JPH03117013A - 分布型増幅器 - Google Patents
分布型増幅器Info
- Publication number
- JPH03117013A JPH03117013A JP25181589A JP25181589A JPH03117013A JP H03117013 A JPH03117013 A JP H03117013A JP 25181589 A JP25181589 A JP 25181589A JP 25181589 A JP25181589 A JP 25181589A JP H03117013 A JPH03117013 A JP H03117013A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- impedance
- transmission line
- distributed amplifier
- side transmission
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 23
- 230000003321 amplification Effects 0.000 abstract description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、GHz帯の広帯域増幅器、特に分布型の増幅
器に関する。
器に関する。
(従来の技術〕
マイクロ波通信等のGHz帯の広帯域増幅器としてはF
ET (電界効果トランジスタ)を増幅素子とした分布
型増幅器が特に周波数特性が良好であるので、種々研究
がなされている。たとえば清野等:「−電源化2〜18
GHz帯モノリック分布型増幅器」 (電子情報通信学
会論文誌、CvOIJ70−C,No、5 1987年
5月)ではGaAs基板上に一体として形成している。
ET (電界効果トランジスタ)を増幅素子とした分布
型増幅器が特に周波数特性が良好であるので、種々研究
がなされている。たとえば清野等:「−電源化2〜18
GHz帯モノリック分布型増幅器」 (電子情報通信学
会論文誌、CvOIJ70−C,No、5 1987年
5月)ではGaAs基板上に一体として形成している。
上述した分布型増幅器は、入力側伝送線路、出力側伝送
線路が完全にインピーダンスマツチングするように構成
する。第4図は3段増幅器の基本構成を示すもので、入
力側伝送線路はR6でマツチングさせ、また各FETに
同一入力端子が印加されるように設計する。出力側伝送
線路も内部終端を抵抗負荷RDでマツチングをとってい
る。Ztはインピーダンス変換線路で、出力側伝送線路
の定に形フィルタ回路の特性インピーダンスを50Ωと
するためである。ここで、2..2.は伝送線のインピ
ーダンス+Lc、Ll+はインダクタンスである。
線路が完全にインピーダンスマツチングするように構成
する。第4図は3段増幅器の基本構成を示すもので、入
力側伝送線路はR6でマツチングさせ、また各FETに
同一入力端子が印加されるように設計する。出力側伝送
線路も内部終端を抵抗負荷RDでマツチングをとってい
る。Ztはインピーダンス変換線路で、出力側伝送線路
の定に形フィルタ回路の特性インピーダンスを50Ωと
するためである。ここで、2..2.は伝送線のインピ
ーダンス+Lc、Ll+はインダクタンスである。
分布型増幅器は、周波数特性の平坦性を第1とするため
、出力側伝送線路は各区間を同一に設計し、RDでマツ
チングしている。しかしRDの存在のため、RD側にも
電流が流れ、出力電圧はどうしても減少する。超高周波
GHz帯の増幅器としてはこの点が問題である。
、出力側伝送線路は各区間を同一に設計し、RDでマツ
チングしている。しかしRDの存在のため、RD側にも
電流が流れ、出力電圧はどうしても減少する。超高周波
GHz帯の増幅器としてはこの点が問題である。
本発明の目的は、上記の欠点を除去し、分布型増幅器の
出力側伝送線路を内部抵抗で終端せず、しかも出力イン
ピーダンスと負荷がマツチングするようにして、大きい
増幅度を得ることのできる新しい構成の分布型増幅器を
提供することにある。
出力側伝送線路を内部抵抗で終端せず、しかも出力イン
ピーダンスと負荷がマツチングするようにして、大きい
増幅度を得ることのできる新しい構成の分布型増幅器を
提供することにある。
本発明の分布型増幅器では、出力側伝送線路の各区間イ
ンピーダンスを、出力端子と、この端子に皇も近いFE
Tのドレイン節点との間のインピーダンスをZ D (
nl 、順次出力端子より遠い順にZD(n−1)+−
zn+gと異ならしめ、ZD(tlはFF、Tのドレイ
ンにのみ接続し、抵抗による内部終端はしないで、前記
各インピーダンス値をZDTl)= ZOX n /
i (こごでZOは出力インピーダンス;i−1〜n
)とする。
ンピーダンスを、出力端子と、この端子に皇も近いFE
Tのドレイン節点との間のインピーダンスをZ D (
nl 、順次出力端子より遠い順にZD(n−1)+−
zn+gと異ならしめ、ZD(tlはFF、Tのドレイ
ンにのみ接続し、抵抗による内部終端はしないで、前記
各インピーダンス値をZDTl)= ZOX n /
i (こごでZOは出力インピーダンス;i−1〜n
)とする。
条件式ZD(1)−Z0×n/iについて、第1図(a
)(b)により説明する。第1図(a)ではRG=50
Ωで入力側伝送線路を終端し、出力側伝送線路も出力負
荷を50Ωとして設計するので、インピーダンス変換線
路はなく、各FETはそのドレインを直接に節点に結ん
でいる。上記増幅器は入力側伝送線路は従来例と同様で
あって各FETのゲートに同一の電圧が表われる。本発
明では出力側伝送線路では各FET: F)、F2.
