CN102934358A - 开关电路及包络线信号放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明的一实施方式的开关电路具备：N个开关元件；包含串联连接的N-1个第1电感元件的连接电路；第2电感元件；及N个第3电感元件。N个开关元件的控制端子分别连接于连接电路的两端及连接接点。第2电感元件的一端连接于电源。N个第3电感元件分别电连接N个开关元件的一端与第2电感元件的另一端。

Description

开关电路及包络线信号放大器
技术领域
本发明涉及一种利用PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号使与电感元件连接的开关元件进行开关的开关电路、及具备该开关电路的包络线信号放大器。
背景技术
近年来，作为在移动电话的基站等中将高频率的调制信号进行功率放大时所使用的一种放大方式，有EER(Envelope Elimination andRestoration，包络消除与恢复)方式。在EER方式中，从放大的调制信号中提取振幅成分(包络线)和相位成分，利用与振幅成分对应的信号对相当于相位成分的信号进行振幅调制，由此，以调制后的信号的振幅与原先的调制信号的振幅成正比例的方式进行放大。
更具体而言，将跟踪于所提取的包络线的电压作为电源电压而供给至饱和型放大器。该放大器通过将相当于相位成分的信号进行放大，来使已放大的信号的振幅跟踪于所提取的包络线。上述的跟踪于包络线的电压是通过如下方式获得：例如，对通过针对需要放大的调制信号进行包络线检波所得到的检波信号(以下，称为包络线信号)进行功率放大而获得。在包络线信号的功率放大中，为了提高效率而使用饱和型放大器。例如，利用通过针对包络线信号进行脉冲宽度调制所生成的PWM信号，使开关元件进行开关，并对经过开关被放大的PWM信号进行积分，由此包络线信号被解调成调制信号。
在对PWM信号进行放大时，多使用将互补的开关元件推挽式连接的D级放大器、或者在由电感元件施加的电压为零时接通开关元件的E级放大器。但是，对于D级放大器而言，技术上难以平衡性良好地提高互补的开关元件的耐压。另外，对于E级放大器而言，根据设计条件及动作条件而在断开开关元件时存在由电感元件施加至开关元件的浪涌电压（surge voltage）大幅超过电源电压的情形。根据上述理由，在将推挽式或单一的开关元件应用于高频且大功率的放大器时，自然存在限制。
此外，由于上述PWM信号中包含频率比较低的包络线信号的成分、及频率较高的PWM信号的成分，因此，作为PWM信号的放大器，需要具有宽频带的频率特性的放大器。作为满足上述条件的放大器，可以考虑例如将专利文献1中所示的分布放大器适用于PWM信号的放大器。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2002-033627号公报
发明内容
发明要解决的问题
然而，在分布放大器中，在用于合成多个开关元件输出电力的分布常数线路中，必需使向与输出端相反侧传播的电力由电阻消耗而成为终端，从而存在终端电阻中的损耗较大的问题。另外，从经放大的PWM信号中取出作为调制信号的包络线信号时需要低通滤波器，该滤波器的插入损耗亦无法忽视。
本发明是鉴于上述情况而做出的，其目的在于提供一种能够将经多个开关元件放大的PWM信号以低损耗合成并对调制信号进行解调的开关电路、及具备该开关电路的包络线信号放大器。
解决问题的技术手段
