JPWO2017158753A1

JPWO2017158753A1 - 測定装置および材料試験機

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Publication number: JPWO2017158753A1
Application number: JP2018505130A
Authority: JP
Inventors: 博志辻
Original assignee: Shimadzu Corp
Current assignee: Shimadzu Corp
Priority date: 2016-03-16
Filing date: 2016-03-16
Publication date: 2018-07-26
Anticipated expiration: 2036-03-16
Also published as: EP3431958A4; US11360008B2; CN108351285A; EP3431958B1; EP3431958A1; CN108351285B; JP6516063B2; WO2017158753A1; US20200264081A1

Abstract

ＦＰＧＡ６０の内部には、ＦＰＧＡ６０からＤＡＣ５１に送る波形データが記憶されるとともに、ＡＤＣ５８から入力された信号から試験力値や伸び値の信号成分を取り出す検波回路６１と、オフセット減算器６８と、ゲイン乗算器６９が論理回路として構築されている。検波回路６１は、試験力や変位に比例する抵抗成分を抽出する。検波回路６１においては、抵抗成分を抽出する相関関数として、キャリア周波数の奇数倍の高調波の成分を含む式を利用することで、キャリア周波数よりも高いサンプリング周波数で計算結果を取得することができる。

Description

この発明は、物理量を電気信号に変換する検出器を備えた測定装置および材料試験機に関する。

材料試験を実行する材料試験機には、試験片に試験負荷を与える負荷機構と、負荷機構により試験片に与える試験力を測定する試験力検出器や試験片に生じた変位を検出する変位計など、力や変位などの物理量を電気信号に変換する複数の検出器が配設されている。これらの検出器を、アンプを介して材料試験機全体を制御する試験機コントローラに接続することにより、材料試験における物理量の測定系が構成されている（特許文献１参照）。

この種の検出器は、交流電圧により励起されることが多く、検出器が出力した電気信号を受信する受信回路では、力や変異などの物理量に応じて変調された搬送波（キャリア）信号から測定信号のみを抽出することにより、物理量の変化に応じた信号を得るようにしている。検出器の出力信号を受信して、物理量の成分を抽出する検波回路は、材料試験機の制御装置等に設けられており、検出器とアンプとは、多芯シールド線で接続されている。従来から、芯線間および芯線−シールド間の浮遊容量が物理量の測定誤差の要因となることが知られており、特許文献２では、ケーブル間浮遊容量による影響を補償する搬送波型ひずみ測定方法が提案されている。

検出器を交流電圧で励起し、受信した信号から力や変位の成分を抽出する方法として、従来から、フーリエ変換が利用されている。力や変位の大きさに比例する抵抗成分をＡ、力や変位の大きさに比例せず回路に寄生する容量により発生する容量成分をＢとすると、受信信号ｆ（ｔ）は式（１）で表される。

なお、ωはキャリア信号の角周波数であり、式の簡略化のため、基準信号との位相差はゼロとしている。一般的にｆ（ｔ）のフーリエ変換Ｆ（ｔ）は、次の式（２）となる。

式（２）の定義域は−∞から＋∞であるが、検出器の出力信号を受信するアンプ側の回路では、測定間隔を短くするために、キャリア１周期ごとに相関関数との畳み込み積分を行い、抵抗成分Ａを抽出している。すなわち、式（１）のｓｉｎωｔに位相が一致する成分のみを１周期分求める。このとき、フーリエ変換Ｆ_ｓ（ω）は、次の式（３）となる。

式（１）で抵抗成分Ａをｓｉｎωｔとおいているため、求めたい値は式（３）の虚部となる。

この式（４）により容量成分Ｂが消え、抵抗成分Ａのみが抽出できる。すなわち、次の式（５）により抵抗成分Ａを抽出する。

特開２００７−２１８８０９号公報特開２００５−１９５５０９号公報

従来は、キャリア周波数に対して、抵抗成分Ａの周波数成分が十分に小さいと仮定して、式（５）を用いて抵抗成分Ａを求めていた。このため、材料試験において要求されるサンプリング周波数が上がり、より高い周波数成分まで検出しようとする場合には、検出器の駆動波の周波数、すなわちキャリア周波数を上げる必要があった。一方で、検出器には、例えば差動トランス式の検出器のように、測定方式によっては、測定精度の観点から、駆動波の周波数範囲が決まっているものがあり、キャリア周波数をその周波数範囲を超えて上げることができないという問題があった。また、キャリア周波数を上げると、ケーブル間浮遊容量の影響が大きくなり、測定値の信頼性が低下するという問題もある。

