CN102315856A - 无表面声波接收器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种无表面声波接收器，包括FEM接口模块、RF-IF接收器部和接收器IF-基带部。RF-IF接收器部包括变频带通滤波器、LNA和混频部。变频带通滤波器包括开关网络和多个基带阻抗。开关网络用于根据多个相位偏移的RF时钟信号将所述多个基带阻抗连接到FEM接口以RF带通滤波所述入站RF信号。LNA放大滤波的入站RF信号，混频部将放大的入站RF信号与本地振荡混频以产生入站IF信号。接收器IF-基带部将入站IF信号转换为一个或多个入站符号流。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信领域，更具体地说，本发明涉及无线电收发器。
背景技术
已知通信系统支持无线和/或有线连接的通信装置间的无线和有线通信。这些通信系统的范围从国家和/或国际蜂窝电话系统到因特网甚至到点对点家用无线网络。各种类型的通信系统可分别创建，并根据一种或多种通信标准运行。例如，无线通信系统可以根据一种或多种标准运行，这些标准包括但不限于IEEE802.11、蓝牙、高级移动电话服务(AMPS)、数字AMPS、移动通信全球系统(GSM)、码分多址(CDMA)、本地多点分布式系统(LMDS)、多信道多点分布式系统(MMDS)、射频标识(RFID)、增强型分组无线通信业务(EDGE)、通用分组无线业务(GPRS)、WCDMA、长期演进(LTE)、微波存取全球互通(WiMAX)和/或其变型。
根据无线通信系统的类型，无线通信装置(例如蜂窝电话、双向无线电、个人数字助手(PDA)、个人电脑(PC)、手提电脑、家庭娱乐设备、RFID读卡器、RFID标签等)与其它无线通信装置直接或间接通信。对于直接通信(又称为点对点通信)，参与的无线通信装置将它们的接收器和发射器调谐到相同的频道(例如无线通信系统的多个射频载波中的一个或一些系统特定的射频频率)并通过这些频道通信。对于间接无线通信，每个无线通信装置与相关基站(例如用于蜂窝服务)和/或通过分配的频道与相关接入点(例如用于家庭内或建筑物内的无线网络)直接通信。为了完成无线通信装置间的通信链接，相关基站和/或相关接入点通过系统控制器、通过公共交换电话网、通过因特网和/或通过一些其他广域网相互直接通信。
对于每个参与无线通信的无线通信装置，它包括内置无线电收发器(即接收器和发射器)或与相关无线电收发器相连(例如用于家庭和/或建筑物内无线通信网络的基站、RF调制解调器等)。已知接收器与天线相连并包括低噪声放大器、一个或多个中频级(stage)、滤波级和数据恢复级。低噪声放大器通过天线接收入站RF信号然后将其放大。一个或多个中频级将放大的RF信号与一个或多个本地振荡混合，从而将放大的RF信号转换为基带信号或中频信号。滤波级滤波基带信号或中频信号以衰减不需要的带外信号，从而生成滤波的信号。数据恢复级根据特定的无线通信标准恢复滤波的信号中的数据。
已知发射器包括数据调制级、一个或多个中频级以及功率放大器。数据调制级根据特定的无线通信标准将数据转换为基带信号。一个或多个中频级将基带信号与一个或多个本地振荡混合以产生RF信号。功率放大器放大RF信号，然后通过天线将其发射。
为了实施无线电收发器，无线通信装置包括多个集成电路和多个分立组件。图1示出了支持2G和3G蜂窝电话协议的无线通信装置的一个例子。如图所示，无线通信装置包括基带处理IC、电源管理IC、无线电收发器IC、发射/接收(T/R)切换器、天线以及多个分立组件。分立组件包括表面声波(SAW)滤波器、功率放大器、双工器、电感和电容。这些分立组件增加了无线通信装置的材料成本，但是它们并不是实现2G和3G协议的精确性能需求所必须的。
随着集成电路工艺技术的发展，无线通信装置制造商希望无线收发器IC制造商根据IC制造工艺的进步更新它们的IC。例如，由于制造工艺过程的改变(例如使用更小的晶体管型号)，针对更新的制造工艺过程重新设计无线收发器IC。由于大多数数字电路随着IC制造工艺过程而缩小，IC数字部分的重新设计是一个相对简单的过程。但是，由于大多数模拟电路(例如电感、电容等)不随IC过程而缩小，模拟部分的重新设计不是一个简单的任务。因此，无线收发器IC制造商投入了巨大努力来生产使用更新IC制造工艺过程的IC。
发明内容
本发明提供一种装置和操作方法，并在以下附图说明和具体实施方式部分以及权利要求中给出进一步的描述。
根据本发明的一个方面，提出一种无表面声波接收器，包括以下至少一项：
前端模块接口模块，用于接收入站射频信号；和/或
射频-中频接收器部，包括：
变频带通滤波器，包括：
开关网络；和/或
形成基带滤波器响应的多个基带阻抗，其中所述开关网络用于根据多个相位偏移(phase-offset)的射频时钟信号将所述多个基带阻抗连接到所述前端模块接口以射频带通滤波所述入站射频信号以产生滤波的入站射频信号；和/或
低噪声放大器模块，用于放大所述滤波的入站射频信号以产生放大的入站射频信号；和/或
混频部，用于将所述放大的入站射频信号与本地振荡混频以产生入站中频信号；和/或
接收器中频-基带部，用于将所述入站中频信号转换为一个或多个入站符号流。
优选地，所述前端模块接口模块包括：
变压器；和
可调电容网络C1，与所述变压器的次级连接，用于滤波接收的入站射频信号以产生所述入站射频信号。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
前端模块，用于从不期望的射频信号中分离出所述入站射频信号。
优选地，所述接收器中频-基带部包括：
混频部，用于将所述入站中频信号与第二本地振荡混频以产生I和Q混频信号；以及
组合&滤波部，用于：
将所述I和Q混频信号组合以产生组合的信号；以及
滤波所述组合的信号以产生所述一个或多个入站符号流。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
时钟生成器，用于生成所述多个相位偏移的时钟信号，其中所述开关网络根据所述多个相位偏移的时钟信号定期地将所述多个基带阻抗连接到所述前端模块接口模块和所述低噪声放大器模块，且其中所述多个相位偏移的时钟信号的速率对应于所述入站射频信号的频率。
优选地，所述混频部包括：
混频模块，用于：
将所述放大的入站射频信号转换为同相I信号分量和正交Q信号分量；
将所述I信号分量与本地振荡的I信号分量混频以产生I混频信号；
将所述Q信号分量与所述本地振荡的Q信号分量混频以产生Q混频信号；以及
滤波器模块，用于滤波所述I和Q混频信号以产生所述入站中频信号。
优选地，所述开关网络还用于：
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第一个信号时，以第一连接模式连接所述多个基带阻抗的第一和第三基带阻抗以滤波所述入站射频信号；
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第二个信号时，以第二连接模式连接所述多个基带阻抗的第二和第四基带阻抗以滤波所述入站射频信号；
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第三个信号时，以反(inverse)第一连接模式连接所述第一和第三基带阻抗以滤波所述入站射频信号；以及
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第四个信号时，以反第二连接模式连接所述第二和第四基带阻抗以滤波所述入站射频信号。
优选地，所述多个基带阻抗中的基带阻抗包括以下至少一项：
电容；
可变电容；
开关电容滤波器；
开关电容电阻；和
复阻抗(complex impedance)。
优选地，所述变频带通滤波器还包括：
控制模块，用于接收控制信号，其中所述控制信号提供用于调节以下至少一项的控制信息：基带滤波器响应的质量因子、基带滤波器响应的增益、基带滤波器响应的带宽以及基带滤波器响应的衰减斜率。
根据本发明的另一个方面，提出一种无表面声波接收器，包括：
前端模块接口模块，用于接收入站射频信号；和/或
射频-中频接收器部，包括：
变频带通滤波器，包括：
第一开关网络；和/或
形成第一基带滤波器响应的第一多个基带阻抗，其中所述第一开关网络用于根据多个相位偏移的射频时钟信号将所述多个基带阻抗连接到所述前端模块接口以射频带通滤波所述入站射频信号以产生滤波的入站射频信号；和/或
低噪声放大器模块，用于放大所述滤波的入站射频信号以产生放大的入站射频信号；和/或
混频部，用于将所述放大的入站射频信号与本地振荡混频以产生入站中频信号；和/或
