波周
波数で割った数（ｆck／ｆ0 ）のアドレスに一連の正弦
波データが書き込まれている。従ってカウンタ２１の出
力でアクセスされると、正弦波を発生させるに必要なデ
ータが順次出力されることになる。
【００２３】Ｄ／Ａ変換器２３はＲＯＭ２２のディジタ
ル出力である正弦波データをアナログ電圧に変換して、
変位検出器１２に供給する正弦波を発生する。Ｄ／Ａ変
換器２３の出力にはシステムクロックの高周波成分が乗
っているので、低域通過フィルタ２５によりこれを除去
してきれいな正弦波波形を得ている。こうして得られた
正弦波は変位検出器１２の一端に印加され、また反転ア
ンプ２６を通して逆相の正弦波を得てこれが変位検出器
１２の他端に印加される。
ル出力である正弦波データをアナログ電圧に変換して、
変位検出器１２に供給する正弦波を発生する。Ｄ／Ａ変
換器２３の出力にはシステムクロックの高周波成分が乗
っているので、低域通過フィルタ２５によりこれを除去
してきれいな正弦波波形を得ている。こうして得られた
正弦波は変位検出器１２の一端に印加され、また反転ア
ンプ２６を通して逆相の正弦波を得てこれが変位検出器
１２の他端に印加される。
【００２４】変位情報ｋを持つ増幅器出力をリファレン
ス電圧とするＤ／Ａ変換器１６は、ＲＯＭ２４の出力デ
ータをアナログ電圧に変換する。リファレンス電圧が正
弦波であり、データ入力電圧が同一位相，同一周波数の
正弦波データであれば、Ｄ／Ａ変換器１６の出力Ｖ１は
正弦波の２乗となる。但し実際には変位検出器１２の入
出力間にはその特性上固有の位相差がある。従ってこの
位相差を補正するように、ＲＯＭ２４の正弦波データと
ＲＯＭ２２の正弦波データとの間には予め位相差を与え
ておく。
ス電圧とするＤ／Ａ変換器１６は、ＲＯＭ２４の出力デ
ータをアナログ電圧に変換する。リファレンス電圧が正
弦波であり、データ入力電圧が同一位相，同一周波数の
正弦波データであれば、Ｄ／Ａ変換器１６の出力Ｖ１は
正弦波の２乗となる。但し実際には変位検出器１２の入
出力間にはその特性上固有の位相差がある。従ってこの
位相差を補正するように、ＲＯＭ２４の正弦波データと
ＲＯＭ２２の正弦波データとの間には予め位相差を与え
ておく。
【００２５】遅延回路１７は、Ｄ／Ａ変換器１６の出力
に対して、８段の遅延要素を縦続接続して、１／８周期
ずつ順次遅延した８個の信号Ｖ１〜Ｖ８を得る。図１で
は、Ｖ１にはＤ／Ａ変換器１６の出力をそのまま用い
て、７段の遅延要素でＶ２〜Ｖ８を得ているが、８個の
信号の位相差が問題であるのでこれは本質的な相違では
ない。
に対して、８段の遅延要素を縦続接続して、１／８周期
ずつ順次遅延した８個の信号Ｖ１〜Ｖ８を得る。図１で
は、Ｖ１にはＤ／Ａ変換器１６の出力をそのまま用い
て、７段の遅延要素でＶ２〜Ｖ８を得ているが、８個の
信号の位相差が問題であるのでこれは本質的な相違では
ない。
【００２６】遅延回路１７は例えば、８段のサンプルホ
ールド回路を用いて構成することができる。その具体回
路例を２段分について図３に示す。サンプルホールド用
クロックとして、正弦波の周波数ｆ0 の８倍の周波数８
×ｆ0 が用いられる。ＩＮＶはこのクロックを反転する
インバータである。初段のサンプルホールド回路３１の
前半部は、アナログスイッチＳ１，コンデンサＣ１およ
びバッファＢ１からなり、スイッチＳ１のオン期間にア
ナログ入力即ちＤ／Ａ変換器１６の出力によりコンデン
サＣ１が充電される。このサンプルホールド回路３１の
後半部は、アナログスイッチＳ２，コンデンサＣ２およ
びバッファＢ２からなり、スイッチＳ２のオン期間にバ
ッファＢ１の出力によりコンデンサＣ２が充電される。
続くサンプルホールド回路３２も同様に、前半部はアナ
ログスイッチＳ３，コンデンサＣ３およびバッファＢ３
により構成され、後半部はアナログスイッチＳ４，コン
デンサＣ４およびバッファＢ４により構成されている。
ールド回路を用いて構成することができる。その具体回
路例を２段分について図３に示す。サンプルホールド用
クロックとして、正弦波の周波数ｆ0 の８倍の周波数８
×ｆ0 が用いられる。ＩＮＶはこのクロックを反転する
インバータである。初段のサンプルホールド回路３１の
前半部は、アナログスイッチＳ１，コンデンサＣ１およ
びバッファＢ１からなり、スイッチＳ１のオン期間にア
ナログ入力即ちＤ／Ａ変換器１６の出力によりコンデン
サＣ１が充電される。このサンプルホールド回路３１の
後半部は、アナログスイッチＳ２，コンデンサＣ２およ
びバッファＢ２からなり、スイッチＳ２のオン期間にバ
ッファＢ１の出力によりコンデンサＣ２が充電される。
続くサンプルホールド回路３２も同様に、前半部はアナ
ログスイッチＳ３，コンデンサＣ３およびバッファＢ３
により構成され、後半部はアナログスイッチＳ４，コン
デンサＣ４およびバッファＢ４により構成されている。
【００２７】初段のサンプルホールド回路３１には、入
力に対して８×ｆ0 のサンプリングクロックの１クロッ
ク分（ｆ0 の１／８周期分）遅延した出力が得られ、２
段目のサンプルホールド回路３２には更に１クロック分
遅延した出力が得られる。このようにして、原正弦波の
１／８周期ずつ順次遅延した８個の信号を得て、これら
を加算器１８により加算する。これにより、変位情報ｋ
に対応する直流出力Ｖ０が得られる。
力に対して８×ｆ0 のサンプリングクロックの１クロッ
ク分（ｆ0 の１／８周期分）遅延した出力が得られ、２
段目のサンプルホールド回路３２には更に１クロック分
