TWI474629B - 無表面聲波接收器 - Google Patents

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Description

無表面聲波接收器
本發明涉及無線通信領域，更具體地說，本發明涉及無線電收發器。
已知通信系統支援無線和/或有線連接的通信裝置間的無線和有線通信。這些通信系統的範圍從國家和/或國際蜂窩電話系統到網際網路甚至到點對點家用無線網路。各種類型的通信系統可分別創建，並根據一種或多種通信標準運行。例如，無線通信系統可以根據一種或多種標準運行，這些標準包括但不限於IEEE802.11、藍牙、高級移動電話服務(AMPS)、數位AMPS、移動通信全球系統(GSM)、碼分多址(CDMA)、本地多點分散式系統(LMDS)、多通道多點分散式系統(MMDS)、射頻標識(RFID)、增強型分組無線通信業務(EDGE)、通用分組無線業務(GPRS)、WCDMA、長期演進(LTE)、微波存取全球互通(WiMAX)和/或其變型。
根據無線通信系統的類型，無線通信裝置(例如蜂窩電話、雙向無線電、個人數位助手(PDA)、個人電腦(PC)、手提電腦、家庭娛樂設備、RFID讀卡器、RFID標籤等)與其他無線通信裝置直接或間接通信。對於直接通信(又稱為點對點通信)，參與的無線通信裝置將它們的接收器和發射器調諧到相同的頻道(例如無線通信系統的多個射頻載波中的一個或一些系統特定的射頻頻率)並通過這些頻道通信。對於間接無線通信，每個無線通信裝置與相關基站(例如用於蜂窩服務)和/或通過分配的頻道與相關接入點(例 如用於家庭內或建築物內的無線網路)直接通信。為了完成無線通信裝置間的通信鏈結，相關基站和/或相關接入點通過系統控制器、通過公共交換電話網、通過網際網路和/或通過一些其他廣域網相互直接通信。
對於每個參與無線通信的無線通信裝置，它包括內置無線電收發器(即接收器和發射器)或與相關無線電收發器相連(例如用於家庭和/或建築物內無線通信網路的基站、RF數據機等)。已知接收器與天線相連並包括低雜訊放大器、一個或多個中頻級(stage)、濾波級和資料恢復級。低雜訊放大器通過天線接收入站RF信號然後將其放大。一個或多個中頻級將放大的RF信號與一個或多個本地振盪混合，從而將放大的RF信號轉換為基帶信號或中頻信號。濾波級濾波基帶信號或中頻信號以衰減不需要的帶外信號，從而生成濾波的信號。資料恢復級根據特定的無線通信標準恢復濾波的信號中的資料。
已知發射器包括資料調製級、一個或多個中頻級以及功率放大器。資料調製級根據特定的無線通信標準將資料轉換為基帶信號。一個或多個中頻級將基帶信號與一個或多個本地振盪混合以產生RF信號。功率放大器放大RF信號，然後通過天線將其發射。
為了實施無線電收發器，無線通信裝置包括多個積體電路和多個分立組件。圖1示出了支持2G和3G蜂窩電話協定的無線通信裝置的一個例子。如圖所示，無線通信裝置包括基帶處理IC、電源管理IC、無線電收發器IC、發射/接收(T/R)切換器、天線以及多個分立元件。分立元件包括表面聲波(SAW)濾波器、功率放大器、雙工器、電感和電容。這些分立元件增加了無線通信裝置的材料成本，但是它們並不是實現2G和3G協定的精確性能需求所必須的。
隨著積體電路工藝技術的發展，無線通信裝置製造商希望無線收發器IC製造商根據IC製造工藝的進步更新它們的IC。例如， 由於製造工藝過程的改變(例如使用更小的電晶體型號)，針對更新的製造工藝過程重新設計無線收發器IC。由於大多數數位電路隨著IC製造工藝過程而縮小，IC數位部分的重新設計是一個相對簡單的過程。但是，由於大多數類比電路(例如電感、電容等)不隨IC過程而縮小，類比部分的重新設計不是一個簡單的任務。因此，無線收發器IC製造商投入了巨大努力來生產使用更新IC製造工藝過程的IC。
本發明提供一種裝置和操作方法，並在以下附圖說明和具體實施方式部分以及權利要求中給出進一步的描述。
根據本發明的一個方面，提出一種無表面聲波接收器，包括以下至少一項：前端模組介面模組，用於接收入站射頻信號；和/或射頻-中頻接收器部，包括：變頻帶通濾波器，包括：開關網路；和/或形成基帶濾波器響應的多個基帶阻抗，其中所述開關網路用於根據多個相位偏移(phase-offset)的射頻時鐘信號(RF clock signal)將所述多個基帶阻抗連接到所述前端模組介面以射頻帶通濾波所述入站射頻信號以產生濾波的入站射頻信號；和/或低雜訊放大器模組，用於放大所述濾波的入站射頻信號以產生放大的入站射頻信號；和/或混頻部，用於將所述放大的入站射頻信號與本地振盪混頻以產生入站中頻信號；和/或接收器中頻-基帶部，用於將所述入站中頻信號轉換為一個或多個入站符號流。
優選地，所述前端模組介面模組包括： 變壓器；和可調電容網路C1，與所述變壓器的次級連接，用於濾波接收的入站射頻信號以產生所述入站射頻信號。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括：前端模組，用於從不期望的射頻信號中分離出所述入站射頻信號。
優選地，所述接收器中頻-基帶部包括：混頻部，用於將所述入站中頻信號與第二本地振盪混頻以產生I和Q混頻信號；以及組合及濾波部，用於：將所述I和Q混頻信號組合以產生組合的信號；以及濾波所述組合的信號以產生所述一個或多個入站符號流。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括：時鐘生成器，用於生成所述多個相位偏移的時鐘信號，其中所述開關網路根據所述多個相位偏移的時鐘信號定期地將所述多個基帶阻抗連接到所述前端模組介面模組和所述低雜訊放大器模組，且其中所述多個相位偏移的時鐘信號的速率對應於所述入站射頻信號的頻率。
優選地，所述混頻部包括：混頻模組，用於：將所述放大的入站射頻信號轉換為同相I信號分量和正交Q信號分量；將所述I信號分量與本地振盪的I信號分量混頻以產生I混頻信號；將所述Q信號分量與所述本地振盪的Q信號分量混頻以產生Q混頻信號；以及濾波器模組，用於濾波所述I和Q混頻信號以產生所述入站中頻信號。
優選地，所述開關網路還用於：在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第一個信號時，以第一連接模式連接所述多個基帶阻抗的第一和第三基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號；在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第二個信號時，以第二連接模式連接所述多個基帶阻抗的第二和第四基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號；在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第三個信號時，以反(inverse)第一連接模式連接所述第一和第三基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號；以及在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第四個信號時，以反第二連接模式連接所述第二和第四基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號。
優選地，所述多個基帶阻抗中的基帶阻抗包括以下至少一項：電容；可變電容；開關電容濾波器；開關電容電阻；和複數阻抗(complex impedance)。
優選地，所述變頻帶通濾波器還包括：控制模組，用於接收控制信號，其中所述控制信號提供用於調節以下至少一項的控制資訊：基帶濾波器回應的品質因數、基帶濾波器回應的增益、基帶濾波器回應的帶寬以及基帶濾波器回應的衰減斜率。
根據本發明的另一個方面，提出一種無表面聲波接收器，包括：前端模組介面模組，用於接收入站射頻信號；和/或射頻-中頻接收器部，包括：變頻帶通濾波器，包括：第一開關網路；和/或 形成第一基帶濾波器響應的第一多個基帶阻抗，其中所述第一開關網路用於根據多個相位偏移的射頻時鐘信號將所述多個基帶阻抗連接到所述前端模組介面以射頻帶通濾波所述入站射頻信號以產生濾波的入站射頻信號；和/或低雜訊放大器模組，用於放大所述濾波的入站射頻信號以產生放大的入站射頻信號；和/或混頻部，用於將所述放大的入站射頻信號與本地振盪混頻以產生入站中頻信號；和/或中頻變頻濾波器，包括以下至少一項：第二開關網路；和/或形成第二基帶濾波器響應的第二多個基帶阻抗，其中所述第二開關網路用於根據多個相位偏移的中頻時鐘信號將所述第二多個基帶阻抗連接到所述混頻部，以中頻帶通濾波所述入站中頻信號以產生濾波的入站中頻信號；和/或接收器中頻-基帶部，用於將所述濾波的入站中頻信號轉換為一個或多個入站符號流。
優選地，所述前端模組介面模組包括：變壓器；和可調電容網路C1，與所述變壓器的次級連接，用於濾波接收的入站射頻信號以產生所述入站射頻信號。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括：前端模組，用於從不期望的射頻信號中分離出所述入站射頻信號。
優選地，所述接收器中頻-基帶部包括：混頻部，用於將所述入站中頻信號與第二本地振盪混頻以產生I和Q混頻信號；以及組合及濾波部，用於：將所述I和Q混頻信號組合以產生組合的信號；以及 濾波所述組合的信號以產生所述一個或多個入站符號流。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括：時鐘生成器，用於：生成第一多個相位偏移的時鐘信號，其中所述第一開關網路根據所述第一多個相位偏移的時鐘信號定期地將所述第一多個基帶阻抗連接到所述前端模組介面模組和所述低雜訊放大器模組，且其中所述第一多個相位偏移的時鐘信號的速率對應於所述入站射頻信號的頻率；以及生成第二多個相位偏移的時鐘信號，其中所述第二開關網路根據所述第二多個相位偏移的時鐘信號定期地將所述第二多個基帶阻抗連接到所述混頻模組，且其中所述第二多個相位偏移的時鐘信號的速率對應於所述入站中頻信號的頻率。
優選地，所述混頻部包括：混頻模組，用於：將所述放大的入站射頻信號轉換為同相I信號分量和正交Q信號分量；將所述I信號分量與本地振盪的I信號分量混頻以產生I混頻信號；將所述Q信號分量與所述本地振盪的Q信號分量混頻以產生Q混頻信號；以及濾波器模組，用於濾波所述I和Q混頻信號以產生所述入站中頻信號。
優選地，所述第一開關網路還用於：在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第一個信號時，以第一連接模式連接所述第一多個基帶阻抗的第一和第三基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號；在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第二個信號時，以第二連接模式連接所述第一多個基帶阻抗的第二和第四基帶阻抗以濾 波所述入站射頻信號；在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第三個信號時，以反第一連接模式連接所述第一和第三基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號；以及在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第四個信號時，以反第二連接模式連接所述第二和第四基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號。
優選地，所述第二開關網路還用於：在所述多個相位偏移的中頻時鐘信號的第一個信號時，以第一連接模式連接所述第二多個基帶阻抗的第一和第三基帶阻抗以濾波所述入站中頻信號；在所述多個相位偏移的中頻時鐘信號的第二個信號時，以第二連接模式連接所述第二多個基帶阻抗的第二和第四基帶阻抗以濾波所述入站中頻信號；在所述多個相位偏移的中頻時鐘信號的第三個信號時，以反第一連接模式連接所述第一和第三基帶阻抗以濾波所述入站中頻信號；以及在所述多個相位偏移的中頻時鐘信號的第四個信號時，以反第二連接模式連接所述第二和第四基帶阻抗以濾波所述入站中頻信號。
優選地，所述第一或第二多個基帶阻抗中的基帶阻抗包括以下至少一項：電容；可變電容；開關電容濾波器；開關電容電阻；和複數阻抗。
優選地，所述射頻變頻帶通濾波器還包括： 控制模組，用於接收控制信號，其中所述控制信號提供用於調節以下至少一項的控制資訊：基帶濾波器回應的品質因數、基帶濾波器回應的增益、基帶濾波器回應的帶寬以及第一基帶濾波器回應的衰減斜率。
優選地，所述中頻變頻帶通濾波器還包括：控制模組，用於接收控制信號，其中所述控制信號提供用於調節以下至少一項的控制資訊：基帶濾波器回應的品質因數、基帶濾波器回應的增益、基帶濾波器回應的帶寬以及第二基帶濾波器回應的衰減斜率。
根據本發明的另一個方面，提出一種無表面聲波接收器，包括：前端模組介面模組，用於接收入站射頻信號；射頻-中頻接收器部，包括：第一基於反相器的低雜訊放大器模組，用於放大入站射頻信號的正項以產生正項電流射頻信號；第二基於反相器的低雜訊放大器模組，用於放大入站射頻信號的負項以產生負項電流射頻信號；混頻模組，用於將所述正和負項電流射頻信號轉換為同相混頻電流信號和正交混頻電流信號；第一互阻放大器模組，用於將所述同相混頻電流信號轉換為同相混頻電壓信號；以及第二互阻放大器模組，用於將所述正交混頻電流信號轉換為正交混頻電壓信號；以及接收器中頻-基帶部，用於將所述同相和正交混頻電壓信號轉換為一個或多個入站符號流。
優選地，所述前端模組介面模組包括：變壓器，用於接收射頻信號以產生接收的射頻信號；和可調電容網路，用於過濾所述接收的入站射頻信號以產生所述入站射頻信號。
優選地，所述第一和第二基於反相器的低雜訊放大器模組分別還用於：接收控制信號；以及根據所述控制信號調節以下至少一項：增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、擺動速率、上升速率、建立時間、超調量和穩定因數。
優選地，所述混頻模組包括：相移模組，用於將所述正項電流射頻信號轉換為同相電流信號；並將所述負項電流射頻信號轉換為正交電流信號；以及混頻器，用於：將所述同相電流信號與本地振盪的同相電流信號混頻以產生同相混頻電流信號；以及將所述正交電流信號與所述本地振盪的正交電流信號混頻以產生正交混頻電流信號。
優選地，所述混頻器模組包括：開關網路，用於將所述正和負項電流射頻信號與本地振盪的多個相位偏移的分量混頻以產生正混頻信號和負混頻信號；第一互阻放大器，用於將所述正混頻信號轉換為所述同相混頻電流信號；第二互阻放大器，用於將所述負混頻信號轉換為所述正交混頻信號；第一阻抗，與所述第一互阻放大器的輸出連接；以及第二阻抗，與所述第二互阻放大器的輸出連接。
優選地，所述第一和第二互阻放大器分別包括：互阻放大器；以及與所述互阻放大器相連的阻抗，其中所述互阻放大器與所述阻抗的組合：為頻率低於中頻的信號提供從互阻放大器的輸入到基準電壓 間的低阻抗路徑；為頻率高於中頻的信號提供所述輸入間的低阻抗路徑；以及所述互阻放大器放大頻率接近所述中頻的信號以分別產生所述同相和正交混頻電壓信號。
優選地，所述互阻放大器包括：負項偏置電晶體；與所述負項偏置電晶體相連的負項源跟蹤器放大器(source follower amplifier)；負項電流源，與所述負項源跟蹤器放大器和所述負項偏置電晶體的公共節點相連，以提供互阻放大器的負輸入(negative input)；正項偏置電晶體；與所述正項偏置電晶體相連的正項源跟蹤器放大器；正項電流源，與所述正項源跟蹤器放大器和所述正項偏置電晶體的公共節點相連，以提供互阻放大器的正輸入；以及與所述負項和正項電流源相連的電容。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括：前端模組，用於從不期望的射頻信號中分離所述入站射頻信號。
優選地，所述接收器中頻-基帶部包括：混頻部，用於將所述同相和正交混頻電壓信號與第二本地振盪混頻以產生I和Q混頻信號；以及組合及濾波部，用於：將所述I和Q混頻信號組合以產生組合的信號；以及濾波所述組合的信號以產生所述一個或多個入站符號流。
根據本發明的第四方面，提出一種無表面聲波接收器，包括：前端模組介面模組，用於接收入站射頻信號；射頻-中頻接收器部，用於： 將所述入站射頻信號轉換為正項電流射頻信號和負項電流 射頻信號；將所述正項和負項電流射頻信號轉換為同相混頻電流信號和正交混頻電流信號；將所述同相混頻電流信號轉換為同相混頻電壓信號；以及將所述正交混頻電流信號轉換為正交混頻電壓信號；以及接收器中頻-基帶部，用於將所述同相和正交混頻電壓信號轉換為一個或多個入站符號流。
優選地，所述前端模組介面模組包括：變壓器，用於接收射頻信號以產生接收的射頻信號；和可調電容網路，用於濾波所述接收的射頻信號以產生所述入站射頻信號。
優選地，所述射頻-中頻接收器部通過以下方式轉換所述正項和負項電流射頻信號：將所述正項電流射頻信號轉換為同相電流信號；將所述負項電流射頻信號轉換為正交電流信號；將所述同相電流信號與本地振盪的同相電流信號混頻以產生所述同相混頻電流信號；以及將所述正交電流信號與所述本地振盪的正交電流信號混頻以產生所述正交混頻電流信號。
優選地，所述射頻-中頻接收器部通過以下方式轉換所述正項和負項電流射頻信號：將所述正項和負項電流射頻信號與本地振盪的多個相位偏移的分量混頻以產生正混頻信號和負混頻信號；將所述正混頻信號轉換為所述同相混頻電流信號；以及將所述負混頻信號轉換為所述正交混頻電流信號。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括：前端模組，用於從不期望的射頻信號中分離所述入站射頻信號。
優選地，所述接收器中頻-基帶部包括： 混頻部，用於將所述同相和正交混頻電壓信號與第二本地振盪混頻以產生I和Q混頻信號；以及組合及濾波部，用於： 將所述I和Q混頻信號組合以產生組合的信號；以及濾波所述組合的信號以產生所述一個或多個入站符號流。
根據本發明的又一方面，射頻-中頻接收器部包括：第一基於反相器的低雜訊放大器模組，用於放大入站射頻信號的正項以產生正項電流射頻信號；第二基於反相器的低雜訊放大器模組，用於放大入站射頻信號的負項以產生負項電流射頻信號；混頻模組，用於將所述正和負項電流射頻信號轉換為同相混頻電流信號和正交混頻電流信號；第一互阻放大器模組，用於將所述同相混頻電流信號轉換為同相混頻電壓信號；以及第二互阻放大器模組，用於將所述正交混頻電流信號轉換為正交混頻電壓信號。
優選地，所述第一和第二基於反相器的低雜訊放大器模組分別還用於：接收控制信號；以及根據所述控制信號調節以下至少一項：增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、出站動態範圍、擺動速率、上升速率、建立時間、超調量和穩定因數。
優選地，所述混頻模組包括：相移模組，用於將所述正項電流射頻信號轉換為同相電流信號；並將所述負項電流射頻信號轉換為正交電流信號；以及混頻器，用於：將所述同相電流信號與本地振盪的同相電流信號混頻以產生同相混頻電流信號；以及 將所述正交電流信號與所述本地振盪的正交電流信號混頻以產生正交混頻電流信號。
優選地，所述混頻器模組包括：開關網路，用於將所述正和負項電流射頻信號與本地振盪的多個相位偏移的分量混頻以產生正混頻信號和負混頻信號；第一互阻放大器，用於將所述正混頻信號轉換為所述同相混頻電流信號；第二互阻放大器，用於將所述負混頻信號轉換為所述正交混頻信號；第一阻抗，與所述第一互阻放大器的輸出連接；以及第二阻抗，與所述第二互阻放大器的輸出連接。
優選地，所述第一和第二互阻放大器分別包括：互阻放大器；以及與所述互阻放大器相連的阻抗，其中所述互阻放大器與所述阻抗的組合：為頻率低於中頻的信號提供從互阻放大器的輸入到基準電壓間低阻抗路徑；為頻率高於中頻的信號提供所述輸入間的低阻抗路徑；以及所述互阻放大器放大頻率接近所述中頻的信號以分別產生所述同相和正交混頻電壓信號。
優選地，所述互阻放大器包括：負項偏置電晶體；與所述負項偏置電晶體相連的負項源跟蹤器放大器；負項電流源，與所述負項源跟蹤器放大器和所述負項偏置電晶體的公共節點相連，以提供互阻放大器的負輸入；正項偏置電晶體；與所述正項偏置電晶體相連的正項源跟蹤器放大器；正項電流源，與所述正項源跟蹤器放大器和所述正項偏 置電晶體的公共節點相連，以提供互阻放大器的正輸入；以及與所述負項和正項電流源相連的電容。
根據本發明的又一方面，提出一種無表面聲波接收器，包括：前端模組介面模組，用於接收包含以下至少一項的入站射頻信號：第一射頻頻帶信號分量和第二射頻頻帶信號分量；射頻-中頻接收器部，包括：變頻帶通濾波器，包括：開關網路；以及具有基帶濾波器回應的多個基帶阻抗，其中所述開關網路用於將所述基帶濾波器回應變頻為第一射頻頻帶頻率回應和第二射頻頻帶回應，其中所述變頻帶通濾波器濾波所述入站射頻信號以無衰減地通過所述第一和第二射頻頻帶信號分量中至少一種以產生第一濾波入站射頻信號和第二濾波入站射頻信號中至少一種；低雜訊放大器模組，用於放大所述第一和第二濾波入站射頻信號中所述至少一種以產生第一放大入站射頻信號和第二放大入站射頻信號中至少一種；以及混頻部，用於將所述第一和第二放大入站射頻信號中所述至少一種與對應的第一或第二本地振盪混頻以產生第一入站中頻信號和第二入站中頻信號中至少一種；以及接收器中頻-基帶部，用於將所述第一和第二入站中頻信號中至少一種轉換為一個或多個第一入站符號流和一個或多個第二入站符號流中至少一種。
優選地，所述前端模組介面模組包括：變壓器；和可調電容網路C1，與所述變壓器的次級連接，用於濾波接收的入站射頻信號以產生所述入站射頻信號。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括： 前端模組，用於從不期望的射頻信號中分離出所述入站射頻信號。
優選地，所述接收器中頻-基帶部包括：第一混頻部，用於將所述第一入站中頻信號與第二本地振盪混頻以產生第一I和Q混頻信號；以及第一組合及濾波部，用於：將所述第一I和Q混頻信號組合以產生第一組合的信號；以及濾波所述第一組合的信號以產生所述一個或多個第一入站符號流；第二混頻部，用於將所述第二入站中頻信號與第三本地振盪混頻以產生第二I和Q混頻信號；以及第二組合及濾波部，用於：將所述第二I和Q混頻信號組合以產生第二組合的信號；以及濾波所述第二混合的信號以產生所述一個或多個第二入站符號流。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括：時鐘生成器，用於生成第一多個相位偏移的時鐘信號和第二多個相位偏移的信號，其中所述第一多個相位偏移的時鐘信號的速率對應於所述第一和第二入站射頻信號分量的頻率的差函數(difference function)，所述第二多個相位偏移的時鐘信號的速率對應於所述第一和第二入站射頻信號分量的頻率的和函數，其中所述第一多個相位偏移的時鐘信號時控所述開關網路將所述基帶濾波器回應變頻為所述第一射頻頻帶頻率響應，所述第二多個相位偏移的時鐘信號時控所述開關網路將所述基帶濾波器回應變頻為所述第二射頻頻帶頻率回應。
優選地，所述混頻部包括：第一混頻模組，用於： 將所述第一放大的入站射頻信號轉換為第一同相信號分量和第一正交信號分量；將所述第一I信號分量與第一本地振盪的第一I信號分量混頻以產生第一I混頻信號；將所述第一Q信號分量與所述第一本地振盪的第一Q信號分量混頻以產生第一Q混頻信號；第一濾波器模組，用於濾波所述第一I和Q混頻信號以產生所述第一入站中頻信號。
第二混頻模組，用於：將所述第二放大的入站射頻信號轉換為第二同相信號分量和第二正交信號分量；將所述第二I信號分量與第二本地振盪的第二I信號分量混頻以產生第二I混頻信號；將所述第二Q信號分量與所述第二本地振盪的第二Q信號分量混頻以產生第二Q混頻信號；第二濾波器模組，用於濾波所述第二I和Q混頻信號以產生所述第二入站中頻信號。
優選地，所述變頻帶通濾波器還包括：與所述多個基帶阻抗中至少部分基帶阻抗相連的正增益級；以及與所述多個基帶阻抗中至少部分基帶阻抗相連的負增益級，用於產生具有所述基帶濾波器響應的低Q基帶濾波器，其中所述基帶濾波器回應基於所述正和負增益級間的比率偏離零頻率。
優選地，所述多個基帶阻抗中的基帶阻抗包括以下至少一項：電容；可變電容；開關電容濾波器；開關電容電阻；和 複數阻抗。
優選地，所述多個基帶阻抗包括：第一組基帶阻抗，其中所述開關網路用於：在第一中頻時鐘的第一時鐘間隔時，以第一連接模式連接所述第一組基帶阻抗的第一和第三基帶阻抗以濾波第一入站中頻信號；在第一中頻時鐘的第二時鐘間隔時，以第二連接模式連接所述第一組帶阻抗的第二和第四基帶阻抗以濾波所述第一入站中頻信號；在第一中頻時鐘的第三時鐘間隔時，以反第一連接模式連接所述第一和第三基帶阻抗以濾波所述第一入站中頻信號；以及在第一中頻時鐘的第四時鐘間隔時，以反第二連接模式連接所述第二和第四基帶阻抗以濾波所述第一入站中頻信號；以及第二組基帶阻抗，其中所述開關網路用於：在第二中頻時鐘的第一時鐘間隔時，以第三連接模式連接所述第二組基帶阻抗的第五和第七基帶阻抗以濾波所述第二入站中頻信號；在第二中頻時鐘的第二時鐘間隔時，以第四連接模式連接所述第二組基帶阻抗的第六和第八基帶阻抗以濾波所述第二入站中頻信號；在第二中頻時鐘的第三時鐘間隔時，以反第三連接模式連接所述第五和第七基帶阻抗以濾波所述第二入站中頻信號；以及在第二中頻時鐘的第四時鐘間隔時，以反第四連接模式連接所述第六和第八基帶阻抗以濾波所述第二入站中頻信號。
根據本發明的又一方面，提出一種無表面聲波接收器，包括：前端模組介面模組，用於接收包含以下至少一項的入站射頻信號：第一射頻頻帶信號分量和第二射頻頻帶信號分量；射頻-中頻接收器部，用於： 放大所述第一射頻頻帶信號分量以產生第一放大的入站射頻信號；放大所述第二射頻頻帶信號分量以產生第二放大的入站射頻信號；上變頻基帶濾波器回應為第一射頻濾波器回應；上變頻所述基帶濾波器回應為第二射頻濾波器回應；根據所述第一射頻濾波器回應濾波所述第一放大的入站射頻信號以產生第一濾波的入站射頻信號；以及根據所述第二射頻濾波器回應濾波所述第二放大的入站射頻信號以產生第二濾波的入站射頻信號；當所述入站射頻信號包含所述第一入站射頻信號時，下變頻所述第一濾波的入站射頻信號為第一入站中頻信號；當所述入站射頻信號包含所述第二入站射頻信號時，下變頻所述第二濾波的入站射頻信號為第二入站中頻信號；接收器中頻-基帶部，用於：將所述第一濾波的入站中頻信號轉換為一個或多個第一入站符號流；以及將所述第二濾波的入站中頻信號轉換為一個或多個第二入站符號流。
優選地，所述前端模組介面模組包括：變壓器，用於接收射頻信號以產生接收的射頻信號；可調電容網路，用於濾波所述接收的射頻信號以產生所述入站射頻信號。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括：前端模組，用於從不期望的射頻信號中分離出所述入站射頻信號。
優選地，所述接收器中頻-基帶部包括：第一混頻部，用於將所述第一入站中頻信號與第二本地振盪混 頻以產生第一I和Q混頻信號；以及第一組合及濾波部，用於：將所述第一I和Q混頻信號組合以產生第一組合的信號；以及濾波所述第一組合的信號以產生所述一個或多個第一入站符號流；第二混頻部，用於將所述第二入站中頻信號與第三本地振盪混頻以產生第二I和Q混頻信號；以及第二組合及濾波部，用於：將所述第二I和Q混頻信號組合以產生第二組合的信號；以及濾波所述第二組合的信號以產生所述一個或多個第二入站符號流。
優選地，所述射頻-中頻接收器部還用於：生成用於時控具有所述基帶濾波器回應的第一濾波器的第一多個相位偏移的時鐘信號以產生所述第一射頻濾波器響應，其中所述第一多個相位偏移的時鐘信號的速率對應於所述第一和第二入站射頻信號分量的頻率的差函數；以及生成用於時控具有所述基帶濾波器回應的第二濾波器的第二多個相位偏移的時鐘信號以產生所述第二射頻濾波器響應，其中所述第二多個相位偏移的時鐘信號的速率對應於所述第一和第二入站射頻信號分量的頻率的和函數。
優選地，所述射頻-中頻接收器部還用於：通過以下方式下變頻所述第一濾波的入站射頻信號：將所述第一濾波的入站射頻信號轉換為第一同相信號分量和第一正交信號分量；將所述第一同相信號分量與第一本地振盪的同相信號分量混頻以產生第一同相混頻信號； 將所述第一正交信號分量與第一本地振盪的正交信號分量混頻以產生第一正交混頻信號；以及濾波所述第一同相和正交混頻信號以產生所述第一入站中頻信號；通過以下方式下變頻所述第二濾波的入站射頻信號：將所述第二濾波的入站射頻信號轉換為第二同相信號分量和第二正交信號分量；將所述第二同相信號分量與第二本地振盪的同相信號分量混頻以產生第二同相混頻信號；將所述第二正交信號分量與第二本地振盪的正交信號分量混頻以產生第二正交混頻信號；以及濾波所述第二同相和正交混頻信號以產生所述第二入站中頻信號。
優選地，所述射頻-中頻接收器部還用於：通過以下方式上變頻基帶濾波器回應為所述第一射頻濾波器回應：在第一時鐘的第一時鐘間隔時，以第一連接模式連接第一基帶濾波器模組和第三基帶濾波器模組，所述第一時鐘對應於所述第一和第二射頻頻帶信號分量的頻率的差函數；在第一時鐘的第二時鐘間隔時，以第二連接模式連接第二基帶濾波器模組和第四基帶濾波器模組；在第一時鐘的第三時鐘間隔時，以反第一連接模式連接第一基帶濾波器模組和第三基帶濾波器模組；以及在第一時鐘的第四時鐘間隔時，以反第二連接模式連接第二基帶濾波器模組和第四基帶濾波器模組；以及通過以下方式上變頻基帶濾波器回應為所述第二射頻濾波器回應：在第二時鐘的第一時鐘間隔時，以第三連接模式連接第五 基帶濾波器模組和第七基帶濾波器模組，所述第二時鐘對應於所述第一和第二射頻頻帶信號分量的頻率的和函數；在第二時鐘的第二時鐘間隔時，以第四連接模式連接第六基帶濾波器模組和第八基帶濾波器模組；在第二時鐘的第三時鐘間隔時，以反第三連接模式連接第五基帶濾波器模組和第七基帶濾波器模組；以及在第二時鐘的第四時鐘間隔時，以反第四連接模式連接第六基帶濾波器模組和第八基帶濾波器模組。
優選地，所述無表面聲波接收器還包括：所述第一至第八基帶濾波器模組分別包括至少一個基帶阻抗。
優選地，所述至少一個基帶阻抗包括以下至少一項：電容；可選電容網路；可編程開關電容網路；和可編程開關電容濾波器。
根據本發明的又一方面，提出一種射頻-中頻接收器部，包括：變頻帶通濾波器，包括：開關網路；和/或具有基帶濾波器回應的多個基帶阻抗，其中所述開關網路用於將所述基帶濾波器回應變頻為第一射頻頻帶回應和轉換為第二射頻濾波器回應，其中所述變頻帶通濾波器濾波所述入站射頻信號以未衰減地通過所述第一和第二射頻頻帶信號分量中至少一個，以產生第一濾波的入站射頻信號和第二濾波的入站射頻信號中至少一個；低雜訊放大器模組，用於放大所述第一和第二濾波的入站射頻信號中至少一個以產生第一放大的入站射頻信號和第二放大的入站射頻信號中至少一個；以及混頻部，用於將所述第一和第二放大的入站射頻信號中至少一 個與對應的第一或第二本地振盪混頻以產生第一入站中頻信號和第二入站中頻信號中至少一個。