中频变频滤波器，包括以下至少一项：
第二开关网络；和/或
形成第二基带滤波器响应的第二多个基带阻抗，其中所述第二开关网络用于根据多个相位偏移的中频时钟信号将所述第二多个基带阻抗连接到所述混频部，以中频带通滤波所述入站中频信号以产生滤波的入站中频信号；和/或
接收器中频-基带部，用于将所述滤波的入站中频信号转换为一个或多个入站符号流。
优选地，所述前端模块接口模块包括：
变压器；和
可调电容网络C1，与所述变压器的次级连接，用于滤波接收的入站射频信号以产生所述入站射频信号。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
前端模块，用于从不期望的射频信号中分离出所述入站射频信号。
优选地，所述接收器中频-基带部包括：
混频部，用于将所述入站中频信号与第二本地振荡混频以产生I和Q混频信号；以及
组合&滤波部，用于：
将所述I和Q混频信号组合以产生组合的信号；以及
滤波所述组合的信号以产生所述一个或多个入站符号流。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
时钟生成器，用于：
生成第一多个相位偏移的时钟信号，其中所述第一开关网络根据所述第一多个相位偏移的时钟信号定期地将所述第一多个基带阻抗连接到所述前端模块接口模块和所述低噪声放大器模块，且其中所述第一多个相位偏移的时钟信号的速率对应于所述入站射频信号的频率；以及
生成第二多个相位偏移的时钟信号，其中所述第二开关网络根据所述第二多个相位偏移的时钟信号定期地将所述第二多个基带阻抗连接到所述混频模块，且其中所述第二多个相位偏移的时钟信号的速率对应于所述入站中频信号的频率。
优选地，所述混频部包括：
混频模块，用于：
将所述放大的入站射频信号转换为同相I信号分量和正交Q信号分量；
将所述I信号分量与本地振荡的I信号分量混频以产生I混频信号；
将所述Q信号分量与所述本地振荡的Q信号分量混频以产生Q混频信号；以及
滤波器模块，用于滤波所述I和Q混频信号以产生所述入站中频信号。
优选地，所述第一开关网络还用于：
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第一个信号时，以第一连接模式连接所述第一多个基带阻抗的第一和第三基带阻抗以滤波所述入站射频信号；
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第二个信号时，以第二连接模式连接所述第一多个基带阻抗的第二和第四基带阻抗以滤波所述入站射频信号；
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第三个信号时，以反第一连接模式连接所述第一和第三基带阻抗以滤波所述入站射频信号；以及
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第四个信号时，以反第二连接模式连接所述第二和第四基带阻抗以滤波所述入站射频信号。
优选地，所述第二开关网络还用于：
在所述多个相位偏移的中频时钟信号的第一个信号时，以第一连接模式连接所述第二多个基带阻抗的第一和第三基带阻抗以滤波所述入站中频信号；
在所述多个相位偏移的中频时钟信号的第二个信号时，以第二连接模式连接所述第二多个基带阻抗的第二和第四基带阻抗以滤波所述入站中频信号；
在所述多个相位偏移的中频时钟信号的第三个信号时，以反第一连接模式连接所述第一和第三基带阻抗以滤波所述入站中频信号；以及
在所述多个相位偏移的中频时钟信号的第四个信号时，以反第二连接模式连接所述第二和第四基带阻抗以滤波所述入站中频信号。
优选地，所述第一或第二多个基带阻抗中的基带阻抗包括以下至少一项：
电容；
可变电容；
开关电容滤波器；
开关电容电阻；和
复阻抗。
优选地，所述射频变频带通滤波器还包括：
控制模块，用于接收控制信号，其中所述控制信号提供用于调节以下至少一项的控制信息：基带滤波器响应的质量因子、基带滤波器响应的增益、基带滤波器响应的带宽以及第一基带滤波器响应的衰减斜率。
优选地，所述中频变频带通滤波器还包括：
控制模块，用于接收控制信号，其中所述控制信号提供用于调节以下至少一项的控制信息：基带滤波器响应的质量因子、基带滤波器响应的增益、基带滤波器响应的带宽以及第二基带滤波器响应的衰减斜率。
根据本发明的另一个方面，提出一种无表面声波接收器，包括：
前端模块接口模块，用于接收入站射频信号；
射频-中频接收器部，包括：
第一基于反相器的低噪声放大器模块，用于放大入站射频信号的正项以产生正项电流射频信号；
第二基于反相器的低噪声放大器模块，用于放大入站射频信号的负项以产生负项电流射频信号；
混频模块，用于将所述正和负项电流射频信号转换为同相混频电流信号和正交混频电流信号；
第一互阻放大器模块，用于将所述同相混频电流信号转换为同相混频电压信号；以及
第二互阻放大器模块，用于将所述正交混频电流信号转换为正交混频电压信号；以及
接收器中频-基带部，用于将所述同相和正交混频电压信号转换为一个或多个入站符号流。
优选地，所述前端模块接口模块包括：
变压器，用于接收射频信号以产生接收的射频信号；和
可调电容网络，用于过滤所述接收的入站射频信号以产生所述入站射频信号。
优选地，所述第一和第二基于反相器的低噪声放大器模块分别还用于：
接收控制信号；以及
根据所述控制信号调节以下至少一项：增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、摆动速率、上升速率、建立时间、超调量和稳定因子。
优选地，所述混频模块包括：
相移模块，用于将所述正项电流射频信号转换为同相电流信号；并将所述负项电流射频信号转换为正交电流信号；以及
混频器，用于：
将所述同相电流信号与本地振荡的同相电流信号混频以产生同相混频电流信号；以及
将所述正交电流信号与所述本地振荡的正交电流信号混频以产生正交混频电流信号。
优选地，所述混频器模块包括：
开关网络，用于将所述正和负项电流射频信号与本地振荡的多个相位偏移的分量混频以产生正混频信号和负混频信号；
第一互阻放大器，用于将所述正混频信号转换为所述同相混频电流信号；
第二互阻放大器，用于将所述负混频信号转换为所述正交混频信号；
第一阻抗，与所述第一互阻放大器的输出连接；以及
第二阻抗，与所述第二互阻放大器的输出连接。
优选地，所述第一和第二互阻放大器分别包括：
互阻放大器；以及
与所述互阻放大器相连的阻抗，其中所述互阻放大器与所述阻抗的组合：
为频率低于中频的信号提供从互阻放大器的输入到基准电压间的低阻抗路径；
为频率高于中频的信号提供所述输入间的低阻抗路径；以及
所述互阻放大器放大频率接近所述中频的信号以分别产生所述同相和正交混频电压信号。
优选地，所述互阻放大器包括：
负项偏置晶体管；
与所述负项偏置晶体管相连的负项源跟踪器放大器(source followeramplifier)；
负项电流源，与所述负项源跟踪器放大器和所述负项偏置晶体管的公共节点相连，以提供互阻放大器的负输入(negative input)；
正项偏置晶体管；
与所述正项偏置晶体管相连的正项源跟踪器放大器；
正项电流源，与所述正项源跟踪器放大器和所述正项偏置晶体管的公共节点相连，以提供互阻放大器的正输入；以及
与所述负项和正项电流源相连的电容。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
前端模块，用于从不期望的射频信号中分离所述入站射频信号。
优选地，所述接收器中频-基带部包括：
混频部，用于将所述同相和正交混频电压信号与第二本地振荡混频以产生I和Q混频信号；以及
组合&滤波部，用于：
将所述I和Q混频信号组合以产生组合的信号；以及
滤波所述组合的信号以产生所述一个或多个入站符号流。
根据本发明的第四方面，提出一种无表面声波接收器，包括：
前端模块接口模块，用于接收入站射频信号；
射频-中频接收器部，用于：
将所述入站射频信号转换为正项电流射频信号和负项电流射频信号；
将所述正项和负项电流射频信号转换为同相混频电流信号和正交混频电流信号；
将所述同相混频电流信号转换为同相混频电压信号；以及
将所述正交混频电流信号转换为正交混频电压信号；以及
接收器中频-基带部，用于将所述同相和正交混频电压信号转换为一个或多个入站符号流。
优选地，所述前端模块接口模块包括：
变压器，用于接收射频信号以产生接收的射频信号；和
可调电容网络，用于滤波所述接收的射频信号以产生所述入站射频信号。
优选地，所述射频-中频接收器部通过以下方式转换所述正项和负项电流射频信号：
将所述正项电流射频信号转换为同相电流信号；
将所述负项电流射频信号转换为正交电流信号；