本发明的一方面涉及的开关电路具备：连接电路，其经由N-1个第1电感元件而将用于控制N个(N为2以上的整数)开关元件的开关的各控制端子级联连接；及第3电感元件，其分别连接于一端与直流电源连接的第2电感元件的另一端及上述开关元件的各一端之间，上述开关电路的特征在于，通过输入至上述连接电路的输入端子的PWM信号，来使上述多个开关元件依次进行开关。即，该开关电路具备：(a)N个开关元件；(b)包含N-1个第1电感元件的连接电路；(c)第2电感元件；及(d)N个第3电感元件。N个开关元件各自具有一端及控制端子。第2电感元件具有一端及另一端。N-1个第1电感元件为串联连接。N个开关元件的控制端子分别连接于连接电路内的多个节点。该等多个节点包含N-1个第1电感元件的连接接点、及连接电路的输入端及输出端。N个第3电感元件分别将N个开关元件的一端与第2电感元件的另一端电连接。
在该开关电路中，N个开关元件各自的控制端子分别连接于构成PWM信号传播的连接电路的N-1个第1电感元件的各连接节点、及连接电路的输入输出端子，在各开关元件的一端、与一端与直流电源连接的第2电感元件的另一端之间分别插装有第3电感元件。
因此，通过在连接电路中传播的PWM信号来使各开关元件以固定的时间间隔依次进行开关，每一开关元件上经放大的大致相等振幅的PWM信号在第2电感元件的另一端中被相加。在具有像上述时间间隔的N倍为1周期这样的调制周期(PWM周期)的PWM信号输入到该开关电路的情况下，在复数平面上，各开关元件的一端上的与PWM信号的基波的信号振幅及相位对应的信号点以-2π/N的相位差等间隔地排列在以原点为中心的圆上。因此，在该开关电路中，以输出至各开关元件的一端的PWM信号的基波在第2电感元件的另一端上相互抵消的方式被相加。
同样地，在根据PWM信号的M次(M为2以上的整数)高次谐波而输出至各开关元件的一端的与PWM信号的信号振幅及相位对应的信号点表现为以-2Mπ/N的相位差等间隔地排列在复数平面上的以原点为中心的圆上的情况下，以输出至各开关元件的一端的PWM信号的高次谐波相互抵消的方式被相加。
在一实施方式中，亦可具有如下特征：电连接上述开关元件的一端及上述第2电感元件的另一端之间的连接部件构成上述第3电感元件。本实施方式的开关电路中，需要分别插装于各开关元件的一端与第2电感元件的另一端之间的第3电感元件是由连接部件来实现的。因此，连接部件的寄生电感发挥第3电感元件的功能。
在一实施方式的开关电路中，亦可具有如下特征：N为8以上。在本实施方式的开关电路中，当将各开关元件的一端上的PWM信号的M次高次谐波的信号振幅及相位与复数平面上的信号点进行对应的情况下，各信号点间的相位差(-2Mπ/N)成为相对于基波的信号点间的相位差(-2π/N)的M倍。即，各信号点最初重叠于1点是N次高次谐波(M=N)的情况。因此，在N为8以上的情况下，至少对于2次高次谐波至7次高次谐波而言，与开关元件的各一端对应的复数平面上的信号点并未重叠于1点，这些高次谐波被相互抵消。
在一实施方式中，亦可具有如下特征：上述开关元件与上述第1、第2及第3电感元件形成在单片集成电路的半导体基板上。由于本实施方式的开关电路形成在单片集成电路的半导体基板上，因此该开关电路得以小型化，作为放大器的高频特性变得良好。
在一实施方式中，亦可具有如下特征：上述开关元件是纵型MOSFET。在本实施方式中，由于各开关元件是纵型MOSFET，因此开关电路得以高耐压、大功率化，并且接通电阻变小而使损耗降低。
进而，在将纵型MOSFET应用到单片集成电路的各开关元件的情况下，各开关元件的漏极电极、及源极电极与栅极电极分开而位于单片集成电路的两面。因此，例如，自各开关元件的漏极电极至第2电感元件的另一端为止的配线长度得以均等化，并且每一开关元上经放大的PWM信号在第2电感元件的另一端中平衡性良好地被相加。