この発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、検出器の駆動信号であるキャリア周波数を超える周波数成分まで抽出でき、検出器が検出した物理量の変動をより詳細に捉えることが可能な測定装置および材料試験機を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、被測定物に生じた物理量の変化を測定する測定装置であって、前記被測定物に生じた物理量の変化を電気信号に変換して出力する検出器と、前記検出器を駆動する所定の周期の正弦波を前記検出器に与えるとともに、前記検出器から出力される信号を受信するセンサアンプと、を備え、前記センサアンプは、前記検出器から前記センサアンプに入力された受信信号から前記検出器で測定する物理量の成分を抽出する受信回路を有し、前記受信回路は、前記受信信号から前記物理量から変換された抵抗成分を抽出する相関関数として、前記所定の周期の正弦波に同期する成分とその奇数次高調波の成分とを含む関数を用いることを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の測定装置において、前記受信回路は、ｇ（ｔ）を受信信号とし、Ｇ_ｓ（ω）をｇ（ｔ）の搬送波の周期における１周期間のフーリエ変換としたときに、前記所定の周期の正弦波に同期する成分とその奇数次高調波の成分とを含む関数を使用して、抵抗成分Ａ_ｓを下記式により抽出する。

請求項３に記載の発明は、試験片に試験力を与える負荷機構を備え、材料試験を実行する材料試験機であって、請求項１または請求項２に記載の測定装置を備えることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の材料試験機において、前記測定装置は、前記試験片に与えられた試験力を検出する検出器としてロードセルを含む測定装置、または、前記試験片に生じた変位を検出する検出器として変位計を含む測定装置である。

請求項１および請求項２に記載の発明によれば、検出器からの信号を受信する受信回路において、受信信号から物理量から変換された抵抗成分を抽出する相関関数として、所定の周期の正弦波に同期する成分とその奇数次高調波の成分とを含む関数を用いることにより、検出器の駆動信号であるキャリア周波数を超える周波数成分まで抽出でき、検出器が検出した物理量の変動をより詳細に捉えることが可能となる。また、物理量の測定において要求されるサンプリング周波数が上がっても、キャリア周波数を上げる必要がないため、ケーブル間浮遊容量の測定値に対する影響が大きくなることもなく、測定値の信頼性を損なうことがない。

請求項２に記載の発明によれば、キャリア周波数を超える周波数でデータを取得できるため、材料試験に要求されるサンプリング周波数が高くなっても検出器のキャリア周波数を上げる必要がなくなる。

請求項３および請求項４に記載の発明によれば、測定装置により測定された物理量のデータを元にフィードバック制御などの自動制御を実行することで、負荷機構の動作を、従来よりも滑らかに行うことが可能となる。

請求項４に記載の発明によれば、材料試験に要求されるサンプリング周波数で試験データを取得することができることから、材料試験においてロードセルによる試験力の測定値や変位計による伸びの測定値の精度を向上させることができるとともに、試験力制御や変位制御による材料試験機の動作の自動制御を、滑らかに実行することが可能となる。

材料試験機の概要図である。各検出器の構造を説明する概要図である。測定回路の構成を示す構成概要図である。ＦＰＧＡ６０の機能構成を説明するブロック図である。受信信号を示すグラフである。従来の式（５）を利用した信号処理によって得られた計算結果を示すグラフである。式（８）の計算結果を示すグラフである。受信信号を示すグラフである。従来の式（５）を利用した信号処理によって得られた計算結果を示すグラフである。式（８）の計算結果を示すグラフである。容量成分を示すグラフである。式（８）の計算結果を示すグラフである。式（８）に使用する相関関数を示すグラフである。

以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１は、材料試験機の概要図である。

この材料試験機は、試験機本体１と制御装置２から構成される。試験機本体１は、テーブル１６と、このテーブル１６上に鉛直方向を向く状態で回転可能に立設された一対のねじ棹１１、１２と、これらのねじ棹１１、１２に沿って移動可能なクロスヘッド１３と、このクロスヘッド１３を移動させて試験片１０に対して負荷を付与するための負荷機構３０と、被測定物である試験片１０における物理量の変化を電気信号に変換する検出器であるロードセル１４および変位計１５を備える。