将所述同相电流信号与本地振荡的同相电流信号混频以产生所述同相混频电流信号；以及
将所述正交电流信号与所述本地振荡的正交电流信号混频以产生所述正交混频电流信号。
优选地，所述射频-中频接收器部通过以下方式转换所述正项和负项电流射频信号：
将所述正项和负项电流射频信号与本地振荡的多个相位偏移的分量混频以产生正混频信号和负混频信号；
将所述正混频信号转换为所述同相混频电流信号；以及
将所述负混频信号转换为所述正交混频电流信号。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
前端模块，用于从不期望的射频信号中分离所述入站射频信号。
优选地，所述接收器中频-基带部包括：
混频部，用于将所述同相和正交混频电压信号与第二本地振荡混频以产生I和Q混频信号；以及
组合&滤波部，用于：
将所述I和Q混频信号组合以产生组合的信号；以及
滤波所述组合的信号以产生所述一个或多个入站符号流。
根据本发明的又一方面，射频-中频接收器部包括：
第一基于反相器的低噪声放大器模块，用于放大入站射频信号的正项以产生正项电流射频信号；
第二基于反相器的低噪声放大器模块，用于放大入站射频信号的负项以产生负项电流射频信号；
混频模块，用于将所述正和负项电流射频信号转换为同相混频电流信号和正交混频电流信号；
第一互阻放大器模块，用于将所述同相混频电流信号转换为同相混频电压信号；以及
第二互阻放大器模块，用于将所述正交混频电流信号转换为正交混频电压信号。
优选地，所述第一和第二基于反相器的低噪声放大器模块分别还用于：
接收控制信号；以及
根据所述控制信号调节以下至少一项：增益、线性度、带宽、效率、噪声、出站动态范围、摆动速率、上升速率、建立时间、超调量和稳定因子。
优选地，所述混频模块包括：
相移模块，用于将所述正项电流射频信号转换为同相电流信号；并将所述负项电流射频信号转换为正交电流信号；以及
混频器，用于：
将所述同相电流信号与本地振荡的同相电流信号混频以产生同相混频电流信号；以及
将所述正交电流信号与所述本地振荡的正交电流信号混频以产生正交混频电流信号。
优选地，所述混频器模块包括：
开关网络，用于将所述正和负项电流射频信号与本地振荡的多个相位偏移的分量混频以产生正混频信号和负混频信号；
第一互阻放大器，用于将所述正混频信号转换为所述同相混频电流信号；
第二互阻放大器，用于将所述负混频信号转换为所述正交混频信号；
第一阻抗，与所述第一互阻放大器的输出连接；以及
第二阻抗，与所述第二互阻放大器的输出连接。
优选地，所述第一和第二互阻放大器分别包括：
互阻放大器；以及
与所述互阻放大器相连的阻抗，其中所述互阻放大器与所述阻抗的组合：
为频率低于中频的信号提供从互阻放大器的输入到基准电压间低阻抗路径；
为频率高于中频的信号提供所述输入间的低阻抗路径；以及
所述互阻放大器放大频率接近所述中频的信号以分别产生所述同相和正交混频电压信号。
优选地，所述互阻放大器包括：
负项偏置晶体管；
与所述负项偏置晶体管相连的负项源跟踪器放大器；
负项电流源，与所述负项源跟踪器放大器和所述负项偏置晶体管的公共节点相连，以提供互阻放大器的负输入；
正项偏置晶体管；
与所述正项偏置晶体管相连的正项源跟踪器放大器；
正项电流源，与所述正项源跟踪器放大器和所述正项偏置晶体管的公共节点相连，以提供互阻放大器的正输入；以及
与所述负项和正项电流源相连的电容。
根据本发明的又一方面，提出一种无表面声波接收器，包括：
前端模块接口模块，用于接收包含以下至少一项的入站射频信号：第一射频频带信号分量和第二射频频带信号分量；
射频-中频接收器部，包括：
变频带通滤波器，包括：
开关网络；以及
具有基带滤波器响应的多个基带阻抗，其中所述开关网络用于将所述基带滤波器响应变频为第一射频频带频率响应和第二射频频带响应，其中所述变频带通滤波器滤波所述入站射频信号以无衰减地通过所述第一和第二射频频带信号分量中至少一种以产生第一滤波入站射频信号和第二滤波入站射频信号中至少一种；
低噪声放大器模块，用于放大所述第一和第二滤波入站射频信号中所述至少一种以产生第一放大入站射频信号和第二放大入站射频信号中至少一种；以及
混频部，用于将所述第一和第二放大入站射频信号中所述至少一种与对应的第一或第二本地振荡混频以产生第一入站中频信号和第二入站中频信号中至少一种；以及
接收器中频-基带部，用于将所述第一和第二入站中频信号中至少一种转换为一个或多个第一入站符号流和一个或多个第二入站符号流中至少一种。
优选地，所述前端模块接口模块包括：
变压器；和
可调电容网络C1，与所述变压器的次级连接，用于滤波接收的入站射频信号以产生所述入站射频信号。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
前端模块，用于从不期望的射频信号中分离出所述入站射频信号。
优选地，所述接收器中频-基带部包括：
第一混频部，用于将所述第一入站中频信号与第二本地振荡混频以产生第一I和Q混频信号；以及
第一组合&滤波部，用于：
将所述第一I和Q混频信号组合以产生第一组合的信号；以及
滤波所述第一组合的信号以产生所述一个或多个第一入站符号流；
第二混频部，用于将所述第二入站中频信号与第三本地振荡混频以产生第二I和Q混频信号；以及
第二组合&滤波部，用于：
将所述第二I和Q混频信号组合以产生第二组合的信号；以及
滤波所述第二混合的信号以产生所述一个或多个第二入站符号流。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
时钟生成器，用于生成第一多个相位偏移的时钟信号和第二多个相位偏移的信号，其中所述第一多个相位偏移的时钟信号的速率对应于所述第一和第二入站射频信号分量的频率的差函数(difference function)，所述第二多个相位偏移的时钟信号的速率对应于所述第一和第二入站射频信号分量的频率的和函数，其中所述第一多个相位偏移的时钟信号时控所述开关网络将所述基带滤波器响应变频为所述第一射频频带频率响应，所述第二多个相位偏移的时钟信号时控所述开关网络将所述基带滤波器响应变频为所述第二射频频带频率响应。
优选地，所述混频部包括：
第一混频模块，用于：
将所述第一放大的入站射频信号转换为第一同相信号分量和第一正交信号分量；
将所述第一I信号分量与第一本地振荡的第一I信号分量混频以产生第一I混频信号；
将所述第一Q信号分量与所述第一本地振荡的第一Q信号分量混频以产生第一Q混频信号；
第一滤波器模块，用于滤波所述第一I和Q混频信号以产生所述第一入站中频信号。
第二混频模块，用于：
将所述第二放大的入站射频信号转换为第二同相信号分量和第二正交信号分量；
将所述第二I信号分量与第二本地振荡的第二I信号分量混频以产生第二I混频信号；
将所述第二Q信号分量与所述第二本地振荡的第二Q信号分量混频以产生第二Q混频信号；
第二滤波器模块，用于滤波所述第二I和Q混频信号以产生所述第二入站中频信号。
优选地，所述变频带通滤波器还包括：
与所述多个基带阻抗中至少部分基带阻抗相连的正增益级；以及
与所述多个基带阻抗中至少部分基带阻抗相连的负增益级，用于产生具有所述基带滤波器响应的低Q基带滤波器，其中所述基带滤波器响应基于所述正和负增益级间的比率偏离零频率。
优选地，所述多个基带阻抗中的基带阻抗包括以下至少一项：
电容；
可变电容；
开关电容滤波器；
开关电容电阻；和
复阻抗。
优选地，所述多个基带阻抗包括：
第一组基带阻抗，其中所述开关网络用于：
在第一中频时钟的第一时钟间隔时，以第一连接模式连接所述第一组基带阻抗的第一和第三基带阻抗以滤波第一入站中频信号；
在第一中频时钟的第二时钟间隔时，以第二连接模式连接所述第一组带阻抗的第二和第四基带阻抗以滤波所述第一入站中频信号；
在第一中频时钟的第三时钟间隔时，以反第一连接模式连接所述第一和第三基带阻抗以滤波所述第一入站中频信号；以及
在第一中频时钟的第四时钟间隔时，以反第二连接模式连接所述第二和第四基带阻抗以滤波所述第一入站中频信号；以及
第二组基带阻抗，其中所述开关网络用于：
在第二中频时钟的第一时钟间隔时，以第三连接模式连接所述第二组基带阻抗的第五和第七基带阻抗以滤波所述第二入站中频信号；
在第二中频时钟的第二时钟间隔时，以第四连接模式连接所述第二组基带阻抗的第六和第八基带阻抗以滤波所述第二入站中频信号；
在第二中频时钟的第三时钟间隔时，以反第三连接模式连接所述第五和第七基带阻抗以滤波所述第二入站中频信号；以及
在第二中频时钟的第四时钟间隔时，以反第四连接模式连接所述第六和第八基带阻抗以滤波所述第二入站中频信号。
根据本发明的又一方面，提出一种无表面声波接收器，包括：
