JP2016165085A - 分布型増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電力を維持し、少ないサイズ増加で、高遮断周波数の分布型増幅器の実現。【解決手段】入力側伝送線路と、Ｍ（Ｍ：２以上の整数）組の増幅回路と、Ｍ組の出力側伝送線路と、合成回路と、を有し、入力側伝送線路は、それぞれが同一線路長のＭ×Ｎ（Ｎ：２以上の整数）個の単位伝送線路31-1-31-2Nを直列に接続した入力側直列線路と、入力側終端抵抗32と、を有し、Ｍ組の増幅回路はそれぞれＮ個の増幅器33-1A-33-NA,33-1B-33-NBを有し、ｉ（ｉ：１以上、Ｍ以下の整数）番目の組のＮ個の増幅器は、（（ｋ−１）Ｍ＋ｉ）（ｋ：１以上、Ｎ以下の整数）番目の入力側直列線路の入力ノードを入力とし、出力側伝送線路は、Ｎ個の増幅器の出力間に直列に接続され、各段の増幅器の出力の位相が一致する線路長を有するＮ個の伝送線路34-1A-34-NA,34-1B-34-NBを含む出力側直列線路を有する分布型増幅器。【選択図】図５

Description

本発明は、分布型増幅器に関する。

近年のブロードバンドの進展により、大容量の高速無線通信の要求が高まっている。通信容量の増加に向けて、携帯電話は第３世代が普及し、今後さらに第４世代へと進展していく。そのため、携帯電話の基地局に用いられる送信用の広帯域増幅器には、一層の高出力化、高効率化が求められている。

上記の広帯域増幅器はレーダーの送信部にも用いられる。レーダー用高出力増幅器についても、検知距離の拡大や分解能向上などのために、高出力化、広帯域化、さらに高効率化が求められる。高効率となると、熱として消費される電力が減るため、冷却器が小型で済み、小型・高コスト化が可能となる。

高出力化のためには、トランジスタサイズを増大させ、さらに高電圧で大電流動作が可能な高出力トランジスタ、例えばGaN HEMTを用いて集積回路を形成することが行われる。

さらに、広帯域化のための設計手法として分布型増幅器が知られている。分布型増幅器では、入力側伝送線路、増幅回路、および出力側伝送線路を有する。入力側伝送線路の途中に周期的に増幅回路の複数の増幅段の入力端子を順次接続し、出力側伝送線路でも周期的に複数の増幅段の出力端子を順次接続する。さらに、入力側伝送線路の入力端子に対して反対側を抵抗により終端し、出力側伝送線路の出力端子に対して反対側を抵抗により終端する。

上記の分布型増幅器は、利得が広い周波数にわたり一定であるという利点を有するが、終端抵抗で電力を吸収するため効率（出力電力／ＤＣ消費電力）が低下するという問題がある。

上記の問題を解消するため、上記の分布型増幅器において、出力側終端器（終端抵抗）を除去し、出力側伝送線路の各段の伝送線路の幅を徐々に太く設定することが提案されている。この線路幅の大小はインピーダンスの高／低に相当する。増幅段で増幅した信号は、出力側伝送線路に導かれ、インピーダンスの低い太い伝送線路に流れ、出力端子へ導かれる。この分布型増幅器は、終端器を用いないため、ＤＣ（直流）として消費される電力が少なくなり、結果として高効率化が果たせる。

この分布型増幅器の出力電力は、各増幅段のユニット（単位）増幅器の出力電力と段数に比例する。したがって、増幅段の段数を増やすと分布型増幅器の出力電力を増加させることができる。ただし、先に述べたように段数を増やすと、出力側伝送線路の各段の伝送線路の線路幅も太くする必要があり、レイアウトをすることを考えるとあまり大きくすることはできない。（通常、５〜１０段程度）

さらに、分布型増幅器の遮断周波数について考察する。遮断周波数は増幅度が１以上となる上限の周波数であり、広帯域増幅器の上限周波数に相当する。分布型増幅器の遮断周波数は、増幅段の等価回路で表される容量と段数の平方根の積に反比例する。そのため、出力電力を増やす目的で、増幅段に用いるトランジスタサイズを大きくすると、遮断周波数が低くなる。同様に、段数を増やしても遮断周波数が下がってしまうという問題がある。

一方、入力側伝送線路から２つの分布型増幅器へ分岐し、その出力を合成することが提案されている。これにより、増幅段に用いるトランジスタサイズを半分にでき、全体のトランジスタのサイズは同じになるが、入力側伝送線路の同じ個所から分岐した場合には２つの増幅段が接続されているので、合計容量は同じであり、遮断周波数を高めることはできない。