クロスヘッド１３は、一対のねじ棹１１、１２に対して、図示を省略したナット（ボールナット）を介して連結されている。各ねじ棹１１、１２の下端部には、負荷機構３０におけるウォーム減速機３２、３３が連結されている。このウォーム減速機３２、３３は、負荷機構３０の駆動源であるサーボモータ３１と連結されており、サーボモータ３１の回転がウォーム減速機３２、３３を介して、一対のねじ棹１１、１２に伝達される構成となっている。サーボモータ３１の回転によって、一対のねじ棹１１、１２が同期して回転することにより、クロスヘッド１３は、これらのねじ棹１１、１２に沿って昇降する。

クロスヘッド１３には、試験片１０の上端部を把持するための上つかみ具２１が付設されている。一方、テーブル１６には、試験片１０の下端部を把持するための下つかみ具２２が付設されている。引張試験を行う場合には、試験片１０の両端部をこれらの上つかみ具２１および下つかみ具２２により把持した状態で、クロスヘッド１３を上昇させることにより、試験片１０に試験力（引張試験力）を負荷する。

制御装置２は、コンピュータやシーケンサーおよびこれらの周辺機器によって構成されており、論理演算を実行するＣＰＵ、装置の制御に必要な動作プログラムが格納されたＲＯＭ、制御時にデータ等が一時的にストアされるＲＡＭ等を有し、装置全体を制御する制御盤４０を備える。さらに、制御装置２は、ロードセル用のセンサアンプであるロードアンプ４１ａと、変位計１５用のセンサアンプであるストレインアンプ４１ｂと、ロードセル１４および変位計１５が検出した変位量や試験力を表示するための表示器４８を備える。

負荷機構３０を動作させたときに、上つかみ具２１および下つかみ具２２により両端を把持された試験片１０に作用する試験力はロードセル１４によって検出され、ロードアンプ４１ａを介して制御盤４０に入力される。また、試験片１０に生じた変位量は、変位計１５により測定され、ストレインアンプ４１ｂを介して制御盤４０に入力される。

制御盤４０では、ロードセル１４および変位計１５からの試験力データおよび変位量データを取り込んでデータ処理がＣＰＵにより実行される。さらに、制御盤４０では、デジタル回路やＲＯＭに格納された制御プログラムの動作により、デジタルデータとして入力された試験力および変位量の変動を利用して、サーボモータ３１の回転駆動がフィードバック制御される。

図２は、各検出器の構造を説明する概要図である。図３は、測定回路の構成概要図である。図４は、ＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）６０の機能構成を説明するブロック図である。なお、図３に示す測定回路は、検出器が図２に示すいずれの検出器の場合も同様であることから、測定装置の測定回路の構成として説明するとともに、ロードアンプ４１ａおよびストレインアンプ４１ｂは、以下においてセンサアンプ４１と称する。

図１に示す材料試験機は、ロードセル１４と変位計１５を備える。ロードセル１４は、ひずみゲージの電気抵抗の変化を利用して試験力を測定するひずみゲージ式検出器であり、図２（ａ）に示すように、抵抗値が同じひずみゲージＲ１〜Ｒ４が接続されたブリッジ回路を備えている。

変位計１５には、測定方式の違いにより、ひずみゲージ式変位計、差動トランス式変位計、ポテンショメータ式変位計があり、試験の内容に応じて選択される。ひずみゲージ式変位計は、ロードセル１４と同様に、図２（ａ）に示すブリッジ回路を備える。差動トランス式変位計は、図２（ｂ）に示すように、１次コイルＴ１と２次コイルＴ２Ａ、Ｔ２Ｂ、試験片１０の伸びに連動して動く鉄心ＭＣとを備え、１次コイルＴ１を励磁したときに発生する２次コイルＴ２Ａと２次コイルＴ２Ｂの誘起電圧との間に、鉄心ＭＣの位置に応じた差が生じることを利用して、変位に応じた電圧出力を得る検出器である。また、ポテンショメータ式変位計は、図２（ｃ）に示すように、抵抗体ＴＲとワイパーＷＰを備え、抵抗体ＴＲとワイパーＷＰの相対的変位量を電圧出力に変換する検出器である。ポテンショメータ式変位計のＳｉｇ−は、シグナルグラウンドに接続される。図２に示す各検出器の入力端ＥＸ＋、ＥＸ−と出力端Ｓｉｇ＋、Ｓｉｇ−は、ケーブルユニット２４の対応する接続端にそれぞれ接続される。