前端模块接口模块，用于接收包含以下至少一项的入站射频信号：第一射频频带信号分量和第二射频频带信号分量；
射频-中频接收器部，用于：
放大所述第一射频频带信号分量以产生第一放大的入站射频信号；
放大所述第二射频频带信号分量以产生第二放大的入站射频信号；
上变频基带滤波器响应为第一射频滤波器响应；
上变频所述基带滤波器响应为第二射频滤波器响应；
根据所述第一射频滤波器响应滤波所述第一放大的入站射频信号以产生第一滤波的入站射频信号；以及
根据所述第二射频滤波器响应滤波所述第二放大的入站射频信号以产生第二滤波的入站射频信号；
当所述入站射频信号包含所述第一入站射频信号时，下变频所述第一滤波的入站射频信号为第一入站中频信号；
当所述入站射频信号包含所述第二入站射频信号时，下变频所述第二滤波的入站射频信号为第二入站中频信号；
接收器中频-基带部，用于：
将所述第一滤波的入站中频信号转换为一个或多个第一入站符号流；以及
将所述第二滤波的入站中频信号转换为一个或多个第二入站符号流。
优选地，所述前端模块接口模块包括：
变压器，用于接收射频信号以产生接收的射频信号；
可调电容网络，用于滤波所述接收的射频信号以产生所述入站射频信号。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
前端模块，用于从不期望的射频信号中分离出所述入站射频信号。
优选地，所述接收器中频-基带部包括：
第一混频部，用于将所述第一入站中频信号与第二本地振荡混频以产生第一I和Q混频信号；以及
第一组合&滤波部，用于：
将所述第一I和Q混频信号组合以产生第一组合的信号；以及
滤波所述第一组合的信号以产生所述一个或多个第一入站符号流；
第二混频部，用于将所述第二入站中频信号与第三本地振荡混频以产生第二I和Q混频信号；以及
第二组合&滤波部，用于：
将所述第二I和Q混频信号组合以产生第二组合的信号；以及
滤波所述第二组合的信号以产生所述一个或多个第二入站符号流。
优选地，所述射频-中频接收器部还用于：
生成用于时控具有所述基带滤波器响应的第一滤波器的第一多个相位偏移的时钟信号以产生所述第一射频滤波器响应，其中所述第一多个相位偏移的时钟信号的速率对应于所述第一和第二入站射频信号分量的频率的差函数；以及
生成用于时控具有所述基带滤波器响应的第二滤波器的第二多个相位偏移的时钟信号以产生所述第二射频滤波器响应，其中所述第二多个相位偏移的时钟信号的速率对应于所述第一和第二入站射频信号分量的频率的和函数。
优选地，所述射频-中频接收器部还用于：
通过以下方式下变频所述第一滤波的入站射频信号：
将所述第一滤波的入站射频信号转换为第一同相信号分量和第一正交信号分量；
将所述第一同相信号分量与第一本地振荡的同相信号分量混频以产生第一同相混频信号；
将所述第一正交信号分量与第一本地振荡的正交信号分量混频以产生第一正交混频信号；以及
滤波所述第一同相和正交混频信号以产生所述第一入站中频信号；
通过以下方式下变频所述第二滤波的入站射频信号：
将所述第二滤波的入站射频信号转换为第二同相信号分量和第二正交信号分量；
将所述第二同相信号分量与第二本地振荡的同相信号分量混频以产生第二同相混频信号；
将所述第二正交信号分量与第二本地振荡的正交信号分量混频以产生第二正交混频信号；以及
滤波所述第二同相和正交混频信号以产生所述第二入站中频信号。
优选地，所述射频-中频接收器部还用于：
通过以下方式上变频基带滤波器响应为所述第一射频滤波器响应：
在第一时钟的第一时钟间隔时，以第一连接模式连接第一基带滤波器模块和第三基带滤波器模块，所述第一时钟对应于所述第一和第二射频频带信号分量的频率的差函数；
在第一时钟的第二时钟间隔时，以第二连接模式连接第二基带滤波器模块和第四基带滤波器模块；
在第一时钟的第三时钟间隔时，以反第一连接模式连接第一基带滤波器模块和第三基带滤波器模块；以及
在第一时钟的第四时钟间隔时，以反第二连接模式连接第二基带滤波器模块和第四基带滤波器模块；以及
通过以下方式上变频基带滤波器响应为所述第二射频滤波器响应：
在第二时钟的第一时钟间隔时，以第三连接模式连接第五基带滤波器模块和第七基带滤波器模块，所述第二时钟对应于所述第一和第二射频频带信号分量的频率的和函数；
在第二时钟的第二时钟间隔时，以第四连接模式连接第六基带滤波器模块和第八基带滤波器模块；
在第二时钟的第三时钟间隔时，以反第三连接模式连接第五基带滤波器模块和第七基带滤波器模块；以及
在第二时钟的第四时钟间隔时，以反第四连接模式连接第六基带滤波器模块和第八基带滤波器模块。
优选地，所述无表面声波接收器还包括：
所述第一至第八基带滤波器模块分别包括至少一个基带阻抗。
优选地，所述至少一个基带阻抗包括以下至少一项：
电容；
可选电容网络；
可编程开关电容网络；和
可编程开关电容滤波器。
根据本发明的又一方面，提出一种射频-中频接收器部，包括：
变频带通滤波器，包括：
开关网络；和/或
具有基带滤波器响应的多个基带阻抗，其中所述开关网络用于将所述基带滤波器响应变频为第一射频频带响应和转换为第二射频滤波器响应，其中所述变频带通滤波器滤波所述入站射频信号以未衰减地通过所述第一和第二射频频带信号分量中至少一个，以产生第一滤波的入站射频信号和第二滤波的入站射频信号中至少一个；
低噪声放大器模块，用于放大所述第一和第二滤波的入站射频信号中至少一个以产生第一放大的入站射频信号和第二放大的入站射频信号中至少一个；以及
混频部，用于将所述第一和第二放大的入站射频信号中至少一个与对应的第一或第二本地振荡混频以产生第一入站中频信号和第二入站中频信号中至少一个。
优选地，所述混频部包括：
第一混频模块，用于：
将所述第一放大的入站射频信号转换为第一同相信号分量和第一正交信号分量；
将所述第一同相信号分量与第一本地振荡的第一同相信号分量混频以产生第一同相混频信号；
将所述第一正交信号分量与所述第一本地振荡的第一正交信号分量混频以产生第一正交混频信号；
第一滤波器模块，用于滤波所述第一同相和正交混频信号以产生所述第一入站中频信号；
第二混频模块，用于：
将所述第二放大的入站射频信号转换为第二同相信号分量和第二正交信号分量；
将所述第二同相信号分量与第二本地振荡的第二同相信号分量混频以产生第二同相混频信号；
将所述第二正交信号分量与所述第二本地振荡的第二正交信号分量混频以产生第二正交混频信号；以及
第二滤波器模块，用于滤波所述第二同相和正交混频信号以产生所述第二入站中频信号。
优选地，所述变频带通滤波器还包括：
与所述多个基带阻抗中至少部分基带阻抗相连的正增益级；以及
与所述多个基带阻抗中至少部分基带阻抗相连的负增益级，用于产生具有所述基带滤波器响应的低Q基带滤波器，其中所述基带滤波器响应基于所述正和负增益级间的比率偏离零频率。
优选地，所述多个基带阻抗中的基带阻抗包括以下至少一项：
电容；
可变电容；
开关电容滤波器；
开关电容电阻；和
复阻抗。
优选地，所述多个基带阻抗包括：
第一组基带阻抗，其中所述开关网络用于：
在第一中频时钟的第一时钟间隔时，以第一连接模式连接所述第一组基带阻抗的第一和第三基带阻抗以滤波第一入站中频信号；
在第一中频时钟的第二时钟间隔时，以第二连接模式连接所述第一组基带阻抗的第二和第四基带阻抗以滤波所述第一入站中频信号；
在第一中频时钟的第三时钟间隔时，以反第一连接模式连接所述第一和第三基带阻抗以滤波所述第一入站中频信号；以及
在第一中频时钟的第四时钟间隔时，以反第二连接模式连接所第二和第四基带阻抗以滤波所述第一入站中频信号；以及
第二组基带阻抗，其中所述开关网络用于：
在第二中频时钟的第一时钟间隔时，以第三连接模式连接所述第二组基带阻抗的第五和第七基带阻抗以滤波第二入站中频信号；
在第二中频时钟的第二时钟间隔时，以第四连接模式连接所述第二组基带阻抗的第六和第八基带阻抗以滤波所述第二入站中频信号；
在第二中频时钟的第三时钟间隔时，以反第三连接模式连接所述第五和第七基带阻抗以滤波所述第二入站中频信号；以及
在第二中频时钟的第四时钟间隔时，以反第四连接模式连接所述第六和第八基带阻抗以滤波所述第二入站中频信号。
本发明的各种优点、各个方面和创新特征以及具体实施例的细节，将在以下的说明书和附图中进行详细介绍。
附图说明
图1是现有技术无线通信装置的示意框图；