特開平８−７８９７６号公報 特開平６−１３８０６号公報 特開２００５−８６６３４号公報

Philippe Dennler, et al.,"8-42 GHz GaN Non-Uniform Distributed Power Amplifier MMICs in Microstrip Technology", IMS2012

実施形態の分布型増幅器によれば、出力電力を保ったまま（つまり、トータルのトランジスタサイズを変えずに）、遮断周波数を高くできる。

本発明の第１の態様の分布型増幅器は、入力側伝送線路と、Ｍ（Ｍ：２以上の整数）組の増幅回路と、Ｍ組の増幅回路に対応して設けられたＭ組の出力側伝送線路と、Ｍ組の出力側伝送線路の出力を合成する合成回路と、を有する。入力側伝送線路は、それぞれが同一線路長のＭ×Ｎ（Ｎ：２以上の整数）個の単位伝送線路を直列に接続した入力側直列線路と、入力側終端抵抗と、を有する。Ｍ組の増幅回路は、それぞれＮ個の増幅器を有し、ｉ（ｉ：１以上、Ｍ以下の整数）番目の組のＮ個の増幅器は、（（ｋ−１）Ｍ＋ｉ）（ｋ：１以上、Ｎ以下の整数）番目の入力側直列線路の入力ノードを入力とする。出力側伝送線路は、Ｎ個の増幅器の出力間に直列に接続され、各段の増幅器の出力の位相が一致する線路長を有するＮ個の伝送線路を含む出力側直列線路を有する。

実施形態によれば、出力電力を維持しながら、サイズを増加させずに、遮断周波数を高めた分布型増幅器が実現される。

図１は、非特許文献１に開示された分布型増幅器を示す図である。 図２は、図１の分布型増幅器の構成を基本回路要素で示した回路図である。 図３は、図２の分布型増幅器において、増幅器のトランジスタサイズを１／２にして段数を２倍の２Ｎにするように変形した場合の回路図である。 図４は、Ｎ（Ｎ＞２）段の増幅段を有する分布型増幅器において、入力側伝送線路から２つの分布型増幅回路へ分岐するように変形した例を示す回路図である。 図５は、第１実施形態の分布型増幅器の回路図である。 図６は、第１実施形態の分布型増幅器を誘電率１０の半導体基板上に実現する場合の回路図であり、第１および第２の増幅回路の段数を３段とし、増幅段をトランジスタで表し、伝送線路の具体的な形状を記載している。 図７は、第２実施形態の分布型増幅器の回路図である。 図８は、第３実施形態の分布型増幅器の回路図である。 図９は、第１実施形態の分布型増幅器と、図２の分布型増幅器の増幅利得（ｄＢ）の周波数特性のシミュレーション結果を示す図であり、実線が第１実施形態の分布型増幅器の特性を、破線が図２の分布型増幅器の特性を示す。

実施形態の分布型増幅器を説明する前に、分布型増幅器の背景技術を説明する。
入力側伝送線路、増幅回路、および出力側伝送線路を有する分布型増幅器が知られている。この分布型増幅器では、入力側伝送線路の途中に周期的に増幅段の入力端子を順次接続し、出力側伝送線路でも周期的に増幅段の出力端子を順次接続する。この分布型増幅器では、さらに、入力側伝送線路の入力端子に対して反対側を抵抗により終端し、出力側伝送線路の出力端子に対して反対側を抵抗により終端する。

上記の分布型増幅器は、利得が広い周波数にわたり一定であるという利点を有するが、終端抵抗で電力を吸収するため効率（出力電力／ＤＣ消費電力）が低下するという問題がある。非特許文献１は、効率を向上させるために出力側終端器（終端抵抗）を除去した分布型増幅器を提案している。

図１は、非特許文献１に開示された分布型増幅器を示す図である。
入力側伝送線路は、入力端子ＩＮと基準電位源（０Ｖ）の間に、Ｎ個の長さＬの単位線路Ｇ_0gおよび終端抵抗Ｇ_Lgを直列に接続して形成される。Ｎ個の単位線路Ｇ_0gに対応して、Ｎ個の増幅用トランジスタＱ₁〜Ｑ_Nが配置され、ｋ（ｋ：１以上Ｎ以下の整数）番目の増幅用トランジスタＱ_kのゲートは、ｋ番目の単位線路Ｇ_0gの入力端子側のノードに、容量Ｃ_g,kを介して接続される。したがって、１番目の増幅用トランジスタＱ₁のゲートは、１番目の単位線路Ｇ_0gの入力端子側のノード、すなわち入力端子ＩＮに接続される。各増幅用トランジスタＱ_kの一方の端子は、基準電位源（０Ｖ）に接続され、他方の端子から増幅信号が出力される。隣接する増幅用トランジスタＱ₁〜Ｑ_Nの他方の端子間にＮ個の単位線路Ｇ_0,kが接続される。Ｎ個の単位線路Ｇ_0,kは、出力側伝送線路を形成し、Ｎ番目の単位線路Ｇ_0,Nのノードが出力端子ＯＵＴに接続される。出力端子ＯＵＴは、出力負荷Ｇ_Lを介して電源（ＶＤＤ）に接続される。出力端子ＯＵＴには、増幅器の次の素子（例えばアンテナなど）が接続される。