センサアンプ４１は、計装アンプ５６、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）５７、ＡＤＣ（アナログデジタルコンバータ）５８、ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）５１、オペアンプ５２、５４、パワーアンプ５３、５５からなるアナログ回路と、ＦＰＧＡ６０によるデジタル回路を備える。ＦＰＧＡ６０の内部には、ＦＰＧＡ６０からＤＡＣ５１に送る波形データが記憶されるとともに、ＡＤＣ５８から入力された信号から試験力値や伸び値の信号成分を取り出す検波回路６１と、オフセット減算器６８と、ゲイン乗算器６９が論理回路として構築されている。検波回路６１は、後述する式（８）を利用して、試験力や変位に比例する抵抗成分を抽出する。オフセット減算器６８は、試験力値や伸び値の試験開始時の定常状態分を示すオフセット値を、検波回路６１を経たデジタルデータから差し引くものである。ゲイン乗算器６９は、検出器に応じてゲイン差を調整するためのものである。なお、この実施形態では、デジタル信号を処理する論理回路を実現する素子としてＦＰＧＡを用いているが、内部の回路を書き換えることが可能な他のＰＬＤ（ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＬｏｇｉｃＤｅｖｉｃｅ）やデジタル信号をソフトウェアで行うマイクロコンピュータを使用してもよい。また、この実施形態では、計装アンプ５６、ＬＰＦ５７およびＡＤＣ５８までのアナログ回路と、ＦＰＧＡ６０の検波回路６１、オフセット減算器６８およびゲイン乗算器６９のデジタル回路により、受信回路が構成される。

検出器とセンサアンプ４１はケーブルユニット２４により接続される。そして、ケーブルユニット２４は、各検出器の種別の情報とそれに関連した情報（型式、フルスケールなど）を記憶する不揮発性メモリ２５を備える。

ＦＰＧＡ６０からＤＡＣ５１へは、各検出器の入力端ＥＸ＋、ＥＸ−に入力される駆動電圧の波形信号が送信される。ＤＡＣ５１から発生した波形は、オペアンプ５２、５４に入力され、ゼロボルトを中心にプラスマイナス対象な駆動波形とされた後、パワーアンプ５３、５５で増幅され、検出器に励起信号として供給される。検出器の出力端Ｓｉｇ＋、Ｓｉｇ−から出力された信号は、計装アンプ５６に入力され、差分が取り出される。そして、ＬＰＦ５７でＡＤＣ５８のナイキスト周波数を超える成分が取り除かれた後に、ＡＤＣ５８でデジタル信号に変換され、ＦＰＧＡ６０に入力される。そして、ＦＰＧＡ６０内での信号処理の後に、試験力値または試験片１０の伸び値（変位量）が制御盤４０を介して表示器４８に表示される。

以上のような構成を有する測定装置において、ＦＰＧＡ６０の検波回路６１における信号処理についてさらに説明する。検出器を所定の周期の正弦波で駆動し、受信した信号から力や変位の成分を抽出するために、フーリエ変換を利用する。この発明では、従来とは異なり、受信信号ｇ（ｔ）を以下の式（６）で表し、そのフーリエ変換Ｇ_ｓ（ω）を式（７）で定義する。そして、相関関数との畳み込み積分により導かれる式（８）を利用して、試験片１０に与えられる試験力または試験片１０に生じる変位の大きさに比例した抵抗成分Ａ_ｓを抽出する。

なお、検出器を駆動する信号は単一周波数の正弦波であるが、検出器から出力される信号は、駆動信号が検出器の状態変化（ここでは変位としておく）によって振幅変調された信号となる。したがって、検出器から出力される信号には駆動信号の周波数以外に変位の周波数が含まれる。

また、上記式で、抵抗成分ＡをＡ（ｔ）として、時間の関数であるように書いているのは次の理由による。抵抗成分Ａは検出器への駆動信号に対する位相差がゼロである成分ということであるが、この値が時刻によって変化する大きさが無視できないという意味である。しかし、本発明の計算手段ではＡ_ｓはｇ（ｔ）を完全には再現できていないためＡ_ｓがｇ（ｔ）あるいはｔの関数とはしていない。

