JP5519404B2 - スイッチング回路及び包絡線信号増幅器 - Google Patents
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Description
これにより、接続回路を伝播するPWM信号によって各スイッチング素子が一定の時間間隔で順次スイッチングし、スイッチング素子毎に増幅された略等振幅のPWM信号が第2インダクタンス素子の他端において加算される。このため、前記時間間隔のN倍が1周期となるような変調周期(PWM周期)を有するPWM信号を増幅することとした場合は、PWM信号の基本波に対して、各スイッチング素子の一端における信号振幅及び位相を複素平面上の信号点に対応させたときに、原点を中心とする円上に−2π/Nの位相差で各信号点が等間隔に並ぶように表すことができるため、PWM信号の基本波がうち消し合うように加算される。
同様に、PWM信号のM次(Mは2以上の整数)高調波に対して、各スイッチング素子の一端における信号振幅及び位相を複素平面上の信号点に対応させたときに、原点を中心とする円上に−2Mπ/Nの位相差で各信号点が等間隔に並ぶように表すことができる場合は、PWM信号の高調波が打ち消し合うように加算される。
更に、本発明にあっては、スイッチング回路がモノリシック集積回路の半導体基板に形成されているため、スイッチング回路が小型化され、増幅器としての高周波特性が良好となる。
更にまた、本発明にあっては、各スイッチング素子が縦型のMOSFETからなるため、スイッチング回路が高耐圧、大電力化されると共に、オン抵抗が小さくなって損失が低減される。そして、各スイッチング素子のドレイン電極と、ソース電極及びゲート電極とがモノリシック集積回路の両面に分離されるため、例えば、各スイッチング素子のドレイン電極から第2インダクタンス素子の他端に至る配線長が均等化され、スイッチング素子毎に増幅されたPWM信号が第2インダクタンス素子の他端においてバランスよく加算される。
これにより、Nが8以上の場合、少なくとも2次高調波から7次高調波に対して、スイッチング素子の各一端に対応する複素平面上の信号点が1点に重なることがなく、これらの高調波が互いに打ち消される。
これにより、複数のスイッチング素子にて増幅したPWM信号を低損失で合成し、変調信号を復調することが可能なスイッチング回路が、包絡線信号増幅器に適用される。
このため、前記時間間隔のN倍が1周期となるような変調周期を有するPWM信号を増幅することとした場合は、PWM信号の基本波に対して、各スイッチング素子の一端における信号振幅及び位相を複素平面上の信号点に対応させたときに、原点を中心とする円上に−2π/Nの位相差で各信号点が等間隔に並ぶように表すことができるため、PWM信号の基本波がうち消し合うように加算される。同様に、PWM信号のM次(Mは2以上の整数)高調波に対して、各スイッチング素子の一端における信号振幅及び位相を複素平面上の信号点に対応させたときに、原点を中心とする円上に−2Mπ/Nの位相差で各信号点が等間隔に並ぶように表すことができる場合は、PWM信号の高調波が打ち消し合うように加算される。
従って、複数のスイッチング素子にて増幅したPWM信号を低損失で合成し、変調信号を復調することが可能となる。
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1に係るEER増幅器の要部構成を示すブロック図である。EER増幅器は、入力端子1から入力された携帯電話の変調信号を包絡線検波する検波器2と、検波信号(包絡線信号)を増幅する包絡線信号増幅器3と、入力された変調信号の振幅を制限して位相成分を抽出するリミッタ4と、抽出した位相成分を増幅するスイッチング回路5とを備える。
図2Aは、入力端子1に与えられる変調信号の波形を示している。入力された変調信号は、搬送波が位相変調及び振幅変調されたものである。図2Bは、入力された変調信号からリミッタ4が抽出した位相成分の波形を示し、図2Cは、入力された変調信号を検波器2が包絡線検波した検波信号(包絡線信号)の波形を示している。図2Bの位相信号は振幅が一定であり、図2Cの包絡線信号は変調信号から搬送波の成分が除去されている。