優選地，所述混頻部包括：第一混頻模組，用於：將所述第一放大的入站射頻信號轉換為第一同相信號分量和第一正交信號分量；將所述第一同相信號分量與第一本地振盪的第一同相信號分量混頻以產生第一同相混頻信號；將所述第一正交信號分量與所述第一本地振盪的第一正交信號分量混頻以產生第一正交混頻信號；第一濾波器模組，用於濾波所述第一同相和正交混頻信號以產生所述第一入站中頻信號；第二混頻模組，用於：將所述第二放大的入站射頻信號轉換為第二同相信號分量和第二正交信號分量；將所述第二同相信號分量與第二本地振盪的第二同相信號分量混頻以產生第二同相混頻信號；將所述第二正交信號分量與所述第二本地振盪的第二正交信號分量混頻以產生第二正交混頻信號；以及第二濾波器模組，用於濾波所述第二同相和正交混頻信號以產生所述第二入站中頻信號。
優選地，所述變頻帶通濾波器還包括：與所述多個基帶阻抗中至少部分基帶阻抗相連的正增益級；以及與所述多個基帶阻抗中至少部分基帶阻抗相連的負增益級，用於產生具有所述基帶濾波器響應的低Q基帶濾波器，其中所述基帶濾波器回應基於所述正和負增益級間的比率偏離零頻率。
優選地，所述多個基帶阻抗中的基帶阻抗包括以下至少一項： 電容；可變電容；開關電容濾波器；開關電容電阻；和複數阻抗。
優選地，所述多個基帶阻抗包括：第一組基帶阻抗，其中所述開關網路用於：在第一中頻時鐘的第一時鐘間隔時，以第一連接模式連接所述第一組基帶阻抗的第一和第三基帶阻抗以濾波第一入站中頻信號；在第一中頻時鐘的第二時鐘間隔時，以第二連接模式連接所述第一組基帶阻抗的第二和第四基帶阻抗以濾波所述第一入站中頻信號；在第一中頻時鐘的第三時鐘間隔時，以反第一連接模式連接所述第一和第三基帶阻抗以濾波所述第一入站中頻信號；以及在第一中頻時鐘的第四時鐘間隔時，以反第二連接模式連接所第二和第四基帶阻抗以濾波所述第一入站中頻信號；以及第二組基帶阻抗，其中所述開關網路用於：在第二中頻時鐘的第一時鐘間隔時，以第三連接模式連接所述第二組基帶阻抗的第五和第七基帶阻抗以濾波第二入站中頻信號；在第二中頻時鐘的第二時鐘間隔時，以第四連接模式連接所述第二組基帶阻抗的第六和第八基帶阻抗以濾波所述第二入站中頻信號；在第二中頻時鐘的第三時鐘間隔時，以反第三連接模式連接所述第五和第七基帶阻抗以濾波所述第二入站中頻信號；以及在第二中頻時鐘的第四時鐘間隔時，以反第四連接模式連接所述第六和第八基帶阻抗以濾波所述第二入站中頻信號。
本發明的各種優點、各個方面和創新特徵以及具體實施例的細節，將在以下的說明書和附圖中進行詳細介紹。
10‧‧‧可擕式計算通信裝置
12‧‧‧片上系統(SOC)
14‧‧‧前端模組(FEM)
16‧‧‧天線
18‧‧‧無表面聲波接收器部
20‧‧‧無表面聲波發射器部
22‧‧‧基帶處理單元
24‧‧‧處理模組
26‧‧‧電源管理單元
28‧‧‧接收器(RX)射頻(RF)-中頻(IF)部
30‧‧‧接收器(RX)IF-基帶(BB)部
32‧‧‧變頻帶通濾波器(FTBPF)
34-36‧‧‧功率放大器(PA)
38-40‧‧‧接收器-發射器(RX-TX)分離模組
42-44‧‧‧天線調諧單元(ATU)
46‧‧‧頻帶(FB)切換器
50‧‧‧前端模組(FEM)
52‧‧‧片上系統(SOC)
54‧‧‧天線調諧單元(ATU)
60‧‧‧前端模組(FEM)網路
62-68‧‧‧前端模組(FEM)
70‧‧‧RF連接
78‧‧‧RF連接
80‧‧‧前端模組(FEM)網路
82‧‧‧變頻模組
86‧‧‧RF-RF變頻模組
90‧‧‧RF連接
100‧‧‧片上系統(SOC)
110‧‧‧片上系統(SOC)
112‧‧‧中頻(IF)-基帶(BB)接收器部
114‧‧‧BB-IF發射器部
120‧‧‧前端模組(FEM)網路
122‧‧‧RF連接
124-130‧‧‧RX RF-IF部
132-138‧‧‧TX IF-RF部
140‧‧‧片上系統(SOC)
142‧‧‧前端模組(FEM)網路
144‧‧‧中頻(IF)-基帶(BB)接收器部
146‧‧‧BB-IF發射器部
148‧‧‧RX RF-IF部
150‧‧‧TX IF-RF部
152-154‧‧‧RF連接
160‧‧‧片上系統(SOC)
162‧‧‧前端模組(FEM)網路
164‧‧‧無SAW接收器(RX)下變頻部
166‧‧‧無SAW發射器(TX)上變頻部
168-174‧‧‧FEM
176‧‧‧RF連接
180‧‧‧片上系統(SOC)
182‧‧‧前端模組(FEM)
190‧‧‧片上系統(SOC)
192‧‧‧前端模組(FEM)
200‧‧‧片上系統(SOC)
202‧‧‧無SAW發射器部
204‧‧‧RF-IF接收器部
206‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
208‧‧‧混頻模組
210-212‧‧‧混頻暫存器
214-220‧‧‧暫存器
222‧‧‧變頻帶通濾波器(FTBPF)
224‧‧‧接收器IF-BB部
230‧‧‧片上系統(SOC)
232‧‧‧RF-IF接收器部
234‧‧‧變頻帶通濾波器(FTBPF)
236、238‧‧‧濾波器
240‧‧‧片上系統(SOC)
242‧‧‧RF-IF接收器部
244-246‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
248‧‧‧混頻模組
250-252‧‧‧互阻放大器(TIA)
254-256‧‧‧阻抗(Z)
258-260‧‧‧暫存器
270‧‧‧片上系統(SOC)
271‧‧‧RF-IF接收器部
272‧‧‧RF變頻帶通濾波器(FTBPF)
274-276‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
278‧‧‧混頻模組
280-282‧‧‧互阻放大器(TIA)
284-286‧‧‧阻抗(Z)
288‧‧‧IF FTBPF
290‧‧‧片上系統(SOC)
292‧‧‧RF-IF接收器部
294‧‧‧IF FTBPF
300‧‧‧片上系統(SOC)
302‧‧‧雙頻帶RF-IF接收器部
304‧‧‧變頻帶通濾波器(FTBPF)
306-308‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
310-312‧‧‧混頻模組
314-320‧‧‧混頻暫存器
322-328‧‧‧濾波器
330‧‧‧片上系統(SOC)
332‧‧‧RF-IF接收器部
334‧‧‧RF變頻帶通濾波器(FTBPF)
336‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
338‧‧‧變頻帶通濾波器(FTBPF)
340‧‧‧混頻模組
342-344‧‧‧混頻暫存器
346-348‧‧‧濾波器
350‧‧‧片上系統(SOC)
352‧‧‧RF-IF接收器部
354‧‧‧變頻帶通濾波器(FTBPF)
356‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
360‧‧‧片上系統(SOC)
362‧‧‧上變頻混頻模組
364‧‧‧發射器本地振盪模組(LO)
366‧‧‧變頻帶通濾波器(FTBPF)
368-370‧‧‧電容陣列
372‧‧‧功率放大器驅動器(PAD)
380‧‧‧片上系統(SOC)
382‧‧‧發射器部
390‧‧‧FEM
392‧‧‧LNA
394‧‧‧單端變頻帶通濾波器(FTBPF)
396-402‧‧‧基帶阻抗(ZBB(s) )
404‧‧‧時鐘生成器
410‧‧‧單端FTBPF
412‧‧‧差分FTBPF
414-420‧‧‧基帶阻抗(ZBB(s) )
422‧‧‧時鐘生成器
430‧‧‧單端FTBPF
432‧‧‧複基帶濾波器
434‧‧‧時鐘生成器
440‧‧‧差分FTBPF
442‧‧‧複基帶濾波器
444‧‧‧時鐘生成器
450-456‧‧‧基帶阻抗(ZBB(s) )
458‧‧‧正增益級(Gm)
460‧‧‧負增益級(-GM)
470‧‧‧控制模組
476‧‧‧時鐘生成器
480-486‧‧‧可調基帶阻抗
488‧‧‧可調正增益級
490‧‧‧可調負增益級
492‧‧‧可選電容網路
494‧‧‧可編程的開關電容網路
496‧‧‧可編程的開關電容濾波器
500‧‧‧Q RF-IF混頻器
502‧‧‧混頻暫存器
504‧‧‧I混頻器
510‧‧‧時鐘生成器
522‧‧‧I混頻暫存器
523‧‧‧Q混頻暫存器
530‧‧‧IF FTBPF(變頻帶通濾波器)模組
532、534、536、538、 540、542、544、546‧‧‧基帶阻抗(ZBBz(s) )
550‧‧‧時鐘生成器
560‧‧‧單端FTBPF
562、564、566、568‧‧‧基帶阻抗(ZBB(s) )
572‧‧‧時鐘生成器
580‧‧‧差分FTBPF
582‧‧‧時鐘生成器
590‧‧‧雙頻帶變頻帶通濾波器(FTBPF)
592、594、596、598‧‧‧基帶阻抗(ZBB (s))
600‧‧‧時鐘生成器
610‧‧‧雙頻帶差分變頻帶通濾波器(FTBPF)
612、614、616、618‧‧‧基帶阻抗(ZBB (s))
622、624‧‧‧互阻放大器(TIA)
626、628‧‧‧相關阻抗(Z)
630‧‧‧差分I
632‧‧‧差分Q
634‧‧‧時鐘生成器
640、642‧‧‧相應阻抗(Z)
670‧‧‧低雜訊放大器(LNA)
650、672、674、678‧‧‧FTBPF
680‧‧‧4相FTBPF
682、684、686、688‧‧‧基帶阻抗ZBB (s)
690‧‧‧疊加信號諧波
692‧‧‧信號饋通諧波
700‧‧‧3相FTBPF(變頻帶通濾波器)
702、704、706‧‧‧基帶阻抗ZBB (s)
708‧‧‧信號饋通諧波
710‧‧‧疊加信號諧波
712‧‧‧4相FTBPF(變頻帶通濾波器)
714‧‧‧4相FTBPF(變頻帶通濾波器)
716‧‧‧4相FTBPF(變頻帶通濾波器)
720‧‧‧4相FTBPF(變頻帶通濾波器)
722‧‧‧複基帶阻抗ZBB,C (ω)
726‧‧‧複基帶阻抗
730‧‧‧低Q基帶濾波器
732‧‧‧m相FTBPF(變頻帶通濾波器)
734‧‧‧m相FTBPF(變頻帶通濾波器)
736‧‧‧m相FTBPF(變頻帶通濾波器)
738‧‧‧m相FTBPF(變頻帶通濾波器)
740‧‧‧m相FTBPF(變頻帶通濾波器)
750‧‧‧時鐘生成器
752、754、756‧‧‧觸發器(DFF)
758、760、762‧‧‧脈衝收窄器(pulse narrower)
770‧‧‧時鐘生成器
772、774、776‧‧‧觸發器(DFF)
790‧‧‧時鐘生成器
792‧‧‧環振盪器
800‧‧‧時鐘生成器
810‧‧‧時鐘生成器
812、814、816‧‧‧時鐘信號1-3
818、820、822‧‧‧時鐘信號4-6
830‧‧‧前端模組(FEM)
832‧‧‧SOC
836‧‧‧功率放大器模組(PA)
838‧‧‧雙工器
840‧‧‧天線調諧單元(ATU)
842‧‧‧平衡網路
844‧‧‧查找表(LUT)
846‧‧‧處理模組
848‧‧‧峰值檢測器
850‧‧‧調諧引擎
852‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
860‧‧‧前端模組(FEM)
862‧‧‧SOC
866‧‧‧功率放大器模組(PA)
872‧‧‧峰值檢測器
874‧‧‧調諧引擎
876‧‧‧開關和低雜訊放大器模組(LNA)
880‧‧‧小信號平衡網路
882‧‧‧大信號平衡網路
890‧‧‧前端模組(FEM)
892‧‧‧SOC
896‧‧‧功率放大器模組(PA)
898‧‧‧雙工器
900‧‧‧平衡網路
902‧‧‧峰值檢測器
904‧‧‧調諧引擎
906‧‧‧洩漏量檢測
908‧‧‧模組和低雜訊放大器模組(LNA)
910‧‧‧前端模組(FEM)
912‧‧‧SOC
916‧‧‧功率放大器模組(PA)
918‧‧‧雙工器
920‧‧‧平衡網路
922‧‧‧峰值檢測器
924‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
926‧‧‧處理模組
930‧‧‧前端模組(FEM)
932‧‧‧SOC
936‧‧‧功率放大器模組(PA)
938‧‧‧雙工器
940‧‧‧平衡網路
950‧‧‧前端模組(FEM)
952‧‧‧LNA
954‧‧‧功率放大器模組(PA)
956‧‧‧雙工器
958‧‧‧平衡網路
960‧‧‧前端模組(FEM)
962‧‧‧SOC
970‧‧‧平衡網路
972‧‧‧單端低雜訊放大器模組(LNA)
974‧‧‧峰值檢測器
976‧‧‧處理模組
990‧‧‧前端模組(FEM)
992‧‧‧SOC
994‧‧‧功率放大器模組(PA)
996‧‧‧雙工器
998‧‧‧音注(tone injection)模組
1000‧‧‧平衡網路
1002‧‧‧峰值檢測器
1004‧‧‧處理模組
1006‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
1010‧‧‧前端模組(FEM)
1012‧‧‧SOC
1014‧‧‧功率放大器模組(PA)
1016‧‧‧雙工器
1018‧‧‧平衡網路
1020‧‧‧處理模組
1022‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
1030‧‧‧平衡網路
1032‧‧‧阻抗上變頻器
1034‧‧‧基帶阻抗(Zbb)
1042、1044‧‧‧阻抗上變頻器
1046、1048‧‧‧基帶阻抗(Zbb)
1050‧‧‧負阻抗
1052‧‧‧抗上變頻器
1060‧‧‧偏振接收器
1062‧‧‧相位處理模組
1064、1066‧‧‧模數轉換器(ADC)
1068‧‧‧鎖相環(PLL)
1070‧‧‧峰值檢測器
1072‧‧‧幅度處理模組
1082‧‧‧PLL
1086‧‧‧編織連接
1100‧‧‧交織連接
1112‧‧‧MN
1126、1128‧‧‧互阻放大器(TIA)
圖1是現有技術無線通信裝置的示意框圖；圖2是根據本發明一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖3是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖4是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖5是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖6是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖7是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖8是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖9是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖10是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖11是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖12是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖13是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖； 圖14是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖；圖15是根據本發明一個實施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框圖；圖16是根據本發明另一個實施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框圖；圖17是根據本發明另一個實施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框圖；圖18是根據本發明另一個實施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框圖；圖19是根據本發明另一個實施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框圖；圖20是根據本發明另一個實施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框圖；圖21是根據本發明另一個實施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框圖；圖22是根據本發明另一個實施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框圖；圖23是根據本發明一個實施例的SOC的發射器部的示意框圖；圖24是根據本發明一個實施例的SOC的發射器部的示意框圖；圖25是根據本發明一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖；圖26是根據本發明一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖27是根據本發明一個實施例的RF-IF接收器部的頻率響應的示意圖； 圖28是根據本發明一個實施例的FTBPF的示意框圖；圖29是根據本發明一個實施例的FTBPF的基帶分量的相位和頻率回應的示意圖；圖30是根據本發明一個實施例的FTBPF的RF分量的相位和頻率回應的示意圖；圖31是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框圖；圖32是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖33是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的頻率回應的示意圖；圖34是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框圖；圖35是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖36是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的頻率回應的示意圖；圖37是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖；圖38是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖39是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的頻率回應的示意圖；圖40是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖；圖41是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖42是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的頻率回 應的示意圖；圖43是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框圖；圖44是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖45是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框圖；圖46是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖47是根據本發明一個實施例的複數基帶(BB)濾波器的示意框圖；圖48是根據本發明一個實施例的將複數BB濾波器頻率響應轉換為高Q值RF濾波器頻率回應的示意圖；圖49是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框圖；圖50是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖51是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的頻率回應的示意圖；圖52是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框圖；圖53是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖54是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖；圖55是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖56是根據本發明一個實施例的負阻的示意框圖； 圖57是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖；圖58是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖59是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖；圖60是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖61是根據本發明一個實施例的RF-IF接收器部的第一LO的頻率回應的示意圖；圖62是根據本發明一個實施例的RF-IF接收器部的第二LO的頻率回應的示意圖；圖63是根據本發明另一個實施例的包含FTBPF(變頻帶通濾波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖；圖64是根據本發明另一個實施例的包含混頻器的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖；圖65是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的時鐘生成器的示意框圖；圖66是根據本發明一個實施例的跨阻抗(transimpedance)放大器(TIA)的示意框圖；圖67是根據本發明一個實施例的包含FTBPF的低雜訊放大器(LNA)的示意框圖；圖68是根據本發明一個實施例的4相FTBPF(變頻帶通濾波器)的示意框圖；圖69是根據本發明一個實施例的4相FTBPF的頻率響應的示意圖；圖70是根據本發明另一個實施例的3相FTBPF(變頻帶通濾波器)的示意框圖； 圖71是根據本發明一個實施例的3相FTBPF的時鐘信號的示意圖；圖72是根據本發明一個實施例的3相FTBPF的頻率響應的示意圖；圖73是根據本發明另一個實施例的4相FTBPF的示意框圖；圖74是根據本發明另一個實施例的4相FTBPF的示意框圖；圖75是根據本發明另一個實施例的4相FTBPF的示意框圖；圖76是根據本發明另一個實施例的4相FTBPF的示意框圖；圖77是根據本發明一個實施例的FTBPF的複數基帶阻抗的示意框圖；圖78是根據本發明一個實施例的4相FTBPF的示意框圖；圖79是根據本發明一個實施例的m相FTBPF的示意框圖；圖80是根據本發明一個實施例的m相FTBPF的示意框圖；圖81是根據本發明一個實施例的m相FTBPF的示意框圖；圖82是根據本發明一個實施例的m相FTBPF的示意框圖；圖83是根據本發明一個實施例的m相FTBPF的示意框圖；圖84是根據本發明一個實施例的m相FTBPF的頻率響應的示意圖；圖85是根據本發明一個實施例的m相FTBPF的時鐘生成器的示意框圖；圖86是根據本發明另一個實施例的m相FTBPF的時鐘生成器的示意框圖；圖87是根據本發明另一個實施例的m相FTBPF的時鐘生成器的示意框圖；圖88是根據本發明一個實施例的3相FTBPF的時鐘生成器的示意框圖；圖89是根據本發明另一個實施例的3相FTBPF的時鐘生成器的示意框圖； 圖90是根據本發明一個實施例的前端模組(FEM)和SOC中每一個的其中一部分的示意框圖；圖91是根據本發明另一個實施例的前端模組(FEM)和SOC中每一個的其中一部分的示意框圖；圖92是根據本發明另一個實施例的前端模組(FEM)和SOC中每一個的其中一部分的示意框圖；圖93是根據本發明一個實施例的2G TX模式下前端模組(FEM)和SOC中每一個的其中一部分的示意框圖；圖94是根據本發明一個實施例的2G TX模式下前端模組(FEM)和SOC中每一個的其中一部分的示意框圖；圖95是根據本發明一個實施例的小信號平衡網路的示意框圖；圖96是根據本發明一個實施例的大信號平衡網路的示意框圖；圖97是根據本發明另一個實施例的前端模組(FEM)和SOC中每一個的其中一部分的示意框圖；圖98是根據本發明另一個實施例的前端模組(FEM)和SOC中每一個的其中一部分的示意框圖；圖99是根據本發明另一個實施例的前端模組(FEM)和SOC中每一個的其中一部分的示意框圖；圖100是根據本發明另一個實施例的前端模組(FEM)和LNA中每一個的其中一部分的示意框圖；圖101是根據本發明一個實施例的前端模組(FEM)和LNA中每一個的其中一部分的等效電路的示意框圖；圖102是根據本發明另一個實施例的前端模組(FEM)和LNA中每一個的其中一部分的示意框圖；圖103是根據本發明一個實施例的變壓器巴侖(transformer balun)的示意框圖； 圖104是根據本發明一個實施例的變壓器巴侖(transformer balun)的實施示意圖；圖105是根據本發明另一個實施例的變壓器巴侖(transformer balun)的實施示意圖；圖106是根據本發明另一個實施例的前端模組(FEM)和LNA中每一個的其中一部分的示意框圖；圖107是根據本發明另一個實施例的前端模組(FEM)和LNA中每一個的其中一部分的示意框圖；圖108是根據本發明一個實施例的阻抗的示意框圖；圖109是根據本發明另一個實施例的阻抗的示意框圖；圖110是根據本發明一個實施例的平衡網路的示意框圖；圖111是根據本發明另一個實施例的平衡網路的示意框圖；圖112是根據本發明一個實施例的負阻抗的示意框圖；圖113是根據本發明一個實施例的偏振接收器的示意框圖；圖114是根據本發明一個實施例的暫存器電路的示意框圖；圖115是根據本發明一個實施例的編織連接(weaved connection)的示意框圖；圖116是根據本發明一個實施例的接收器的示意框圖。
圖2是包含片上系統(SOC)12和前端模組(FEM)14的可擕式計算通信裝置10的實施例的示意框圖，其中SOC 12和FEM 14在單獨的積體電路上實施。可擕式計算通信裝置10可以是任意能由個人攜帶的裝置，至少部分由電池供電，包括無線電收發器(例如射頻和/或毫米波(MMW))並執行一個或多個軟體應用。例如，可擕式計算通信裝置10可以是蜂窩、手提電腦、個人數位助手、視頻遊戲操縱杆、視頻遊戲播放器、個人娛樂單元、平板電腦等。
SOC12包括無表面聲波接收器部18、無表面聲波發射器部20、基帶處理單元22、處理模組24和電源管理單元26。無表面 聲波接收器18包括接收器(RX)射頻(RF)-中頻(IF)部28和接收器(RX)IF-基帶(BB)部30。RX RF-IF部28還包括一個或多個變頻帶通濾波器(FTBPF)32。
處理模組24和基帶處理單元22可以是單個處理設備、分開的處理設備或多個處理設備。該處理設備可以是微處理器、微控制器、數位信號處理器、微電腦、中央處理器單元、現場可編程閘陣列、可編程邏輯設備、狀態機、邏輯電路、類比電路、數位電路和/或任意根據電路的硬代碼和/或操作指令來處理信號(類比和/或數位)的設備。處理模組24和/或基帶處理單元22可以具有相關的記憶體和/或記憶體元件，上述記憶體和/或記憶體元件可以是單個記憶體設備、多個記憶體設備和/或處理模組24的嵌入式電路。該記憶體設備可以是唯讀記憶體、隨機存取記憶體、易失性記憶體、非易失性記憶體、靜態記憶體、動態記憶體、快閃記憶體、高速緩衝記憶體和/或存儲數位資訊的任意設備。注意若處理模組24和/或基帶處理單元22包括多個處理設備，這些處理設備可以集中排布(例如，通過有線和/或無線匯流排部直接連接在一起)或分散排布(例如，通過經局域網和/或廣域網的間接連接進行雲計算)。還要注意，當處理模組24和/或基帶處理單元22通過狀態機、類比電路、數位電路和/或邏輯電路執行它的一個或多個功能時，存儲相應操作指令的記憶體和/或記憶體元件可以嵌入或外接於包含該狀態機、類比電路、數位電路和/或邏輯電路的電路中。還應注意，記憶體元件存儲、且處理模組24和/或基帶處理單元22執行與至少一幅附圖中所示的至少一些步驟和/或功能相關的硬代碼和/或操作指令。
前端模組(FEM)14包括多個功率放大器(PA)34-36、多個接收器-發射器(RX-TX)分離模組38-40、多個天線調諧單元(ATU)42-44以及頻帶(FB)切換器46。注意，FEM14可以包括不止兩條路徑Pas 34-36(其中RX-TX分離模組38-40以及ATU 42-44與FB切換器 46相連)或可以包括單條路徑。例如FEM14可以包括一條用於2G(第二代)蜂窩服務的路徑、一條用於3G(第三代)蜂窩服務的路徑和第三條用於無線局域網(WLAN)服務的路徑。當然，FEM 14中還存在很多其他示例性路徑組合來支援一個或多個無線通信標準(例如IEEE802.11、藍牙、移動通信全球系統(GSM)、碼分多址(CDMA)、射頻標識(RFID)、增強型分組無線通信業務(EDGE)、通用分組無線業務(GPRS)、WCDMA、高速下行分組接入(HSDPA)、高速上行分組接入(HSUPA)、長期演進(LTE)、WiMAX(微波存取全球互通)和/或其變型)。
在一個工作實例中，處理模組24執行需要無線傳輸資料的可擕式計算裝置的一個或多個功能。此時，處理模組24將出站資料(例如語音、文本、音頻、視頻、圖形等)提供給基帶處理單元或模組22，基帶處理單元或模組22根據一個或多個無線通信標準(例如GSM、CDMA、WCDMA、HSUPA、HSDPA、WiMAX、EDGE、GPRS、IEEE802.11、藍牙、紫蜂、通用移動電信系統(UMTS)、長期演進(LTE)、IEEE802.16、資料優化改進(EV-DO)等)將出站資料轉化為一個或多個出站符號流。這種轉化包括以下至少一項：加擾、刪餘(puncturing)、編碼、交錯、星座映射、調製、擴頻、跳頻、波束成形、空時分組編碼、空頻分組編碼、頻域-時域轉換和/或數位基帶-中頻轉換。注意，基帶處理單元22將出站資料轉換為單個出站符號流，以實現單輸入單輸出(SISO)通信和/或多輸入單輸出(MISO)通信，並將出站資料轉換為多個出站符號流，以實現單輸入多輸出(SIMO)和多輸入多輸出(MIMO)通信。