なお、式（６）においては、Ａ（ｔ）は抵抗成分であり、Ｂは容量成分である。また、式（７）および式（８）における２ｋ＋１は、高調波の次数となる。

検出器としての差動トランス式変位計を２ｋＨｚのキャリア周波数で駆動した場合について、従来の信号処理の手法と、上記式（８）によるこの発明の信号処理の手法とをシミュレーションした結果を比較して説明する。図５〜図７は、三角波で振幅変調したときの波形を示す。図５は、受信信号を示すグラフであり、図６は、従来の式（５）を利用した信号処理によって得られた計算結果を示すグラフである。また、図７は、式（８）の計算結果を示すグラフである。これらの図においては、グラフの縦軸は変位（ｍｍ：ミリメートル）、横軸は時刻（ｍｓ：ミリ秒）を示し、測定点を白抜き丸で示している。

図５の受信信号は、差動トランス変位計の鉄心ＭＣが、一定の時間（１０ミリ秒）内に０から１ｍｍ（ミリメートル）まで移動し、再び０の位置に戻ってきたときの波形を想定している。この図６の想定波形を従来の式（１）における受信信号ｆ（ｔ）とすると、従来の式（５）によって得られる抵抗成分Ａの算出は、従来の式（３）を利用していることから、キャリア周波数の１周期ごとに１回しか行われない。このため、キャリア周波数が２ｋＨｚの場合は、サンプリング周波数が１００ｋＨｚであっても、５００マイクロ秒ごとにしか計算が行われないことになる。したがって、従来の信号処理の手法では、図６に示すように、変位の測定点がまばらになる。

一方で、図５の想定波形を式（６）における受信信号ｇ（ｔ）とし、キャリア周波数が２ｋＨｚ、サンプリング周波数が１００ｋＨｚである場合、式（７）および式（８）による計算を行うと、サンプリング周期（１０マイクロ秒）ごとに計算結果が得られることとなる。すなわち、従来に比べて５０倍の測定点が得られることになる。したがって、一定時間での変位の変化を示すグラフは、図７に示すように、測定点が連続した滑らかなグラフとなる。なお、図７のグラフでは、式（８）でｎ＝５とし、キャリア周波数の９倍の高調波まで計算している。

図８〜図１０は、矩形波で振幅変調したときの波形を示す。図８は、受信信号を示すグラフであり、図９は、従来の式（５）を利用した信号処理によって得られた計算結果を示すグラフである。また、図１０は、式（８）の計算結果を示すグラフである。これらの図においては、グラフの縦軸は変位（ｍｍ）、横軸は時刻（ｍｓ）を示し、測定点を白抜き丸で示している。

三角波で振幅変調した場合と同様に、図８の想定波形を従来の信号処理の手法を用いて計算を行うと、キャリア周波数の１周期ごとに１回、抵抗成分Ａを計算することになるため、図９に示すように、変位の測定点がまばらになる。

一方で、図８の想定波形について、式（７）および式（８）の計算を行うと、サンプリング周期ごとに、抵抗成分Ａｓが計算される。したがって、図１０に示すように、変位の測定点を多数得ることができ、滑らかな測定結果となる。

なお、図７および図１０のグラフに示すような測定結果は、式（８）でｎの数を大きくする（次数を上げる）ほど、滑らかなものとなる。このｎの数（または次数）は、サンプリング周波数とキャリア周波数との関係、および、数値積分に使用する相関関数が高調波成分を再現できる範囲によって、適宜選択される。例えば、サンプリング周波数が１００ｋＨｚ、キャリア周波数が２ｋＨｚの場合は、両者は周波数に５０倍の差のある関係となる。この場合に数値積分に使用する相関関数が再現できる高調波は、９倍の奇数次高調波となり、ｎ＝５が式（８）において好ましいｎの数とされる。

次に、容量成分について検討する。図１１は、容量成分を示すグラフである。図１２は、式（８）の計算結果である。これらの図においては、グラフの縦軸は変位（ｍｍ）、横軸は時刻（ｍｓ）を示し、測定点を白抜き丸で示している。

容量成分は、変位には比例せず回路に寄生する成分であることから、その受信信号は、図１１に示すような波形となる。式（６）で受信信号Ａ（ｔ）＝０、容量成分Ｂ＝１としたときの容量成分Ｂに対する式（８）の計算結果は、Ａｓ＝０となる。このため、図１２に示すように、時間的に変化しない容量成分Ｂは、計算中で削除される。