図4は、ドレインD1,D2,・・D8における信号の振幅及び位相を複素平面上の信号点に対応付けて示す図である。
図において横軸は実軸を表し、縦軸は虚軸を表す。図4Aは、パルス幅変調の変調周波数(ここでは200MHz)と同一の周波数を有する基本波に対する信号点を示し、図4B,4C,4Dの夫々は、2次高調波,3次高調波,4次高調波に対する信号点を示している。
以上の事柄から帰納的に言えることは、図3に示すスイッチング回路33の出力端子332からは、パルス幅変調の基本波及びn−1次以下の高調波が打ち消されて出力されるということである。つまり、スイッチング回路33の出力端子332からは、図2Fに示すような包絡線信号が出力されると言える。
図5は、増幅段数(n)に対する基本波及び高調波の打ち消し特性を示すグラフである。図の横軸は周波数(Hz)を表し、縦軸は出力端子332における信号の振幅(V)を表す。また、n=4、6、8及び16の場合の信号振幅を、夫々2点鎖線、1点鎖線、実線及び破線で示す。図5では、増幅段の1段当たり1Vの信号振幅が得られるように各トランジスタM1,M2,・・MnをPWM信号でスイッチングさせた場合のシミュレーション結果を示す。パルス幅変調の基本波(200MHz)より十分低い周波数では、各トランジスタM1,M2,・・Mnから出力される信号が略同位相で加算されるため、加算された信号の振幅(V)は、増幅段数nに相当する値となる。
次に、n=6の場合、パルス幅変調の基本波及び2次から5次の高調波が出力端子332において打ち消されるため、f=200MHzから200MHzおきに1GHzまでの高調波信号の振幅がゼロとなる。また、6次の高調波が出力端子332で加算されるため、f=1.2GHzにおける信号の振幅にピークが現れる(1点鎖線参照)。
更に、n=16の場合、パルス幅変調の基本波及び2次から15次の高調波が出力端子332において打ち消されるため、f=3GHzまでの高調波信号の振幅がゼロとなり、図5に示す周波数の範囲では信号の振幅に大きなピークが現れることがない。
このように、増幅段数を8以上とすれば、f=1.4GHzまでの高調波が打ち消されるため、ほぼ実用的な打ち消し特性が得られることが示される。
これにより、接続回路を伝播するPWM信号によって各トランジスタが、パルス幅変調の変調周期の1/nの時間間隔で順次スイッチングし、トランジスタ毎に増幅された略等振幅のPWM信号が第2のコイルの他端において加算される。このため、各トランジスタのドレインにおける信号振幅及び位相を複素平面上の信号点に対応付けたときに、パルス幅変調の基本波及びn−1次以下の高調波に対して、原点を中心とする円上に−2kπ/8(kは1からn−1の整数)の位相差で各信号点が等間隔に並ぶように表すことができるため、PWM信号の基本波がうち消し合うように加算される。つまり、損失が大きい伝送回路及びフィルタを用いずにPWM信号を加算して、パルス幅変調の基本波及び高調波を除去することができる。
従って、複数のスイッチング素子にて増幅したPWM信号を低損失で合成し、変調信号としての包絡線信号を復調することが可能となる。
従って、nが8以上の場合は、少なくとも2次高調波から7次高調波に対して、トランジスタのドレインに対応する複素平面上の信号点が1点に重なることがなく、実用的な打ち消し特性を得ることが可能となる。
従って、複数のトランジスタにて増幅したPWM信号を低損失で合成し、変調信号を復調することが可能なスイッチング回路を、包絡線信号増幅器に適用することが可能となる。
実施の形態1は、スイッチング回路33が、回路基板上のディスクリート部品で構成されることを排除しない形態であるのに対し、実施の形態2は、スイッチング回路が半導体基板上にICとして形成される形態である。
図6は、本発明の実施の形態2に係るスイッチング回路33aの模式的な平面図である。スイッチング回路33aは、モノリシック集積回路の半導体基板上に形成されており、一端が電源Vddに接続されたコイルL2と、該コイルL2の他端及びドレインD1,・・D16間が導体パターン(接続部材)にて接続された16個のトランジスタM1,・・M16とを備える。トランジスタM1,・・M16夫々のソースS1,・・S16は、接地電位(図6では、一部を斜線で示す)に接続されている。コイルL2の他端は、スイッチング回路33aの出力端子332となっている。