図１の分布型増幅器では、出力側伝送線路の単位線路Ｇ_0,kは、線幅が徐々に太くなるように設定される。この線路幅の大小は、インピーダンスの高／低に相当する。増幅段（トランジスタ）で増幅した信号は、出力側伝送線路に導かれるが、出力端子ＯＵＴ側の単位線路と逆側の単位線路が接続されており、いずれにも伝搬することができる。そこで、上記のように、線路幅を徐々に太くしており、トランジスタの出力端子には、細い線路（逆側）と太い線路（出力端子側）が接続されている。トランジスタの出力信号は、インピーダンスの低い太い線路に流れ、出力端子ＯＵＴへ導かれる。ここで、出力側伝送線路のあるノードに入力される増幅段の出力と、その前のノードから単位線路を介して入力する前段までの増幅段の出力と位相が一致するので、信号が重ね合わされて大きくなる。このように、１段目側に終端器（終端抵抗）を用いないため、ＤＣ（直流）として消費される電力が少なくなり、結果として高効率化が果たせる。

図２は、図１の分布型増幅器の構成を基本回路要素で示した回路図である。
分布型増幅器は、入力側伝送線路と、増幅回路と、出力側伝送線路と、を有する。入力側伝送線路は、初段の単位伝送線路１１−０と、同一線路長のＮ（Ｎ：２以上の整数）個の単位伝送線路１１−１〜１１−Ｎを直列に接続した入力側直列線路と、入力側終端抵抗１２と、を有する。初段の単位伝送線路、入力側直列線路および入力側終端抵抗１２は、入力端子ＩＮと基準電位源（０Ｖ）の間に直列に接続される。入力側直列線路の初段の単位伝送線路１１−０は、分布型増幅器の動作に直接関係しないため、入力側直列線路に含めずに説明を行う。

増幅回路は、Ｎ段の増幅器（ＡＶ）１３−１〜１３−Ｎを有し、ｋ（ｋ：１以上、Ｎ以下の整数）番目の増幅器１３−ｋの入力は、入力側直列線路の単位伝送線路１１−ｋの入力側ノードに接続される。出力側伝送線路は、Ｎ個の増幅器１３−１〜１３−Ｎの出力間に接続され、単位伝送線路１１−０〜１１−Ｎと同じ線路長のＮ個の伝送線路１４−１〜１４−Ｎを含む。Ｎ個の伝送線路１４−１〜１４−Ｎは、直列に接続され、出力側直列線路を形成する。出力側直列線路の最終段の伝送線路１４−Ｎが出力端子ＯＵＴに接続される。

増幅回路の各段の出力は出力側直列線路へ接続され、増幅された信号は同相で合成されて出力端子ＯＵＴへ導かれる。図２の出力側伝送線路では、インピーダンス比をつけるために、各段の伝送線路の線路幅を出力側に向かって徐々に太くしている。例えば、出力側直列線路の伝送線路の線路幅を１段ごとに２倍にする。

図２の分布型増幅器では、出力電力Ｐ_outはユニット（単位）増幅器（Ａｖ）の出力電力Ｐ_unitと段数Ｎに比例し、次の式（１）で表される。

したがって、増幅器の段数Ｎを増やすと分布型増幅器の出力電力を増加させることができる。ただし、先に述べたように段数を増やすと、線路幅も太くする必要があり、レイアウトをすることを考えるとあまり大きくすることはできず、通常５〜１０段程度に設定される。

さらに、分布型増幅器の遮断周波数について考察する。遮断周波数は増幅度が１以上となる上限の周波数であり、広帯域増幅器の上限周波数に相当する。増幅段の増幅器（Ａｖ）の等価回路で表したときの入力容量をＣ_inとすると、分布型増幅器の遮断周波数ｆ_cはＣ_in，Ｎを用いて式（２）で表される。

ここで、式（２）の導出について簡単に説明する。
入力側伝送線路の特性インピーダンスＺoは、入力容量Ｃinと伝送線路が有するインダクタＬにより式（３）で表され、通常Ｚoが５０Ωとなるように設計する。