本发明的另一方面涉及的包络线信号放大器的特征在于，包括：对模拟信号进行脉冲宽度调制的调制电路；及上述的一方面或实施方式涉及的任一开关电路，通过上述调制电路对调制信号的包络线信号进行脉冲宽度调制而得到的PWM信号，使上述开关电路进行开关。
在该包络线信号放大器中，调制电路对所输入的调制信号的包络线信号进行脉冲宽度调制，利用通过脉冲宽度调制所获得的PWM信号来使开关电路进行开关而对包络线信号进行解调。由此，将能以低损耗方式合成经多个开关元件放大的PWM信号并对调制信号进行解调的开关电路应用于包络线信号放大器中。
发明的效果
根据上述开关电路，通过连接电路中传播的PWM信号来使各开关元件以固定的时间间隔依次进行开关，每一开关元件上经放大的大致相等振幅的PWM信号在第2电感元件的另一端被相加。
在对上述开关电路输入了具有像上述时间间隔的N倍成为1周期这样的调制周期的PWM信号的情况下，在复数平面上，根据PWM信号的基波而输出至各开关元件的一端的与PWM信号的振幅及相位对应的信号点以-2π/N的相位差等间隔地排列在以原点为中心的圆上。因此，以使输出至各开关元件的一端的PWM信号的基波相互抵消的方式被相加。同样地，当根据PWM信号的M次(M为2以上的整数)高次谐波而输出至各开关元件的一端的与PWM信号的振幅及相位对应的信号点表现为以-2Mπ/N的相位差等间隔地排列在复数平面上的以原点为中心的圆上的情况下，以使输出至各开关元件的一端的PWM信号的高次谐波相互抵消的方式被相加。
因此，能够以低损耗方式合成经多个开关元件放大的PWM信号而对调制信号进行解调。
附图说明
图1是表示一实施方式涉及的EER放大器的主要部分构成的块图。
图2是示意性地表示EER放大器的各部的信号波形的说明图。
图3是表示一实施方式涉及的开关电路的构成的电路图。
图4是将漏极中的信号的振幅及相位与复数平面上的信号点进行对应而表示的图。
图5是表示与放大级数(n)相应的基波及高次谐波的抵消特性的图表。
图6是另一实施方式涉及的开关电路的示意俯视图。
图7是又一实施方式涉及的开关电路的示意俯视图。
具体实施方式
以下，对将具有一实施方式涉及的开关电路的包络线信号放大器应用于在移动电话的基站中所使用的EER方式下的放大器(以下，称为EER放大器)中的实施方式(实施方式1)，进行详细叙述。
图1是表示一实施方式涉及的EER放大器的主要部分构成的块图。EER放大器具备：检波器2，对从输入端子1输入的移动电话的调制信号进行包络线检波；包络线信号放大器3，放大检波信号(包络线信号)；限制器4，限制所输入的调制信号的振幅并提取相位成分；及开关电路5，将所提取的相位成分进行放大。
包络线信号放大器3具备：三角波产生器31，其产生固定频率的三角波；及比较器32，其通过比较由三角波产生器31供给的三角波与由检波器2生成的检波信号，将根据由检波器2供给的检波信号调制了脉冲宽度而得到的PWM信号供给至开关电路33。从振幅通过开关电路33进行开关而增大后的PWM信号中，去除脉冲宽度调制的调制频率成分及高次谐波成分。因此，包络线信号通过开关电路33被解调。该包络线信号供给至开关电路5。开关电路5中，将由包络线信号放大器3的开关电路33供给的包络线信号用作电源电压，根据由限制器4供给的相位成分而使未图示的开关元件进行开关，从而使经放大的相位成分的振幅跟踪于包络线信号。
图2是示意性地表示EER放大器的各部的信号波形的说明图。图2的(A)至(G)中，横轴表示时间，纵轴表示各部的信号的振幅。其中，各纵轴的比例尺并不均等。