その他、実施の形態1に対応する箇所には同様の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
これにより、接続部材の寄生インダクタンスに、第3のコイルの役割を負わせることが可能となる。
実施の形態2は、半導体基板上に横型のMOSFETを備える形態であるのに対し、実施の形態3は、同じ半導体基板上に高耐圧・大電力の縦型のMOSFETを備える形態である。
図7は、本発明の実施の形態3に係るスイッチング回路33bの模式的な平面図である。図7A及び7Bの夫々は、スイッチング回路33bの表面及び裏面を示す平面図である。スイッチング回路33bは、モノリシック集積回路の半導体基板上に形成されており、環状に配された縦型のMOSFETからなるトランジスタM1,M2,・・M8を備える。トランジスタM1,M2,・・M8の夫々は、半導体基板の表面にソースS1,・・S8及びゲートG1,・・G8が形成されており、裏面にドレインD1,D2,・・D8が形成されている。
その他、実施の形態1及び2に対応する箇所には同様の符号を付して、その詳細な説明を省略する。
更に、各トランジスタのドレイン電極と、ソース電極及びゲート電極とがモノリシック集積回路の両面に分離されるため、各トランジスタのドレイン電極から第2のコイルの他端に至る配線長が均等化される。従って、トランジスタ毎に増幅されたPWM信号を第2のコイルの他端においてバランスよく加算することが可能となる。
3 包絡線信号増幅器
33、33a、33b スイッチング回路
L1 コイル(第1インダクタンス素子)
L2 コイル(第2インダクタンス素子)
L3 コイル(第3インダクタンス素子)
Rs 終端抵抗
M1、M2、・・Mn 電界効果トランジスタ(MOSFET)
D1、D2、・・Dn ドレイン(スイッチング素子の一端)
G1、G2、・・Gn ゲート(スイッチング素子の制御端子)
Vdd 電源(直流電源)
Claims (3)
- N個(Nは2以上の整数)のスイッチング素子のスイッチングを制御するための各制御端子をN−1個の第1インダクタンス素子を介して縦続接続する接続回路と、一端が直流電源に接続される第2インダクタンス素子の他端及び前記スイッチング素子の各一端の間に各別に接続された第3インダクタンス素子とを備えるスイッチング回路であって、
前記接続回路の入力端子に入力されるPWM信号にて、前記N個のスイッチング素子を順次スイッチングさせるようにしてあり、
前記N個のスイッチング素子は、モノリシック集積回路の半導体基板上に環状に配されたN個の縦型のMOSFETであり、
該MOSFETは、前記半導体基板の一面にソース及びゲートが、他面にドレインが夫々形成されており、
前記ソースの夫々は、前記半導体基板の一面にて前記MOSFETより内側に外縁が円形状をなすように形成された第1導体パターンに接続されており、
前記ゲートの夫々は、前記半導体基板の一面にて前記MOSFETより外側に前記MOSFETに沿うように配された前記接続回路に接続されており、
前記ドレインの夫々は、前記半導体基板の他面にて前記MOSFETより内側に放射状に形成された第2導体パターンの分岐パターンの夫々を介して前記第2インダクタンス素子の他端に接続されており、
前記分岐パターンにより、前記第3インダクタンス素子を置き換えてあること
を特徴とするスイッチング回路。 - Nは8以上であることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング回路。
- アナログの信号をパルス幅変調する変調回路と、
請求項1又は2の何れか1項に記載のスイッチング回路とを備え、
前記変調回路が変調信号の包絡線信号をパルス幅変調して得られたPWM信号にて前記スイッチング回路をスイッチングさせるようにしてあること
を特徴とする包絡線信号増幅器。
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