また、分布型増幅器のようにＮ段としたときの入力側伝送線路の遮断周波数は式（４）で表される。

式（３）からインダクタンスＬを求め、式（４）に代入することにより、Ｌを用いない式（２）が導出される。

出力電力を増やす目的で、増幅段に用いるトランジスタサイズを大きくすると、入力容量Ｃ_inが増加するため、式（２）に示すように遮断周波数が低くなる。同様に、段数Ｎを増やしても遮断周波数が下がってしまうという問題がある。そこで、増幅段に用いるトランジスタサイズを半分にして段数を増やすことで、遮断周波数を高くすることが考えられる。

図３は、図２の分布型増幅器において、増幅器（Ａｖ）のトランジスタサイズを１／２にして段数を２倍の２Ｎにするように変形した場合の回路図である。
入力側直列線路における単位伝送線路１５−１〜１５−２Ｎ、増幅回路における増幅器（ＡＶ／２）１６−１〜１６−２Ｎ、および出力側直列線路における伝送線路１７−１〜１７−２Ｎの段数が、２倍の２Ｎである。また、増幅器（ＡＶ／２）１６−１〜１６−２Ｎのトランジスタサイズは、図２の増幅器（ＡＶ）１３−１〜１３−Ｎの半分であるが、段数が２倍のため、増幅回路全体のトランジスタサイズは同じであり、出力電力は式（１）と同じである。なお、単位伝送線路１５−１〜１５−２Ｎのインダクタは、式（３）を満たすように設定されており、単位伝送線路のインダクタは、Ｌ／２となる。各段のトランジスタサイズが半分となるため容量が半分のＣ_in／２となり、段数が２Ｎとなるので、出力電力Ｐ_outおよび遮断周波数ｆ_cは、次の式（５）および（６）で表される。

式（６）に示すように、遮断周波数は２^1/2倍となり、広帯域化が可能となる。ただし、段数を２倍にすると、図３に示すように、出力側伝送線路における出力端子に近い側の伝送線路の線路幅を広くする必要があり、現実的にはレイアウトをすることが困難である。例えば、各段での線路幅比を２とした場合、初段の線路幅と比べてＮ段目の線路幅は２^Nであるが、２Ｎ段の場合は２^2Nとなる。

特許文献１は、入力側伝送線路から２つの分布型増幅回路へ分岐し、その出力を合成する分布型増幅器を開示している。特許文献１はＮ＝２の分布型増幅回路、すなわち４個の増幅器（トランジスタ）を有する分布型増幅器を開示しているのみであるが、Ｎ＞２以上に変形することが考えられる。

図４は、Ｎ（Ｎ＞２）段の増幅段を有する分布型増幅器において、入力側伝送線路から２つの分布型増幅回路へ分岐するように変形した例を示す回路図である。

図４の変形例の分布型増幅器は、入力側伝送線路、第１の増幅回路、第２の増幅回路、第１の出力側伝送線路、第２の出力側伝送線路および合成回路２５と、を有する。入力側伝送線路は、初段伝送線路２１−０と、同一線路長のＮ個の単位伝送線路２１−１〜２１−Ｎを直列に接続した入力側直列線路と、入力側終端抵抗２２と、を有する。第１の増幅回路は、Ｎ段の増幅器（ＡＶ／２）２３−１Ａ〜２３−ＮＡを有し、ｋ（ｋ：１以上、Ｎ以下の整数）番目の増幅器２３−ｋＡの入力は、入力側直列線路の単位伝送線路２１−ｋの入力側ノードに接続される。第２の増幅回路は、Ｎ段の増幅器（ＡＶ／２）２３−１Ｂ〜２３−ＮＢを有し、ｋ（ｋ：１以上、Ｎ以下の整数）番目の増幅器２３−ｋＢの入力は、入力側直列線路の単位伝送線路２１−ｋの入力側ノードに接続される。第１の出力側直列線路は、Ｎ個の増幅器２３−１Ａ〜１３−ＮＡの出力間に接続され、単位伝送線路２１−１〜２１−Ｎと同じ線路長のＮ個の伝送線路２４−１Ａ〜２４−ＮＡを含む。Ｎ個の伝送線路２４−１Ａ〜２４−ＮＡは、直列に接続され、第１の出力側直列線路を形成する。第２の出力側直列線路は、Ｎ個の増幅器２３−１Ｂ〜１３−ＮＢの出力間に接続され、単位伝送線路２１−１〜２１−Ｎと同じ線路長のＮ個の伝送線路２４−１Ｂ〜２４−ＮＢを含む。Ｎ個の伝送線路２４−１Ｂ〜２４−ＮＢは、直列に接続され、第２の出力側直列線路を形成する。合成回路２５は、第１の出力側直列線路の最終段の伝送線路２４−ＮＡと出力端子ＯＵＴ間に接続された第１合成線路２６Ａと、第２の出力側直列線路の最終段の伝送線路２４−ＮＢと出力端子ＯＵＴ間に接続された第２合成線路２６Ｂと、を有する。増幅器（ＡＶ／２）２３−１Ａ〜２３−ＮＡおよび２３−１Ｂ〜２３−ＮＢのトランジスタサイズは、図２の増幅器（ＡＶ）１３−１〜１３−Ｎの半分であるが、分岐した２系統を有するため、第１および第２の増幅回路全体のトランジスタサイズは同じである。したがって、出力電力は式（１）と同じである。各段のトランジスタサイズが半分となるため容量が半分のＣ_in／２となるが、同じ個所から分岐しており、分岐点の合計容量はＣ_inであるため、遮断周波数は式（２）と変わらない。つまり遮断周波数を高めることはできない。なお、単位伝送線路２１−１〜２１−２Ｎのインダクタは、式（３）を満たすように設定されており、上記のように分岐点の合計容量はＣ_inであるため、Ｌである。