遅延した出力が得られる。このようにして、原正弦波の
１／８周期ずつ順次遅延した８個の信号を得て、これら
を加算器１８により加算する。これにより、変位情報ｋ
に対応する直流出力Ｖ０が得られる。
【００２８】加算器１８から得られる変位情報ｋに対応
する直流出力Ｖ０には、周波数８×ｆ0 のサンプルクロ
ックによる高周波成分が乗る。従ってこの実施例では、
加算器１８の出力にこの高周波分を除去するために、カ
ットオフ周波数がｆ0 程度の低域通過フィルタ１９が設
けられている。この実施例の復調回路部の動作波形を図
４に示す。
する直流出力Ｖ０には、周波数８×ｆ0 のサンプルクロ
ックによる高周波成分が乗る。従ってこの実施例では、
加算器１８の出力にこの高周波分を除去するために、カ
ットオフ周波数がｆ0 程度の低域通過フィルタ１９が設
けられている。この実施例の復調回路部の動作波形を図
４に示す。
【００２９】この実施例によれば、最終出力端子に低域
通過フィルタ１９を設けているため、８×ｆ0 なる周波
数成分はかなり低減される。例えば、低域通過フィルタ
１９のコーナー周波数が基本波の半分とすると、−２４
ｄＢの減衰となる。図６は、低域通過フィルタ１９を入
れたこの実施例の装置での周波数応答を、図５に対応さ
せて示す。基本波の８倍の周波数成分は、もともと次数
が高く脈流レベルが低いので、出力では十分問題になら
ないレベルとなる。従来例のような時定数の大きな低域
通過フィルタを用いる場合と異なり、高速性能を低下さ
せる事なく、変位検出器の全変位に渡って直流出力を得
ることができる。
通過フィルタ１９を設けているため、８×ｆ0 なる周波
数成分はかなり低減される。例えば、低域通過フィルタ
１９のコーナー周波数が基本波の半分とすると、−２４
ｄＢの減衰となる。図６は、低域通過フィルタ１９を入
れたこの実施例の装置での周波数応答を、図５に対応さ
せて示す。基本波の８倍の周波数成分は、もともと次数
が高く脈流レベルが低いので、出力では十分問題になら
ないレベルとなる。従来例のような時定数の大きな低域
通過フィルタを用いる場合と異なり、高速性能を低下さ
せる事なく、変位検出器の全変位に渡って直流出力を得
ることができる。
【００３０】実施例では、１／８周期ずつ遅延した８個
の信号の加算により直流出力を得ているが、一般に１／
２n （ｎ≧３）周期ずつ遅延した２n 個の信号の加算を
行うようにすることができる。実施例と同様の回路構成
法で例えば１／１６周期ずつ遅延した１６個の信号を得
ようとすると、遅延回路および加算回路部が複雑になる
が、この部分をディジタル的に処理すれば、それほどの
大規模化をもたらすことなく実現できる。
の信号の加算により直流出力を得ているが、一般に１／
２n （ｎ≧３）周期ずつ遅延した２n 個の信号の加算を
行うようにすることができる。実施例と同様の回路構成
法で例えば１／１６周期ずつ遅延した１６個の信号を得
ようとすると、遅延回路および加算回路部が複雑になる
が、この部分をディジタル的に処理すれば、それほどの
大規模化をもたらすことなく実現できる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、差
動トランスや差動コイルを用いた変位検出装置におい
て、復調回路にＤ／Ａ変換器と遅延回路を用い、Ｄ／Ａ
変換器で正弦波の２乗の波形を作った後に、遅延手段に
よってその２乗波形の１／２n （ｎ≧３）周期ずつ順次
位相が遅延した２n 個の信号を得て、これら２n 個の信
号を加算して直流出力を得るようにしており、これによ
り正確かつ高速の変位計測が可能になる。
動トランスや差動コイルを用いた変位検出装置におい
て、復調回路にＤ／Ａ変換器と遅延回路を用い、Ｄ／Ａ
変換器で正弦波の２乗の波形を作った後に、遅延手段に
よってその２乗波形の１／２n （ｎ≧３）周期ずつ順次
位相が遅延した２n 個の信号を得て、これら２n 個の信
号を加算して直流出力を得るようにしており、これによ
り正確かつ高速の変位計測が可能になる。
【図１】 本発明の一実施例に係る変位検出装置の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】 図１の構成をより具体化した実施例の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図３】 遅延回路の構成例を示す図である。
【図４】 実施例の復調回路部の動作波形図である。
【図５】 図１の基本構成の周波数応答を示す図であ
る。
る。
【図６】 図２の実施例の周波数応答を示す図である。
【図７】 参考例の周波数応答を示す図である。
【図８】 従来の変位検出装置の構成を示す図である。
１１…正弦波発生部、１２…変位検出器、１３…交流増
幅器、１４…データ生成部、１５…発振器、１６…Ｄ／
Ａ変換器、１７…遅延回路、１８…加算器、１９…低域
通過フィルタ、２１…カウンタ、２２，２４…ＲＯＭ、
２３…Ｄ／Ａ変換器、２５…低域通過フィルタ、２６…
反転アンプ。
幅器、１４…データ生成部、１５…発振器、１６…Ｄ／
Ａ変換器、１７…遅延回路、１８…加算器、１９…低域
通過フィルタ、２１…カウンタ、２２，２４…ＲＯＭ、
２３…Ｄ／Ａ変換器、２５…低域通過フィルタ、２６…
反転アンプ。
Claims (1)
- 【請求項１】 機械的変位に対応して起電力を発生する
差動トランスまたは差動コイルを用いた変位検出器と、 この変位検出器に供給される正弦波をディジタルデータ