− Fnからの電流が同一であるように各FETの出力
インピーダンスを同一にして、負荷RLに電流を流すよ
うに設計される。すなわち第1図(blのように考える
。
)(b)により説明する。第1図(a)ではRG=50
Ωで入力側伝送線路を終端し、出力側伝送線路も出力負
荷を50Ωとして設計するので、インピーダンス変換線
路はなく、各FETはそのドレインを直接に節点に結ん
でいる。上記増幅器は入力側伝送線路は従来例と同様で
あって各FETのゲートに同一の電圧が表われる。本発
明では出力側伝送線路では各FET: F)、F2.
− Fnからの電流が同一であるように各FETの出力
インピーダンスを同一にして、負荷RLに電流を流すよ
うに設計される。すなわち第1図(blのように考える
。
ここでF 1 ’、 F2 ’、 −−−Fn ’は
各FETをそれぞれ同一の値を有する電圧源として考え
、負荷RLに出力インピーダンスZを介して同一電流を
流すものとする。なおZ=nZOと仮りに仮定しておく
。実際にはRLは共通であり、また同一線路をとおして
電流が流れるので、nで示した点線より負荷RLまでの
インピーダンスはZDfn)としてまとめられ、そのイ
ンピーダンスはnZO/nで20となり負荷RLとマツ
チングする。
各FETをそれぞれ同一の値を有する電圧源として考え
、負荷RLに出力インピーダンスZを介して同一電流を
流すものとする。なおZ=nZOと仮りに仮定しておく
。実際にはRLは共通であり、また同一線路をとおして
電流が流れるので、nで示した点線より負荷RLまでの
インピーダンスはZDfn)としてまとめられ、そのイ
ンピーダンスはnZO/nで20となり負荷RLとマツ
チングする。
次に、(n−1)の点線とnの点線との区間で考えると
Fn’による以外のすべての電流が流れるので、Z、、
(n−1)はn Z o/ (n−1)となる。区間ご
とに電流は1個ずつ減少するので、 条件式 ZD(1)−Z。nli が定められる。この条件下では節点間区間は同一の電圧
となり、従来例のように出力伝送線路のマツチング状態
と全く同一の状態になる。ただし節点にFETから入る
電流はすべて右側(出力側)に流れるとしているので近
似が入ってくるが、実施例に示すように充分マツチング
が保たれることがわかっている。なお、ここでは超高周
波の分布線路として進行波についてのマツチングを考え
ている。
Fn’による以外のすべての電流が流れるので、Z、、
(n−1)はn Z o/ (n−1)となる。区間ご
とに電流は1個ずつ減少するので、 条件式 ZD(1)−Z。nli が定められる。この条件下では節点間区間は同一の電圧
となり、従来例のように出力伝送線路のマツチング状態
と全く同一の状態になる。ただし節点にFETから入る
電流はすべて右側(出力側)に流れるとしているので近
似が入ってくるが、実施例に示すように充分マツチング
が保たれることがわかっている。なお、ここでは超高周
波の分布線路として進行波についてのマツチングを考え
ている。
以下、図面を参照して、本発明の実施例につき、従来例
と比較して説゛明する。第2図は本発明の実施例で、3
段構成であり、ZD(1)〜ZD(3)を、負荷抵抗5
0Ωの条件下で、出力インピーダンスZ0を50Ωにし
て、条件式で計算した値としている。
と比較して説゛明する。第2図は本発明の実施例で、3
段構成であり、ZD(1)〜ZD(3)を、負荷抵抗5
0Ωの条件下で、出力インピーダンスZ0を50Ωにし
て、条件式で計算した値としている。
したがって、ZD(31,ZD(2)、 ZD(t)
はそれぞれ50Ω、 zD+21= 75Ω、 Z
D(1)= 150Ωとなる。
はそれぞれ50Ω、 zD+21= 75Ω、 Z
D(1)= 150Ωとなる。
約2Gllzのパルスについて、実測したデータを第3
図(a)に示す。これは出力波形の相対出力レベルを示
すものだが、“H”、“L″間の振幅差はほぼ1のレベ
ル値を有する。これと同一の入力条件で、出力側伝送線
路を内部終端した場合のパルス波形は第3図山)に示す
ように、波形として良好であるが、振幅差は相対出力レ
ベルで、0.5となり、本実施例の半分である。なお、
出力側伝送線路を内部終端した回路で、終端抵抗を単に
とりのぞいただけの場合は、波形歪が著しく、最大振幅
差は相対出力レベルで1程度になっている。
図(a)に示す。これは出力波形の相対出力レベルを示
すものだが、“H”、“L″間の振幅差はほぼ1のレベ
ル値を有する。これと同一の入力条件で、出力側伝送線