以下に説明する実施形態では、出力電力を保ったまま、すなわちトータルのトランジスタサイズを変えず且つ全体のサイズをあまり大きくせずに、遮断周波数を高めた分布型増幅器が提供される。

図５は、第１実施形態の分布型増幅器の回路図である。
第１実施形態の分布型増幅器は、入力側伝送線路、第１の増幅回路、第２の増幅回路、第１の出力側伝送線路、第２の出力側伝送線路および合成回路３５と、を有する。入力側伝送線路は、初段伝送線路３１−０と、同一線路長の２Ｎ個の単位伝送線路３１−１〜３１−２Ｎを直列に接続した入力側直列線路と、入力側終端抵抗３２と、を有する。第１の増幅回路は、Ｎ段の増幅器（ＡＶ／２）３３−１Ａ〜３３−ＮＡを有し、ｋ（ｋ：１以上、Ｎ以下の整数）番目の増幅器３３−ｋＡの入力は、入力側直列線路の単位伝送線路３１−（２ｋ−１）の入力側ノードに接続される。第２の増幅回路は、Ｎ段の増幅器（ＡＶ／２）３３−１Ｂ〜３３−ＮＢを有し、ｋ番目の増幅器３３−ｋＢの入力は、入力側直列線路の単位伝送線路３１−２ｋの入力側ノードに接続される。第１の出力側伝送線路は、Ｎ個の増幅器３３−１Ａ〜３３−ＮＡの出力間に接続され、単位伝送線路３１−０〜３１−２Ｎのそれぞれの２倍の線路長のＮ個の伝送線路３４−１Ａ〜３４−ＮＡを含む。Ｎ個の伝送線路３４−１Ａ〜３４−ＮＡは、第１の出力側直列線路を形成する。第２の出力側伝送線路は、Ｎ個の増幅器３３−１Ｂ〜３３−ＮＢの出力間に接続され、単位伝送線路３１−０〜３１−２Ｎのそれぞれの２倍の線路長のＮ個の伝送線路３４−１Ｂ〜３４−ＮＢを含む。Ｎ個の伝送線路３４−１Ｂ〜３４−ＮＢは、第２の出力側直列線路を形成する。合成回路３５は、第１の出力側直列線路の最終段の伝送線路３４−ＮＡと出力端子ＯＵＴ間に直列に接続された位相調整線路３６および第１合成線路３７Ａを有する。合成回路３５は、さらに第２の出力側直列線路の最終段の伝送線路３４−ＮＢと出力端子ＯＵＴ間に接続された第２合成線路３７Ｂを有する。

上記のように、第１実施形態の分布型増幅器では、入力側直列線路において、互い違いになるように分岐箇所をわけて、第１および第２の増幅回路の入力へ接続している。第１の増幅回路の各段の出力は、第１の出力側直列線路において各ノードで位相が一致し、伝送線路３４−１Ａ〜３４−ＮＡの線路幅は段階的に広くなっているので、強度が加算される。これは第２の増幅回路および第２の出力側直列線路においても同様である。しかし、第１の出力側直列線路の最終段の伝送線路３４−ＮＡの出力は、第２の出力側直列線路の最終段の伝送線路３４−ＮＢの出力の位相に対して、単位伝送線路の遅延量分だけ進んでいる。そこで、合成回路３５において、位相調整線路３６が伝送線路３４−ＮＡの出力を単位伝送線路の遅延量分だけ遅らせて、伝送線路３４−ＮＡの出力と伝送線路３４−ＮＢの出力の位相を一致させる。