に基づいて発生する正弦波発生手段と、 前記変位検出器の出力信号をリファレンス電圧として使
用して、前記正弦波の基となるディジタルデータをアナ
ログデータに変換するＤ／Ａ変換器と、 このＤ／Ａ変換器の出力から順次前記正弦波の１／２n
（ｎ≧３）周期ずつ遅延した２n 個の信号を得る遅延手
段と、 この遅延手段により得られる２n 個の信号を加算する加
算器と、を備えたことを特徴とする変位検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8402193A JPH06273191A (ja) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | 変位検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8402193A JPH06273191A (ja) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | 変位検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06273191A true JPH06273191A (ja) | 1994-09-30 |
Family
ID=13818918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8402193A Pending JPH06273191A (ja) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | 変位検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06273191A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008044545A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Shinko Electric Co., Ltd. | Capteur de déplacement |
| WO2011148710A1 (ja) * | 2010-05-25 | 2011-12-01 | 住友電気工業株式会社 | スイッチング回路及び包絡線信号増幅器 |
| WO2013077104A1 (ja) * | 2011-11-24 | 2013-05-30 | 住友電気工業株式会社 | スイッチング回路及び包絡線信号増幅器 |
| WO2017158753A1 (ja) * | 2016-03-16 | 2017-09-21 | 株式会社島津製作所 | 測定装置および材料試験機 |
-
1993
- 1993-03-18 JP JP8402193A patent/JPH06273191A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008044545A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Shinko Electric Co., Ltd. | Capteur de déplacement |
| JP2008089539A (ja) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Shinko Denki Kk | 変位センサ |
| US8542008B2 (en) | 2006-10-05 | 2013-09-24 | Shinko Electric Co., Ltd. | Displacement sensor |
| WO2011148710A1 (ja) * | 2010-05-25 | 2011-12-01 | 住友電気工業株式会社 | スイッチング回路及び包絡線信号増幅器 |
| US8878604B2 (en) | 2010-05-25 | 2014-11-04 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Switching circuit and envelope signal amplifier |
| WO2013077104A1 (ja) * | 2011-11-24 | 2013-05-30 | 住友電気工業株式会社 | スイッチング回路及び包絡線信号増幅器 |
| US8917142B2 (en) | 2011-11-24 | 2014-12-23 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Switching circuit and envelope signal amplifier |
| WO2017158753A1 (ja) * | 2016-03-16 | 2017-09-21 | 株式会社島津製作所 | 測定装置および材料試験機 |
| JPWO2017158753A1 (ja) * | 2016-03-16 | 2018-07-26 | 株式会社島津製作所 | 測定装置および材料試験機 |
| CN108351285A (zh) * | 2016-03-16 | 2018-07-31 | 株式会社岛津制作所 | 测量装置及材料试验机 |
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