图2是根据本发明一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图3是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图4是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图5是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图6是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图7是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图8是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图9是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图10是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图11是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图12是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图13是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图14是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图；
图15是根据本发明一个实施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框图；
图16是根据本发明另一个实施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框图；
图17是根据本发明另一个实施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框图；
图18是根据本发明另一个实施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框图；
图19是根据本发明另一个实施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框图；
图20是根据本发明另一个实施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框图；
图21是根据本发明另一个实施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框图；
图22是根据本发明另一个实施例的SOC的RF-IF接收器部的示意框图；
图23是根据本发明一个实施例的SOC的发射器部的示意框图；
图24是根据本发明一个实施例的SOC的发射器部的示意框图；
图25是根据本发明一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框图；
图26是根据本发明一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图27是根据本发明一个实施例的RF-IF接收器部的频率响应的示意图；
图28是根据本发明一个实施例的FTBPF的示意框图；
图29是根据本发明一个实施例的FTBPF的基带分量的相位和频率响应的示意图；
图30是根据本发明一个实施例的FTBPF的RF分量的相位和频率响应的示意图；
图31是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框图；
图32是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图33是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的频率响应的示意图；
图34是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框图；
图35是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图36是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的频率响应的示意图；
图37是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框图；
图38是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图39是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的频率响应的示意图；
图40是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框图；
图41是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图42是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的频率响应的示意图；
图43是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框图；
图44是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图45是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框图；
图46是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图47是根据本发明一个实施例的复数基带(BB)滤波器的示意框图；
图48是根据本发明一个实施例的将复数BB滤波器频率响应转换为高Q值RF滤波器频率响应的示意图；
图49是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框图；
图50是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图51是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的频率响应的示意图；
图52是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的部分的示意框图；
图53是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图54是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框图；
图55是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图56是根据本发明一个实施例的负阻的示意框图；
图57是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框图；
图58是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图59是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框图；
图60是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图61是根据本发明一个实施例的RF-IF接收器部的第一LO的频率响应的示意图；
图62是根据本发明一个实施例的RF-IF接收器部的第二LO的频率响应的示意图；
图63是根据本发明另一个实施例的包含FTBPF(变频带通滤波器)的RF-IF接收器部的一部分的示意框图；
图64是根据本发明另一个实施例的包含混频器的RF-IF接收器部的一部分的示意框图；
图65是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的时钟生成器的示意框图；
图66是根据本发明一个实施例的跨阻抗(transimpedance)放大器(TIA)的示意框图；
图67是根据本发明一个实施例的包含FTBPF的低噪声放大器(LNA)的示意框图；
图68是根据本发明一个实施例的4相FTBPF(变频带通滤波器)的示意框图；
图69是根据本发明一个实施例的4相FTBPF的频率响应的示意图；
图70是根据本发明另一个实施例的3相FTBPF(变频带通滤波器)的示意框图；
图71是根据本发明一个实施例的3相FTBPF的时钟信号的示意图；
图72是根据本发明一个实施例的3相FTBPF的频率响应的示意图；
图73是根据本发明另一个实施例的4相FTBPF的示意框图；