路を内部終端した場合のパルス波形は第3図山)に示す
ように、波形として良好であるが、振幅差は相対出力レ
ベルで、0.5となり、本実施例の半分である。なお、
出力側伝送線路を内部終端した回路で、終端抵抗を単に
とりのぞいただけの場合は、波形歪が著しく、最大振幅
差は相対出力レベルで1程度になっている。
以上説明したように、本発明の分布型増幅器は出力側伝
送線路の内部終端抵抗を除去し、各節点間のインピーダ
ンスを異なるらしめることで、負荷とマツチングをとる
ようにしたものであって、従来の分布型増幅器と同様の
高周波特性を得るのみでなく、その出力振幅を大きくと
れる効果が得られる。
送線路の内部終端抵抗を除去し、各節点間のインピーダ
ンスを異なるらしめることで、負荷とマツチングをとる
ようにしたものであって、従来の分布型増幅器と同様の
高周波特性を得るのみでなく、その出力振幅を大きくと
れる効果が得られる。
第1図(alおよび(blは本発明の構成図、および動
作説明のための図、第2図は3段構成の実施例、第3図
はパルス増幅器としての図であり、それぞれ(al実施
例、(blは内部終端をした従来例、fc)は内部終端
をとった従来例の出力パルス波形を示す図、第4図は従
来例の3段増幅器の構成図である。 Za’−m−入力端伝送線路のインピーダンス、zO(
IJ〜Z D (nl−・−出力側伝送線路のインピー
ダンス、 F 1 、 F 2、−F n−F E T 。 ZO−−一出力インピーダンス、 RL−(出力)負荷。 特開平3 117013(6)
作説明のための図、第2図は3段構成の実施例、第3図
はパルス増幅器としての図であり、それぞれ(al実施
例、(blは内部終端をした従来例、fc)は内部終端
をとった従来例の出力パルス波形を示す図、第4図は従
来例の3段増幅器の構成図である。 Za’−m−入力端伝送線路のインピーダンス、zO(
IJ〜Z D (nl−・−出力側伝送線路のインピー
ダンス、 F 1 、 F 2、−F n−F E T 。 ZO−−一出力インピーダンス、 RL−(出力)負荷。 特開平3 117013(6)
Claims (1)
- 入力側および出力側の伝送線路の各節点をn個のFE
Tのゲート電極およびドレイン電極にそれぞれ結線して
なる分布型増幅器において、出力側伝送線路の各区間イ
ンピーダンスを、出力端子と、この端子に最も近いFE
Tのドレイン節点との間のインピーダンスをZ_D(n
)、順次出力端子より遠い順にZ_D(n−1)、・・
・Z_D(1)と異ならしめ、Z_D(1)はFETの
ドレインにのみ接続し、抵抗による内部終端はしないで
、前記各インピーダンス値をZ_D(i)−Z_O×n
/i(ここでZ_Oは出力インピーダンス;i=1〜n
)としてあることを特徴とする分布型増幅器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25181589A JPH03117013A (ja) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | 分布型増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25181589A JPH03117013A (ja) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | 分布型増幅器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03117013A true JPH03117013A (ja) | 1991-05-17 |
Family
ID=17228332
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25181589A Pending JPH03117013A (ja) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | 分布型増幅器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03117013A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2013077104A1 (ja) * | 2011-11-24 | 2013-05-30 | 住友電気工業株式会社 | スイッチング回路及び包絡線信号増幅器 |