图2的(A)表示供给至输入端子1的调制信号的波形。在所输入的调制信号中，对载波进行相位调制及振幅调制而生成的信号。图2的(B)表示通过限制器4从所输入的调制信号中提取的相位成分的波形，图2的(C)表示用检波器2对所输入的调制信号进行包络线检波而生成的检波信号(包络线信号)的波形。图2的(B)的相位信号的振幅为固定，图2的(C)的包络线信号中已去除调制信号的载波成分。
图2的(D)表示输入至比较器32的三角波的波形，图2的(E)表示比较器32的输出信号(PMW信号)的波形。比较器32将图2的(C)所示的包络线信号与三角波进行比较，输出将脉冲宽度根据包络线信号进行调制的PWM信号。此处，在包络线信号的峰值较低(或较高)的情况下，PWM信号的脉冲宽度变宽(或窄)。图2的(F)表示开关电路33的输出信号的波形。开关电路33将来自比较器32的PWM信号进行极性反转并放大，由此从该PMW信号中去除脉冲宽度调制的调制频率成分及高于该调制频率成分的频率成分。即，图2的(F)所示的信号成为将图2的(C)的包络线信号放大的信号。
图2的(G)表示开关电路5的输出信号的波形。开关电路5是将图2的(F)所示的包络线信号本身用作电源电压，将图2的(B)所示的相位成分进行放大，以此生成输出信号。在该情况下，开关电路5输出的信号的振幅跟踪于电源电压，因此具有跟踪于包络线信号的振幅的相位信号从开关电路5中输出。这样一来，在图2的(A)所示的调制信号的相位成分得以保持的状态下振幅成分被放大而图2的(G)所示的信号从EER放大器输出。
此外，在本实施方式1中，脉冲宽度调制的调制频率、即使三角波产生器31产生的三角波的频率为200MHz，但并不限定于此。例如，与包络线信号的带宽的10倍左右相当的频率可用作脉冲宽度调制的调制频率。
图3是表示一实施方式涉及的开关电路33的构成的电路图。开关电路33包括：一端连接于电源Vdd的线圈L2；及N个场效应晶体管(MOSFET，以下，简称为晶体管)M1、M2、...Mn。在线圈L2的另一端与漏极D1、D2、...Dn(n为2以上的整数)之间，分别插装有线圈L3。晶体管M1、M2、...Mn各自的源极S1、S2、...Sn连接于接地电位。线圈L2的另一端连接于开关电路33的输出端子332。
在晶体管Mk、Mk+1(k为1至n-1的整数)的栅极Gk、Gk+1之间，分别连接有n-1个线圈L1。n-1个线圈L1与栅极G1、G2、...Gn的未图示的寄生电容Cgs构成连接电路，该连接电路的一端及另一端分别经由线圈L1a和终端电阻Rs的串联电路而与输入端子331及接地电位连接。在终端电阻Rs与接地电位之间，亦可插装下述的电容器C1。使终端电阻Rs的阻抗与连接电路的特性阻抗一致。
在上述的开关电路33中，从比较器32经由输入端子331而供给至终端电阻Rs的PWM信号是在连接电路中传播的期间以固定的时间间隔供给至栅极Gm(m为自1至n为止的整数)。该时间间隔设定为脉冲宽度调制的调制周期的1/n。即，对栅极Gm供给相对于栅极G1相位延迟2π(m-1)/n的PWM信号。而且，当PWM信号传播至晶体管Mm的栅极Gm时，晶体管Mm在与漏极Dm连接的线圈L3与接地电位之间进行开关，且将经极性反转并放大后的PWM信号从漏极Dm经由线圈L3而供给至输出端子332。因此，从线圈L2的另一端、即输出端子332输出的信号成为，从漏极D1、D2、...Dn各自所输出的等振幅的PWM信号经由各自的线圈L3而均等地相加后所得到的信号。
接着，说明在n=8的情况下，从各晶体管Mm的漏极Dm供给至输出端子332的PWM信号被相加的机制。