基帶處理單元22提供所述一個或多個出站符號流給所述無表面聲波發射器部20，無表面聲波發射器部20將所述出站符號流轉換為一個或多個出站RF信號(例如處於一個或多個頻帶800MHz、1800MHz、1900MHz、2000MHz、2.4GHz、5GHz、60GHz等中的信號)。無表面聲波發射器部20包括至少一個上變頻模組、 至少一個變頻帶通濾波器(FTBPF)和輸出模組；它可以配置為直接轉換拓撲(例如基帶或近基帶符號流向RF信號的直接轉換)或為超外差拓撲(super heterodyne topology)(例如將基帶或近基帶符號流轉換為IF信號然後再將IF信號轉換為RF信號)。
對於直接轉換，無表面聲波發射器部20可以具有基於笛卡爾的拓撲、基於偏振的拓撲或基於混合偏振-笛卡爾的拓撲。在基於笛卡爾的拓撲中，無表面聲波發射器部20將所述一個或多個出站符號流的同相和正交分量(例如分別為AI (t)cos(ωBB (t)+ΦI (t))和AQ (t)cos(ωBB (t)+ΦQ (t)))與一個或多個發射端本地振盪(TX LO)的同相和正交分量(例如分別為cos(ωRF (t))和sin(ωRF (t)))混合以產生混合的信號。FTBPF濾波該混合的信號，且輸出模組調節(例如共模濾波和/或微分單端轉換(differential to single-ended))它們以產生一個或多個輸出上變頻信號(例如A(t)cos(ωBB (t)+Φ(t)+ωRF (t)))。功率放大器驅動器(PAD)模組放大出站上變頻信號以產生預先功率放大的(pre-PA)出站RF信號。
在基於相位偏振的拓撲中，無表面聲波發射器部20包括用於產生出站符號流的振盪(例如根據相位資訊(+/-△Φ[相移]和/或Φ(t)[相位調製]進行調節的cos(ωRF (t)))的振盪器。得到的調節的振盪(例如cos(ωRF (t)+/-△Φ)或cos(ωRF (t)+Φ(t)))可以進一步由出站符號流的幅度資訊(例如A(t)[幅度調製])來調節，以產生一個或多個上變頻的信號(例如A(t)cos(ωRF (t)+/-△Φ)或A(t)cos(ωRF (t)+Φ(t)))。FTBPF濾波一個或多個上變頻的信號，且輸出模組調節(condition)(例如共模濾波和/或微分單端轉換)它們。功率放大器驅動器(PAD)模組放大出站上變頻信號以產生預先功率放大的出站RF信號。
在基於頻率偏振的拓撲中，無表面聲波發射器部20包括用於產生出站符號流的振盪(例如根據頻率資訊(例如+/-△f[頻移]和/或f(t)[頻率調製]進行調節的cos(ωRF (t)))的振盪器。得到的調節的振 盪(例如cos(ωRF (t)+/-△f)或cos(ωRF (t)+f(t)))可以進一步由出站符號流的幅度資訊(例如A(t)[幅度調製])來調節，以產生一個或多個上變頻的信號(例如A(t)cos(ωRF (t)+/-△f)或A(t)cos(ωRF (t)+f(t)))。FTBPF濾波一個或多個上變頻的信號，且輸出模組調節(condition)(例如共模濾波和/或微分單端轉換)它們。功率放大器驅動器(PAD)模組放大出站上變頻信號以產生預先功率放大的出站RF信號。
在基於混合偏振-笛卡爾的拓撲中，無表面聲波發射器部20將出站符號流的相位資訊(例如cos(ωBB (t)+/-△Φ)或cos(ωBB (t)+Φ(t)))和幅度資訊(例如A(t))分開。無表面聲波發射器部20將所述一個或多個出站符號流的同相和正交分量(例如分別為cos(ωBB (t)+ΦI (t))和cos(ωBB (t)+ΦQ (t)))與一個或多個發射端本地振盪(TXLO)的同相和正交分量(例如分別為cos(ωRF (t))和sin(ωRF (t)))混合以產生混合的信號。FTBPF濾波該混合的信號，且輸出模組調節(condition)(例如共模濾波和/或微分單端轉換)它們以產生一個或多個出站上變頻信號(例如A(t)cos(ωBB (t)+Φ(t)+ωRF (t)))。功率放大器驅動器(PAD)模組放大標準化的出站上變頻信號並將幅度資訊(例如A(t))注入標準化的出站上變頻信號以產生預先功率放大的(pre-PA)出站RF信號(例如A(t)cos(ωRF (t)+Φ(t)))。無表面聲波發射器部20的其他例子將參考圖23和24進行描述。
對於超外差拓撲，無表面聲波發射器部20包括基帶(BB)-中頻(IF)部和IF-射頻(RF)部。BB-IF部可以是基於偏振的拓撲、基於笛卡爾的拓撲、基於混合偏振-笛卡爾的拓撲或上變頻出站符號流的混合級。在前三個例子中，BB-IF部生成IF信號(例如A(t)cos(ωIF (t)+Φ(t)))，IF-RF部包括混合級、濾波級和功率放大器驅動器(PAD)，以產生預先功率放大的出站RF信號。
當BB-IF部包括混合級時，IF-RF部可以具有基於偏振的拓撲、基於笛卡爾的拓撲或基於混合偏振-笛卡爾的拓撲。在這種情 況下，BB-IF部將出站符號流(例如A(t)cos((ωBB (t)+Φ(t)))轉換為中頻符號流(例如A(t)cos(ωIF (t)+Φ(t)))。IF-RF部將IF符號流轉換為預先功率放大的出站RF信號。
無表面聲波發射器部20向前端模組(FEM)14的功率放大器模組(PA)34-36輸出預先功率放大的出站RF信號。PA 34-36包括於放大的預先功率放大的RF信號串聯和/或並聯連接的一個或多個功率放大器，以產生出站RF信號。注意，PA 34-36的參數(例如增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、轉換速率、上升速率、置位元時間、超調量、穩定因數等)可以根據從基帶處理單元22和/或處理模組24接收的控制信號進行調節。例如，由於發射條件改變(例如通道相應改變、TX單元和RX單元間的距離改變、天線屬性改變等)，SOC 12的處理源(例如BB處理單元22和/或處理模組24)監視發射條件變化並調節PA 34-36的屬性以優化性能。該確定並不是獨立做出的；例如，可以根據前端模組其他能被調節的參數(例如ATU 42-44、RX-TX分離模組38-40)做出，從而優化RF信號的發射和接收。
RX-TX分離模組38-40(可以是雙工器、迴圈器(circulator)或變壓器巴侖或其他利用共用天線提供TX信號和RX信號的分離的裝置)衰減出站RF信號。RX-TX分離模組38-40可以根據從SOC 12的基帶處理單元和/或處理模組24接收的控制信號調節它對出站RF信號的衰減。例如，當發射功率相對很低時，可以調節RX-TX分離模組38-40減小它對TX信號的衰減。
對天線調諧單元(ATU)42-44進行調諧以提供所期望的與天線16大致匹配的阻抗。調諧後，ATU 42-44將來自RX-TX分離模組38-40的衰減的TX信號提供給天線16以便發射。注意，可以持續或定時調節ATU 42-44以便跟蹤天線16的阻抗變化。例如，基帶處理單元22和/或處理模組24可以檢測天線16的阻抗變化，並根據所檢測到的變化向ATU 42-44提供控制信號，使其相應地改 變自己的阻抗。
在該實例中，無表面聲波發射器部20具有兩個輸出：一個用於第一頻帶，另一個用於第二頻帶。上述討論關注的是出站資料向單個頻帶(例如850MHz、900MHz等)的出站RF信號的轉換過程。該過程與出站資料向其他頻帶(例如1800MHz、1900MHz、2100MHz、2.4GHz、5GHz等)的RF信號的轉換相似。注意，使用單個天線16時，無表面聲波發射器20生成其他頻帶內後其他頻帶的出站RF信號。FEM14的頻帶(FB)切換器46將天線16與無表面聲波發射器輸出路徑的合適的輸出連接。FB切換器46從基帶處理單元22和/或處理模組24接收控制資訊，用以選擇路徑來連接天線16。
天線16還接收一個或多個入站RF信號，並通過頻帶(FB)切換器46將它們提供給ATU 42-44其中之一。ATU 22-24將入站RF信號提供給RX-TX分離模組38-40，RX-TX分離模組38-40將該信號路由給SOC12的接收器(RX)RF-IF部。RXRF-IF部28將入站RF信號(例如A(t)cos(ωRF (t)+Φ(t)))轉換為入站IF信號(例如AI (t)cos(ωIF (t)+ΦI (t))和AQ (t)cos(ωIF (t)+ΦQ (t)))。RX RF-IF部28的各種實施例將在圖15-23或其他附圖中說明。
RX IF-BB部30將入站IF信號轉換為一個或多個入站符號流(例如A(t)cos(ωBB (t)+Φ(t)))。此時，RX IF-BB部30包括混頻部和組合及濾波部。混頻部將入站IF信號與第二本地振盪(例如LO2=IF-BB，其中BB的範圍可以是零到幾MHz)混合以產生I和Q混頻信號。組合及濾波部進行組合(例如將混頻信號相加到一起-包括和數分量和差分分量)，然後將組合的信號濾波以大幅衰減和數分量，並通過基本未衰減的差分分量作為入站符號流。
基帶處理單元22根據一個或多個無線通信標準(例如GSM、CDMA、WCDMA、HSUPA、HSDPA、WiMAX、EDGE、GPRS、IEEE802.11、藍牙、紫蜂、通用移動電信系統(UMTS)、長期演進 (LTE)、IEEE802.16、資料優化改進(EV-DO)等)將入站符號流轉換為入站資料(例如語音、文本、音頻、視頻、圖形等)。這種轉化可以包括以下至少一項：數位中頻-基帶轉換、時域-頻域轉換、空-時分組解碼、空-頻分組解碼、解調、擴頻解碼、跳頻解碼、波束成形解碼、星座解映射、解交錯、解碼、解刪餘和/或解擾。注意，處理模組24將單個入站符號流轉換為入站資料，以實現單輸入單輸出(SISO)通信和/或多輸入單輸出(MISO)通信，並將多個入站符號流轉換為入站資料，以實現單輸入多輸出(SIMO)和多輸入多輸出(MIMO)通信。
電源管理單元26集成於SOC 12中以執行各種功能。這些功能包括監視電源連接和電池充電、在必要時給電池充電、控制給SOC 12的其他元件供電、生成供電電壓、關閉不必要的SOC模組、控制SOC模組的睡眠模式和/或提供即時時鐘。為了給電源供電電壓的生成提供便利，電源管理單元26可以包括一個或多個切換模式供電電源和/或一個或多個線性穩壓器。
使用這種可擕式計算通信設備10，可以淘汰昂貴且分散的片外元件(例如SAW濾波器、雙工器、電感和/或電容)，並可以將它們的功能包含於在單個裸片上實現的前端模組(FEM)14中。另外，無SAW接收器部和無SAW發射器部為淘汰分散的片外元件提供了便利。
圖3是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括片上系統(SOC)52和另一實施例的前端模組(FEM)50。SOC 52包括電源管理單元26、無SAW接收器部18、無SAW發射器部20、基帶處理單元22，還可以包括處理模組。FEM 50包括多個功率放大器模組(PA)34-36、多個RX-TX分離模組38-40以及至少一個天線調諧單元(ATU)54。
在本實施例中，SOC 52用於同時支持至少兩種無線通信(例如蜂窩電話呼叫和WLAN通信和/或藍牙通信)。因此，無SAW發射 器20按照參考圖2和/或參考以下一幅或多幅附圖所描述的方式生成兩種(或多種)不同頻帶的出站RF信號。可以將這些不同頻率的出站RF信號中的第一種提供給FEM 50的PAs 34-36其中之一，並將其他的出站RF信號提供給其他PA 34-36。TX-RX分離模組38-40中每一個的功能如同參考圖2所描述的以及將要參考以下附圖中至少一幅進行描述的。根據來自SOC 52的控制信號進行調諧的ATU 54為天線16提供用於發射的兩種出站RF信號。
天線16還接收兩種或多種不同頻帶的入站RF信號，並將它們提供給ATU 54。ATU 54可以包括用於分離這兩種入站RF信號並分離每種分離信號的阻抗匹配電路(例如一個或多個LC電路)的分流器(splitter)；用於分離信號並分離阻抗匹配電路的巴倫變壓器；或這兩種信號的阻抗匹配電路，其中這兩種信號提供給RX-TX分離模組38-40。
RX-TX分離模組38-40分別依賴於各自的頻帶，它們僅僅通過各自頻帶(例如850-900MHz和1800-1900MHz)內的入站和出站RF信號。因此，第一TX-RX分離模組38-40提供第一頻帶入站RF信號給無SAW RX部18的第一輸入端，第二TX-RX分離模組38-40提供第二頻帶入站RF信號給無SAW RX部18的第二輸入端。無SAW RX部18按照已參考圖2描述的和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方法處理入站RF信號以產生第一入站資料和第二入站資料。
圖4是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括通過RF連接70與前端模組(FEM)網路60相連的片上系統(SOC)12或52。SOC 12或52包括電源管理單元26、無SAW接收器部18、無SAW發射器部20、基帶處理單元22，還可以包括處理模組。RF連接70可以是同軸電纜、彈性光纖電纜、彈性波導和/或其他高頻電纜中至少一種。FEM網路60包括多個FEM 62-68(例如兩個或多個)，其中FEM 62-68中每一個分別 包括多個功率放大器模組(PA)、多個RX-TX分離模組、至少一個天線調諧單元(ATU)以及頻帶切換器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一個的結構如同參考圖3所描述的。
FEM 62-68中的每一個可以分別支持相同的頻帶、不同的頻帶或其組合。例如，兩個FEM可以支援相同的頻帶(例如850-900MHz和1800-1900MHz)，而另外兩個可以支援不同的頻帶(例如2.4GHz、5GHz、60GHz等)。在此例中，SOC 12或52可以根據多個RF通信參數(例如發射功率電平、接收信號強度、帶外阻滯、信噪比、信擾比、工作頻率、與其他無線通信的干擾等)中至少一個來選擇具有相同頻帶的FEM 62-68中的一個。例如，SOC 12或52選擇能夠提供目前最佳性能水準的蜂窩通信的FEM以及能夠提供目前最佳性能水準的WLAN、個人區域網路或其他無線網路通信的另一FEM。
由於FEM 62-68中的每一個都是可編程的，SOC 12或52可以為所選擇的模組編程以減少相互間的干擾。例如，可以將支援蜂窩通信的FEM調諧為在無線區域網路通信頻帶(例如2.4GHz、5GHz、60GHz等)內具有額外衰減。另外，隨著條件(例如干擾、發射-接收距離、天線參數、環境因數等)的變化，SOC 12或52可以調節所選FEM的參數以基本補償該變化。替代地，SOC 12或52可以選擇另一FEM進行兩種通信中的至少一種。
SOC 12或52可以選擇多個FEM 62-68來支援MIMO通信、SIMO通信和/或MISO通信。例如，在2*2MIMO通信中，可以選擇一個FEM進行其中一種TX/RX MIMO通信，選擇另一個FEM進行另一種TX/RX MIMO通信。
SOC 12或52還可以選擇一個FEM來支持一個頻帶內的發射，並選擇另一個FEM來支持同一頻帶內的接收。例如，SOC 12或52可以選擇第一FEM來支援1800MHz蜂窩電話發射和第二FEM來支援1800MHz蜂窩電話接收。又例如，SOC 12或52可以 選擇第一FEM來支援1800MHz蜂窩電話發射，第二FEM來支援900MHz蜂窩電話發射，第三FEM來支援1800MHz蜂窩電話接收，以及第四FEM來支援900MHz蜂窩電話接收。再例如，SOC 12或52可以選擇第一FEM來支援1800MHz蜂窩電話發射，第二FEM來支援900MHz蜂窩電話發射，且該第二FEM支援1800MHz蜂窩電話接收，該第一FEM支援900MHz蜂窩電話接收。
FEM網路60可以在單個封裝基板上的單個裸片(die)上實現；在單個基板上的多個裸片上實現(例如每個FEM在一個裸片上)；每個FEM作為獨立的積體電路(IC)實現。在後一情形中，FEM 62-68中至少一個可以遠離SOC 12或52。例如，可擕式計算通信裝置可以是支援蜂窩電話通信的無線毫微微蜂窩式基站(femtocell)收發器，其中至少一個FEM在物理上距離SOC 12或52一段距離(例如大於1米)。另外，可以使用其中一個FEM與基站通信，同時可以使用一個或多個其他FEM與其他無線通信裝置(例如蜂窩)通信。
例如，裝置10利用傳統蜂窩服務與基站(BS)通信，同時該裝置與其他無線通信裝置之間的鏈路使用另一頻帶。SOC處理模組協調其他設備的網際網路和/或蜂窩接入以及各種鏈路的信號轉換。
又例如，裝置10作為1-4個蜂窩或其他手持裝置的無線毫微微蜂窩式基站使用。裝置間的無線局域鏈路可以遵從一種或多種協議。一種協定遵從傳統蜂窩標準(例如無線毫微微蜂窩式基站像BS一樣分配局域無線鏈路)。另一種協議使無線毫微微蜂窩式基站裝置作為網際網路協定(IP)通道上的用戶介面擴展使用。手機(handset)的一條鏈路連接至接入點(AP)，或該手機鏈結至其他裝置形成網格，從而通過其他方式邏輯地連接到AP。
再例如，裝置10作為無線毫微微蜂窩式基站(例如AP)使用，它使用對呼叫系統的資料呼叫無線接入，從而向AP提供IP通道， 該IP通道在邏輯上將AP連接到網際網路上任意位置的應用伺服器。例如，載波不必為語音呼叫提供電話系統介面。IP通道穿過AP以便將例如域內的網際網路電話用戶端與網際網路電話網絡連接。來自AP的載波的資料通道的負載和容量決定了一個AP所支持的有效手機的數量。
在此例中，從AP到所支援的無線裝置的鏈路不在蜂窩帶內，而是使用傳統蜂窩標準(即AP類似BS，且當手機用戶端在被支援的無線裝置上運行時該AP執行轉換器功能)。替代地，裝置10與被支援的無線裝置之間的鏈路使用不屬於蜂窩標準的專有的一系列呼叫步驟。此時，該AP運行裝置用戶端且該裝置僅僅是IP通道上的遠程UI擴展。
再例如，裝置10確定自己是否應該成為其他無線裝置的毫微微蜂窩式基站。此時，裝置10確定自己是否滿足品質閾值(例如，能夠給載波好且持續的信號、具有較佳電池壽命、不用於移動呼叫等)。若是，那麼它將用載波註冊為給定地理位置中的毫微微蜂窩式基站。一旦註冊，它將通過點對點無線方式(60GHz、TVWS、2.4GHz等)搜索附近的無線裝置(例如蜂窩)。對於它識別到的裝置，裝置10確定每個無線裝置的載波(例如它們傳遞資訊)的信號強度。對於每個載波(例如載波的BS)信號強度較弱或沒有的無線裝置，裝置10主動成為無線裝置的毫微微蜂窩式基站主機。若無線裝置希望裝置10成為自己的毫微微蜂窩式基站，該裝置10利用載波註冊自己作為無線裝置的毫微微蜂窩式基站使用。注意，這可以是幾個裝置之間的動態過程，其中一個裝置可以作為其他裝置的毫微微蜂窩式基站AP。若條件改變，上述其他裝置中的一個可以成為這些裝置的毫微微蜂窩式基站AP，且作為毫微微蜂窩式基站AP的裝置成為新的毫微微蜂窩式基站AP的用戶端。
再例如，多個裝置可以配合在一起形成毫微微網路(femto-network)。此時，一個裝置作為一個或多個其他裝置的中繼 站，用於接入作為無線毫微微蜂窩式基站AP的裝置。替代地，配合可以包括將多個無線毫微微蜂窩式基站裝置作為本地裝置的主機，且它們鏈結至其他AP以提供連接。這種共用可以是其中一個無線毫微微蜂窩式基站裝置提供蜂窩語音連接，另一個提供蜂窩資料連接，且第三個提供WLAN連接。
再例如，多個裝置在密閉的地理區域中(例如在轎車中、房間中等)，並利用協定確定哪個裝置將作為其他裝置的無線毫微微蜂窩式基站AP以及提供哪些服務。例如，裝置組(其中至少一個能夠作為毫微微蜂窩式基站AP)在相互間建立點對點鏈路(60GHz、TVWS、2.4GHz等)，然後通過比較它們以組群跨越時間的移動站點上的節點來確定這些鏈路是否能夠隨著時間的推移而持續，以及它們是否基本上一起移動(例如在同一轎車或火車等中)。若它們確定自己在同一移動機動車中，那麼它們將相互報告自己的特定平均載波品質量值。根據這些量值，它們可以確定哪個手機具有針對載波的最佳整體信號。每個裝置可以在不同載體上，或它們可以全部在同一載體上。每種方式中，一個裝置和另一個裝置的信號差別很大，這種差別可以是很多變數(例如機動車中的位置和距離車體的遠近等)的函數。若最佳信號明顯優於給定裝置能夠通過其直接載波鏈路實現的，它將請求由具有最佳信號的裝置作為主機。一旦完成了註冊，呼叫將被通過AP主機傳遞給其他裝置。若載波信號低於閾值，該過程重複，且可以推選另一裝置作為新的主機。在這種特殊情況下，所有裝置知曉哪些其他裝置進行測試，至少直到它們相互脫離範圍。
再例如，對於參與網路會議的裝置，每個裝置一次向一個人(即裝置用戶)提供用戶介面。因此，每個裝置實質上支援相同的利用載波的一對一無線連接。為了減少冗餘流量和降低增加網路容量造成的成本，網路會議的第一裝置主動成為同一地理區域內其他裝置的無線毫微微蜂窩式基站AP。若被接受，該第一裝置用載 波註冊，然後作為網路會議的其他裝置的無線毫微微蜂窩式基站AP。這一方案的擴展可以應用於任意類型的音頻和/或視頻會議中，無論給定地理區域內的多個用戶是否將通過可擕式計算通信裝置參與該會議。另一擴展可以包括與其他裝置共用基於伺服器的應用(例如一個裝置是接入網際網路託管的應用(例如資料庫、視頻遊戲等)的無線毫微微蜂窩式基站AP，且其他裝置通過該無線毫微微蜂窩式基站AP接入網際網路託管的應用)。
再例如，用作無線毫微微蜂窩式基站AP的裝置根據其環境(例如用於辦公室中、家中、轎車中、公共場所、私人場所、公共用途、私人用途等)進行配置。該配置選項包括頻率使用模式、發射功率、用於支援的單元的數量、集中的毫微微蜂窩式基站控制、分散式毫微微蜂窩式基站控制、分配的容量、編碼水準、符號和/或通道接入。例如，若在公共場所，該裝置將用作公共無線毫微微蜂窩式基站或私人無線毫微微蜂窩式基站。當該裝置用作私人毫微微蜂窩式基站時，它選擇能夠確保它所支持的通信的隱私的配置。
圖5是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括通過RF連接90與前端模組(FEM)網路80相連的片上系統(SOC)12或52。SOC 12或52包括電源管理單元26、無SAW接收器部18、無SAW發射器部20、基帶處理單元22，還可以包括處理模組。RF連接90可以是同軸電纜、彈性光纖電纜、彈性波導和/或其他高頻電纜中至少一種。FEM網路80包括多個FEM 62-68(例如兩個或多種)和變頻模組82。該變頻模組82包括一個或多個旁路RF-RF變換模組。FEM 62-68中每一個分別包括多個功率放大器模組(PA)、多個RX-TX分離模組、至少一個天線調諧單元(ATU)以及頻帶切換器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一個的結構如同參考圖3所描述的。
SOC 12或52和FEM 62-68的功能與圖4中的SOC 12或52 和FEM 62-68相似。在本實施例中，在SOC 12或52和相應的FEM之間進行路由前，可以將來自FEM的入站RF信號和/或來自SOC 12或52的出站RF信號進行變頻。例如，SOC 12或52可以形成用於處理載波頻率為2.4GHz的輸入和出站RF信號，但是具有根據多個標準化無線協定和/或專有協定產生符號流的基帶功能。此時，SOC 12或52根據給定無線協定生成出站符號流，並將符號流上變頻為具有2.4GHz載波頻率的RF信號。
包含本地振盪器、混頻模組和濾波的RF-RF變頻模組86將出站RF信號與本地振盪混合以產生混頻的信號。濾波部濾波混頻的信號以產生所期望載波頻率(例如900MHz、1800MHz、1900MHz、5GHz、60GHz等)的出站RF信號。注意，變頻模組82可以包括多個RF-RF變換模組(一個或多個用於提高載波頻率和/或一個或多個用於降低載波頻率)。就此而言，通用SOC 12或52的實施可以與FEM網路80的各種實施(例如FEM模組62-68的數量、RF-RF變換模組的數量等)耦合，以形成各種可擕式計算通信裝置。
圖6是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括通過RF連接78與前端模組(FEM)網路60相連的多個片上系統(SOC)12或52。每個SOC 12或52分別包括電源管理單元26、無SAW接收器部18、無SAW發射器部20、基帶處理單元22，還可以包括處理模組。RF連接78可以是同軸電纜、彈性光纖電纜、彈性波導和/或其他高頻電纜中至少一種。FEM網路60包括多個FEM 62-68(例如兩個或多種)，其中FEM 62-68中每一個分別包括多個功率放大器模組(PA)、多個RX-TX分離模組、至少一個天線調諧單元(ATU)以及頻帶切換器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一個的結構如同參考圖3所描述的。
在本實施例中，一個SOC 12或52使用FEM 62-68中至少一個來支持一種或多種無線通信(例如蜂窩、WLAN、WPAN等)，另一個SOC 12-52使用一個或多個其他FEM62-68來支持一種或多 種其他無線通信。為了減少無線通信之間的干擾和/或為了優化每個無線通信，至少一個SOC 12或52向FEM 62-68提供控制信號以調節其性能。除了每個SOC 12或52使用不同FEM 62-68這一例子，在另一個例子中，兩個或多種SOC 12或52可以按照時分方式通過切換模組(未示出)共用FEM 62-68。在又一個例子中，一個SOC 12或52可以使用FEM 62-68的一條路徑，另一個SOC 12或52可以使用FEM 62-68的其他路徑中至少一條。
圖7是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括通過RF連接90與前端模組(FEM)網路80相連的多個片上系統(SOC)12或52。SOC 12或52包括電源管理單元26、無SAW接收器部18、無SAW發射器部20、基帶處理單元22，還可以包括處理模組。RF連接90可以是同軸電纜、彈性光纖電纜、彈性波導和/或其他高頻電纜中至少一種。FEM網路80包括多個FEM 62-68(例如兩個或多種)和變頻模組82。該變頻模組82包括一個或多個旁路RF-RF變換模組。FEM 62-68中每一個分別包括多個功率放大器模組(PA)、多個RX-TX分離模組、至少一個天線調諧單元(ATU)以及頻帶切換器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一個的結構如同參考圖3所描述的。
在本實施例中，一個SOC 12或52使用FEM 62-68中至少一個來支持一種或多種無線通信(例如蜂窩、WLAN、WPAN等)，另一個SOC 12-52使用一個或多個其他FEM62-68來支持一種或多種其他無線通信。為了減少無線通信之間的干擾和/或為了優化每個無線通信，至少一個SOC 12或52向FEM 62-68提供控制信號以調節其性能。此外，可以使至少一個無線通信通過變頻模組82，以便提高或降低該無線通信的載波頻率。
圖8是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括通過RF連接70與前端模組(FEM)網路60相連的片上系統(SOC)100。SOC 100包括電源管理單元26、多個無SAW 接收器部18-1-18-2、多個無SAW發射器部20-1-20-2、一個或多個基帶處理單元22，還可以包括處理模組。RF連接70可以是同軸電纜、彈性光纖電纜、彈性波導和/或其他高頻電纜中至少一種。FEM網路60包括多個FEM 62-68(例如兩個或多種)，其中FEM 62-68中每一個分別包括多個功率放大器模組(PA)、多個RX-TX分離模組、至少一個天線調諧單元(ATU)以及頻帶切換器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一個的結構如同參考圖3所描述的。
在本實施例中，SOC 100能夠利用FEM 62-68中至少一個來進行多個併發的無線通信。例如，可以將一對無SAW發射器&接收器用於WLAN通信，將另一對無SAW發射器&接收器用於850或900MHz蜂窩電話通信。又例如，可以將一對無SAW發射器&接收器用於蜂窩語音通信，將另一對無SAW發射器&接收器用於蜂窩資料通信。注意，這些併發的無線通信可以在具有不同載波頻率的同一頻帶中和/或在不同頻帶中。
圖9是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括通過RF連接70與前端模組(FEM)網路80相連的片上系統(SOC)100。SOC 100包括電源管理單元26、多個無SAW接收器部18-1-18-2、多個無SAW發射器部20-1-20-2、一個或多個基帶處理單元22，還可以包括處理模組。RF連接70可以是同軸電纜、彈性光纖電纜、彈性波導和/或其他高頻電纜中至少一種。FEM網路80包括多個FEM 62-68(例如兩個或多個)和變頻模組。該變頻模組82包括一個或多個旁路RF-RF變換模組。FEM 62-68中每一個分別包括多個功率放大器模組(PA)、多個RX-TX分離模組、至少一個天線調諧單元(ATU)以及頻帶切換器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一個的結構如同參考圖3所描述的。
在本實施例中，SOC 100能夠利用FEM 62-68中至少一個來進行多個併發的無線通信，且至少一個無線通信的載波頻率可以由變頻模組82進行轉換。例如，可以將一對無SAW發射器&接收 器用於WLAN通信，將另一對無SAW發射器&接收器用於850或900MHz蜂窩電話通信。又例如，可以將一對無SAW發射器&接收器用於蜂窩語音通信，將另一對無SAW發射器&接收器用於蜂窩資料通信。在上述任意一個例子中，至少一個無線通信的載波頻率可以由變頻模組82提高或降低。
圖10是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括通過RF連接122與前端模組(FEM)網路120相連的片上系統(SOC)110。SOC 110包括電源管理單元26、中頻(IF)-基帶(BB)接收器部112、BB-IF發射器部114、基帶處理單元22，還可以包括處理模組。RF連接122可以是同軸電纜、彈性光纖電纜、彈性波導和/或其他高頻電纜中至少一種。