JP2015170957A (ja) * | 2014-03-06 | 2015-09-28 | 富士通株式会社 | 増幅回路 |
JP2016165085A (ja) * | 2015-03-06 | 2016-09-08 | 富士通株式会社 | 分布型増幅器 |
-
1989
- 1989-09-29 JP JP25181589A patent/JPH03117013A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2013077104A1 (ja) * | 2011-11-24 | 2013-05-30 | 住友電気工業株式会社 | スイッチング回路及び包絡線信号増幅器 |
US8917142B2 (en) | 2011-11-24 | 2014-12-23 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Switching circuit and envelope signal amplifier |
JP2015170957A (ja) * | 2014-03-06 | 2015-09-28 | 富士通株式会社 | 増幅回路 |
JP2016165085A (ja) * | 2015-03-06 | 2016-09-08 | 富士通株式会社 | 分布型増幅器 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6472941B2 (en) | Distributed amplifier with terminating circuit capable of improving gain flatness at low frequencies | |
US3970953A (en) | Distortion-free amplifiers | |
JPH08501674A (ja) | 適応出力インピーダンスを備えたラインドライバ | |
US5349306A (en) | Apparatus and method for high performance wide-band power amplifier monolithic microwave integrated circuits | |
US11329616B2 (en) | Systems and methods for split-frequency amplification | |
TW201526533A (zh) | 低雜訊放大器以及利用低雜訊放大器將單端輸入信號放大爲差動輸出信號之方法 | |
JPH03117013A (ja) | 分布型増幅器 | |
US20090219087A1 (en) | Travelling wave amplifier | |
JP4075438B2 (ja) | 信号増幅器および集積回路 | |
JP4359359B2 (ja) | 双曲線正接伝達関数と双曲線正弦伝達関数とを結合することによってひずみを消去する増幅器とその方法 | |
JPH0237723B2 (ja) | ||
US4879525A (en) | High gain RF amplifier with directional coupler feedback | |
US4321553A (en) | Wide bandwidth low distortion amplifier | |
JPH0758870B2 (ja) | 低抗帰還形増幅器 | |
JP3182735B2 (ja) | 低雑音分布増幅器 | |
JPH0834394B2 (ja) | 広帯域fet増幅装置 | |
US5049837A (en) | Push-pull transformer coupled RF amplifier with response to DC | |
JPH04287507A (ja) | 電界効果トランジスタ増幅器 | |
JPH0511681B2 (ja) | ||
JPS61161812A (ja) | 増幅回路 | |
JPH05291842A (ja) | 電力回路 | |
JP2001094361A (ja) | 高周波増幅回路 | |
US20050140453A1 (en) | Differential traveling wave driver amplifier | |
CN113659940A (zh) | 一种单端输入的伪差分超宽带晶体管放大器 | |
JPH0340533A (ja) | 復調回路 |