图4是将漏极D1、D2、...D8的信号的振幅及相位与复数平面上的信号点对应而表示的图。图中横轴表示实轴，纵轴表示虚轴。图4的(A)表示相对于具有与脉冲宽度调制的调制频率(此处为200MHz)相同的频率的基波的信号点，图4的(B)、图4的(C)及图4的(D)的各自表示相对于2次高次谐波、3次高次谐波、4次高次谐波的信号点。
如图4的(A)所示，在将与漏极D1对应的信号点置于实轴上的情况下，漏极D1、D2、...D8中的信号振幅为固定，因此，与漏极D1、D2、...D8对应的信号点排列在以原点为中心的同心圆上。另外，晶体管M1、M2、...M8使以脉冲宽度调制的调制周期(基波的周期)的1/8的时间间隔、即以-π/4的相位差而依次进行开关，因此，与漏极D1、D2、...D8对应的相邻的信号点间的相位差变成-π/4(=-2π/8)。
同样地，如图4的(B)所示，晶体管M1、M2、...M8以2次高次谐波的周期的2/8的时间间隔、即以-π/2的相位差而依次进行开关，因此与漏极D1、D2、...D8对应的相邻的信号点间的相位差变成-π/2(=-2×2π/8)。另外，对于3次高次谐波而言，如图4的(C)所示，与漏极D1、D2、...D8对应的相邻的信号点间的相位差变成-3π/4(=-3×2π/8)。进而，对于4次高次谐波而言，如图4的(D)所示，与漏极D1、D2、...D8对应的相邻的信号点间的相位差变成-π(=-4×2π/8)。
以上的图4的(A)至(D)所示的各信号点具有相对于原点成点对称的位置关系，因此，当将与图4的(A)至(D)所示的所有信号点对应的漏极D1、D2、...D8的信号均等地相加时，这些信号相互抵消而成为振幅为零的信号。从输出端子332输出的信号是将从漏极D1、D2、...Dn的各自输出的信号均等地相加而得到的信号，因此，在n=8的情况下，至少基波及2次、3次、4次高次谐波在输出端子332中相互抵消。
对于未图示的5次、6次、7次高次谐波而言，与漏极D1、D2、...D8对应的相邻的信号点间的相位差分别成为-5π/4(=-5×2π/8)、-3π/2(=-6×2π/8)、-7π/4(=-7×2π/8)。对于该等高次谐波而言，当将漏极D1、D2、...D8的信号均等地相加时，相加所得的信号的振幅亦成为零。
相对于此，对于8次高次谐波而言，与漏极D1、D2、...D8对应的相邻的信号点间的相位差成为-2π(=-8×2π/8)，所有信号点重叠于1点。因此，可推测，当将漏极D1、D2、...D8的信号均等地相加时，相加所得的信号不会抵消，信号的振幅会增大与相加所得的信号的数量对应的量。
根据以上的情形进行归纳可知，脉冲宽度调制的基波及n-1次以下的高次谐波从图3所示的开关电路33的输出端子332被抵消而输出。即，可以讲，从开关电路33的输出端子332输出如图2的(F)所示的包络线信号。
以下，说明基波及高次谐波因开关电路33的晶体管的个数、即PWM信号的放大级数的不同而如何被抵消。
图5是表示相对于放大级数(n)的基波及高次谐波的抵消特性的图表。图5的横轴表示频率(Hz)，纵轴表示输出端子332的信号的振幅(V)。另外，将n=4、6、8及16时的信号振幅分别以2点划线、1点划线、实线及虚线表示。图5所示的特性是作为以下情形时的模拟结果而获得的，即，为了放大级的每1级获得1V的信号振幅而使各晶体管M1、M2、...Mn通过PWM信号而进行开关的情形。在较脉冲宽度调制的基波(200MHz)充分低的频率下，由于将从各晶体管M1、M2、...Mn输出的信号以大致相同的相位进行相加，因此相加所得的信号的振幅(V)具有与放大级数n相当的值。