増幅器（ＡＶ／２）３３−１Ａ〜３３−ＮＡおよび３３−１Ｂ〜３３−ＮＢのトランジスタサイズは、図２の増幅器（ＡＶ）１３−１〜１３−Ｎの半分であるが、分岐した２系統を有するため、第１および第２の増幅回路全体のトランジスタサイズは同じである。したがって、出力電力は次の式（７）で表され、式（１）と同じになる。

単位伝送線路３１−１〜３１−２Ｎのインダクタは、式（３）を満たすように設定されており、分岐点における容量が半分のＣ_in／２となるため、Ｌ／２である。
一方、第２実施形態の分布型増幅器の遮断周波数は次の式（８）で表される。

このように、第１実施形態の分布型増幅器の遮断周波数は、図２のおよび図４の例に比べて２^1/2倍となるため、分布型増幅器の広帯域化が実現できる。さらに、第１および第２の増幅回路の段数は、図２および図４の場合と同様にＮ段であり、第１および第２の出力側直列線路の段数もＮ段であるため、伝送線路の線路幅も図２と同じ程度であり、レイアウトが可能である。

図６は、第１実施形態の分布型増幅器を誘電率１０の半導体基板上に実現する場合の回路図であり、第１および第２の増幅回路の段数を３段とし、増幅段をトランジスタで表し、伝送線路の具体的な形状を記載している。

入力側伝送線路の初段伝送線路３１−０、および単位伝送線路３１−１〜３１−５は、幅が３０μｍで、長さが２００μｍである。なお、ここでは、単位伝送線路３１−６は設けていない。第１および第２の出力側直列線路の伝送線路３４−１Ａ〜３４−３Ａおよび３４−１Ｂ〜３４−３Ｂの長さは、それぞれ４００μｍで、線路幅は２０μｍ、４０μｍ、８０μｍという具合に２倍ずつ段階的に増加する。合成回路３５の位相調整部３６は、幅が８０μｍで、長さが２００μｍの伝送線路である。

第１実施形態は、２系統に分岐する例であるが、分岐数が２に限定されず、３以上でもよい。第２実施形態は、３系統に分岐する例である。

図７は、第２実施形態の分布型増幅器の回路図である。
第２実施形態の分布型増幅器は、入力側伝送線路、第１から第３の増幅回路、第１から第３の出力側伝送線路および合成回路３５と、を有する。入力側伝送線路は、初段伝送線路４１−０と、同一線路長の３Ｎ個の単位伝送線路４１−１〜４１−３Ｎを直列に接続した入力側直列線路と、入力側終端抵抗４２と、を有する。第１の増幅回路は、Ｎ段の増幅器（ＡＶ／３）４３−１Ａ〜４３−ＮＡを有し、ｋ（ｋ：１以上、Ｎ以下の整数）番目の増幅器４３−ｋＡの入力は、入力側直列線路の単位伝送線路４１−（３ｋ−２）の入力側ノードに接続される。第２の増幅回路は、Ｎ段の増幅器（ＡＶ／２）４３−１Ｂ〜４３−ＮＢを有し、ｋ番目の増幅器４３−ｋＢの入力は、入力側直列線路の単位伝送線路４１−（３ｋ−１）の入力側ノードに接続される。第３の増幅回路は、Ｎ段の増幅器（ＡＶ／２）４３−１ｃ〜４３−ＮＣを有し、ｋ番目の増幅器４３−ｋＣの入力は、入力側直列線路の単位伝送線路４１−３ｋの入力側ノードに接続される。