图74是根据本发明另一个实施例的4相FTBPF的示意框图；
图75是根据本发明另一个实施例的4相FTBPF的示意框图；
图76是根据本发明另一个实施例的4相FTBPF的示意框图；
图77是根据本发明一个实施例的FTBPF的复数基带阻抗的示意框图；
图78是根据本发明一个实施例的4相FTBPF的示意框图；
图79是根据本发明一个实施例的m相FTBPF的示意框图；
图80是根据本发明一个实施例的m相FTBPF的示意框图；
图81是根据本发明一个实施例的m相FTBPF的示意框图；
图82是根据本发明一个实施例的m相FTBPF的示意框图；
图83是根据本发明一个实施例的m相FTBPF的示意框图；
图84是根据本发明一个实施例的m相FTBPF的频率响应的示意图；
图85是根据本发明一个实施例的m相FTBPF的时钟生成器的示意框图；
图86是根据本发明另一个实施例的m相FTBPF的时钟生成器的示意框图；
图87是根据本发明另一个实施例的m相FTBPF的时钟生成器的示意框图；
图88是根据本发明一个实施例的3相FTBPF的时钟生成器的示意框图；
图89是根据本发明另一个实施例的3相FTBPF的时钟生成器的示意框图；
图90是根据本发明一个实施例的前端模块(FEM)和SOC中每一个的其中一部分的示意框图；
图91是根据本发明另一个实施例的前端模块(FEM)和SOC中每一个的其中一部分的示意框图；
图92是根据本发明另一个实施例的前端模块(FEM)和SOC中每一个的其中一部分的示意框图；
图93是根据本发明一个实施例的2G TX模式下前端模块(FEM)和SOC中每一个的其中一部分的示意框图；
图94是根据本发明一个实施例的2G TX模式下前端模块(FEM)和SOC中每一个的其中一部分的示意框图；
图95是根据本发明一个实施例的小信号平衡网络的示意框图；
图96是根据本发明一个实施例的大信号平衡网络的示意框图；
图97是根据本发明另一个实施例的前端模块(FEM)和SOC中每一个的其中一部分的示意框图；
图98是根据本发明另一个实施例的前端模块(FEM)和SOC中每一个的其中一部分的示意框图；
图99是根据本发明另一个实施例的前端模块(FEM)和SOC中每一个的其中一部分的示意框图；
图100是根据本发明另一个实施例的前端模块(FEM)和LNA中每一个的其中一部分的示意框图；
图101是根据本发明一个实施例的前端模块(FEM)和LNA中每一个的其中一部分的等效电路的示意框图；
图102是根据本发明另一个实施例的前端模块(FEM)和LNA中每一个的其中一部分的示意框图；
图103是根据本发明一个实施例的变压器巴仑(transformer balun)的示意框图；
图104是根据本发明一个实施例的变压器巴仑(transformer balun)的实施示意图；
图105是根据本发明另一个实施例的变压器巴仑(transformer balun)的实施示意图；
图106是根据本发明另一个实施例的前端模块(FEM)和LNA中每一个的其中一部分的示意框图；
图107是根据本发明另一个实施例的前端模块(FEM)和LNA中每一个的其中一部分的示意框图；
图108是根据本发明一个实施例的阻抗的示意框图；
图109是根据本发明另一个实施例的阻抗的示意框图；
图110是根据本发明一个实施例的平衡网络的示意框图；
图111是根据本发明另一个实施例的平衡网络的示意框图；
图112是根据本发明一个实施例的负阻抗的示意框图；
图113是根据本发明一个实施例的偏振接收器的示意框图；
图114是根据本发明一个实施例的缓存器电路的示意框图；
图115是根据本发明一个实施例的编织连接(weaved connection)的示意框图；
图116是根据本发明一个实施例的接收器的示意框图。
具体实施方式
图2是包含片上系统(SOC)12和前端模块(FEM)14的便携式计算通信装置10的实施例的示意框图，其中SOC 12和FEM 14在单独的集成电路上实施。便携式计算通信装置10可以是任意能由个人携带的装置，至少部分由电池供电，包括无线电收发器(例如射频和/或毫米波(MMW))并执行一个或多个软件应用。例如，便携式计算通信装置10可以是蜂窝电话、手提电脑、个人数字助手、视频游戏操纵杆、视频游戏播放器、个人娱乐单元、台式电脑等。
SOC12包括无表面声波接收器部18、无表面声波发射器部20、基带处理单元22、处理模块24和电源管理单元26。无表面声波接收器18包括接收器(RX)射频(RF)-中频(IF)部28和接收器(RX)IF-基带(BB)部30。RX RF-IF部28还包括一个或多个变频带通滤波器(FTBPF)32。
处理模块24和基带处理单元22可以是单个处理设备、分开的处理设备或多个处理设备。该处理设备可以是微处理器、微控制器、数字信号处理器、微计算机、中央处理器单元、现场可编程门阵列、可编程逻辑设备、状态机、逻辑电路、模拟电路、数字电路和/或任意根据电路的硬代码和/或操作指令来处理信号(模拟和/或数字)的设备。处理模块24和/或基带处理单元22可以具有相关的存储器和/或存储器组件，上述存储器和/或存储器组件可以是单个存储器设备、多个存储器设备和/或处理模块24的嵌入式电路。该存储器设备可以是只读存储器、随机存取存储器、易失性存储器、非易失性存储器、静态存储器、动态存储器、闪存、高速缓冲存储器和/或存储数字信息的任意设备。注意若处理模块24和/或基带处理单元22包括多个处理设备，这些处理设备可以集中排布(例如，通过有线和/或无线总线部直接连接在一起)或分散排布(例如，通过经局域网和/或广域网的间接连接进行云计算)。还要注意，当处理模块24和/或基带处理单元22通过状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路执行它的一个或多个功能时，存储相应操作指令的存储器和/或存储器组件可以嵌入或外接于包含该状态机、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路的电路中。还应注意，存储器组件存储、且处理模块24和/或基带处理单元22执行与至少一幅附图中所示的至少一些步骤和/或功能相关的硬代码和/或操作指令。
前端模块(FEM)14包括多个功率放大器(PA)34-36、多个接收器-发射器(RX-TX)分离模块38-40、多个天线调谐单元(ATU)42-44以及频带(FB)切换器46。注意，FEM14可以包括不止两条路径Pas 34-36(其中RX-TX分离模块38-40以及ATU 42-44与FB切换器46相连)或可以包括单条路径。例如FEM14可以包括一条用于2G(第二代)蜂窝服务的路径、一条用于3G(第三代)蜂窝服务的路径和第三条用于无线局域网(WLAN)服务的路径。当然，FEM 14中还存在很多其它示例性路径组合来支持一个或多个无线通信标准(例如IEEE802.11、蓝牙、移动通信全球系统(GSM)、码分多址(CDMA)、射频标识(RFID)、增强型分组无线通信业务(EDGE)、通用分组无线业务(GPRS)、WCDMA、高速下行分组接入(HSDPA)、高速上行分组接入(HSUPA)、长期演进(LTE)、WiMAX(微波存取全球互通)和/或其变型)。
在一个工作实例中，处理模块24执行需要无线传输数据的便携式计算装置的一个或多个功能。此时，处理模块24将出站数据(例如语音、文本、音频、视频、图形等)提供给基带处理单元或模块22，基带处理单元或模块22根据一个或多个无线通信标准(例如GSM、CDMA、WCDMA、HSUPA、HSDPA、WiMAX、EDGE、GPRS、IEEE802.11、蓝牙、紫蜂、通用移动电信系统(UMTS)、长期演进(LTE)、IEEE802.16、数据优化改进(EV-DO)等)将出站数据转化为一个或多个出站符号流。这种转化包括以下至少一项：加扰、删余(puncturing)、编码、交错、星座映射、调制、扩频、跳频、波束成形、空时分组编码、空频分组编码、频域-时域转换和/或数字基带-中频转换。注意，基带处理单元22将出站数据转换为单个出站符号流，以实现单输入单输出(SISO)通信和/或多输入单输出(MISO)通信，并将出站数据转换为多个出站符号流，以实现单输入多输出(SIMO)和多输入多输出(MIMO)通信。
基带处理单元22提供所述一个或多个出站符号流给所述无表面声波发射器部20，无表面声波发射器部20将所述出站符号流转换为一个或多个出站RF信号(例如处于一个或多个频带800MHz、1800MHz、1900MHz、2000MHz、2.4GHz、5GHz、60GHz等中的信号)。无表面声波发射器部20包括至少一个上变频模块、至少一个变频带通滤波器(FTBPF)和输出模块；它可以配置为直接转换拓扑(例如基带或近基带符号流向RF信号的直接转换)或为超外差拓扑(super heterodyne topology)(例如将基带或近基带符号流转换为IF信号然后再将IF信号转换为RF信号)。