図１３は、式（８）に使用する相関関数を示すグラフである。この図においては、グラフの縦軸は相関関数、横軸は時刻（ｍｓ）である。なお、図１３においては、説明の便宜上、式（８）におけるｎが１、３、５の場合の相関関数を異なる線種で示している。この図において、破線はｎ＝１、２点鎖線はｎ＝３、１点鎖線はｎ＝５の場合を示す。また、ｎ＝１の場合は、従来の式（５）に使用する相関関数と同じとなるため、従来の相関関数を例示するものとしてグラフ中に示している。

検出器を励起している基本波の周波数（キャリア周波数）は、検出器の種別により推奨される周波数がおおよそ決まっている場合がある。したがって、材料試験機においては、検出器の種別と材料試験において要求されるサンプリング周波数の範囲から、式（８）におけるｎは２〜５（３〜９次までの奇数次高調波）から選択するのが好ましい。

従来の信号処理の手法で用いられていた相関関数は、単一の正弦波だけであったが（図１３のｎ＝１参照）、この発明の信号処理においては、相関関数に奇数次高調波が含まれている（図１３のｎ＝３およびｎ＝５参照）。このように、式（８）の相関関数に、所定の周期の正弦波（キャリア周波数）に同期する成分だけでなく、その奇数次高調波の成分を含む関数を使用したことで、従来よりも短い時間間隔で抵抗成分Ａ_ｓの計算結果を得ることができる。

また、この発明の測定装置における検出器からの受信信号の処理によれば、材料試験に要求されるサンプリング周波数のサンプリング周期ごとに測定結果を取得することができることから、従来のように、試験片１０の速い変化を捉えるためにキャリア周波数を上げる必要がない。キャリア周波数は検出器の種類に応じて適切な周波数に決定できるため、図２（ａ）から（ｃ）で示すような測定方式の異なるいずれの変位計１５を備える材料試験機であっても、材料試験に要求されるサンプリング周波数で試験データを取得することが可能となる。

１試験機本体
２制御装置
１０試験片
１１ねじ棹
１２ねじ棹
１３クロスヘッド
１４ロードセル
１５変位計
１６テーブル
２１上つかみ具
２２下つかみ具
２４ケーブルユニット
２５不揮発性メモリ
３０負荷機構
３１サーボモータ
３２ウォーム減速機
３３ウォーム減速機
４０制御盤
４１センサアンプ
４８表示器
５１ＤＡＣ
５２オペアンプ
５３パワーアンプ
５４オペアンプ
５５パワーアンプ
５６計装アンプ
５７ＬＰＦ
５８ＡＤＣ
６０ＦＰＧＡ
６１検波回路
６８オフセット減算器
６９ゲイン調整器

Claims

被測定物に生じた物理量の変化を測定する測定装置であって、
前記被測定物に生じた物理量の変化を電気信号に変換して出力する検出器と、
前記検出器を駆動する所定の周期の正弦波を前記検出器に与えるとともに、前記検出器から出力される信号を受信するセンサアンプと、
を備え、
前記センサアンプは、
前記検出器から前記センサアンプに入力された受信信号から前記検出器で測定する物理量の成分を抽出する受信回路を有し、
前記受信回路は、
前記受信信号から前記物理量から変換された抵抗成分を抽出する相関関数として、前記所定の周期の正弦波に同期する成分とその奇数次高調波の成分とを含む関数を用いることを特徴とする測定装置。
請求項１に記載の測定装置において、
前記受信回路は、ｇ（ｔ）を受信信号とし、Ｇ_ｓ（ω）をｇ（ｔ）の搬送波の周期における１周期間のフーリエ変換としたときに、前記所定の周期の正弦波に同期する成分とその奇数次高調波の成分とを含む関数を使用して、抵抗成分Ａｓを下記式により抽出する測定装置。
試験片に試験力を与える負荷機構を備え、材料試験を実行する材料試験機であって、
請求項１または請求項２に記載の測定装置を備えることを特徴とする材料試験機。
請求項３に記載の材料試験機において、
前記測定装置は、前記試験片に与えられた試験力を検出する検出器としてロードセルを含む測定装置、または、前記試験片に生じた変位を検出する検出器として変位計を含む測定装置である材料試験機。