FEM網路120包括多個FEM 62-68(例如兩個或多個)和多個RF-IFTX與RX部對124-138。FEM 62-68中每一個分別包括多個功率放大器模組(PA)、多個RX-TX分離模組、至少一個天線調諧單元(ATU)以及頻帶切換器(SW)。TX IF-RF部132-138中每一個分別包括基於偏振的拓撲、基於笛卡爾的拓撲、基於混合偏振-笛卡爾的拓撲或混頻、濾波&混合模組。RX RF-IF部124-130中每一個分別包括低雜訊放大器部和下變頻部。注意，FEM 62-68中至少一個的結構如同參考圖3所描述的。
在本實施例中，基帶處理模組22根據一種或多種無線通信協定將出站資料轉換為一個或多個出站符號流。TX BB-IF部114包括混頻模組，混頻模組將該出站符號流與發射IF本地振盪(例如頻率為幾十MHz到幾十GHz的振盪)混頻以產生一個或多個出站IF信號。
SOC 110通過RF連接122向FEM網路120提供出站IF信號。另外，SOC 110提供用於表示RX-TX部對124-130中哪一對以及相應的FEM 62-68將支援無線通信的選擇信號。所選的TX IF-RF部132-138將IF信號與第二本地振盪(例如頻率為RF-IF的振盪) 混頻以產生一個或多個混頻的信號。組合及濾波部將一個或多個混頻的信號組合，並對它們進行濾波以產生預PA的出站RF信號，預PA的出站RF信號將被提供給相應的FEM 62-68。
對於入站RF信號，與FEM 62-68相關的天線接收信號並將其提供給頻帶切換器(SW)(若包含)或提供給ATU(若不包含切換器)。FEM 62-68按照上述方式處理入站RF信號並將經處理的入站RF信號提供給相應的RX RF-IF部124-130。RX RF-IF部124-130將入站RF信號與第二RX本地振盪(例如頻率為RF-IF的振盪)混頻以產生一個或多個入站IF混頻信號(例如I和Q混頻信號分量或位於IF的偏振格式信號(例如A(t)cos(ωIF (t)+Φ(t))。
SOC 110的RX IF-BB部112接收一個或多個入站IF混頻信號並將它們轉換為一個或多個入站符號流。基帶處理模組22將一個或多個入站符號流轉換為入站資料。注意，SOC 110可以包括多個RX IF-BB和TX BB-IF部來支援多個併發的無線通信。
圖11是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括通過RF連接152-154與前端模組(FEM)網路142相連的片上系統(SOC)140。SOC 140包括電源管理單元26、中頻(IF)-基帶(BB)接收器部144、BB-IF發射器部146、基帶處理單元22，還可以包括處理模組。RF連接152-154可以是同軸電纜、彈性光纖電纜、彈性波導和/或其他高頻電纜中至少一種。
FEM網路142包括多個FEM 62-68(例如兩個或多個)和一對RF-IF TX與RX部148-150。FEM 62-68中每一個分別包括多個功率放大器模組(PA)、多個RX-TX分離模組、至少一個天線調諧單元(ATU)以及頻帶切換器(SW)。TX IF-RF部150包括基於偏振的拓撲、基於笛卡爾的拓撲、基於混合偏振-笛卡爾的拓撲或混頻、濾波&混合模組。RX RF-IF部148包括低雜訊放大器部和下變頻部。注意，FEM 62-68中至少一個的結構如同參考圖3所描述的。
在本實施例中，基帶處理模組22根據一種或多種無線通信協 定將出站資料轉換為一個或多個出站符號流。TX BB-IF部146包括混頻模組，混頻模組將該出站符號流與發射IF本地振盪(例如頻率為幾十MHz到幾十GHz的振盪)混頻以產生一個或多個出站IF信號。
SOC 140通過RF連接152-154向FEM網路142提供出站IF信號。TX IF-RF部150將IF信號與第二本地振盪(例如頻率為RF-IF的振盪)混頻以產生一個或多個混頻的信號。組合及濾波部將一個或多個混頻的信號組合，並對它們進行濾波以產生預PA的出站RF信號，預PA的出站RF信號將被提供給相應的FEM 62-68。
對於入站RF信號，與FEM 62-68相關的天線接收信號並將其提供給頻帶切換器(SW)(若包含)或提供給ATU(若不包含切換器)。FEM 62-68按照上述方式處理入站RF信號並將經處理的入站RF信號提供給RX RF-IF部148。RX RF-IF部148將入站RF信號與第二RX本地振盪(例如頻率為RF-IF的振盪)混頻以產生一個或多個入站IF混頻信號(例如I和Q混頻信號分量或位於IF的偏振格式信號(例如A(t)cos(ωIF (t)+Φ(t))。
SOC 140的RX IF-BB部144接收一個或多個入站IF混頻信號並將它們轉換為一個或多個入站符號流。基帶處理模組22將一個或多個入站符號流轉換為入站資料。注意，SOC 140可以包括多個RX IF-BB144和TX BB-IF部146來支援多個併發的無線通信。
圖12是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置10的示意框圖，它包括通過RF連接176與前端模組(FEM)網路162相連的片上系統(SOC)160。SOC 160包括電源管理單元26、無SAW接收器(RX)下變頻部164、無SAW發射器(TX)上變頻部166、基帶處理單元22，還可以包括處理模組。RF連接176可以是同軸電纜、彈性光纖電纜、彈性波導和/或其他高頻電纜中至少一種。
FEM網路162包括多個FEM 168-174(例如兩個或多個)和一對 RF-TF TX與RX部。FEM 168-174中每一個分別包括多個功率放大器驅動器(PAD)、多個低雜訊放大器(LNA)、多個功率放大器模組(PA)、多個RX-TX分離模組、至少一個天線調諧單元(ATU)以及頻帶切換器(SW)。注意，FEM 168-174中至少一個的結構如同參考圖3所描述的。
在本實施例中，基帶處理模組22根據一種或多種無線通信協定將出站資料轉換為一個或多個出站符號流。無SAW TX上變頻部166將出站符號流轉換為一個或多個出站上變頻信號，無SAW TX上變頻部166可以類似於缺少功率放大器驅動器的無SAW TX上變頻部166來實現。
SOC 160通過RF連接176向FEM網路162提供出站上變頻信號。SOC 160還可以向FEM網路162提供FEM選擇信號。所選的FEM模組通過功率放大器驅動器(PAD)接收出站上變頻信號。PAD放大出站上變頻信號以產生預PA的出站RF信號，然後由FEM 168-174按照上述方式和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式對其進行處理。
對於入站RF信號，與FEM 168-174相關的天線接收信號並將其提供給頻帶切換器(SW)(若包含)或提供給ATU(若不包含切換器)。ATU和RX-TX分離模組按照上述方式處理入站RF信號，並將處理後的入站RF信號提供給LNA。LNA放大入站RF信號以產生放大的入站RF信號。
無SAW RX部164(類似於缺少LNA的無SAW接收器部實施)接收一個或多個放大的入站IF混頻信號並將它們轉換為一個或多個入站符號流。基帶處理模組22將一個或多個入站符號流轉換為入站資料。注意，基帶處理單元22和/或處理模組可以向每個FEM 168-174的LNA和/或PAD提供控制信號，以調節其性能(例如增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、擺動速率(slew rate)、上升速率、建立時間、超調量(overshoot)、穩定因數等)。
圖13是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖，它包括與前端模組(FEM)182相連的片上系統(SOC)180。SOC 180包括多個無SAW接收器部(僅僅示出了接收器部的LNA和變頻帶通濾波器(FTBPF))、多個無SAW發射器部(僅僅示出了功率放大器驅動器(PAD))、處理模組、基帶處理模組(未示出或包含在處理模組中)以及電源管理單元(未示出)。
FEM 182包括低頻帶(LB)路徑、高頻帶(HB)路徑以及頻帶切換器(FB SW)。LB路徑包括功率放大器模組(PA)、低帶阻抗級(LB Z)、低帶低通濾波器(LB LPF)、切換器(SW)、發射-接收分離模組(TX-RX ISO)(例如雙工器)、第二切換器(SW)以及天線調諧單元(ATU)。HB路徑包括功率放大器模組(PA)、高帶阻抗級(HB Z)、高帶低通濾波器(HB LPF)、切換器(SW)、發射-接收分離模組(TX-RX ISO)(例如雙工器)、第二切換器(SW)以及天線調諧單元(ATU)。注意，可以利用低帶路徑支援低帶GSM、EDGE和/或WCDMA無線通信，可以利用高帶路徑支援高帶GSM、EDGE和/或WCDMA無線通信。
如上所述和/或如同將要參考以下至少一幅附圖進行描述的，SOC 180用於輸出預PA的出站RF信號並用於輸入入站RF信號。FEM 182通過LB路徑或HB路徑接收預PA的出站RF信號，並通過相應的PA模組將它們放大。阻抗級(LB Z或HB Z)在PA模組的輸出上提供期望的負載，並連接到低通濾波器(LB LPF或HB LPF)。LPF濾波出站RF信號，根據切換器(SW)的配置，出站RF信號被提供給TX-RX ISO模組或ATU。若切換器將LPF與TX-RX ISO模組連接，TX-RX模組在將出站RF信號提供給ATU之前先將它們衰減。ATU的功能如上所述和/或將參考以下至少一幅附圖進行描述。
注意，SOC 180和FEM 182之間沒有分立元件。具體地，可擕式計算通信裝置不需要現有蜂窩電話實施例中所必須的分立 SAW濾波器。以下至少一項為淘汰SAW濾波器和/或其他傳統外部組件做出了貢獻：無SAW接收器的結構、無SAW發射器的結構和/或FEM 182的各種元件的編程(programmability)。
圖14是根據本發明另一個實施例的可擕式計算通信裝置的示意框圖，它包括與前端模組(FEM)192相連的片上系統(SOC)190。SOC 190包括多個無SAW接收器部(僅僅示出了接收器部的LNA和變頻帶通濾波器(FTBPF))、多個無SAW發射器部(僅僅示出了功率放大器驅動器(PAD))、處理模組、基帶處理模組(未示出或包含在處理模組中)以及電源管理單元(未示出)。
FEM 192包括低頻帶(LB)路徑、高頻帶(HB)路徑以及頻帶切換器(FBSW)。LB路徑包括功率放大器模組(PA)、低帶阻抗級(LB Z)、切換器(SW)、低帶低通濾波器(LB LPF)、發射-接收分離模組(TX-RX ISO)(例如雙工器)、第二切換器(SW)以及天線調諧單元(ATU)。HB路徑包括功率放大器模組(PA)、高帶阻抗級(HB Z)、切換器(SW)、高帶低通濾波器(HB LPF)、發射-接收分離模組(TX-RX ISO)(例如雙工器)、第二切換器(SW)以及天線調諧單元(ATU)。注意，可以利用低帶路徑支援低帶GSM、EDGE和/或WCDMA無線通信，可以利用高帶路徑支援高帶GSM、EDGE和/或WCDMA無線通信。
在SOC 190的各種實施例中，SOC 190的接收器部中的變頻帶通濾波器提供充分地濾波帶外阻滯(far-out blocker)及濾波對期望信號產生不可忽略影響的鏡像信號。這將減小接收器部(基帶處理模組的輸出端或RX BB-IF部的輸入)的模數轉換器(ADC)的動態範圍需求。相比於可比擬直接轉換(comparable direction conversion)接收器部，接收器部的超外差結構有利於減少功耗和死區。
圖15是根據本發明一個實施例的SOC 200的RF-IF接收器部204的示意框圖，它包括FEM模組(包括變壓器T1、可調電容網 路C1和/或低雜訊放大器模組(LNA)206)、混頻模組208、混頻暫存器210-212、變頻帶通濾波器(FTBPF)電路模組(包括FTBPF 222和/或其他暫存器214-220)以及接收器IF-BB部224。SOC 200還包括無SAW發射器部202，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和電源管理單元。
在一個運行的例子中，通過天線接收入站RF信號。入站RF信號包括RF的期望信號分量和頻率高於或低於RF的非期望分量(示出了高於的分量)。關於RF-IF部204的本地振盪(例如fLO )，若信號在rRF -2fIF ，會出現鏡像信號。注意，這裏及全文所使用的RF包括高達3GHz的無線電頻帶內的頻率以及3GHz-300GHz毫米波(或微波)頻帶內的頻率。
天線向FEM提供入站RF信號，該FEM按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號。變壓器T1接收FEM處理後的入站RF信號並將其轉換為差分信號，可調電容網路C1(例如多個串聯連接的開關和電容，其中所述多個並聯連接)對差分信號進行濾波。可調電容網路C1從基帶處理單元和/或處理模組(例如SOC處理資源)接收控制信號以使能需要的電容。
包含串聯和/或並聯連接的一個或多個低雜訊放大器的低雜訊放大器模組(LNA)206放大入站RF信號以產生放大的入站RF信號。LNA 206可以從SOC處理資源接收控制信號，其中該控制信號指示以下至少一項的設置：增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、擺動速率、上升速率、建立時間、超調量和穩定因數。
混頻模組208接收放大的入站RF信號並利用轉換模組(例如π/2相移器或其他類型的相位控制電路)將其轉換為同相(I)信號分量和正交(Q)信號分量。混頻模組208的一混頻器將該I信號分量與本地振盪(例如fLO)的I信號分量混頻以產生I混頻的信號， 另一混頻器將該Q信號分量與該本地振盪的Q信號分量混頻以產生Q混頻的信號。注意，混頻模組208的混頻器可以分別是平衡混頻器、雙平衡混頻器、無源切換混頻器、吉伯特混頻器(Gilbert cell mixer)或其他類型將兩個正弦信號相乘並產生“頻率和”信號分量及“頻率差”信號分量的電路。還要注意，I和Q混頻的信號可以是差分信號或單端信號；示出了差分信號。
混頻暫存器210-212濾波和/或緩存I和Q混頻的信號，這些信號隨後將被提供給FTBPF結構(例如暫存器214-220和變頻帶通濾波器(FTBPF)222)。注意，I和Q混頻的信號分別包括IF形式的期望信號分量，且還可以包括IF形式的鏡像信號分量。還要注意，混頻模組208和/或混頻暫存器210-212可以包括濾波以衰減不期望的信號分量，使其對IF信號分量影響很小。
FTBPF 222(各種實施例將參考以下幾幅附圖進行描述)通過衰減鏡像IF信號分量並通過基本上未衰減的期望IF信號分量來濾波IF信號。例如，假設FTBPF將窄帶基帶帶通濾波器回應頻率變換為IF(例如RF-LO)濾波器回應。對於這個例子，還假設RF是2GHz，LO2是1900GHz，且RFimage 是1800GHz。根據這些假設，混頻模組208將產生I混頻的信號和Q混頻的信號，所產生的信號是期望信號和鏡像信號的組合。簡化地說，I混頻的信號(例如cos(RF)*cos(LO2))包括期望信號分量的1/2cos(2000-1900)+1/2cos(2000+1900)和鏡像信號分量的1/2cos(1800-1900)+1/2cos(1800+1900)，Q混頻的信號(例如sin(RF)*sin(LO))包括期望信號分量的1/2cos(2000-1900)-1/2cos(2000+1900)和鏡像信號分量的1/2cos(1800-1900)-1/2cos(1800+1900)。注意，2000+1900的頻率分量由混頻器後的暫存器濾波掉。
FTBPF的窄帶濾波掉(1800-1900)的鏡像頻率和不期望的信號分量，留下期望信號分量的頻率為(2000-1900)的分量。具體地， 留下的是I混頻信號的1/2cos(2000-1900)和來自Q混頻信號的1/2cos(2000-1900)。FTBPF 222利用這兩種輸入實現期望信號分量的項的相加(例如1/2cos(2000-1900)+1/2cos(2000-1900)=cos(2000-1900))，並實現鏡像信號分量的項的相加(例如1/2cos(1800-1900)-1/2cos(1800-1900)=0(理想地))。因此，鏡像信號分量衰減，同時期望信號分量基本上未衰減地被通過。
為了加強FTBPF 222的濾波，它可以從SOC處理資源接收一個或多個控制信號。該控制信號可以使FTBPF 222調節基帶濾波器回應的中心頻率(改變高QIF濾波器的中心頻率)，以改變該濾波器的品質因數，以改變增益，以改變帶寬等。
接收器IF-BB部224包括混頻部和組合及濾波部。混頻部將入站IF信號與第二本地振盪混頻以產生I和Q混頻的信號。組合及濾波部將I和Q混頻的信號組合以產生組合的信號，然後將該混合信號濾波以產生一個或多個入站符號流。
儘管當前示出的RF-IF部204與用於SISO(單輸入單輸出)通信的單個天線連接，但是該方案還可以適用於MISO(多輸入單輸出)通信和MIMO(多輸入多輸出)通信。在這些情況下，多個天線(例如2或多個)與相應數量的FEM(或根據FEM中的接收路徑較少數量的FEM)連接。FEM與多個接收器RF-IF部連接(例如，與天線數量相同)，這些接收器RF-IF部又與相應數量的接收器IF-BB部224連接。基帶處理單元處理上述多個符號流以產生入站資料。
RX RF-IF部204下列至少一個優點和/或包括下列至少一個特徵：超外差接收器結構在死區和功耗方面優於相應的直接轉換接收器；在FTBPF 222中使用複基帶阻抗實現帶通濾波器中心頻率的頻移，從而使能片上高Q鏡像帶阻濾波器的中心頻率被調諧為期望頻率；且僅需要信號本地振盪器，它可以用於下變頻混頻器和FTBPF 222。
圖16是根據本發明另一個實施例的SOC 230的RF-IF接收器 部232的示意框圖，它包括FEM介面模組(包括變壓器T1和/或可調電容網路C1)、變頻帶通濾波器(FTBPF)234、低雜訊放大器模組(LNA)206、混頻部(包括混頻模組208和/或混頻暫存器210-212)。SOC 230還包括接收器IF-BB部224、無SAW發射器部202，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和/或電源管理單元。
在一個運行的例子中，通過天線接收入站RF信號。入站RF信號包括RF的期望信號分量和頻率高於或低於RF的非期望分量(示出了高於的分量)。關於RF-IF部232的本地振盪(例如fLO )，若信號在rRF -2fIF ，會出現鏡像信號。天線向FEM提供入站RF信號，該FEM按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號。變壓器T1接收FEM處理後的入站RF信號並將其轉換為差分信號，可調電容網路C1根據來自SOC處理資源的控制信號對差分信號進行濾波。
FTBPF 234(各種實施例將參考以下幾幅附圖進行描述)通過衰減鏡像信號分量和不期望的信號分量並通過基本上未衰減的期望RF信號分量來濾波入站RF信號。例如，假設FTBPF將窄帶基帶帶通濾波器回應變頻為RF(例如期望信號分量的載波頻率)以產生高QRF濾波器響應。窄帶高QRF濾波器濾波掉鏡像信號分量和不期望的信號分量並通過基本上未衰減的期望信號分量。
低雜訊放大器模組(LNA)206放大期望的入站RF信號分量以產生放大的期望入站RF信號。LNA 206可以從SOC 230處理資源接收控制信號，其中該控制信號指示以下至少一項的設置：增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、擺動速率、上升速率、建立時間、超調量和穩定因數。
混頻模組208接收放大的入站RF信號並利用π/2相移器或其他類型的相位控制電路將其轉換為同相(I)信號分量和正交(Q)信號分量。混頻模組208的一個混頻器將該I信號分量與本地振盪(例 如fLO)的I信號分量混頻以產生I混頻的信號，另一混頻器將該Q信號分量與該本地振盪的Q信號分量混頻以產生Q混頻的信號。注意，I和Q混頻的信號可以是差分信號或單端信號；示出了差分信號。
混頻暫存器緩存I和Q混頻的信號，這些信號隨後將被提供給濾波器(例如帶通濾波器)。濾波器236和238分別濾波I和Q混頻的信號，這些信號隨後被提供給RX IF-BB部224。
接收器IF-BB部224包括混頻部和組合及濾波部。混頻部將入站IF信號與第二本地振盪混頻以產生I和Q混頻的信號。組合及濾波部將I和Q混頻的信號組合以產生組合的信號，然後將該混合信號濾波以產生一個或多個入站符號流。
儘管當前示出的RF-IF部232與用於SISO(單輸入單輸出)通信的單個天線連接，但是該方案還可以適用於MISO(多輸入單輸出)通信和MIMO(多輸入多輸出)通信。在這些情況下，多個天線(例如2或多個)與相應數量的FEM(或根據FEM中的接收路徑較少數量的FEM)連接。FEM與多個接收器RF-IF部連接(例如，與天線數量相同)，這些接收器RF-IF部又與相應數量的接收器IF-BB部224連接。基帶處理單元處理上述多個符號流以產生入站資料。
圖17是根據本發明另一個實施例的SOC 240的RF-IF接收器部242的示意框圖，它包括前端模組介面(包括變壓器T1和/或可調電容網路C1)、一對基於反相器的低雜訊放大器模組(LNA)244-246、混頻模組248以及一對互阻(transimpedance)放大器模組(分別包括互阻放大器(TIA)250-252、阻抗(Z)254-256和/或暫存器258-260)。SOC 240還包括接收器IF-BB部224、無SAW發射器部202，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和電源管理單元。
在一個運行的例子中，通過天線接收入站RF信號。入站RF信號包括RF的期望信號分量和頻率高於或低於RF的非期望分量 (示出了高於的分量)。關於RF-IF部204的本地振盪(例如fLO )，若信號在rRF -2fIF ，會出現鏡像信號。天線向FEM提供入站RF信號，該FEM按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號。變壓器T1接收FEM處理後的入站RF信號並將其轉換為差分信號，可調電容網路C1根據來自SOC 240處理資源的控制信號對差分信號進行濾波。
第一LNA 244放大入站RF信號的正項(positive leg)以產生正項電流(positive leg current)RF信號，第二LNA 246放大入站RF信號的負項以產生負項電流RF信號。LNA 244-246分別可以從SOC 240處理資源接收控制信號，其中該控制信號指示以下至少一項的設置：增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、擺動速率、上升速率、建立時間、超調量和穩定因數。
混頻模組248接收正項電流RF信號和負項電流RF信號並利用轉π/2相移器或其他類型的相位控制電路將它們轉換為同相(I)電流信號和正交(Q)電流信號。混頻模組248的混頻器將該I電流信號與本地振盪(例如fLO)的I電流信號混頻以產生I混頻的電流信號(例如iBB-I )，並將該Q電流與該本地振盪的Q電流信號混頻以產生Q混頻的電流信號(例如iBB-Q )。注意，I和Q混頻的電流信號可以是差分信號或單端信號；示出了差分信號。還要注意，I和Q混頻的電流信號分別包括鏡像分量和期望分量。
TIA 250-252(它的一個或多個實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)接收I和Q混頻的電流信號並通過阻抗(z)將它們轉換為電壓，使得得到的I和Q電壓混頻的信號具有衰減的鏡像分量和基本未衰減的期望分量。TIA 250-252與阻抗(z)相結合的結構，為低於IF的頻率提供了它們的輸入與參考電位(例如Vdd或地)之間的低阻抗路徑，並為高於IF的頻率提供了它們各自的輸入之間的低阻抗路徑。對於接近IF的頻率，TIA 250-252將它們放大並將它們轉換為電壓信號。暫存器向RX IF-BB部224提供I和Q電 壓信號分量，後者將它們轉換為入站符號流。
RX RF-IF部224提供下列至少一個優點和/或包括下列至少一個特徵：超外差接收器結構在死區和功耗方面優於相應的直接轉換接收器；以及基本上消除了超外差接收器存在的偏移和閃變雜訊問題。
圖18是根據本發明另一個實施例的SOC 270的RF-IF接收器部271的示意框圖，它包括FEM介面模組(包括變壓器T1和/或可調電容網路C1)、RF變頻帶通濾波器(FTBPF)272、一對基於反相器的低雜訊放大器模組(LNA)274-276、混頻模組278、一對互阻(transimpedance)放大器模組(分別包括互阻放大器(TIA)280-282、阻抗(Z)284-286和/或暫存器280-286)以及IF FTBPF 288。SOC 270還包括接收器IF-BB部224、無SAW發射器部202，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和電源管理單元。
在本實施例中，RF FTBPF 272的功能如同參考圖16所描述的，TIA 280-282的功能如同參考圖17所描述的。IF FTBPF 288與RF時鐘同步且其中心頻率在RF。IF FTBPF 288的帶寬使得鏡像信號基本上衰減而期望信號分量基本上未衰減地通過。因此，濾波鏡像信號三次：由RF FTBPF 272、由TIA 280-282以及然後由IF FTBPF 288。
RX RF-IF部271提供下列至少一個優點和/或包括下列至少一個特徵：使用兩個時鐘(例如RF和LO2)；超外差接收器結構在死區和功耗方面優於相應的直接轉換接收器；閃變(flicker)雜訊不重要，因此基帶電路可以是小型的；可以使用無電感LNA 274-276(例如，LNA可以作為反相器實施)；沒有DC偏移發生，因此淘汰了占地大的偏移消除電路；接收器結構具有比得上直接轉換接收器的頻率規劃靈活性；包括跨越RX鏈的先進的帶通濾波級；以及可以輕易地集成於SOC 270中。
圖19是根據本發明另一個實施例的SOC 290的RF-IF接收器 部292的示意框圖，它包括FEM介面模組(包括變壓器T1和/或可調電容網路C1)、RF變頻帶通濾波器(FTBPF)272、一對基於反相器的低雜訊放大器模組(LNA)274-276、混頻模組278、一對互阻(transimpedance)放大器模組(分別包括互阻放大器(TIA)280-282、阻抗(Z)284-286和/或暫存器280-286)以及IF FTBPF 294。SOC 290還包括接收器IF-BB部224、無SAW發射器部202，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和電源管理單元。
在本實施例中，IF FTBPF 294的功能如同參考圖15所描述的，TIA的功能如同參考圖17所描述的。RF FTBPF 272與LO時鐘同步且其中心頻率在IF。RF FTBPF 272的帶寬使得鏡像信號基本上衰減而期望信號分量基本上未衰減地通過。因此，濾波鏡像信號三次：由RF FTBPF 272、由TIA 280-282以及然後由IF FTBPF 294。
RX RF-IF部292提供下列至少一個優點和/或包括下列至少一個特徵：使用一個時鐘(例如LO2)；超外差接收器結構在死區和功耗方面優於相應的直接轉換接收器；閃變雜訊不重要，因此基帶電路可以是小型的；可以使用無電感LNA 274-276(例如，LNA可以作為反相器實施)；沒有DC偏移發生，因此淘汰了占地大的偏移消除電路；接收器結構具有比得上直接轉換接收器的頻率規劃靈活性；包括跨越RX鏈的先進的帶通濾波級；以及可以輕易地集成於SOC 290中。
圖20是根據本發明另一個實施例的SOC 300的雙頻帶RF-IF接收器部302的示意框圖，它包括FEM介面模組(包括變壓器T1和/或可調電容網路C1)、變頻帶通濾波器(FTBPF)304、一對低雜訊放大器模組(LNA)306-308以及混頻部(包括一對混頻模組310-312、混頻暫存器314-320和/或濾波器322-328)。SOC 300還包括接收器IF-BB部224、無SAW發射器部202，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和/或電源管理單元。
在一個運行的例子中，通過天線接收入站RF信號。入站RF信號包括一個或多個期望信號分量(例如一個在fRF1 ，另一個在fRF2 )和頻率高於或低於RF的非期望分量(示出了高於的分量)。關於RF-IF部的本地振盪(一個用於第一期望RF信號，另一個用於第二期望RF信號-fLO1 和fLO2 )，若信號在rRF1 -2fIF1 和/或在rRF2 -2fIF2 ，會出現一個或多個鏡像信號分量。天線向FEM提供入站RF信號，該FEM按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號。變壓器T1接收FEM處理後的入站RF信號並將其轉換為差分信號，可調電容網路C1根據來自SOC處理資源的控制信號對差分信號進行濾波。
FTBPF 304(各種實施例將參考以下幾幅附圖進行描述)通過衰減鏡像信號分量和不期望的信號分量並通過基本上未衰減的期望RF信號分量來濾波入站RF信號。例如，假設FTBPF將窄帶基帶帶通濾波器變頻為RF1和RF2(例如期望信號分量的載波頻率)以產生兩個高QRF濾波器。窄帶高Q RF濾波器分別濾波掉鏡像信號分量和不期望的信號分量並通過基本上未衰減的期望信號分量。
第一低雜訊放大器模組(LNA)放大期望的入站RF1信號分量(當入站RF信號中包含時)以產生放大的期望入站RF1信號，第二低雜訊放大器模組(LNA)放大期望的入站RF2信號分量(當入站RF信號中包含時)以產生放大的期望入站RF2信號。每一個LNA分別可以從SOC處理資源接收控制信號，其中該控制信號指示以下至少一項的設置：增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、擺動速率、上升速率、建立時間、超調量和穩定因數。
混頻部的第一混頻模組接收放大的期望入站RF1信號並利用π/2相移器或其他類型的相位控制電路將其轉換為同相(I)信號分量和正交(Q)信號分量。第一混頻模組的混頻器將該I信號分量與本地振盪(例如fLO1 )的I信號分量混頻以產生第一I混頻的信號， 並將該Q信號分量與該本地振盪的Q信號分量混頻以產生第一Q混頻的信號。注意，第一I和Q混頻的信號可以是差分信號或單端信號；示出了差分信號。
混頻部的第二混頻模組接收放大的期望入站RF2信號並利用π/2相移器或其他類型的相位控制電路將其轉換為同相(I)信號分量和正交(Q)信號分量。第二混頻模組的混頻器將該I信號分量與本地振盪(例如fLO2 )的I信號分量混頻以產生第二I混頻的信號，並將該Q信號分量與該本地振盪的Q信號分量混頻以產生第二Q混頻的信號。注意，第二I和Q混頻的信號可以是差分信號或單端信號；示出了差分信號。