首先，在n=4的情况下，脉冲宽度调制的基波及2次、3次高次谐波在输出端子332中被抵消，因此在f＝200MHz、400MHz及600MHz上的高次谐波信号的振幅成为零。另外，如上所述地4次高次谐波在输出端子332中被相加，因此在f＝800MHz上的信号的振幅中出现峰值(参照2点划线)。上述峰值亦出现于8次(4次×2)的高次谐波即f＝1.6GHz上。
其次，在n=6的情况下时，脉冲宽度调制的基波及2次至5次高次谐波在输出端子332中被抵消，因此自f＝200MHz起每隔200MHz直至1GHz为止的高次谐波信号的振幅成为零。另外，由于6次高次谐波在输出端子332中被相加，因此在f＝1.2GHz上的信号的振幅中出现峰值(参照1点划线)。
同样地，在n=8的情况下，脉冲宽度调制的基波及2次至7次高次谐波在输出端子332中被抵消，因此，自f＝200MHz起每隔200MHz直至1.4GHz为止的信号的振幅成为零。另外，由于8次高次谐波在输出端子332中被相加，因此在f＝1.6GHz上的信号的振幅中出现峰值(参照实线)。
进而，在n=16的情况下，脉冲宽度调制的基波及2次至15次高次谐波在输出端子332中被抵消，因此至f＝3GHz为止的高次谐波信号的振幅成为零，在图5所示的频率的范围内，信号的振幅中未出现较大的峰值。
这样一来，若将放大级数设为8以上，则至f＝1.4GHz为止的高次谐波被抵消，因此可确认能够获得大致实用的抵消特性。
如上所述，根据本实施方式1，在构成传播PWM信号的连接电路的n-1个线圈的各连接节点及连接电路的输入输出端子上，分别连接N个晶体管的栅极，在各晶体管的漏极、与一端连接于Vdd的第2线圈的另一端之间分别插装第3线圈。
因此，各晶体管通过传播于连接电路的PWM信号以脉冲宽度调制的调制周期的1/n的时间间隔依次进行开关，将每一晶体管中经放大的振幅大致相等的PWM信号在第2线圈的另一端中被相加。各晶体管的漏极上的信号的振幅及相位所对应的信号点表现为，在复数平面上，相对于脉冲宽度调制的基波及n-1次以下的高次谐波以-2kπ/8(k为1至n-1的整数)的相位差等间隔地排列在以原点为中心的圆上。因此，被相加成PWM信号的基波及n-1次以下的高次谐波相互抵消。即，能够不使用损耗较大的传送电路及滤波器而相加PWM信号，从而去除脉冲宽度调制的基波及高次谐波。
因此，能够以低损耗方式合成经多个开关元件放大的PWM信号，并对作为调制信号的包络线信号进行解调。
另外，在将各晶体管的漏极中的PWM信号的M次高次谐波的信号振幅及相位与复数平面上的信号点进行对应时，各信号点间的相位差(-2Mπ/n)成为相对于基波的信号点间的相位差(-2π/n)的M倍。即，各信号点最初重叠于1点是n次高次谐波(M=n)的情况。
因此，在n为8以上的情况下，至少对于2次高次谐波至7次高次谐波而言，在与晶体管的漏极对应的复数平面上的信号点并未重叠于1点，能够获得实用的抵消特性。
进而，比较器生成脉冲宽度与输入至EER放大器的作为调制信号的包络线信号对应而被调制的PMW信号，用该PWM信号使晶体管进行开关而合成，以此对包络线信号进行解调。
因此，能够将经多个晶体管放大的PWM信号以低损耗方式合成而解调调制信号的开关电路应用于包络线信号放大器中。
(实施方式2)
实施方式1是不排除开关电路33由电路基板上的离散部件构成的构造，相对于此，实施方式2是开关电路作为IC(Integrated Circuits，集成电路)而形成在半导体基板上的构造。
图6是另一实施方式(实施方式2)涉及的开关电路33a的示意平面图。开关电路33a形成在单片集成电路的半导体基板上。开关电路33a包括：一端连接于电源Vdd的线圈L2、及16个晶体管M1、...M16。线圈L2的另一端及漏极D1、...D16是通过导体图案(连接部件)而连接。晶体管M1、...M16各自的源极S1、...S16与接地电位(图6中以斜线表示其一部分)连接。线圈L2的另一端成为开关电路33a的输出端子332。