第１の出力側伝送線路は、Ｎ個の増幅器４３−１Ａ〜４３−ＮＡの出力間に接続され、単位伝送線路４１−０〜４１−３Ｎのそれぞれの３倍の線路長のＮ個の伝送線路４４−１Ａ〜４４−ＮＡを含む。Ｎ個の伝送線路４４−１Ａ〜４４−ＮＡは、第１の出力側直列線路を形成する。第２の出力側直列線路は、Ｎ個の増幅器４３−１Ｂ〜４３−ＮＢの出力間に接続され、単位伝送線路４１−０〜４１−３Ｎのそれぞれの３倍の線路長のＮ個の伝送線路４４−１Ｂ〜４４−ＮＢを含む。Ｎ個の伝送線路４４−１Ｂ〜４４−ＮＢは、第２の出力側直列線路を形成する。第３の出力側直列線路は、Ｎ個の増幅器４３−１Ｃ〜４３−ＮＣの出力間に接続され、単位伝送線路４１−０〜４１−３Ｎのそれぞれの３倍の線路長のＮ個の伝送線路４４−１Ｃ〜４４−ＮＣを含む。Ｎ個の伝送線路４４−１Ｃ〜４４−ＮＣは、第３の出力側直列線路を形成する。合成回路４５は、第１の出力側直列線路の最終段の伝送線路４４−ＮＡと出力端子ＯＵＴ間に直列に接続された位相調整線路４６Ａおよび第１合成線路４７Ａを有する。合成回路４５は、さらに、第２の出力側直列線路の最終段の伝送線路４４−ＮＢと出力端子ＯＵＴ間に直列に接続された位相調整線路４６Ｂおよび第２合成線路４７Ｂを有する。合成回路４５は、さらに第３の出力側直列線路の最終段の伝送線路４４−ＮＣと出力端子ＯＵＴ間に接続された第３合成線路４７Ｃを有する。位相調整線路４６Ａは単位伝送線路の２倍の線路長を有し、位相調整線路４６Ｂは単位伝送線路と同じ線路長を有る。

第２実施形態では、３系統に分岐したが、それ以上の分岐も可能であり、Ｍ分岐に一般化した場合、入力側直列線路は、同一線路長のＭ×３Ｎ個の単位伝送線路を直列に接続して形成される。Ｍ組の増幅回路のうちのｉ（ｉ：１以上、Ｍ以下の整数）番目の増幅回路は、（（ｋ−１）Ｍ＋ｉ）（ｋ：１以上、Ｎ以下の整数）番目の入力側直列線路の入力ノードを入力とするＮ個の増幅器を有する。

Ｍ分岐に一般化した場合、各増幅器のトランジスタサイズは、図２の増幅器（ＡＶ）１３−１〜１３−Ｎの１／Ｍであるが、分岐したＭ系統を有する。そのため、Ｍ個の増幅回路全体のトランジスタサイズは同じである。したがって、出力電力は次の式（９）で表され、式（１）と同じになる。

単位伝送線路のインダクタは、式（３）を満たすように設定されており、分岐点における容量が半分のＣ_in／Ｍとなるため、Ｌ／Ｍである。
一方、遮断周波数は次の式（１０）で表される。

このように、第２実施形態の分布型増幅器の遮断周波数は、図２のおよび図４の例に比べて２^1/M倍となるため、分布型増幅器の広帯域化が実現できる。さらに、Ｍ個の増幅回路の段数は、図２および図４の場合と同様にＮ段であり、Ｍ個の出力側伝送線路の段数もＮ段であるため、伝送線路の線路幅も図２のＭ倍程度であり、レイアウトが可能である。

第１および第２実施形態の分布型増幅器では、分岐した複数の増幅回路および出力側伝送線路の組からなる複数の増幅系を有し、それらの出力を加算するように合成する。複数の増幅系のうち一部を非動作状態にすれば、出力電力を変化させることができる。次に説明する第３実施形態は、各増幅系を動作させるか否かを制御することにより、出力電力を変化可能にする。

図８は、第３実施形態の分布型増幅器の回路図である。
第３実施形態の分布型増幅器は、図６に示した第１実施形態の分布型増幅器と以下の事項が異なり、他の部分は同じである。図８において、図６と同じ部分には同じ参照符号を付して表す。第１の出力側直列線路の初段の伝送線路３４−１Ａの入力側、すなわちＴｒ１Ａの出力端子を、インダクタンス素子ＬＡを介して第１制御端子３８Ａに接続する。同様に、第２の出力側直列線路の初段の伝送線路３４−１Ｂの入力側、すなわちＴｒ１Ｂの出力端子を、インダクタンス素子ＬＢを介して第２制御端子３８Ｂに接続する。さらに、第１の出力側直列線路の最終段の伝送線路３４−３Ａの出力側と合成回路３５の間に、ＤＣカット容量素子ＣＡを、第２の出力側直列線路の最終段の伝送線路３４−３Ｂの出力側と合成回路３５の間に、ＤＣカット容量素子ＣＢを設ける。

第１制御端子３８Ａに印加するバイアス電圧をＶｄｄ＝１０〜２０Ｖに設定すると、第１の増幅系（第１の増幅回路および第１の出力側直列線路）が動作し、Ｖｄｄ＝０Ｖに設定すると、第１の増幅系は動作しなくなる。また、第２制御端子３８Ｂに印加するバイアス電圧をＶｄｄ＝１０〜２０Ｖに設定すると、第２の増幅系（第２の増幅回路および第２の出力側直列線路）が動作し、Ｖｄｄ＝０Ｖに設定すると、第２の増幅系は動作しなくなる。第１制御端子３８Ａおよび第２制御端子３８Ｂに印加するバイアス電圧Ｖｄｄを切り替えるためスイッチが設けられるが、図８では図示を省略している。