每個混頻器緩存它們各自的I和Q混頻的信號，這些信號隨後將被提供給濾波器(例如帶通濾波器)。濾波器濾波I和Q混頻的信號，這些信號隨後被提供給RX IF-BB部224。
儘管當前示出的RF-IF部302與用於SISO(單輸入單輸出)通信的單個天線連接，但是該方案還可以適用於MISO(多輸入單輸出)通信和MIMO(多輸入多輸出)通信。在這些情況下，多個天線(例如2或多種)與相應數量的FEM(或根據FEM中的接收路徑較少數量的FEM)連接。FEM與多個接收器RF-IF部連接(例如，與天線數量相同)，這些接收器RF-IF部又與相應數量的接收器IF-BB部連接。基帶處理單元處理上述多個符號流以產生入站資料。
RX RF-IF部302提供下列至少一個優點和/或包括下列至少一個特徵：使用一個時鐘(例如LO2)；能夠利用單個RF輸入部接收兩個入站RF信號；不再需要兩個外部的SAW濾波器，一個FTBPF 304有效地濾波兩個通道(例如RF1和RF2信號)；兩個高QRF濾波器的中心頻率由本地振盪時鐘控制；以及可以輕易地集成於SOC 300中。
圖21是根據本發明另一個實施例的SOC 330的RF-IF接收器部332的示意框圖，它包括FEM介面模組(包括變壓器T1和/或可 調電容網路C1)、帶有變頻帶通濾波器(FTBPF)338的低雜訊放大器模組(LNA)336、具有負阻的RF變頻帶通濾波器(FTBPF)334以及混頻部(包括混頻模組340、混頻暫存器342-344和/或濾波器346-348)。SOC 330還包括接收器IF-BB部224、無SAW發射器部202，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和/或電源管理單元。
在本實施例中，示出的寄生電阻(Rp)與FEM介面模組相關以代表開關損耗(例如FTBPF的)和/或電感損耗。電感損耗主要是由於變壓器線圈的歐姆電阻(例如基板上的金屬線)和/或變壓器下的基板損耗，由於電容C1的調諧，電感損耗是RF段阻抗的主要分量。較低的寄生電阻將減小濾波的品質因數，並減小RF以外頻率的帶外衰減。FTBPF 334中的負阻有效地增加了寄生電阻，從而增加了品質因數和帶外衰減。
在一個運行的例子中，通過天線接收入站RF信號。入站RF信號包括RF的期望信號分量和頻率高於或低於RF的非期望分量(示出了高於的分量)。關於RF-IF部332的本地振盪(例如fLO )，若信號在rRF -2fIF ，會出現鏡像信號分量。天線向FEM提供入站RF信號，該FEM按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號。變壓器T1接收FEM處理後的入站RF信號並將其轉換為差分信號，可調電容網路C1根據來自SOC 330處理資源的控制信號對差分信號進行濾波。
FTBPF 334(各種實施例將參考以下幾幅附圖進行描述)通過衰減鏡像信號分量和不期望的信號分量並通過基本上未衰減的期望RF信號分量來濾波入站RF信號。例如，假設FTBPF 334將窄帶基帶帶通濾波器變頻為RF(例如期望信號分量的載波頻率)以產生高QRF濾波器。窄帶高QRF濾波器分別濾波掉鏡像信號分量和不期望的信號分量並通過基本上未衰減的期望信號分量。此外，FTBPF 334包括負阻，該負阻類似於寄生電阻(Rp)並補償了寄生電 阻代表的損耗(例如有效地增加了濾波的品質因數並增加了帶外衰減)。可以通過來自SOC 330處理資源的控制信號根據寄生電阻的變化動態地調節負阻。
低雜訊放大器模組(LNA)336放大期望的入站RF信號分量以產生放大的期望入站RF信號。LNA 336可以從SOC 330處理資源接收控制信號，其中該控制信號指示以下至少一項的設置：增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、擺動速率、上升速率、建立時間、超調量和穩定因數。此外，LNA 336可以包括RF FTBPF 338，RF TFBPF 338的功能類似於上述RF FTBPF 334以進一步衰減鏡像信號分量。
混頻模組340接收放大的期望入站RF信號並利用π/2相移器或其他類型的相位控制電路將其轉換為同相(I)信號分量和正交(Q)信號分量。混頻模組340的混頻器將該I信號分量與本地振盪(例如fLO )的I信號分量混頻以產生I混頻的信號，並將該Q信號分量與該本地振盪的Q信號分量混頻以產生Q混頻的信號。注意，I和Q混頻的信號可以是差分信號或單端信號；示出了差分信號。
混頻暫存器緩存I和Q混頻的信號，這些信號隨後將被提供給濾波器(例如帶通濾波器)。濾波器濾波I和Q混頻的信號，這些信號隨後被提供給RX IF-BB部224。
儘管當前示出的RF-IF部332與用於SISO(單輸入單輸出)通信的單個天線連接，但是該方案還可以適用於MISO(多輸入單輸出)通信和MIMO(多輸入多輸出)通信。在這些情況下，多個天線(例如2或多個)與相應數量的FEM(或根據FEM中的接收路徑較少數量的FEM)連接。FEM與多個接收器RF-IF部連接(例如，與天線數量相同)，這些接收器RF-IF部又與相應數量的接收器IF-BB部連接。基帶處理單元處理上述多個符號流以產生入站資料。
RX RF-IF部332提供下列至少一個優點和/或包括下列至少一個特徵：不再需要片外SAW濾波器和匹配元件；負阻增加了FTBPF 334的品質因數；可以補償電感損耗，因此電感具有較低公差；減少了對厚金屬層數量的需求，從而降低了裸片製造成本；兩個高Q RF濾波器的中心頻率由本地振盪時鐘控制；以及可以輕易地集成於SOC 330中。
圖22是根據本發明另一個實施例的SOC 350的RF-IF接收器部352的示意框圖，它包括FEM介面模組(包括變壓器T1和/或可調電容網路C1)、具有複基帶(BB)阻抗的變頻帶通濾波器(FTBPF)354、低雜訊放大器模組(LNA)356以及混頻部(包括混頻模組340和/或混頻暫存器342-344)。SOC 350還包括接收器IF-BB部224、無SAW發射器部202，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和/或電源管理單元。
在一個運行的例子中，通過天線接收入站RF信號。入站RF信號包括RF的期望信號分量和頻率高於或低於RF的非期望分量(示出了高於的分量)。關於RF-IF部332的本地振盪(例如fLO )，若信號在RRF -2fIF ，會出現鏡像信號分量。天線向FEM提供入站RF信號，該FEM按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號。變壓器T1接收FEM處理後的入站RF信號並將其轉換為差分信號，可調電容網路C1根據來自SOC 350處理資源的控制信號對差分信號進行濾波。
FTBPF 354(各種實施例將參考以下幾幅附圖進行描述)通過衰減鏡像信號分量和不期望的信號分量並通過基本上未衰減的期望RF信號分量來濾波入站RF信號。例如，假設FTBPF 354將窄帶基帶帶通濾波器變頻為RF(例如期望信號分量的載波頻率)以產生高Q RF濾波器。窄帶高Q RF濾波器分別濾波掉鏡像信號分量和不期望的信號分量並通過基本上未衰減的期望信號分量。通過複基帶阻抗354的使用，可以調節窄帶基帶BPF的中心頻率。例如根據對複BB阻抗354的調節，可以使帶通區域在頻率上變得更高或更低。
低雜訊放大器模組(LNA)356放大期望的入站RF信號分量以產生放大的期望入站RF信號。LNA 356可以從SOC 350處理資源接收控制信號，其中該控制信號指示以下至少一項的設置：增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、擺動速率、上升速率、建立時間、超調量和穩定因數。
混頻部的混頻模組340接收放大的期望入站RF信號並利用π/2相移器或其他類型的相位控制電路將其轉換為同相(I)信號分量和正交(Q)信號分量。混頻模組340的混頻器將該I信號分量與本地振盪(例如fLO )的I信號分量混頻以產生I混頻的信號，並將該Q信號分量與該本地振盪的Q信號分量混頻以產生Q混頻的信號。注意，I和Q混頻的信號可以是差分信號或單端信號；示出了差分信號。
混頻暫存器342-344緩存I和Q混頻的信號，這些信號隨後將被提供給濾波器(例如帶通濾波器)。濾波器346-348濾波I和Q混頻的信號，這些信號隨後被提供給RX IF-BB部224。
儘管當前示出的RF-IF部352與用於SISO(單輸入單輸出)通信的單個天線連接，但是該方案還可以適用於MISO(多輸入單輸出)通信和MIMO(多輸入多輸出)通信。在這些情況下，多個天線(例如2或多種)與相應數量的FEM(或根據FEM中的接收路徑較少數量的FEM)連接。FEM與多個接收器RF-IF部連接(例如，與天線數量相同)，這些接收器RF-IF部又與相應數量的接收器IF-BB部連接。基帶處理單元處理上述多個符號流以產生入站資料。
RX RF-IF部352提供下列至少一個優點和/或包括下列至少一個特徵：超外差接收器相比類似直接轉換接收器的優點在於最小區域和功率；FTBPF 354中複基帶阻抗的使用使得帶通濾波器的中心頻率改變；複基帶阻抗354可以利用開關和電容實現，且它的中心由LO時鐘控制；利用下變頻混頻器所使用的同一LO時鐘將片上高Q鏡像帶阻濾波器(例如FTBPF)調諧為期望頻率；RF-IF 部352使用信號鎖相環(PLL)；以及可以輕易地集成於SOC 350中。
圖23是根據本發明一個實施例的SOC 360的發射器部的示意框圖，它包括上變頻混頻模組362、發射器本地振盪模組(LO)364、變頻帶通濾波器(FTBPF)366、輸出模組(包括電容陣列368-370和/或變壓器T1)以及功率放大器驅動器(PAD)372。PAD 372包括如圖連接的電晶體Q1-Q2、電阻R1和電容C1。注意，電容C1和/或電阻R1可以利用一個或多個電晶體Q1-Q2實現。SOC 360還包括無SAW接收器部364，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和/或電源管理單元。
在一個運行的例子中，上變頻混頻模組362接收基帶(BB)I和Q信號(例如出站符號流的類比和正交表示)。上變頻混頻模組362可以採用直接轉換拓撲或超外差拓撲將BBI和Q信號轉換為上變頻信號，後者的載波頻率在所期望的RF。
FTBPF 366(各種實施例將參考以下幾幅附圖進行描述)通過衰減帶外信號分量並通過基本上未衰減的上變頻信號來濾波上變頻信號。例如，假設FTBPF 366將窄帶基帶帶通濾波器變頻為RF(例如上變頻信號的載波頻率)以產生高Q RF濾波器。窄帶高Q RF濾波器濾波掉帶外信號並通過基本上未衰減的上變頻信號。
電容陣列368-370提供可調低通濾波器，該濾波器濾波共模雜訊和/或線性雜訊。變壓器T1將差分上變頻信號轉換為單端信號，後者隨後被PAD 372放大。PAD 372向FEM提供放大的上變頻信號，FEM進一步將其放大，從而將它從入站RF信號中分離，並提供將它提供給天線以便發射。
TX部提供下列至少一個優點和/或包括下列至少一個特徵：超外差接收器相比類似直接轉換接收器的優點在於最小區域和功率；使用與發射器上變頻混頻器LC負載的TXLO 364同步的FTBPF 366減少了發射器雜訊和RX頻率的其他帶外雜訊，但對期望的TX信號的影響很小；高Q FTBPF 366的基帶阻抗可以利用 電容來實現，且它的中心頻率由TX LO 364控制；淘汰了TX SAW濾波器；以及易於集成到SOC 360中。
圖24是根據本發明另一個實施例的SOC 380的發射器部382的示意框圖，它包括上變頻混頻模組362、發射器本地振盪模組(LO)、變頻帶通濾波器(FTBPF)、輸出模組(包括電容陣列368-370和/或變壓器T1)以及功率放大器驅動器(PAD)372。PAD 372包括如圖連接的電晶體、電阻和電容。注意，電容和/或電阻可以利用一個或多個電晶體實現。SOC 380還包括無SAW接收器部364，並還可以包括基帶處理單元、處理模組和/或電源管理單元。
在本實施例中，上變頻混頻模組包括如圖所示的無源混頻結構，該無源混頻結構可以採用50%占空比LO時鐘。在一個運行的例子中，通過圖左邊的電路將LOI和Q信號分量混合，通過圖右邊的電路將BBI和Q信號分量混合。然後，將混合的LO信號分量與混合的BB信號分量混合以產生上變頻信號。例如，LO_I+將能量注入它對應的電容中且LO_I-從該電容中提取能量(反之亦然)，從而在該電容兩端以對應於LO的速率產生變化的電壓。LO_Q+和LO_Q-對它們的電容做類似處理，僅僅相移90度。通過加法節點將電容兩端變化的電壓疊加在一起以產生混合的LO信號分量。類似過程發生在混頻器的基帶側。
TX部382提供下列至少一個優點和/或包括下列至少一個特徵：Vb1和Vb2驅動的電晶體是高電壓電晶體(例如，Vds電壓>2.5V)；以及該TX結構提供低功率高效率區域設計並使用由50%占空比LO時鐘驅動的無源混頻器，相比由25%占空比時鐘驅動的混頻器來說降低了功耗。
圖25是根據本發明一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，包括單端FTBPF(變頻帶通濾波器)394。RX RF-IF部的該部分包括變壓器T1、可變電容網路C1和LNA 392。FTBPF 394包括多個電晶體(例如開關網路)和多個基帶阻抗(ZBB(s) )396-402。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收入站RF信號，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM 390處理後的入站RF信號提供給變壓器T1。變壓器T1升高或降低入站RF信號的電壓電平，隨後由可變電容網路C1對其進行濾波。注意，若不需要對入站RF信號的電壓電平進行調節和/或不需要變壓器T1提供的分離，那麼可以省略變壓器T1。
FTBPF 394提供高Q(品質因數)RF濾波器，該濾波器濾波入站RF信號使得入站R信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 392且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，基帶阻抗(ZBBz(s) )396-402共同提供具有相應濾波器回應的低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器404提供的時鐘信號將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高QRF濾波器。圖27示出了低Q基帶濾波器回應向高Q RF濾波器回應的變頻，圖26示出了時鐘生成器404的一個實施例。
如圖26所示，時鐘生成器(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的載波頻率，並可以被調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器404還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號。
回到對圖25的討論，FTBPF 394接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的基帶阻抗與入站RF信 號。由於時鐘速率在RF(例如入站RF信號的期望分量的載波頻率)，基帶阻抗響應(低Q帶通濾波器共同地)轉移到RF，從而實現高QRF帶通濾波器。
圖28是根據本發明一個實施例的包含4個電晶體和4個電容的單端FTBPF 410的示意框圖，其中電晶體和電容提供基帶阻抗。4個電容提供集中的基帶阻抗，後者提供如圖29所示的低Q基帶帶通濾波器。具體地，一個電容(或並聯的4個)的阻抗是1/sC，其中s是2 π f。因此，隨著頻率(f)接近零，電容的阻抗接近無窮，且隨著頻率(f)增加，電容的阻抗下降。另外，零頻率時電容的相位從90°變到-90°。
回到對圖28的討論，由於將時鐘信號施加於電晶體，電容連接到FTBPF 410的公共節點(例如FTBPF的輸入)。通過這種方式，電容的性能可以被頻移到如圖30所示的時鐘信號的速率(例如fLO )。具體地，電容(以及並聯的4個電容)的阻抗被移動到時鐘的頻率。由於LO接近無窮的阻抗，FTBPF 410在LO具有高阻抗，因此對載波頻率與LO相當的信號分量的影響較小。隨著頻率偏離LO，FTBPF 410的阻抗減小，因此FTBPF 410有效地“衰減(short)”載波頻率與LO不相當的信號分量。
圖31是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括差分FTBPF 412(變頻帶通濾波器)。RX RF-IF部的該部分包括變壓器T1、可變電容網路C1和LNA 393。FTBPF 412包括多個電晶體和多個基帶阻抗(ZBB(s) )414-420。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收入站RF信號，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM 390處理後的入站RF信號提供給變壓器T1。變壓器T1將單端入站RF信號轉換為差分入站RF信號。
FTBPF 412提供差分高Q(品質因數)RF濾波器，該濾波器濾波差分入站RF信號使得入站RF信號的期望信號分量基本未衰減 地傳遞給LNA 393且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，基帶阻抗(ZBBz(s) )414-420共同提供具有相應濾波器回應的低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器422提供的時鐘信號將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高QRF濾波器。圖33示出了低Q基帶濾波器回應向高QRF濾波器回應的變頻，圖32示出了時鐘生成器422的一個實施例。
如圖32所示，時鐘生成器422(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的載波頻率，並可以被調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器422還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號。
回到對圖31的討論，FTBPF 412接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的基帶阻抗與入站RF信號。由於時鐘速率在RF(例如入站RF信號的期望分量的載波頻率)，基帶阻抗響應(低Q帶通濾波器共同地)轉移到RF，從而實現高QRF帶通濾波器。
圖34是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括單端FTBPF 430(變頻帶通濾波器)。RX RF-IF部的該部分包括變壓器T1、可變電容網路C1和LNA 392。FTBPF 430包括多個電晶體和複基帶濾波器432。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收入站 RF信號，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM 390處理後的入站RF信號提供給變壓器T1。變壓器T1升高或降低入站RF信號的電壓電平，隨後由可變電容網路C1對其進行濾波。注意，若不需要對入站RF信號的電壓電平進行調節和/或不需要變壓器T1提供的分離，那麼可以省略變壓器T1。
FTBPF 430提供高Q(品質因數)RF濾波器，該濾波器濾波入站RF信號使得入站RF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 392且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，複基帶濾波器432提供低Q基帶濾波器，後者的帶通區域可以偏移零頻率。注意，可以通過來自SOC處理資源的控制信號調節複基帶濾波器432的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數、頻率偏移等)。
通過時鐘生成器434提供的時鐘信號將頻率偏移的低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生頻率偏移的高Q RF濾波器。 圖36示出了頻率偏移的低Q基帶濾波器向頻率偏移的高Q RF濾波器的變頻，圖35示出了時鐘生成器434的一個實施例。
如圖35所示，時鐘生成器434(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的載波頻率，並可以被調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器434還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號。替代地，FTBPF 430的至少一個時鐘信號可以用作LO時鐘信號。
回到對圖34的討論，FTBPF 430接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的複基帶濾波器與入站RF信號。由於時鐘速率在RF(例如入站RF信號的期望分量的載波頻率)，複基帶濾波器432的回應轉移到RF(和/或LO)，從而實現高 Q RF帶通濾波器。
圖37是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括差分FTBPF 440(變頻帶通濾波器)。RX RF-IF部的該部分包括變壓器T1、可變電容網路C1和LNA 393。差分FTBPF 440包括多個電晶體和複基帶濾波器442。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收入站RF信號，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM 390處理後的入站RF信號提供給變壓器T1。變壓器T1將單端入站RF信號轉換為差分入站RF信號。
差分FTBPF 440提供高Q(品質因數)RF濾波器，該濾波器濾波差分入站RF信號使得入站RF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 393且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，複基帶濾波器442提供低Q基帶濾波器，後者的帶通區域可以偏移零頻率。注意，可以通過來自SOC處理資源的控制信號調節複基帶濾波器442的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數、頻率偏移等)。
通過時鐘生成器444提供的時鐘信號將頻率偏移的低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生頻率偏移的高QRF濾波器。圖39示出了頻率偏移的低Q基帶濾波器向頻率偏移的高QRF濾波器的變頻，圖38示出了時鐘生成器444的一個實施例。
如圖38所示，時鐘生成器444(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90。。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的載波頻率，並可以被調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器444還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號。替代地，FTBPF 440的至少一個時鐘信號可以用作LO時鐘信號。
回到對圖37的討論，FTBPF 440接收時鐘信號，這些時鐘信 號與電晶體相連以依次連接它們各自的複基帶濾波器與入站RF信號。由於時鐘速率在RF(例如入站RF信號的期望分量的載波頻率)，複基帶濾波器442的回應轉移到RF(和/或LO)，從而實現高Q RF帶通濾波器。
圖40是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括FTBPF 440(變頻帶通濾波器)。RX RF-IF部的該部分包括變壓器T1、可變電容網路C1和LNA 393。差分FTBPF 440包括多個電晶體和複基帶濾波器442。複基帶濾波器442包括多個基帶阻抗(例如ZBB(s) )450-456、正增益級(Gm)458和負增益級(-GM)460。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收入站RF信號，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM 390處理後的入站RF信號提供給變壓器T1。變壓器T1將單端入站RF信號轉換為差分入站RF信號。
差分FTBPF 440提供高Q(品質因數)RF濾波器，該濾波器濾波差分入站RF信號使得入站RF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 393且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，複基帶濾波器442提供低Q基帶濾波器，後者的帶通區域可以偏移零頻率，該偏移基於增益級與基帶阻抗間的比率。注意，每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗和/或至少一個增益級的增益可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器444提供的時鐘信號將頻率偏移的低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生頻率偏移的高QRF濾波器。圖42示出了頻率偏移的高QRF濾波器，圖41示出了時鐘生成器 444的一個實施例。
如圖41所示，時鐘生成器444(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的載波頻率，並可以被調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器444還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，用於下變頻入站RF信號為入站IF信號。替代地，FTBPF 440的至少一個時鐘信號可以用作LO時鐘信號。
回到對圖40的討論，FTBPF 440接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的複基帶濾波器442與入站RF信號。由於時鐘速率在RF(例如入站RF信號的期望分量的載波頻率)，複基帶濾波器442的回應轉移到RF(和/或LO)，從而實現高QRF帶通濾波器。
圖43是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括FTBPF 440(變頻帶通濾波器)。RX RF-IF部的該部分包括變壓器T1、可變電容網路C1和LNA 393。差分FTBPF 440包括多個電晶體和複基帶濾波器442。複基帶濾波器442包括多個電容、正增益級(Gm)458和負增益級(-GM)460。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收入站RF信號，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM 390處理後的入站RF信號提供給變壓器T1。變壓器T1將單端入站RF信號轉換為差分入站RF信號。
差分FTBPF 440提供高Q(品質因數)RF濾波器，該濾波器濾波差分入站RF信號使得入站RF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 393且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，複基帶濾波器442提供低Q基帶濾波器，後者的帶通區域可以偏移零頻率，該偏移基於增益級與電容之間的比率。注意，每個電容的容值可以是相同的、不同的或其組合。 還要注意，每個電容的容值和/或至少一個增益級的增益可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器444提供的時鐘信號將頻率偏移的低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生頻率偏移的高QRF濾波器。如圖44所示的時鐘生成器444(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的載波頻率，並可以被調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器444還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號。替代地，FTBPF 440的至少一個時鐘信號可以用作LO時鐘信號。
回到對圖43的討論，FTBPF 440接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的複基帶濾波器442與入站RF信號。由於時鐘速率在RF(例如入站RF信號的期望分量的載波頻率)，複基帶濾波器442的回應轉移到RF(和/或LO)，從而實現高Q RF帶通濾波器。
圖45是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括FTBPF 440(變頻帶通濾波器)。RX RF-IF部的該部分包括變壓器T1、可變電容網路C1、控制模組470和LNA 393。差分FTBPF 440包括多個電晶體和複基帶濾波器442。複基帶濾波器442包括多個基帶阻抗(例如ZBB(s) )450-456、正增益級(Gm)458和負增益級(-GM)460。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收入站RF信號，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM 390處理後的入站RF信號提供給變壓器T1。變壓器T1將單端入站RF信號轉換為差分入站RF信號。