对于直接转换，无表面声波发射器部20可以具有基于笛卡尔的拓扑、基于偏振(polar-based)的拓扑或基于混合偏振-笛卡尔的拓扑。在基于笛卡尔的拓扑中，无表面声波发射器部20将所述一个或多个出站符号流的同相和正交分量(例如分别为AI(t)cos(ωBB(t)+ФI(t))和AQ(t)cos(ωBB(t)+ФQ(t)))与一个或多个发射端本地振荡(TX LO)的同相和正交分量(例如分别为cos(ωRF(t))和sin(ωRF(t)))混合以产生混合的信号。FTBPF滤波该混合的信号，且输出模块调节(例如共模滤波和/或微分单端转换(differential to single-ended))它们以产生一个或多个输出上变频信号(例如A(t)cos(ωBB(t)+Ф(t)+ωRF(t)))。功率放大器驱动器(PAD)模块放大出站上变频信号以产生预先功率放大的(pre-PA)出站RF信号。
在基于相位偏振的拓扑中，无表面声波发射器部20包括用于产生出站符号流的振荡(例如根据相位信息(+/-ΔФ[相移]和/或Ф(t)[相位调制]进行调节的cos(ωRF(t)))的振荡器。得到的调节的振荡(例如cos(ωRF(t)+/-ΔФ)或cos(ωRF(t)+Ф(t)))可以进一步由出站符号流的幅度信息(例如A(t)[幅度调制])来调节，以产生一个或多个上变频的信号(例如A(t)cos(ωRF(t)+/-ΔФ)或A(t)cos(ωRF(t)+Ф(t)))。FTBPF滤波一个或多个上变频的信号，且输出模块调节(condition)(例如共模滤波和/或微分单端转换)它们。功率放大器驱动器(PAD)模块放大出站上变频信号以产生预先功率放大的出站RF信号。
在基于频率偏振的拓扑中，无表面声波发射器部20包括用于产生出站符号流的振荡(例如根据频率信息(例如+/-Δf[频移]和/或f(t)[频率调制]进行调节的cos(ωRF(t)))的振荡器。得到的调节的振荡(例如cos(ωRF(t)+/-Δf)或cos(ωRF(t)+f(t)))可以进一步由出站符号流的幅度信息(例如A(t)[幅度调制])来调节，以产生一个或多个上变频的信号(例如A(t)cos(ωRF(t)+/-Δf)或A(t)cos(ωRF(t)+f(t)))。FTBPF滤波一个或多个上变频的信号，且输出模块调节(condition)(例如共模滤波和/或微分单端转换)它们。功率放大器驱动器(PAD)模块放大出站上变频信号以产生预先功率放大的出站RF信号。
在基于混合偏振-笛卡尔的拓扑中，无表面声波发射器部20将出站符号流的相位信息(例如cos(ωBB(t)+/-ΔФ)或cos(ωBB(t)+Ф(t)))和幅度信息(例如A(t))分开。无表面声波发射器部20将所述一个或多个出站符号流的同相和正交分量(例如分别为cos(ωBB(t)+ФI(t))和cos(ωBB(t)+ФQ(t)))与一个或多个发射端本地振荡(TX LO)的同相和正交分量(例如分别为cos(ωRF(t))和sin(ωRF(t)))混合以产生混合的信号。FTBPF滤波该混合的信号，且输出模块调节(condition)(例如共模滤波和/或微分单端转换)它们以产生一个或多个出站上变频信号(例如A(t)cos(ωBB(t)+Ф(t)+ωRF(t)))。功率放大器驱动器(PAD)模块放大标准化的出站上变频信号并将幅度信息(例如A(t))注入标准化的出站上变频信号以产生预先功率放大的(pre-PA)出站RF信号(例如A(t)cos(ωRF(t)+Ф(t)))。无表面声波发射器部20的其他例子将参考图23和24进行描述。
对于超外差拓扑，无表面声波发射器部20包括基带(BB)-中频(IF)部和IF-射频(RF)部。BB-IF部可以是基于偏振的拓扑、基于笛卡尔的拓扑、基于混合偏振-笛卡尔的拓扑或上变频出站符号流的混合级。在前三个例子中，BB-IF部生成IF信号(例如A(t)cos(ωIF(t)+Ф(t)))，IF-RF部包括混合级、滤波级和功率放大器驱动器(PAD)，以产生预先功率放大的出站RF信号。
当BB-IF部包括混合级时，IF-RF部可以具有基于偏振的拓扑、基于笛卡尔的拓扑或基于混合偏振-笛卡尔的拓扑。在这种情况下，BB-IF部将出站符号流(例如A(t)cos((ωBB(t)+Ф(t)))转换为中频符号流(例如A(t)cos(ωIF(t)+Ф(t)))。IF-RF部将IF符号流转换为预先功率放大的出站RF信号。
无表面声波发射器部20向前端模块(FEM)14的功率放大器模块(PA)34-36输出预先功率放大的出站RF信号。PA 34-36包括于放大的预先功率放大的RF信号串联和/或并联连接的一个或多个功率放大器，以产生出站RF信号。注意，PA34-36的参数(例如增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、转换速率、上升速率、置位时间、超调量、稳定因子等)可以根据从基带处理单元22和/或处理模块24接收的控制信号进行调节。例如，由于发射条件改变(例如信道相应改变、TX单元和RX单元间的距离改变、天线属性改变等)，SOC 12的处理源(例如BB处理单元22和/或处理模块24)监视发射条件变化并调节PA34-36的属性以优化性能。该确定并不是独立做出的；例如，可以根据前端模块其他能被调节的参数(例如ATU 42-44、RX-TX分离模块38-40)做出，从而优化RF信号的发射和接收。
RX-TX分离模块38-40(可以是双工器、循环器(circulator)或变压器巴仑或其他利用共用天线提供TX信号和RX信号的分离的装置)衰减出站RF信号。RX-TX分离模块38-40可以根据从SOC 12的基带处理单元和/或处理模块24接收的控制信号调节它对出站RF信号的衰减。例如，当发射功率相对很低时，可以调节RX-TX分离模块38-40减小它对TX信号的衰减。
对天线调谐单元(ATU)42-44进行调谐以提供所期望的与天线16大致匹配的阻抗。调谐后，ATU 42-44将来自RX-TX分离模块38-40的衰减的TX信号提供给天线16以便发射。注意，可以持续或定时调节ATU 42-44以便跟踪天线16的阻抗变化。例如，基带处理单元22和/或处理模块24可以检测天线16的阻抗变化，并根据所检测到的变化向ATU 42-44提供控制信号，使其相应地改变自己的阻抗。
在该实例中，无表面声波发射器部20具有两个输出：一个用于第一频带，另一个用于第二频带。上述讨论关注的是出站数据向单个频带(例如850MHz、900MHz等)的出站RF信号的转换过程。该过程与出站数据向其他频带(例如1800MHz、1900MHz、2100MHz、2.4GHz、5GHz等)的RF信号的转换相似。注意，使用单个天线16时，无表面声波发射器20生成其它频带内后其它频带的出站RF信号。FEM14的频带(FB)切换器46将天线16与无表面声波发射器输出路径的合适的输出连接。FB切换器46从基带处理单元22和/或处理模块24接收控制信息，用以选择路径来连接天线16。
天线16还接收一个或多个入站RF信号，并通过频带(FB)切换器46将它们提供给ATU 42-44其中之一。ATU 22-24将入站RF信号提供给RX-TX分离模块38-40，RX-TX分离模块38-40将该信号路由给SOC12的接收器(RX)RF-IF部。RX RF-IF部28将入站RF信号(例如A(t)cos(ωRF(t)+Ф(t)))转换为入站IF信号(例如AI(t)cos(ωIF(t)+ФI(t))和AQ(t)cos(ωIF(t)+ФQ(t)))。RXRF-IF部28的各种实施例将在图15-23或其他附图中说明。
RX IF-BB部30将入站IF信号转换为一个或多个入站符号流(例如A(t)cos(ωBB(t)+Ф(t)))。此时，RX IF-BB部30包括混频部和组合&滤波部。混频部将入站IF信号与第二本地振荡(例如LO2＝IF-BB，其中BB的范围可以是零到几MHz)混合以产生I和Q混频信号。组合&滤波部进行组合(例如将混频信号相加到一起——包括和数分量和差分分量)，然后将组合的信号滤波以大幅衰减和数分量，并通过基本未衰减的差分分量作为入站符号流。