晶体管M1、...M16各自的栅极G1、...G16分别连接于15个串联连接的线圈L1、...L1的两端及各连接点。15个线圈L1、...L1与栅极G1、...G16的未图示的寄生电容Cgs构成连接电路，该连接电路的一端及另一端分别经由线圈L1a与终端电阻Rs的串联电路而连接于输入端子331及电容器C1的一端。电容器C1的另一端连接于接地电位。电容器C1用于切断对栅极G1、...G16的直流偏置电压。
线圈L2、15个线圈L1、...L1、线圈L1a、L1a、终端电阻Rs、Rs、及电容器C1由导体图案形成。连接线圈L2的另一端与漏极D1、...D16间的导体图案(连接部件)具有寄生电感，用来替代实施方式1的开关电路33的各线圈L3。即，该导体图案(连接部件)构成第3电感元件。实质上，通过上述导体图案所具有的寄生电感、及自晶体管M1、...M16各自的半导体芯片至漏极D1、...D16的配线的电感来替代各线圈L3。
在上述构成中，在从输入端子331供给至终端电阻Rs的PWM信号在包含15个线圈L1、...L1的连接电路中传播的期间，晶体管M1、...M16依次进行开关。在晶体管M1、...M16中分别放大且从漏极D1、...D16输出的PWM信号在线圈L2中被相加而脉冲宽度调制的基波及高次谐波在输出端子332中被抵消，此情况与实施方式1的开关电路33相同。
由于开关电路33a形成在单片集成电路上，因此，整个电路得以小型化，与在由绝缘体基材构成的电路基板上使用离散零件而构成的情况相比，具有良好的高频特性。
此外，对于与实施方式1对应的地方标注相同的附图标记，省略其详细说明。
如上所述，根据本实施方式2，替代需要分别插装于各晶体管的漏极与第2线圈的另一端之间的第3线圈而插装连接部件。因此，能够使连接部件的寄生电感承担第3线圈的作用。
另外，由于开关电路形成在单片集成电路的半导体基板上，因此能够使开关电路得以小型化，且能够使作为放大器的高频特性变得良好。
(实施方式3)
实施方式2是在导体基板上设有横型MOSFET的构造，相对于此，实施方式3是在相同的半导体基板上设有高耐压、大功率的纵型MOSFET的构造。
图7是又一实施方式(实施方式3)涉及的开关电路33b的示意平面图。图7的(A)及(B)分别为表示开关电路33b的表面及背面的平面图。开关电路33b形成在单片集成电路的半导体基板上，并具备由配置成环状的纵型MOSFET构成的晶体管M1、M2、...M8。晶体管M1、M2、...M8各自的源极S1、...S8与栅极G1、...G8形成在半导体基板的表面，晶体管M1、M2、...M8各自的漏极D1、D2、...D8形成在半导体基板的背面。
晶体管M1、...M16各自的源极S1、...S16连接于与接地电位连接的环状的导体图案。晶体管M1、...M8各自的栅极G1、...G8分别连接于7个线圈L1、...L1的串联连接电路的两端及各连接点。在该串联连接电路中，线圈L1、...L1配置成环状。7个线圈L1、...L1、与栅极G1、...G8的未图示的寄生电容Cgs构成连接电路，该连接电路的一端及另一端分别经由线圈L1a与终端电阻Rs的串联电路而连接于输入端子331及电容器C1的一端。电容器C1的另一端连接于接地电位。