差分FTBPF 440提供高Q(品質因數)RF濾波器，該濾波器濾 波差分入站RF信號使得入站RF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 393且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，複基帶濾波器442提供低Q基帶濾波器，後者的帶通區域可以偏移零頻率，該偏移基於增益級與基帶阻抗間的比率，該比率由控制模組470提供的控制信號進行設置。
控制模組470是SOC處理資源的一部分，它根據以下至少一項確定所期望的低Q帶通濾波器回應(例如增益、帶寬、品質因數、頻率偏移等)：入站RF信號的信噪比(SNR)、入站RF信號的信擾比(SIR)、所接收的信號的強度、誤碼率等。根據所期望的回應，控制模組470確定基帶阻抗和/或增益模組的設置。注意，控制模組470可以根據它所監視的各種因數的變化對所期望的回應進行持續更新、定期更新和/或在滿足性能特點標準時(例如發射功率電平改變、SNR低於閾值、SIR低於閾值、所接收的信號的強度低於閾值等)更新。
一旦確定(或更新)了低Q基帶濾波器的頻率回應，將通過時鐘生成器476提供的時鐘信號把該低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生頻率偏移的高Q RF濾波器。如圖46所示的時鐘生成器476(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的載波頻率，並可以被調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器476還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號。替代地，FTBPF 440的至少一個時鐘信號可以用作LO時鐘信號。
回到對圖45的討論，FTBPF 440接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的複基帶濾波器442與入站RF信號。由於時鐘速率在RF(例如入站RF信號的期望分量的載波頻率)，複基帶濾波器442的回應轉移到RF(和/或LO)，從而實現高Q RF帶通濾波器。
圖47是根據本發明一個實施例的複基帶(BB)濾波器442的示意框圖，它包括多個可調基帶阻抗480-486、可調正增益級488和可調負增益級490。每個可調基帶阻抗可以包括以下至少一項：可選電容網路492(例如可調電容)、可編程的開關電容網路494、可編程的開關電容濾波器496(1階到n階)以及能夠提供期望基帶頻率回應的元件(例如電感、電容、電阻)的任意組合。
可調增益級(+Gm和-Gm)488490可以分別包括連接有增益網路的放大器。增益網路可以包括以下至少一項：電阻、電容、可變電阻、可變電容等。就此而言，可以調節每個增益級的增益以改變複基帶濾波器442的性能。具體地，通過可調阻抗的阻抗值改變增益，可以改變低Q帶通濾波器的頻率偏移。此外或替代地，通過控制模組470提供的控制信號可以改變複基帶濾波器442的帶寬、增益、擺動速率、品質因數和/或其他性能。
圖48是根據本發明一個實施例的為RX RF-IF部將複BB濾波器442的頻率回應轉換為高QRF濾波器的頻率回應的示意圖，其包括具有圖47所示可調複基帶濾波器442的FTBPF 440。在該示意圖中，可以對複基帶濾波器442提供的低Q基帶濾波器的帶寬、擺動速率、增益、頻率偏移和/或其他性能進行調節。低Q帶通濾波器的可調及調節後的特徵可以被轉換為RF(或LO)。就此而言，通過調節低Q基帶濾波器的性能，可以類似地調節相應高Q基帶濾波器的性能。
圖49是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，包括FTBPF 412(變頻帶通濾波器)。RXRF-IF部的該部分包括I 504和Q RF-IF混頻器500以及混頻暫存器502。FTBPF模組包括FTBPF和其他暫存器。FTBPF包括多個電晶體和多個基帶阻抗(例如ZBB(s) )414、416、418和420。
在一個運行的例子中，I混頻器504將入站RF信號的I分量與本地振盪(例如，fLO2 =fRF -fIF 500)的I分量混頻以產生I混頻的信 號。I混頻暫存器緩存I混頻的信號並將緩存的I混頻信號提供給FTBPF模組412。類似地，Q混頻器將入站RF信號的Q分量與本地振盪(例如，fLO2 =fRF -fIF )的Q分量混頻以產生Q混頻的信號。Q混頻暫存器緩存Q混頻的信號並將緩存的Q混頻信號提供給FTBPF模組412。
FTBPF 412提供高Q(品質因數)IF濾波器，該濾波器濾波入站IF信號(例如I和Q混頻的信號)使得入站IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，基帶阻抗(ZBBz(s) )414、416、418和420共同提供具有基帶濾波器回應的低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器510提供的時鐘信號將頻率偏移的低Q基帶濾波器變頻為期望的IF頻率以產生頻率偏移的高QIF濾波器。圖51示出了頻率偏移的低Q基帶濾波器向頻率偏移的高Q IF濾波器的變頻，圖50示出了時鐘生成器510的一個實施例。
如圖50所示，時鐘生成器510(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站IF信號的載波頻率，並可以調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器510還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號(例如LO2)。替代地，FTBPF 412的至少一個時鐘信號可以用作LO時鐘信號。
回到對圖49的討論，FTBPF 412接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的基帶阻抗與入站IF信號。 由於時鐘速率在IF(例如入站IF信號的期望分量的載波頻率)，基帶阻抗響應(低Q帶通濾波器共同地)轉移到IF(和/或LO2)，從而實現高Q IF帶通濾波器。
圖52是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括IF FTBPF(變頻帶通濾波器)模組530。RX RF-IF部的該部分包括I和Q RF-IF混頻器以及混頻暫存器。IF FTBPF 530模組包括差分IF FTBPF 530和其他暫存器。差分IF FTBPF 530包括多個電晶體和多個基帶阻抗(例如ZBB(s) )。
在一個運行的例子中，I混頻器522將入站RF信號的I分量與本地振盪(例如，fLO2 =fRF -fIF 520)的I分量混頻以產生I混頻的信號。I混頻暫存器522緩存I混頻的信號並將緩存的I混頻信號提供給FTBPF 530模組。類似地，Q混頻器523將入站RF信號的Q分量與本地振盪(例如，fLO2 =fRF -fIF 521)的Q分量混頻以產生Q混頻的信號。Q混頻暫存器523緩存Q混頻的信號並將緩存的Q混頻信號提供給FTBPF 530模組。
FTBPF 530提供高Q(品質因數)IF濾波器，該濾波器濾波入站IF信號(例如I和Q混頻的信號)使得入站IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，基帶阻抗(ZBBz(s) )532、534、536、538、540、542、544和546共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號將頻率偏移的低Q基帶濾波器變頻為期望的IF頻率以產生頻率偏移的高QIF濾波器。如圖53所示的時鐘生成器550(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖 進行描述)產生8個時鐘信號，每個時鐘信號具有12.5%占空比且依次相移45°。時鐘信號的頻率對應於入站IF信號的載波頻率，並可以調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器550還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號(例如LO2)。替代地，FTBPF的至少一個時鐘信號可以用作LO時鐘信號。
回到對圖52的討論，FTBPF 530接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的基帶阻抗與入站IF信號。由於時鐘速率在IF(例如入站IF信號的期望分量的載波頻率)，基帶阻抗響應(低Q帶通濾波器共同地)轉移到IF(和/或LO2)，從而實現高QIF帶通濾波器。
圖54是根據本發明一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括單端FTBPF 560(變頻帶通濾波器)，且單端FTBPF 560包含負阻。RX RF-IF部的該部分包括變壓器、可變電容網路和LNA。FTBPF 560包括多個電晶體和多個基帶阻抗(ZBB(s) )562、564、566和568。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收入站RF信號，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM 390處理後的入站RF信號提供給變壓器。變壓器升高或降低入站RF信號的電壓電平，隨後由可變電容網路對其進行濾波。注意，若不需要對入站RF信號的電壓電平進行調節和/或不需要變壓器提供的分離，那麼可以省略變壓器。
FTBPF 560提供高Q(品質因數)RF濾波器，該濾波器濾波入站RF信號使得入站RF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 392且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，基帶阻抗(ZBB (s))562、564、566和568共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可 以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
另外，FTBPF 560包括負阻(例如-2R)以補償電感損耗、補償開關損耗和/或提高低Q帶通濾波器的選擇性和/或品質因數。負阻可以按如圖56所示的實施，即包括多個電晶體。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF濾波器。如圖55所示的時鐘生成器(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的載波頻率，並可以調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器572還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號。
回到對圖54的討論，FTBPF 560接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的基帶阻抗與入站RF信號。由於時鐘速率在RF(例如入站RF信號的期望分量的載波頻率)，基帶阻抗響應(低Q帶通濾波器共同地)轉移到RF，從而實現高Q RF帶通濾波器。
圖57是根據本發明一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括差分FTBPF 580(變頻帶通濾波器)，且差分FTBPF 580包含負阻。RX RF-IF部的該部分包括變壓器、可變電容網路和LNA 393。差分FTBPF 580包括多個電晶體和多個基帶阻抗(ZBB(s) )。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收入站RF信號，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM 390處理後的入站RF信號提供給變壓器。變壓器升高或降低入站RF信號的電壓電平，隨後由可變電容網路對其進行濾波。注意，若不需要對入站RF信號的電壓電平 進行調節和/或不需要變壓器提供的分離，那麼可以省略變壓器。
FTBPF 580提供高Q(品質因數)RF濾波器，該濾波器濾波入站RF信號使得入站RF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 393且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。為了實現該濾波器，基帶阻抗(ZBB (s))共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
另外，FTBPF 580包括負阻(例如-2R)以補償電感損耗、補償開關損耗和/或提高低Q帶通濾波器的選擇性和/或品質因數。負阻可以按如圖56所示的實施。
通過時鐘生成器582提供的時鐘信號將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高QRF濾波器。如圖58所示的時鐘生成器582(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的載波頻率，並可以被調節以更好地跟蹤載波頻率。時鐘生成器582還可以生成本地振盪時鐘信號(未示出)，後者用於下變頻入站RF信號為入站IF信號。
回到對圖57的討論，FTBPF 580接收時鐘信號，這些時鐘信號與電晶體相連以依次連接它們各自的基帶阻抗與入站RF信號。由於時鐘速率在RF(例如入站RF信號的期望分量的載波頻率)，基帶阻抗響應(低Q帶通濾波器共同地)轉移到RF，從而實現高Q RF帶通濾波器。
圖59是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括雙頻帶FTBPF(變頻帶通濾波器)590。RX RF-IF部的該部分包括變壓器、可變電容網路和LNA 392-1及392-2。 FTBPF 590包括多個電晶體和多個基帶阻抗(ZBB (s))592、594、596和598。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收雙頻帶入站RF信號(例如fRF1 和fRF2 )，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM處理後的入站RF信號提供給變壓器。變壓器升高或降低入站RF信號的電壓電平，隨後由可變電容網路C1對其進行濾波。注意，若不需要對入站RF信號的電壓電平進行調節和/或不需要變壓器提供的分離，那麼可以省略變壓器。
FTBPF 590提供兩個高Q(品質因數)RF濾波器(一個以fRF1 為中心頻率，另一個以fRF2 為中心頻率)，這些濾波器濾波入站RF信號使得雙頻帶入站RF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 392-1和392-2且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。這兩個高QRF濾波器由多個基帶阻抗(ZBB (s)592、594、596和598)和多個電晶體形成，其中每個基帶阻抗包括另外多個基帶阻抗(例如ZBB ’(s)592、594、596和598)和另外多個電晶體。另外多個基帶阻抗(ZBB ’(s)592、594、596和598)提供低Q基帶濾波器，其中另外多個基帶阻抗中每一個分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器600提供的時鐘信號(頻率為fD )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率(例如fD =(fLO1 -fLO2 )/2)以產生高QRF濾波器。如圖60所示的時鐘生成器600(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號(例如LO’1 到LO’4 )，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的第一頻帶的載波頻率(例如fRF1 或fLO1 )減 去入站RF信號的第二頻帶的載波頻率(例如fRF2 或fLO2 )的差值的1/2，並可以被調節以更好地跟蹤至少一個載波頻率。
由於第一多個電晶體與速率為fC 的LO1 -LO4 (由如圖60所示的時鐘生成器600產生)同步，由第一多個基帶阻抗形成的高QRF濾波器被變頻為更高的期望Rf頻率，其中fC =(fLO1 +fLO2 )/2。例如，參考圖61，由另外多個基帶阻抗形成的低Q基帶濾波器被變頻為+/-fD 。因此，第一高Q帶通濾波器的回應以+/-fD 為中心頻率，還示出了三階諧波。參考圖62，第一高Q帶通濾波器被變頻為fC -fD 和fC +fD 以產生兩個高Q帶通濾波器。因為fC =(fLO1 +fLO2 )/2，fD =(fLO1 -fLO2 )/2，所以fC -fD =LO2，fC +fD =LO1。因此，其中一個高Q帶通濾波器以LO2(或fRF2 )為中心，另一個高Q帶通濾波器以LO1(或fRF1 )為中心。因此，第一高Q帶通濾波器通過入站RF信號的頻率為LO2(或fRF2 )的期望信號分量，第二高Q帶通濾波器通過入站RF信號的頻率為LO1(或fRF1 )的期望信號分量。
圖63是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括雙頻帶差分FTBPF(變頻帶通濾波器)610。RX RF-IF部的該部分包括變壓器、可變電容網路和LNA 393-1及393-2。FTBPF 610包括多個電晶體和多個基帶阻抗(ZBB (s))612、614、616和618。
在一個運行的例子中，前端模組(FEM)390通過天線接收雙頻帶入站RF信號(例如fRF1 和fRF2 )，按照上述和/或將要參考以下至少一幅附圖進行描述的方式處理該RF信號，並將FEM處理後的入站RF信號提供給變壓器T1。該變壓器將入站RF信號轉換為差分入站RF信號。
FTBPF 610提供兩個高Q(品質因數)RF濾波器(一個以fRF1 為中心頻率，另一個以fRF2 為中心頻率)，這些濾波器濾波入站RF信號使得雙頻帶入站RF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞給LNA 393-1和393-2且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等) 衰減。這兩個高QRF濾波器由多個基帶阻抗(ZBB (s)612、614、616和618)和多個電晶體形成，其中每個基帶阻抗包括另外多個基帶阻抗(例如ZBB ’(s)612、614、616和618)和另外多個電晶體。另外多個基帶阻抗(ZBB ’(s)612、614、616和618)提供低Q基帶濾波器，其中另外多個基帶阻抗中每一個分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器600提供的時鐘信號(頻率為fD )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率(例如fD =(fLO1 -fLO2 )/2)以產生高Q RF濾波器。如圖60所示的時鐘生成器600(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號(例如LO’1 到LO’4 )，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。時鐘信號的頻率對應於入站RF信號的第一頻帶的載波頻率(例如fRF1 或fLO1 )減去入站RF信號的第二頻帶的載波頻率(例如fRF2 或fLO2 )的差值的1/2，並可以被調節以更好地跟蹤至少一個載波頻率。
由於第一多個電晶體與速率為fC 的LO1 -LO4 (由如圖60所示的時鐘生成器產生)同步，由第一多個基帶阻抗形成的高Q RF濾波器被變頻為更高的期望Rf頻率，其中fC =(fLO1 +fLO2 )/2。因此，其中一個高Q帶通濾波器以LO2(或fRF2 )為中心，另一個高Q帶通濾波器以LO1(或FRF1 )為中心。因此，第一高Q帶通濾波器通過入站RF信號的頻率為LO2(或fRF2 )的期望信號分量，第二高Q帶通濾波器通過入站RF信號的頻率為LO1(或fRF1 )的期望信號分量。
圖64是根據本發明另一個實施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框圖，它包括變壓器、可變電容網路、一對基於反相器的LNA 395、混頻器和輸出暫存器(或單位增益驅動器)。混頻器包括 多個電晶體、一對互阻放大器(TIA)622及624和伴隨的阻抗(Z)626及628。
在一個運行的例子中，LNA 395向混頻器提供差分電流(iRF 和-iRF )。在電流域(current domain)中，混頻器將差分電流與本地振盪的差分I630分量(LOIP 和LOIN )混頻以產生I混頻的電流信號。混頻器還將差分電流與本地振盪的差分Q 632分量(LOQP 和LOQN )混頻以產生Q混頻的電流信號。
第一TIA 622及624通過相關阻抗(Z)626及628放大I混頻的電流信號，並產生電壓域I混頻的信號。同樣地，第二TIA通過相關阻抗(Z)626及628放大Q混頻的電流信號，並產生電壓域Q混頻的信號。
圖65是根據本發明另一個實施例的用於RF-IF接收器部的時鐘生成器634的示意框圖。該時鐘生成器(它的各種實施例將參考以下至少一幅附圖進行描述)產生4個時鐘信號(例如LOIP 、LOIN 、LOQP 和LOQN )，每個時鐘信號具有25%占空比且依次相移90°。
圖66是根據本發明一個實施例的互阻放大器(TIA)和相應阻抗(Z)640及642的示意框圖。該TIA包括電流源、頻率相關(frequency dependent)放大器(-A(s))、IF電晶體(TIF )和低頻電晶體(TLF )。TIA的每個輸出腳中的相應阻抗包括電阻、電容和電晶體。
在一個運行的例子中，在in-和in+接收差分輸入電流。負輸入節點的電流節點分析(例如KCL-基爾霍夫(Kirchoff)電流法則)顯示，電流源電流(ib)等於輸入電流(iIN )+穿過電容的電流(iC)+穿過TIF 的電流(iOUT )+穿過TLF 的電流。正輸入(out+)的KVL(基爾霍夫電壓法則)顯示，輸出電壓(Vout+)等於Vdd-Z*IOUT (即穿過TIF 的電流)。
在高頻(例如高於入站RF信號的rRF )，電容的阻抗變為主要，輸入基本上都減少；因此，輸出電流(iOUT )基本上不包含高頻分量。在低頻(例如，低於入站RF信號的rRF )，針對TIF 配置放大器 和低頻電晶體，對於低頻電流TIF 基本上是開路。這可以通過改變電晶體的大小及偏置放大器來實現，使得TLF 在低頻的阻抗遠小於Z+TIF 。
對於期望頻率範圍內的頻率(例如fRF )，相比TIF 的阻抗以及相應阻抗Z640、642，電容和TLF 具有較高阻抗。因此，iOUT =ib -iIN 且vOUT =Z*IOUT 。相應地，TIA和相應阻抗Z 640、642可以調諧用於提供高QRF帶通濾波器。注意，TIA的至少一個分量可以通過SOC處理資源提供的控制信號進行調節，從而調節高Q帶通濾波器的性能。
圖67是根據本發明一個實施例的低雜訊放大器(LNA)670的示意框圖，它包括FTBPF 650、672、674和678。LNA 670包括電流源、一對輸入電晶體(T3和T4)、一對偏置電晶體(T1和T2)以及輸出阻抗(示出了電阻，但還可以是電感、電晶體、電容和/或其組合。注意，電流源可以被無源裝置(例如電阻、電感、電容和/或其組合)代替或可以被省略。FTBPF 650、672、674和678可以位於LNA 670中如圖所示的任意位置。
圖68是根據本發明一個實施例的差分4相FTBPF(變頻帶通濾波器)680的示意框圖，它包括多個電晶體和4個基帶阻抗(例如ZBB (s))682、684、686和688。基帶阻抗(ZBB (s))682、684、686和688共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號 分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖69是根據本發明一個實施例的4相FTBPF 680的頻率響應的示意圖，它示出了信號饋通諧波與疊加信號諧波。信號饋通諧波692在+/-3、+/-5、+/-7和+/-9，疊加信號諧波690在-3、-5、-7和-9。
圖70是根據本發明另一個實施例的3相FTBPF(變頻帶通濾波器)700的示意框圖，它包括多個電晶體和3個基帶阻抗(例如ZBB (s))702、704和706。基帶阻抗(ZBB (s))702、704和706共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過如圖71所示的由時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO^ )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖72是根據本發明一個實施例的3相FTBPF 700的頻率響應的示意圖，它示出了信號饋通諧波與疊加信號諧波。信號饋通諧波708在+/-5和+/-7，疊加信號諧波710在5和7。
圖73是根據本發明另一個實施例的4相FTBPF(變頻帶通濾波器)712的示意框圖，它包括多個電晶體和4個電容。這些電容共同提供低Q基帶濾波器。注意，每個電容的容值可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個電容的容值可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖74是根據本發明另一個實施例的4相FTBPF(變頻帶通濾波器)714的示意框圖，它包括多個電晶體和如圖所示與電晶體相連的2個基帶阻抗(例如ZBB (s))。基帶阻抗(ZBB (s))共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖75是根據本發明另一個實施例的4相FTBPF(變頻帶通濾波器)716的示意框圖，它包括多個電晶體和4個基帶阻抗(例如ZBB (s))。基帶阻抗(ZBB (s))共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高 Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖76是根據本發明另一個實施例的4相FTBPF(變頻帶通濾波器)720的示意框圖，它包括多個電晶體和1個複基帶阻抗(例如ZBB,C (ω))722。複基帶阻抗提供低Q基帶濾波器，後者相對0偏移wOC。注意，複基帶阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減率、品質因數、頻率偏移等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖77是根據本發明一個實施例的用於FTBPF(變頻帶通濾波器)的複基帶阻抗的示意框圖。複基帶阻抗726包括第一基帶阻抗(例如ZBB (ω))、負增益級(例如-jGm(ω)VIM (ω))、第二基帶阻抗(例如ZBB (ω))和正增益級(例如jGm(ω)VRE (ω))。因此，複基帶阻抗包括實數分量(RE)和虛數分量(IM)。複基帶阻抗提供具有如圖所示頻率回應的低Q帶通濾波器，其中實數分量由w>0的曲線表示，虛數分量由w<0的曲線表示。
圖78是根據本發明一個實施例的4相FTBPF(變頻帶通濾波器)的示意框圖，它包括複基帶阻抗，該基帶阻抗通過電容實現。複基帶阻抗提供低Q基帶濾波器730，後者相對0偏移wOC，該偏移量取決於增益(Gm)與電容阻抗(CBB )之間的比率。注意，複基帶阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減率、品質因數、頻率偏移等)。例如，可以調節電容和/或增益模組。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將頻率偏移的低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖79是根據本發明一個實施例的m相FTBPF(變頻帶通濾波器)732的示意框圖，它包括多個電晶體和m個電容，其中m=>2。這些電容共同提供低Q基帶濾波器。注意，每個電容的容值可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個電容的容值可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減速率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖80是根據本發明一個實施例的m相FTBPF(變頻帶通濾波器)734的示意框圖，它包括多個電晶體和m個基帶阻抗(例如ZBB(S) )，其中m是4的整數倍且大於4。基帶阻抗(ZBB(S) )共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LOM )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波IF信號的差分I信號分量和差分Q信號分量使得IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量 (例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖81是根據本發明一個實施例的m相FTBPF(變頻帶通濾波器)736的示意框圖，它包括多個電晶體和m/2個基帶阻抗(例如ZBB(S) )，其中m大於等於4。基帶阻抗(ZBB(S) )共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖82是根據本發明一個實施例的m相FTBPF(變頻帶通濾波器)738的示意框圖，它包括多個電晶體和m個基帶阻抗(例如ZBB (s))，其中m大於等於2。基帶阻抗(ZBB (s))共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖83是根據本發明一個實施例的單端m相FTBPF(變頻帶通 濾波器)740的示意框圖，它包括多個電晶體和m個基帶阻抗(例如ZBB (s))，其中m大於等於2。基帶阻抗(ZBB (s))共同提供低Q基帶濾波器，其中每個基帶阻抗分別可以是電容、開關電容濾波器、開關電容電阻和/或複數阻抗。注意，每個基帶阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其組合。還要注意，每個基帶阻抗的阻抗可以通過來自SOC處理資源的控制信號進行調節，從而調節低Q基帶濾波器的性能(例如帶寬、衰減率、品質因數等)。