最終段の伝送線路３４−３Ａおよび３４−３Ｂの出力側と合成回路３５の間は、容量素子ＣＡおよびＣＢで接続されており、高周波成分のみが伝達される。そのため、第１および第２の増幅系が動作状態の時には、第１および第２の増幅系から増幅された信号の高周波成分のみが合成回路３５に伝達され、高周波成分の合成が行われる。分布型増幅器で必要とするのは高周波成分のみであり、ＤＣ成分は不要なので、これでも問題はない。第１の増幅系または第２の増幅系の一方が非動作状態の時には、非動作状態の増幅系の信号（高周波成分）が伝達されず、信号が加算されないだけであり、特に問題は生じない。

以上、第１から第３実施形態を説明したが、実施形態の分布型増幅器により得られる利点を、第１実施形態を例として説明する。

図９は、第１実施形態の分布型増幅器と、図２の分布型増幅器の増幅利得（ｄＢ）の周波数特性のシミュレーション結果を示す図であり、実線が第１実施形態の分布型増幅器の特性を、破線が図２の分布型増幅器の特性を示す。

図９に示すように、増幅利得の値は１５ｄＢ程度で類似しているが、遮断周波数がより高周波数側に移動し、広帯域化していることが分かる。このように、実施形態によれば、同程度の出力電力が得られ、遮断周波数を向上した分布型増幅器が、比較的小さなサイズの増加で実現できる。

以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものである。特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。

１１−１〜１１−Ｎ，３１−１〜３１−２Ｎ 単位伝送線路
１２，３２ 入力側終端抵抗
１３−１〜１３−Ｎ 増幅器
３３−１Ａ〜３３−ＮＡ，３３−１Ｂ〜３３−ＮＢ 増幅器
１４−１〜１４−Ｎ 出力側伝送線路
３４−１Ａ〜３４−ＮＡ，３４−１Ｂ〜３４−ＮＢ 出力側伝送線路
３５ 合成回路

Claims (7)

1. 入力側伝送線路と、
   Ｍ（Ｍ：２以上の整数）組の増幅回路と、
   前記Ｍ組の増幅回路に対応して設けられたＭ組の出力側伝送線路と、
   前記Ｍ組の出力側伝送線路の出力を合成する合成回路と、を有し、
   前記入力側伝送線路は、それぞれが同一線路長のＭ×Ｎ（Ｎ：２以上の整数）個の単位伝送線路を直列に接続した入力側直列線路と、入力側終端抵抗と、を有し、
   前記Ｍ組の増幅回路は、それぞれＮ個の増幅器を有し、ｉ（ｉ：１以上、Ｍ以下の整数）番目の組の前記Ｎ個の増幅器は、（（ｋ−１）Ｍ＋ｉ）（ｋ：１以上、Ｎ以下の整数）番目の前記入力側直列線路の入力ノードを入力とし、
   前記出力側伝送線路は、前記Ｎ個の増幅器の出力間に直列に接続され、各段の増幅器の出力の位相が一致する線路長を有するＮ個の伝送線路を含む出力側直列線路を有することを特徴とする分布型増幅器。
2. 前記出力側伝送線路の各伝送線路は、前記単位伝送線路の線路長のＭ倍の線路長を有する請求項１に記載の分布型増幅器。
3. 前記合成回路は、前記Ｍ組の出力側直列線路の出力の位相を一致させる位相調整部を有する請求項１または２に記載の分布型増幅器。
4. 前記出力側伝送線路の前記Ｎ個の伝送線路は、後段の線路幅が前段の線路幅より広い請求項１から３のいずれか１項に記載の分布型増幅器。
5. 前記出力側伝送線路の前記Ｎ個の伝送線路は、後段の線路幅が前段の線路幅の２倍である請求項４に記載の分布型増幅器。
6. 前記Ｍ組の増幅回路および前記Ｍ組の出力側伝送線路の組の少なくとも１つは、スイッチ回路により動作するか否かを切り換え可能である請求項１から５のいずれか１項に記載の分布型増幅器。
7. 前記スイッチ回路は、
   前記出力側伝送線路の初段の前記伝送線路に供給するバイアス電圧を切り替えるバイアス切替回路と、
   前記出力側伝送線路の最終段の出力と、前記合成回路との間に設けられたＤＣカット用容量素子と、を有する請求項６に記載の分布型増幅器。

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