开关电路33b在半导体基板的背面还具备一端连接于电源Vdd的线圈L2。该线圈L2的另一端连接于位于与漏极D1、D2、...D8等距离的位置上的节点N1。在节点N1上连接有自晶体管M1、M2、...M8各自的漏极D1、D2、...D8延伸的各别导体图案(连接部件)。这些导体图案(连接部件)具有大致相同的长度。线圈L2的另一端成为开关电路33b的输出端子332。上述导体图案(连接部件)具有寄生电感，并用于替代实施方式1的开关电路33的线圈L3。即，该导体图案(连接部件)构成第3电感元件。
在上述构成中，在自输入端子331供给至终端电阻Rs的PWM信号在包含7个线圈L1、...L1的连接电路中传播的期间，晶体管M1、M2、...M8依次进行开关。经晶体管M1、M2、...M8放大且自漏极D1、...D8输出的PWM信号在线圈L2中被相加而脉冲宽度调制的基波及高次谐波在输出端子332中被抵消，此情况与实施方式1的开关电路33相同。
开关电路33b中，源极S1、...S8、与栅极G1、...G8与漏极D1、...D8分开位于单片集成电路的表面及背面，因此可提高配线的自由度。另外，如图7所示，在将晶体管M1、M2、...M8配置成环状的情况下，将漏极D1、D2、...D8与特定的1点分别连接的导体图案(配线部件)的长度变得均一，寄生电感亦得以均一化，因此能够平衡性良好地相加从漏极D1、D2、...D8输出的PWM信号。
此外，对于与实施方式1及2对应的地方标注相同的附图标记，省略其详细说明。
如上所述，根据本实施方式3，由于各晶体管由纵型MOSFET构成，因此能够实现开关电路的高耐压、大功率化，而且能够减小接通电阻并降低损耗。
进而，由于各晶体管的漏极电极、及源极电极与栅极电极分开位于单片集成电路的两面，因此自各晶体管的漏极电极至第2线圈的另一端为止的配线长度得以均等化。因此，能够将每一晶体管中经放大的PWM信号在第2线圈的另一端中平衡良好地进行相加。
附图标记说明
2  检波器；
3  包络线信号放大器；
33、33a、33b、5  开关电路；
L1  线圈(第1电感元件)；
L2  线圈(第2电感元件)；
L3  线圈(第3电感元件)；
Rs  终端电阻；
M1、M2、...、Mn  场效应晶体管(MOSFET)；
D1、D2、...、Dn  漏极(开关元件的一端)；
G1、G2、...、Gn  栅极(开关元件的控制端子)；
Vdd  电源(直流电源)。

Claims (6)

1.一种开关电路，具备：连接电路，其经由N-1个第1电感元件而将各控制端子级联连接，其中，该各控制端子用于控制N个开关元件的开关，N为2以上的整数；及第3电感元件，其分别连接于一端与直流电源连接的第2电感元件的另一端及上述开关元件的各一端之间，上述开关电路的特征在于，
通过输入到上述连接电路的输入端子的PWM信号，来使上述多个开关元件依次进行开关。
2.如权利要求1所述的开关电路，其特征在于，
将连接部件置换为上述第3电感元件，该连接部件用于电连接上述开关元件的一端与上述第2电感元件的另一端之间。
3.如权利要求1或2所述的开关电路，其特征在于，
N为8以上。
4.如权利要求1至3中任一项所述的开关电路，其特征在于，
上述开关元件、和上述第1电感元件、第2电感元件及第3电感元件形成于单片集成电路的半导体基板上。
5.如权利要求1至4中任一项所述的开关电路，其特征在于，
上述开关元件为纵型MOSFET。
6.一种包络线信号放大器，其特征在于，
具备：
将模拟信号进行脉冲宽度调制的调制电路；及
权利要求1至5中任一项所述的开关电路，
通过由上述调制电路对调制信号的包络线信号进行脉冲宽度调制而得到的PWM信号，来使上述开关电路进行开关。
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