通過時鐘生成器提供的時鐘信號(例如LO1 -LO4 )將低Q基帶濾波器變頻為期望的RF頻率以產生高Q RF或IF濾波器。差分高Q RF濾波器濾波差分RF或IF信號使得RF或IF信號的期望信號分量基本未衰減地傳遞且不期望的信號分量(例如阻滯、鏡像等)衰減。
圖84是根據本發明一個實施例的m相FTBPF 740的頻率響應的示意圖，它示出了低Q帶通濾波器被變頻為更高頻(例如fLO )。fLO 對應於RF頻率、IF頻率、本地振盪或其組合。
圖85是根據本發明一個實施例的用於m相FTBPF的時鐘生成器750的示意框圖。該時鐘生成器包括多個觸發器(DFF)752、754和756以及多個脈衝收窄器(pulse narrower)758、760和762。觸發器752、754和756與速率為m*fRF 的時鐘信號(clk)及時鐘柵信號(clkb)同步。從每個觸發器752、754和756得到的時鐘脈衝由相應的脈衝收窄器進行脈衝收窄。
脈衝收窄器758、760和762包括兩對如圖連接的電晶體。左邊下面的電晶體小於其他電晶體，使上升沿時間慢於下降沿時間，從而收窄脈衝。
圖86是根據本發明另一個實施例的用於m相FTBPF的時鐘生成器770的示意框圖。該時鐘生成器包括多個觸發器(DFF)772、774和776以及多個及閘。觸發器772、774和776與速率為(1/2)*m*fRF 的時鐘信號(clk)及時鐘柵信號(clkb)同步。及閘從第一 觸發器772接收非反相輸出並從下一觸發器774接收反相輸出以確保連續的時鐘脈衝不重疊。
圖87是根據本發明另一個實施例的用於m相FTBPF的時鐘生成器790的示意框圖。該時鐘生成器包括環振盪器792以及多個邏輯電路。每個邏輯電路包括及閘和反相器或暫存器。環振盪器792的柵值為時鐘速率m*fRF (m是奇數，它等於或大於3)。每個邏輯電路從環振盪器792接收連續脈衝，使得連續的時鐘脈衝不重疊。
圖88是根據本發明一個實施例的用於3相FTBPF的時鐘生成器800的示意框圖，該時鐘生成器包括環振盪器792以及多個邏輯電路。每個邏輯電路包括及閘及暫存器和/或反相器的組合。例如，每個邏輯電路包括及閘、反相器和暫存器。環振盪器792的柵值(gated)為時鐘速率3*fRF 。通過邏輯電路，及閘被偏置以產生1/3占空比的非重疊時鐘(例如clk 1 802、clk 2 806和clk 3 804)。
圖89是根據本發明另一個實施例的用於3相FTBPF的時鐘生成器810的示意框圖，該時鐘生成器包括兩個環振盪器792以及多個邏輯門。每個邏輯電路包括及閘及暫存器和/或反相器的組合。例如，每個邏輯電路包括及閘、反相器和暫存器。第一環振盪器792的柵值為時鐘速率3*fRF ，第二環振盪器792的柵值為3*fRF 的反相(inversion)(例如-3*fRF )。在這種配置下，時鐘信號1-3812、814和816如圖88所示，時鐘信號4-6818、820和822分別是時鐘信號1-3的反相。
圖90是根據本發明一個實施例的部分前端模組(FEM)810及部分SOC 812的示意框圖。FEM 810的該部分包括功率放大器模組(PA)814、雙工器、平衡網路818和共模感應電路。雙工器包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器和/或電子平衡雙工器)，平衡網路818包括至少一個可變電阻和至少一個可變電容。共模感應電路包括一對連接在變壓器次級之間的電阻。SOC 812 的該部分包括峰值檢測器820、調諧引擎822和低雜訊放大器模組(LNA)。替代地，峰值檢測器820和/或調諧引擎822可以位於FEM 810中。
在一個運行的例子中，PA 814將出站RF信號提供給變壓器初級雙線圈的中央抽頭。根據天線與平衡網路818之間的阻抗差，出站RF信號的電流在兩個線圈間分流。若平衡網路818的阻抗與天線阻抗基本匹配，電流基本上平均分流向兩個線圈。
利用如圖所示的線圈配置，若初級線圈的電流基本相等，那麼它們在次級線圈的磁場基本上相互抵消。因此，次級的出站RF信號基本上是衰減的。對於入站RF信號，初級的兩個線圈根據入站RF信號的電流產生磁場。此時，增加了磁場，因而在次級產生了相對於初級中兩倍的電流(假設每個線圈具有相同匝數)。因此，變壓器放大了入站RF信號。
若天線阻抗與平衡網路818的阻抗不匹配，次級中將出現出站RF信號電流分量(例如TX洩漏量)。例如，假設從線圈流向電感的電流是iP1 ，從線圈流向平衡網路818的電流是iP2 ，那麼TX洩漏量可以表示為iP1 -iP2 。共模感應電流的電阻感應TX洩漏量。例如，電阻的中心節點的電壓等於VS-(R1 *2iR +R1 *iP2 -R2 *iP1 )，其中VS是次級的電壓，2iR 是所接收的入站RF信號的電流。假設R1 =R2 且iP1 =iP2 ，那麼中心節點的電壓等於VS的1/2。但是，若iP1 不等於iP2 ，電阻的中心節點的電壓將偏離1/2VS，偏離量與差值成比例。
檢測器820檢測電阻的中心節點的電壓偏離1/2VS的差值，並將該差值的運算式提供給調諧引擎822。調諧引擎822解析該差值，並生成控制信號以調節平衡網路的阻抗。例如，若iP1 >iP2 ，那麼共模感應電路(例如電阻的中心節點)的電壓將大於1/2VS，這表示平衡網路818的阻抗過大。因此，調諧引擎822生成控制信號以減小平衡網路818的阻抗。又例如，若iP1 <iP2 ，那麼共模感 應電路的電壓將小於1/2VS，這表示平衡網路的阻抗過小。因此，調諧引擎822生成控制信號以增加平衡網路818的阻抗。
調諧引擎822可以解析共模電壓偏差，確定平衡網路818的期望阻抗，並相應地生成控制信號。替代地，調諧引擎822可以反復地生成控制信號以逐步地調節平衡網路818的阻抗，直到獲得期望的阻抗。利用任意方法，調諧引擎822的功能都是保持平衡網路818的阻抗與天線的阻抗基本上相匹配(隨著時間、使用和/或環境條件的變化)以最小化TX洩漏量。
圖91是根據本發明另一個實施例的部分前端模組(FEM)830及部分SOC 832的示意框圖。FEM 830的該部分包括功率放大器模組(PA)836、雙工器838、平衡網路842、天線調諧單元(ATU)840和共模感應電路。雙工器838包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器838和/或電子平衡雙工器838)，平衡網路包括至少一個可變電阻和至少一個可變電容。共模感應電路包括一對連接在變壓器次級之間的電阻。SOC 832的該部分包括峰值檢測器848、調諧引擎850、查找表(LUT)844、處理模組846和低雜訊放大器模組(LNA)852。替代地，峰值檢測器848和/或調諧引擎850可以位於FEM 830中。
除了共模感應電路(即電阻)、檢測器848、調諧引擎850和平衡網路842提供的用於平衡平衡網路842的阻抗與天線阻抗這一功能(如參考圖90所描述的)外，FEM 830還包括ATU 840。ATU 840包括一個或多個固定的無源元件和/或一個或多個可變的無源元件。例如，ATU 840可以包括可變電容-電感電路、可變電容、可變電感等。
在一個運行的例子中，PA 836將放大的出站RF信號提供給雙工器838，後者包括功能如參考圖90所描述的變壓器。雙工器838輸出放大的出站RF信號給ATU 840，通過存儲在LUT 844中的設置來調諧ATU 840，從而提供期望的天線匹配電路(例如，阻抗匹 配、品質因數、帶寬等)。ATU 840將出站RF信號輸出給天線以便發射。
對於入站RF信號，天線接收該信號並將其提供給ATU 840，後者再將其提供給雙工器838。雙工器838將入站RF信號輸出給LNA 852和共模感應電路。共模感應電路、檢測器848、調諧引擎850和平衡網路842的功能如上面參考圖90所描述的。
處理模組846用於監視FEM 830的各種參數。例如，處理模組846可以監視天線阻抗、發射功率、PA 836的性能(例如增益、線性度、帶寬、效率、雜訊、輸出動態範圍、擺動速率、上升速率、建立時間、超調量、穩定因數等)、接收的信號強度、SNR、SIR、調諧引擎850所做的調節等。處理模組846解析這些參數以確定FEM 830的性能可否進一步優化。例如，處理模組846可以確定對ATU 840進行調節可以提高PA 836的性能。此時，處理模組846定址LUT 844以提供對ATU 840的期望設置。若ATU 840中的這種改變影響了ATU 840與平衡網路842之間的阻抗平衡，調諧引擎850將做出適當的調節。
在另一個實施例中，處理模組846提供調諧引擎850的功能並對ATU 840和平衡網路842的平衡進行調節，以獲得期望的FEM 830的性能。在又另一個實施例中，平衡網路842是固定的，ATU 840在FEM 830中提供期望的調節以獲得阻抗平衡並獲得所期望的FEM 830的性能。
圖92是根據本發明另一個實施例的用於2G和3G蜂窩運行的部分前端模組(FEM)860及部分SOC 862的示意框圖。FEM 860的該部分包括功率放大器模組(PA)866、雙工器、平衡網路和共模感應電路。雙工器包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器和/或電子平衡雙工器)，平衡網路包括開關、至少一個可變電阻和至少一個可變電容。共模感應電路包括一對連接在變壓器次級之間的電阻。SOC 862的該部分包括峰值檢測器872、調諧引擎874、 開關和低雜訊放大器模組(LNA)876。替代地，峰值檢測器872和/或調諧引擎874可以位於FEM 860中。
在該實施例中，雙工器最適用於頻分雙工(FDD)，FDD用於3G蜂窩電話應用中且平衡網路開關和LNA 876開關是打開的。在用於2G蜂窩應用的時分雙工(TDD)中，通過開關將平衡網路短路。這樣基本上消除了3-dB理論插入損耗極限並僅留下實現損耗(implementation loss)。注意，對於2G發射，LNA 876開關是關閉的，對於2G接收，LNA 876開關時打開的。還要注意，對於3G模式，FEM和SOC 862的功能如同參考圖90和/或91所描述的。
圖93是根據本發明一個實施例的2G TX模式下圖92所示的部分前端模組(FEM)860及部分SOC 862的示意框圖。在該模式中，LNA 876開關將LNA 876短路，平衡網路開關將平衡網路短路。由於次級線圈兩端的短路，初級線圈基本上也被短路。因此，PA 866高效地直接連接到天線。
圖94是根據本發明一個實施例的2G RX模式下圖92所示的部分前端模組(FEM)860及部分SOC 862的示意框圖。在該模式中，LNA開關打開，平衡網路開關關閉，因此將平衡網路短路。在這種配置下，變壓器的功能如同用於接收器部的巴倫變壓器。
圖95是根據本發明一個實施例的小信號平衡網路880的示意框圖，它包括多個電晶體、多個電阻和多個電容。平衡網路中包含的電阻的選擇可以由多比特信號(例如10比特)進行控制，平衡網路中包含的電容的選擇可以由另一個多比特信號(例如5比特)進行控制。
例如，若平衡網路的電阻側包括4個電阻-電晶體電路，其中一個電阻-電晶體電路的公共節點(common node)與下一電阻-電晶體電路的門極連接。在該例子中，每個門極還連接用於接收4比特的比特控制信號。例如，最左端電阻-電晶體電路的門極接收最有效比特，下一最左電阻-電晶體電路接收第二最有效比特，依此 類推。另外，最左端電阻-電晶體電路的電阻是R4，下一最左電阻-電晶體電路的電阻是R3，依此類推。因此，例如，當4比特控制信號是0001時，僅僅最右端電阻-電晶體電路是開啟的，且它的電阻R1提供最終的電阻。當4比特控制信號是0011時，最右端的兩個電阻-電晶體電路是開啟的，且最終的電阻為R1//R2。當4比特控制信號是0111時，最右端的三個電阻-電晶體電路是開啟的，且最終的電阻為R1//R2//R3。當4比特控制信號是1111時，所有四個電阻-電晶體電路都是開啟的，且最終的電阻為R1//R2//R3//R4。平衡網路的電容側功能類似。
在另一個實施例中，每個電阻-電晶體電路和每個電容-電晶體電路可以獨立地由相應控制信號的比特位元進行控制。對於上述附圖中描述的並在這裏修改後的四電阻-電晶體電路配置，控制信號1000產生電阻R4；控制信號0100產生電阻R3；控制信號1010產生電阻R4//R2；依此類推。
圖96是根據本發明一個實施例的大信號平衡網路882的示意框圖，它包括RLC(電阻-電感-電容)網路和多個電晶體。電晶體被門控開和關以提供RLC網路不同的電阻、電感和/或電容組合，從而所期望的平衡網路阻抗。此時，電晶體具有相對很小的電壓擺幅，因此可以使用較低電壓電晶體。
圖97是根據本發明另一個實施例的部分前端模組(FEM)890及部分SOC 892的示意框圖。FEM 890的該部分包括功率放大器模組(PA)896、雙工器898、平衡網路900和共模感應電路。雙工器898包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器898和/或電子平衡雙工器898)，平衡網路包括至少一個可變電阻和至少一個可變電容。共模感應電路包括一對連接在變壓器次級之間的電阻。SOC的該部分包括峰值檢測器902、調諧引擎904、洩漏量檢測906模組和低雜訊放大器模組(LNA)908。替代地，峰值檢測器902、洩漏量檢測906模組和/或調諧引擎904可以位於FEM 890 中。
除了洩漏量檢測906模組，本實施例的功能類似於圖90所示實施例。洩漏量模組用於根據PA 896輸出檢測平衡網路900中電路的電晶體導通電阻的變化。例如，若PA 896輸出增加，它將使平衡網路900中電晶體導通電阻改變。該改變影響平衡網路900的整體阻抗。相應地，洩漏量檢測906模組檢測導通電阻改變並將代表性信號提供給調諧引擎904和/或處理模組(如圖91中所示)。
根據洩漏量檢測906模組的輸入，調諧引擎904調節平衡網路900的阻抗。替代地或此外，處理模組使用來自洩漏量檢測906模組的輸入來調節ATU的設置。不論採用哪種特定方法，都補償了平衡網路900中電晶體的和/或功率放大器中電晶體的導通阻抗的變化。
圖98是根據本發明另一個實施例的部分前端模組(FEM)910及部分SOC 912的示意框圖。FEM 910的該部分包括功率放大器模組(PA)916、雙工器918、平衡網路920和共模感應電路。雙工器918包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器918和/或電子平衡雙工器918)，平衡網路包括至少一個可變電阻和至少一個可變電容。共模感應電路包括一對連接在變壓器次級之間的電阻。SOC 912的該部分包括峰值檢測器922、處理模組926(包含調諧引擎的功能)和低雜訊放大器模組(LNA)924。替代地，峰值檢測器922和/或調諧引擎可以位於FEM 910中。
對於調節雙工器918的TX衰減和/或RX增益的能力，本實施例的功能類似於圖90所示實施例。例如，當發射功率相對較低時(例如入站RF信號的阻滯較小和/或入站RF信號的信號強度相對較高)，處理模組926向雙工器918提供信號，使雙工器918減小TX衰減，從而減小插入損耗。
例如，若雙工器918包括如圖90所示的變壓器和/或其他類型 的頻率可選雙工器918，可以將部分濾波器短路以便在減少分離的代價下增加損耗。又例如，若雙工器918包括電子平衡雙工器，該分離可以與平衡網路的分離相平衡。
圖99是根據本發明另一個實施例的部分前端模組(FEM)930及部分SOC 932的示意框圖。FEM 930的該部分包括功率放大器模組(PA)936、雙工器938和平衡網路940。雙工器938包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器938和/或電子平衡雙工器938)、寄生電容和補償電容，平衡網路包括至少一個可變電阻和至少一個可變電容。共模感應電路包括一對連接在變壓器次級之間的電阻。SOC 932的該部分包括峰值檢測器、處理模組(包含調諧引擎的功能)和低雜訊放大器模組(LNA)940。僅僅示出了LNA 940。
在該實施例中，增加補償電容以補償寄生電容(例如Cp1和Cp2)的失匹，該失匹是由於初級線圈(例如L1和L2)之間的失匹導致的。因此，選擇補償電容(Cc1和Cc2)，使Cp1+Cc1=Cp2+Cc2。增加補償電容後，雙工器938的分離帶寬大於沒有補償電容時的分離帶寬。
圖100是根據本發明另一個實施例的部分前端模組(FEM)950及部分LNA 952的示意框圖。FEM 950的該部分包括功率放大器模組(PA)954、雙工器956和平衡網路958。雙工器956包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器和/或電子平衡雙工器956)，該變壓器具有寄生電容(Cp3和Cp4)。LNA 952包括輸入電晶體、偏置電晶體、電感(L3)和負載阻抗(Z)，其中輸入電晶體具有寄生電容(Cp)。由於在LNA 952中包含了L3，雙工器956和LNA 952的共模間隔相比傳統LNA 952輸入配置得到了提高。
圖101是根據本發明一個實施例的圖100所示部分前端模組(FEM)和部分LNA的等效電路的示意框圖。該示意圖示出了共模間隔是如何提高的。通過變壓器的寄生電容(Cp3和Cp4)連接到次 級線圈(L)的非平衡電流與不同的諧振電路連接，這些諧振電路由電感(L3)和輸入電晶體的寄生電容形成。諧振電路提供高差分阻抗和低共模阻抗。
圖102是根據本發明另一個實施例的部分前端模組(FEM)960及部分SOC 962的示意框圖。FEM 960的該部分包括功率放大器模組(PA)、雙工器、平衡網路970和共模感應電路。雙工器包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器和/或電子平衡雙工器)，平衡網路包括至少一個可變電阻和至少一個可變電容。共模感應電路包括一對連接在變壓器次級之間的電阻。SOC 962的該部分包括峰值檢測器974、處理模組976(包含調諧引擎的功能)和單端低雜訊放大器模組(LNA)972。替代地，峰值檢測器974和/或調諧引擎可以位於FEM 960中。
在該實施例中，通過使用單端LNA 972基本上消除了共模間隔。圖中所示FEM 960和SOC 962的其他部的功能如上所述。
圖103是根據本發明一個實施例的雙工器的變壓器的示意框圖。該變壓器包括初級線圈(L1&L2)和次級線圈(L2)。初級線圈分別具有相同的匝數；次級線圈可以與初級線圈具有相同匝數或不同匝數。線圈的繞向如圖所示。
圖104是根據本發明一個實施例的IC封裝基板和/或印刷電路板上積體電路的4個厚金屬層上實施的變壓器的實現的示意圖。初級線圈位於上兩層上，次級線圈位於下兩層上。位於一層上的次級的第一線圈可用與其他層上的其他線圈串聯或並聯連接。
圖105是根據本發明一個實施例的IC封裝基板和/或印刷電路板上IC的3個厚金屬層上的變壓器的實現的示意圖。初級線圈位於頂層上並使用下一層用於互連。至少一個初級線圈可以旋轉90°。次級線圈位於下面的第三層上。
圖106是根據本發明另一個實施例的部分前端模組(FEM)990及部分SOC 992的示意框圖。FEM 990的該部分包括功率放大器 模組(PA)994、雙工器996、平衡網路1000、音注(tone injection)模組998和共模感應電路。雙工器996包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器996和/或電子平衡雙工器996)，平衡網路包括至少一個可變電阻和至少一個可變電容。共模感應電路包括一對連接在變壓器次級之間的電阻。SOC 962的該部分包括峰值檢測器1002、處理模組1004(包含調諧引擎的功能)、基帶處理單元和低雜訊放大器模組(LNA)1006。替代地，峰值檢測器1002和/或調諧引擎可以位於FEM 990中。
在一個運行的例子中，共模感應電路、調諧引擎、檢測器1002和平衡網路1000的功能如上所述。在很多情況下，當接收器頻帶低於或等於LNA 1006的雜訊平臺時，這些組件會減小發射器(TX)和/或接收器(RX)雜訊。當TX和/或RX雜訊處於或低於雜訊平臺時，很難跟蹤，從而很難跟蹤天線的阻抗。
為了增強對天線阻抗的跟蹤，音注模組998在接收器頻帶中注入音調(tone)(例如Acos(ωRX_RF (t)))。雙工器996不同於TX信號地衰減RX音調，因為它位於RX頻帶中，且雙工器996和平衡網路1000可調諧用於TX頻帶。因此，在雙工器996的RX側上(例如變壓器的次級上)產生容易檢測的洩漏信號。
基於RX音調的洩漏信號通過接收器部傳播直至它被轉換為基帶信號。在基帶，該音調幅度是RX頻帶間隔的測量值。根據RX頻帶間隔的測量值，可以確定天線的阻抗。隨著天線阻抗的改變，可以調節天線調諧單元和/或平衡網路1000以跟蹤天線的阻抗。注意，在基帶可以輕易地除去該音調。
圖107是根據本發明另一個實施例的部分前端模組(FEM)1010及部分SOC 1012的示意框圖。FEM 1010的該部分包括功率放大器模組(PA)1014、雙工器1016、平衡網路1018和共模感應電路(未示出)。雙工器1016包括變壓器(或其他結構，例如頻率可選雙工器1016和/或電子平衡雙工器1016)。共模感應電路包 括一對連接在變壓器次級之間的電阻。SOC 1012的該部分包括峰值檢測器1002(未示出)、處理模組1020(執行調諧引擎的功能)和低雜訊放大器模組(LNA)1022。替代地，峰值檢測器1002和/或調諧引擎可以位於FEM 1010中。
平衡網路1018包括RLC網路，該RLC網路具有多個可變電阻、多個可變電容和至少一個電感。在該實施例中，可以調諧平衡網路1018以提供可大幅變化的阻抗，從而更好地與天線阻抗匹配。
圖108是根據本發明一個實施例的平衡網路的電阻-電晶體(R-T)電路的阻抗的示意框圖。電容相當於電晶體的寄生電容。由於R-T電路包括真實的無源電阻，它可以為插入損耗上的3dB理論極限做貢獻。
圖109是根據本發明另一個實施例的平衡網路的電阻-電晶體(R-T)電路的阻抗的示意框圖。在該實施例中，R-T電路包括電感弱化的共源電晶體。因此，它是一個活躍的電阻，並不為插入損耗上的3dB理論極限做貢獻。因此，平衡網路僅有的損耗是實施損耗。
圖110是根據本發明一個實施例的平衡網路1030的示意框圖，它包括阻抗上變頻器1032和一個或多個基帶阻抗(Zbb 1034)。阻抗上變頻器與期望頻率(例如fLO 或fRF )同步。阻抗上變頻器1032與基帶阻抗的組合可以按照類似於上述m相變頻帶通濾波器的方式實施。
圖111是根據本發明另一個實施例的平衡網路的示意框圖，它包括兩個阻抗上變頻器1042、1044和相應的基帶阻抗(Zbb1046、1048)。每個阻抗上變頻器與期望頻率(例如fRF_TX 或fRF_RX )同步。阻抗上變頻器1042、1044與一個或多個基帶阻抗的每種組合可以按照類似於上述m相變頻帶通濾波器的方式實施。
圖112是根據本發明一個實施例的用於平衡網路中的負阻抗 1050的示意框圖。該電路包括基帶負阻抗1050電路，例如如圖56所示的，抗上變頻器1052可以按照類似於上述m相變頻帶通濾波器的方式實施。
圖113是根據本發明一個實施例的偏振接收器1060的示意框圖，它包括鎖相環(PLL)1068、模數轉換器(ADC 1064、1066)、相位處理模組1062、峰值檢測器1070和幅度處理模組1062。PLL 1068包括相位和頻率檢測器(PFD)、電荷泵、環路濾波器、壓控振盪器(VCO)、分頻器(可以是1：1分頻器)、求和模組以及調製器(sigma-delta)模組。
在一個運行的例子中，天線接收入站RF信號(例如A(t)cos(wRF (t)+θ(t)))並將其通過FEM(未示出)提供給接收器部的PLL 1068和峰值檢測器1070。峰值檢測器1070(可能是包絡檢測器)分離幅度項(例如A(t))。然後，通過ADC 1064、1066將幅度項轉換數位信號。PLL 1068處理入站RF信號的cos(ωRF (t)+θ(t))以提取相位信號(例如θ(t))。處理模組1062解析幅度信號和相位信號以恢復發射的資料。
圖114是根據本發明一個實施例的暫存器電路的示意框圖，該電路可以用於連接本地振盪器的PLL 1082與下變頻混頻模組的混頻器和/或上變頻混頻模組。暫存器電路包括差分暫存器和編織連接1086。編織連接1086產生了增加的電感(相對于並聯線路)，從而衰減了給混頻器的不期望的高頻分量。另外，可以選擇編織連接1086的大小和性質以得到所期望的線路問電容，從而產生調諧的且分佈的L-C電路。
圖115是根據本發明一個實施例的交織連接1100的示意框圖，它包括位於基板(例如裸片、封裝基板等)一層上的第一線路和位於基板另一層上的另一線路。這些線路在兩層上交織以提高相互間的磁耦合。另外，至少一條線路可以包括電感環路以增加其電感。
圖116是根據本發明一個實施例的接收器的示意框圖，它包括輸入部、下變頻混頻部和互阻放大器(TIA 1126、1128)。輸入部包括MN 1112、增益模組、電感和電容。下變頻混頻部包括混頻器和本地振盪器。TIA 1126、1128分別包括如圖連接的電晶體和電阻。注意，正極輸入還可以連接到電阻與正極輸出端上的電晶體之間的公共節點，負極輸入還可以連接到電阻與負極輸出端上的電晶體之間的公共節點。
本文可能用到的，術語“基本上”或“大約”，對相應的術語和/或元件間的關係提供一種業內可接受的公差。這種業內可接受的公差從小於1%到50%，並對應於，但不限於，元件值、積體電路處理波動、溫度波動、上升和下降時間和/或熱雜訊。組件間的關係從小百分比的差分到大的差分。本文還可能用到的，術語“可操作地連接”、“連接”和/或“耦合”，包括通過中間元件(例如，該元件包括，但不限於，元件、元件、電路和/或模組)直接連接和/或間接連接，其中對於間接連接，中間插入元件並不改變信號的資訊，但可以調整其電流電平、電壓電平和/或功率電平。本文還可能用到，推斷連接(亦即，一個元件根據推論連接到另一個元件)包括兩個元件之間用相同於“可操作地連接”的方法直接和間接連接。本文還可能用到，術語“可操作地連接”，表明元件包括以下一個或多個：功率連接、輸入、輸出等，用於在啟動時執行一個或多個相應功能並可以進一步包括與一個或多個其他元件的推斷連接。本文還可能用到，術語“相關的”，正如這裏可能用的，包括單獨元件和/或嵌入另一個元件的某個元件的直接和/或間接連接。本文還可能用到，術語“比較結果有利”，正如這裏可能用的，指兩個或多個元件、信號等之間的比較提供一個想要的關係。例如，當想要的關係是信號1具有大於信號2的幅度時，當信號1的幅度大於信號2的幅度或信號2的幅度小於信號1幅度時，可以得到有利的比較結果。
儘管上述附圖中示出的電晶體是場效應電晶體(FET)，但本領域技術人員應該明白，上述電晶體可以使用任意類型的電晶體結構，包括但不限於，雙極、金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)、N阱電晶體、P阱電晶體、增強型、耗盡型以及零電壓閾值(VT)電晶體。
以上借助於說明指定的功能和關係的方法步驟對本發明進行了描述。為了描述的方便，這些功能組成模組和方法步驟的界限和順序在此處被專門定義。然而，只要給定的功能和關係能夠適當地實現，界限和順序的變化是允許的。任何上述變化的界限或順序應被視為在權利要求保護的範圍內。
本發明至少部分借助於一個或多個實施例進行了描述。本文所使用的本發明的實施例適用于說明本發明的方面、特徵、概念和/或實例。構成本發明的裝置、製造方法、機器和/或步驟的物理實施例可以包括參考本文所述至少一個實施例進行描述的方面、特徵、概念、實例等中至少一項。
以上還借助於說明某些重要功能的功能模組對本發明進行了描述。為了描述的方便，這些功能組成模組的界限在此處被專門定義。當這些重要的功能被適當地實現時，變化其界限是允許的。類似地，流程圖模組也在此處被專門定義來說明某些重要的功能，為廣泛應用，流程圖模組的界限和順序可以被另外定義，只要仍能實現這些重要功能。上述功能模組、流程圖功能模組的界限及順序的變化仍應被視為在權利要求保護範圍內。本領域技術人員也知悉此處所述的功能模組，和其他的說明性模組、模組和元件，可以如示例或由分立組件、特殊功能的積體電路、帶有適當軟體的處理器及類似的裝置組合而成。
200‧‧‧片上系統(SOC)
202‧‧‧無SAW發射器部
204‧‧‧RF-IF接收器部
206‧‧‧低雜訊放大器模組(LNA)
208‧‧‧混頻模組
210-212‧‧‧混頻暫存器
214-220‧‧‧暫存器
222‧‧‧變頻帶通濾波器(FTBPF)
224‧‧‧接收器IF-BB部

Claims (10)

  1. 一種無表面聲波接收器，其特徵在於，包括以下至少一項：前端模組介面模組，用於接收入站射頻信號；和/或射頻-中頻接收器部，包括以下至少一項：變頻帶通濾波器，包括以下至少一項：開關網路；和/或形成一基帶濾波器響應的多個基帶阻抗，其中所述開關網路用於將所述多個基帶阻抗連接到所述前端模組介面模組，所述變頻帶通濾波器根據多個相位偏移的射頻時鐘信號將所述基帶濾波器響應變頻為一射頻濾波器響應，並根據所述射頻濾波器響應對所述入站射頻信號進行射頻帶通濾波，以產生濾波的入站射頻信號；和/或低雜訊放大器模組，用於放大所述濾波的入站射頻信號以產生放大的入站射頻信號；和/或混頻部，用於將所述放大的入站射頻信號與本地振盪混頻以產生入站中頻信號；和/或接收器中頻-基帶部，用於將所述入站中頻信號轉換為一個或多個入站符號流。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的無表面聲波接收器，其中，所述前端模組介面模組包括：變壓器；和可調電容網路，與所述變壓器的次級連接，用於濾波接收的入站射頻信號以產生所述入站射頻信號。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的無表面聲波接收器，其中，還包括：前端模組，用於從不期望的射頻信號中分離出所述入站射頻信號。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的無表面聲波接收器，其中，所述接收器中頻-基帶部包括：混頻部，用於將所述入站中頻信號與第二本地振盪混頻以產生 I和Q混頻信號；以及組合及濾波部，用於：將所述I和Q混頻信號組合以產生組合的信號；以及濾波所述組合的信號以產生所述一個或多個入站符號流。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的無表面聲波接收器，其中，還包括：時鐘生成器，用於生成所述多個相位偏移的時鐘信號，其中所述開關網路根據所述多個相位偏移的時鐘信號週期地將所述多個基帶阻抗連接到所述前端模組介面模組和所述低雜訊放大器模組，且其中所述多個相位偏移的時鐘信號的速率對應於所述入站射頻信號的頻率。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的無表面聲波接收器，其中，所述混頻部包括：混頻模組，用於：將所述放大的入站射頻信號轉換為同相I信號分量和正交Q信號分量；將所述I信號分量與本地振盪的I信號分量混頻以產生I混頻信號；將所述Q信號分量與所述本地振盪的Q信號分量混頻以產生Q混頻信號；以及濾波器模組，用於濾波所述I和Q混頻信號以產生所述入站中頻信號。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的無表面聲波接收器，其中，所述開關網路還用於：在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第一個信號時，以第一連接模式連接所述多個基帶阻抗的第一和第三基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號；在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第二個信號時，以第二連接模式連接所述多個基帶阻抗的第二和第四基帶阻抗以濾波所 述入站射頻信號；在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第三個信號時，以反第一連接模式連接所述第一和第三基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號；以及在所述多個相位偏移的射頻時鐘信號的第四個信號時，以反第二連接模式連接所述第二和第四基帶阻抗以濾波所述入站射頻信號。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的無表面聲波接收器，其中，所述多個基帶阻抗中的基帶阻抗包括以下至少一項：電容；可變電容；開關電容濾波器；開關電容電阻；和複數阻抗。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的無表面聲波接收器，其中，所述變頻帶通濾波器還包括：控制模組，用於接收控制信號，其中所述控制信號提供用於調節以下至少一項的控制資訊：基帶濾波器回應的品質因數、基帶濾波器回應的增益、基帶濾波器回應的帶寬以及基帶濾波器回應的衰減斜率。
  10. 一種無表面聲波接收器，其特徵在於，包括以下至少一項：前端模組介面模組，用於接收入站射頻信號；和/或射頻-中頻接收器部，包括以下至少一項：變頻帶通濾波器，包括以下至少一項：第一開關網路；和/或形成一第一基帶濾波器響應的多個第一基帶阻抗，其中所述第一開關網路用於將所述多個第一基帶阻抗連接到所述前端模組介面模組，所述變頻帶通濾波器根據多個相位偏移的射 頻時鐘信號將所述第一基帶濾波器響應變頻為一射頻濾波器響應，並根據所述射頻濾波器響應對所述入站射頻信號進行射頻帶通濾波，以產生濾波的入站射頻信號；和/或低雜訊放大器模組，用於放大所述濾波的入站射頻信號以產生放大的入站射頻信號；和/或混頻部，用於將所述放大的入站射頻信號與本地振盪混頻以產生入站中頻信號；和/或中頻變頻濾波器，包括以下至少一項：第二開關網路；和/或形成一第二基帶濾波器響應的多個第二基帶阻抗，其中所述第二開關網路用於將所述第二多個基帶阻抗連接到所述混頻部，所述中頻變頻濾波器根據多個相位偏移的中頻時鐘信號將所述第二基帶濾波器響應變頻為一中頻濾波器響應，並根據所述中頻濾波器響應對所述入站中頻信號進行中頻帶通濾波，以產生濾波的入站中頻信號；和/或接收器中頻-基帶部，用於將所述濾波的入站中頻信號轉換為一個或多個入站符號流。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11658616B2 (en) 2021-04-22 2023-05-23 Analog Devices International Unlimited Company Method and apparatus to reduce inter symbol interference and adjacent channel interference in mixer and TIA for RF applications

Families Citing this family (58)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8102202B2 (en) * 2008-08-12 2012-01-24 Infineon Technologies Ag Modem unit and mobile communication unit
WO2011085027A1 (en) * 2010-01-05 2011-07-14 Maxlinear, Inc. High dynamic range radio architecture with enhanced image rejection
US8369807B2 (en) * 2010-06-03 2013-02-05 Broadcom Corporation Polar-based RF receiver
US8892159B2 (en) * 2011-05-12 2014-11-18 St-Ericsson Sa Multi-standard transceiver architecture with common balun and mixer
US9033973B2 (en) 2011-08-30 2015-05-19 Covidien Lp System and method for DC tissue impedance sensing
US9356643B2 (en) 2011-12-29 2016-05-31 Rf Micro Devices, Inc. RF duplexing device
US9319208B2 (en) * 2012-01-10 2016-04-19 Rf Micro Devices, Inc. RF duplexing device
KR20130125613A (ko) * 2012-05-09 2013-11-19 삼성전자주식회사 주파수 가변 장치와 그 동작방법 및 주파수 가변 장치를 포함하는 ｒｆ 회로
DE102012216155A1 (de) * 2012-09-12 2014-03-13 Robert Bosch Gmbh Empfangssystem
KR101325196B1 (ko) * 2012-10-22 2013-11-04 지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드 임피던스 쉐이핑을 이용한 수신기
US9283028B2 (en) 2013-03-15 2016-03-15 Covidien Lp Crest-factor control of phase-shifted inverter
US9504516B2 (en) 2013-05-31 2016-11-29 Covidien LLP Gain compensation for a full bridge inverter
US9425835B2 (en) * 2013-08-09 2016-08-23 Broadcom Corporation Transmitter with reduced counter-intermodulation
US9281853B2 (en) * 2013-08-22 2016-03-08 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Integrated circuit for communication
CN104639202A (zh) * 2013-11-15 2015-05-20 深圳富泰宏精密工业有限公司 无线通信装置
US10033343B2 (en) 2014-03-31 2018-07-24 Qualcomm Incorporated Spectrum sensing radio receiver
KR101640074B1 (ko) * 2014-04-03 2016-07-15 한국전자통신연구원 무선 디바이스의 ｒｆ 특징 수집 장치 및 방법
US9438279B2 (en) * 2014-05-12 2016-09-06 Altair Semiconductor Ltd. Wireless device with adaptively-tunable electrically-small antennas
US9843307B2 (en) 2014-05-12 2017-12-12 Altair Semiconductor Ltd. Passive automatic antenna tuning based on received-signal analysis
US10447458B2 (en) 2014-08-13 2019-10-15 Skyworks Solutions, Inc. Radio-frequency front-end architecture for carrier aggregation of cellular bands
US9300264B2 (en) 2014-08-22 2016-03-29 Mediatek Inc. Receiver arrangement and method of performing operations of receiver
US10177838B2 (en) * 2014-09-30 2019-01-08 Skyworks Solutions, Inc. Shared integrated DC-DC supply regulator
JP6481029B2 (ja) 2014-10-31 2019-03-13 メドトロニック・アドヴァンスド・エナジー・エルエルシー Ｒｆ生成器における漏れ電流を低減する電力監視回路および方法
JP6434822B2 (ja) * 2015-02-24 2018-12-05 ルネサスエレクトロニクス株式会社 通信装置および通信装置の制御方法
US9461680B1 (en) 2015-03-30 2016-10-04 Broadcom Corporation Wireless receiver
US9413400B1 (en) * 2015-04-30 2016-08-09 Qualcomm Incorporated Blocker filtering for carrier aggregation receiver
US10158509B2 (en) * 2015-09-23 2018-12-18 Innophase Inc. Method and apparatus for polar receiver with phase-amplitude alignment
US9673829B1 (en) 2015-12-02 2017-06-06 Innophase, Inc. Wideband polar receiver architecture and signal processing methods
US9673828B1 (en) 2015-12-02 2017-06-06 Innophase, Inc. Wideband polar receiver architecture and signal processing methods
US10090867B2 (en) * 2015-12-21 2018-10-02 Cable Television Laboratories, Inc. System and method for heterodyned communication
US20200280134A1 (en) * 2016-01-04 2020-09-03 Zte Corporation Highly integrated smart microwave digital radio architecture
WO2017130298A1 (ja) * 2016-01-26 2017-08-03 株式会社日立国際電気 中継／通信局装置
US10135482B2 (en) * 2016-03-23 2018-11-20 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Wireless transceiver with remote frontend
US9929760B2 (en) * 2016-04-14 2018-03-27 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Ultra-low-power RF receiver frontend with tunable matching networks
KR102547294B1 (ko) 2016-10-31 2023-06-22 삼성전자주식회사 반도체 장치 및 반도체 장치의 동작 방법
US10051564B2 (en) * 2016-11-22 2018-08-14 Google Llc Transmitter signal time and frequency division duplexing
JP6614176B2 (ja) * 2017-02-09 2019-12-04 トヨタ自動車株式会社 電池状態推定装置
US10122397B2 (en) 2017-03-28 2018-11-06 Innophase, Inc. Polar receiver system and method for Bluetooth communications
US10503122B2 (en) 2017-04-14 2019-12-10 Innophase, Inc. Time to digital converter with increased range and sensitivity
US10108148B1 (en) 2017-04-14 2018-10-23 Innophase Inc. Time to digital converter with increased range and sensitivity
CN109426840B (zh) * 2017-08-30 2022-03-11 上海华虹计通智能系统股份有限公司 读卡器的无线时钟校准装置及读卡器
JP6788562B2 (ja) * 2017-09-19 2020-11-25 株式会社東芝 受信回路および無線通信装置
CN108809262B (zh) * 2018-06-07 2020-09-22 清华大学深圳研究生院 一种可重构的低功耗低成本支持多频多模的接收机前端
US10991550B2 (en) * 2018-09-04 2021-04-27 Lam Research Corporation Modular recipe controlled calibration (MRCC) apparatus used to balance plasma in multiple station system
US10840921B2 (en) 2018-09-07 2020-11-17 Innophase Inc. Frequency control word linearization for an oscillator
US10622959B2 (en) 2018-09-07 2020-04-14 Innophase Inc. Multi-stage LNA with reduced mutual coupling
US11095296B2 (en) 2018-09-07 2021-08-17 Innophase, Inc. Phase modulator having fractional sample interval timing skew for frequency control input
US10659011B2 (en) 2018-10-22 2020-05-19 Delta Electronics Int'l (Singapore) Pte Ltd Low noise amplifier
WO2020146408A1 (en) 2019-01-07 2020-07-16 Innophase, Inc. Using a multi-tone signal to tune a multi-stage low-noise amplifier
US10728851B1 (en) 2019-01-07 2020-07-28 Innophase Inc. System and method for low-power wireless beacon monitor
US10862515B2 (en) 2019-01-18 2020-12-08 Apple Inc. Coordination of communication protocols using a shared front-end module
US11171682B2 (en) * 2019-01-30 2021-11-09 Swiftlink Technologies Inc. Dual polarization millimeter-wave frontend integrated circuit
CN110995297A (zh) * 2019-10-29 2020-04-10 芯创智（北京）微电子有限公司 一种无声表面波滤波器的低功耗接收机
US10727887B1 (en) * 2019-12-23 2020-07-28 U-Blox Ag Super-heterodyne radio receiver with improved image rejection
CN111277525B (zh) * 2020-01-22 2022-07-05 北京工业大学 一种合频信号的水声通信调制解调模块
US10873486B1 (en) * 2020-01-23 2020-12-22 Goodix Technology Inc. Receiver circuits with blocker attenuating RF filter
US11177988B2 (en) * 2020-01-23 2021-11-16 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Receiver circuits with blocker attenuating mixer
US11424900B2 (en) * 2020-10-07 2022-08-23 Apple Inc. Leakage and noise cancelling for double balanced duplexers

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040036513A1 (en) * 2002-08-23 2004-02-26 Gibbons Scott G. Co-prime division prescaler and frequency synthesizer
TW200616200A (en) * 2004-11-12 2006-05-16 Richwave Technology Corp Device and method for integrating SAW filter and transceiver
US20080175307A1 (en) * 2007-01-24 2008-07-24 Brian Brunn Frequency and q-factor tunable filters using frequency translatable impedance structures
US20090111420A1 (en) * 2007-10-30 2009-04-30 Qualcomm Incorporated Degenerated passive mixer in saw-less receiver

Family Cites Families (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB8421715D0 (en) * 1984-08-28 1984-10-03 Buttemer D A Loop detector
US5434541A (en) 1994-06-30 1995-07-18 At&T Corp. Frequency translated filter for a micro-miniature radio receiver
US6965655B1 (en) * 2000-06-20 2005-11-15 Texas Instruments Incorporated Apparatus for and method of optimizing the performance of a radio frequency receiver in the presence of interference
DE10038616B4 (de) * 2000-08-08 2012-07-12 Atmel Automotive Gmbh Verfahren und Anordnung zur Störunterdrückung in einer Empfängerschaltung
US6670866B2 (en) * 2002-01-09 2003-12-30 Nokia Corporation Bulk acoustic wave resonator with two piezoelectric layers as balun in filters and duplexers
US6850748B2 (en) 2002-07-31 2005-02-01 Gct Semiconductor, Inc. RF front end with reduced carrier leakage
US6990327B2 (en) * 2003-04-30 2006-01-24 Agency For Science Technology And Research Wideband monolithic tunable high-Q notch filter for image rejection in RF application
KR100541077B1 (ko) 2003-05-14 2006-01-10 삼성전기주식회사 정합회로 및 그 정합회로를 포함하는 적층형 듀플렉서
TWI220817B (en) 2003-08-22 2004-09-01 Benq Corp Antenna matching device and method thereof
TWI345369B (en) 2004-01-28 2011-07-11 Mediatek Inc High dynamic range time-varying integrated receiver for elimination of off-chip filters
JP4847874B2 (ja) * 2004-01-30 2011-12-28 ユニベルシテ ラバル マルチユーザ適応型アレイ受信機および方法
JP4394498B2 (ja) 2004-03-31 2010-01-06 株式会社ルネサステクノロジ 高周波回路装置及びそれを用いた移動体通信端末
US7643848B2 (en) * 2004-04-13 2010-01-05 Qualcomm, Incorporated Multi-antenna transceiver system
GB0420842D0 (en) * 2004-09-20 2004-10-20 Frontier Silicon Ltd Low intermediate frequency (if) radio receiver circuits
JP4843611B2 (ja) 2004-10-01 2011-12-21 デ，ロシェモント，エル．，ピエール セラミックアンテナモジュール及びその製造方法
US7400862B2 (en) * 2004-10-25 2008-07-15 Skyworks Solutions, Inc. Transmit-receive switch architecture providing pre-transmit isolation
JP4407465B2 (ja) 2004-10-25 2010-02-03 ソニー株式会社 無線通信装置
US8145155B2 (en) 2005-09-06 2012-03-27 Mediatek, Inc. Passive mixer and high Q RF filter using a passive mixer
US7890076B2 (en) 2005-12-15 2011-02-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Mixer circuit and method
KR100723890B1 (ko) 2006-02-28 2007-05-31 포스데이타 주식회사 기지국 시스템에서 효율적인 리던던시와 서비스 커버리지확장을 위한 장치 및 방법
US7417515B2 (en) * 2006-05-15 2008-08-26 Jaalaa, Inc. On-chip TX/RX antenna switching
DE102006033709B4 (de) 2006-07-20 2010-01-14 Epcos Ag Elektrisches Modul
US8149818B2 (en) * 2006-12-30 2012-04-03 Broadcom Corporation Mesh network within a device
US7848713B2 (en) 2007-09-10 2010-12-07 Qualcomm Incorporated Common mode signal attenuation for a differential duplexer
JP2009078659A (ja) 2007-09-26 2009-04-16 Pacific Ind Co Ltd タイヤ状態検出装置の携帯リモートコントローラ
US7899649B1 (en) * 2008-03-24 2011-03-01 Altera Corporation Signal detect for high-speed serial interface
WO2009123583A1 (en) 2008-03-31 2009-10-08 Marvell International, Ltd. Tunable rf bandpass transconductance amplifier
US8331897B2 (en) 2008-04-07 2012-12-11 Qualcomm Incorporated Highly linear embedded filtering passive mixer
US8351874B2 (en) 2008-04-08 2013-01-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) System and method for adaptive antenna impedance matching
US8351978B2 (en) 2008-08-01 2013-01-08 Aleksandar Tasic Systems and methods for adjusting the gain of a receiver through a gain tuning network

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040036513A1 (en) * 2002-08-23 2004-02-26 Gibbons Scott G. Co-prime division prescaler and frequency synthesizer
TW200616200A (en) * 2004-11-12 2006-05-16 Richwave Technology Corp Device and method for integrating SAW filter and transceiver
US20080175307A1 (en) * 2007-01-24 2008-07-24 Brian Brunn Frequency and q-factor tunable filters using frequency translatable impedance structures
US20090111420A1 (en) * 2007-10-30 2009-04-30 Qualcomm Incorporated Degenerated passive mixer in saw-less receiver

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11658616B2 (en) 2021-04-22 2023-05-23 Analog Devices International Unlimited Company Method and apparatus to reduce inter symbol interference and adjacent channel interference in mixer and TIA for RF applications

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