基带处理单元22根据一个或多个无线通信标准(例如GSM、CDMA、WCDMA、HSUPA、HSDPA、WiMAX、EDGE、GPRS、IEEE802.11、蓝牙、紫蜂、通用移动电信系统(UMTS)、长期演进(LTE)、IEEE802.16、数据优化改进(EV-DO)等)将入站符号流转换为入站数据(例如语音、文本、音频、视频、图形等)。这种转化可以包括以下至少一项：数字中频-基带转换、时域-频域转换、空-时分组解码、空-频分组解码、解调、扩频解码、跳频解码、波束成形解码、星座解映射、解交错、解码、解删余和/或解扰。注意，处理模块24将单个入站符号流转换为入站数据，以实现单输入单输出(SISO)通信和/或多输入单输出(MISO)通信，并将多个入站符号流转换为入站数据，以实现单输入多输出(SIMO)和多输入多输出(MIMO)通信。
电源管理单元26集成于SOC 12中以执行各种功能。这些功能包括监视电源连接和电池充电、在必要时给电池充电、控制给SOC 12的其他组件供电、生成供电电压、关闭不必要的SOC模块、控制SOC模块的睡眠模式和/或提供实时时钟。为了给电源供电电压的生成提供便利，电源管理单元26可以包括一个或多个切换模式供电电源和/或一个或多个线性稳压器。
使用这种便携式计算通信设备10，可以淘汰昂贵且分散的片外组件(例如SAW滤波器、双工器、电感和/或电容)，并可以将它们的功能包含于在单个裸片上实现的前端模块(FEM)14中。另外，无SAW接收器部和无SAW发射器部为淘汰分散的片外组件提供了便利。
图3是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括片上系统(SOC)52和另一实施例的前端模块(FEM)50。SOC 52包括电源管理单元26、无SAW接收器部18、无SAW发射器部20、基带处理单元22，还可以包括处理模块。FEM 50包括多个功率放大器模块(PA)34-36、多个RX-TX分离模块38-40以及至少一个天线调谐单元(ATU)54。
在本实施例中，SOC 52用于同时支持至少两种无线通信(例如蜂窝电话呼叫和WLAN通信和/或蓝牙通信)。因此，无SAW发射器20按照参考图2和/或参考以下一幅或多幅附图所描述的方式生成两种(或多种)不同频带的出站RF信号。可以将这些不同频率的出站RF信号中的第一种提供给FEM 50的PAs 34-36其中之一，并将其它的出站RF信号提供给其它PA 34-36。TX-RX分离模块38-40中每一个的功能如同参考图2所描述的以及将要参考以下附图中至少一幅进行描述的。根据来自SOC 52的控制信号进行调谐的ATU 54为天线16提供用于发射的两种出站RF信号。
天线16还接收两种或多种不同频带的入站RF信号，并将它们提供给ATU54。ATU 54可以包括用于分离这两种入站RF信号并分离每种分离信号的阻抗匹配电路(例如一个或多个LC电路)的分流器(splitter)；用于分离信号并分离阻抗匹配电路的巴伦变压器；或这两种信号的阻抗匹配电路，其中这两种信号提供给RX-TX分离模块38-40。
RX-TX分离模块38-40分别依赖于各自的频带，它们仅仅通过各自频带(例如850-900MHz和1800-1900MHz)内的入站和出站RF信号。因此，第一TX-RX分离模块38-40提供第一频带入站RF信号给无SAW RX部18的第一输入端，第二TX-RX分离模块38-40提供第二频带入站RF信号给无SAWRX部18的第二输入端。无SAW RX部18按照已参考图2描述的和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方法处理入站RF信号以产生第一入站数据和第二入站数据。
图4是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括通过RF连接70与前端模块(FEM)网络60相连的片上系统(SOC)12或52。SOC 12或52包括电源管理单元26、无SAW接收器部18、无SAW发射器部20、基带处理单元22，还可以包括处理模块。RF连接70可以是同轴电缆、弹性光纤电缆、弹性波导和/或其它高频电缆中至少一种。FEM网络60包括多个FEM 62-68(例如两个或多个)，其中FEM 62-68中每一个分别包括多个功率放大器模块(PA)、多个RX-TX分离模块、至少一个天线调谐单元(ATU)以及频带切换器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一个的结构如同参考图3所描述的。
FEM 62-68中的每一个可以分别支持相同的频带、不同的频带或其组合。例如，两个FEM可以支持相同的频带(例如850-900MHz和1800-1900MHz)，而另外两个可以支持不同的频带(例如2.4GHz、5GHz、60GHz等)。在此例中，SOC 12或52可以根据多个RF通信参数(例如发射功率电平、接收信号强度、带外阻滞、信噪比、信扰比、工作频率、与其他无线通信的干扰等)中至少一个来选择具有相同频带的FEM 62-68中的一个。例如，SOC 12或52选择能够提供目前最佳性能水平的蜂窝通信的FEM以及能够提供目前最佳性能水平的WLAN、个人区域网络或其他无线网络通信的另一FEM。
由于FEM 62-68中的每一个都是可编程的，SOC 12或52可以为所选择的模块编程以减少相互间的干扰。例如，可以将支持蜂窝通信的FEM调谐为在无线区域网络通信频带(例如2.4GHz、5GHz、60GHz等)内具有额外衰减。另外，随着条件(例如干扰、发射-接收距离、天线参数、环境因子等)的变化，SOC 12或52可以调节所选FEM的参数以基本补偿该变化。替代地，SOC12或52可以选择另一FEM进行两种通信中的至少一种。
SOC 12或52可以选择多个FEM 62-68来支持MIMO通信、SIMO通信和/或MISO通信。例如，在2*2MIMO通信中，可以选择一个FEM进行其中一种TX/RX MIMO通信，选择另一个FEM进行另一种TX/RX MIMO通信。
SOC 12或52还可以选择一个FEM来支持一个频带内的发射，并选择另一个FEM来支持同一频带内的接收。例如，SOC 12或52可以选择第一FEM来支持1800MHz蜂窝电话发射和第二FEM来支持1800MHz蜂窝电话接收。又例如，SOC 12或52可以选择第一FEM来支持1800MHz蜂窝电话发射，第二FEM来支持900MHz蜂窝电话发射，第三FEM来支持1800MHz蜂窝电话接收，以及第四FEM来支持900MHz蜂窝电话接收。再例如，SOC 12或52可以选择第一FEM来支持1800MHz蜂窝电话发射，第二FEM来支持900MHz蜂窝电话发射，且该第二FEM支持1800MHz蜂窝电话接收，该第一FEM支持900MHz蜂窝电话接收。
FEM网络60可以在单个封装基板上的单个裸片(die)上实现；在单个基板上的多个裸片上实现(例如每个FEM在一个裸片上)；每个FEM作为独立的集成电路(IC)实现。在后一情形中，FEM 62-68中至少一个可以远离SOC12或52。例如，便携式计算通信装置可以是支持蜂窝电话通信的无线毫微微蜂窝式基站(femtocell)收发器，其中至少一个FEM在物理上距离SOC 12或52一段距离(例如大于1米)。另外，可以使用其中一个FEM与基站通信，同时可以使用一个或多个其他FEM与其他无线通信装置(例如蜂窝)通信。
例如，装置10利用传统蜂窝服务与基站(BS)通信，同时该装置与其他无线通信装置之间的链路使用另一频带。SOC处理模块协调其他设备的因特网和/或蜂窝接入以及各种链路的信号转换。
又例如，装置10作为1-4个蜂窝或其他手持装置的无线毫微微蜂窝式基站使用。装置间的无线局域链路可以遵从一种或多种协议。一种协议遵从传统蜂窝标准(例如无线毫微微蜂窝式基站像BS一样分配局域无线链路)。另一种协议使无线毫微微蜂窝式基站装置作为因特网协议(IP)通道上的用户接口扩展使用。手机(handset)的一条链路连接至接入点(AP)，或该手机链接至其他装置形成网格，从而通过其他方式逻辑地连接到AP。
再例如，装置10作为无线毫微微蜂窝式基站(例如AP)使用，它使用对呼叫系统的数据呼叫无线接入，从而向AP提供IP通道，该IP通道在逻辑上将AP连接到因特网上任意位置的应用服务器。例如，载波不必为语音呼叫提供电话系统接口。IP通道穿过AP以便将例如域内的因特网电话客户端与因特网电话网络连接。来自AP的载波的数据通道的负载和容量决定了一个AP所支持的有效手机的数量。
在此例中，从AP到所支持的无线装置的链路不在蜂窝带内，而是使用传统蜂窝标准(即AP类似BS，且当手机客户端在被支持的无线装置上运行时该AP执行转换器功能)。替代地，装置10与被支持的无线装置之间的链路使用不属于蜂窝标准的专有的一系列呼叫步骤。此时，该AP运行装置客户端且该装置仅仅是IP通道上的远程UI扩展。
再例如，装置10确定自己是否应该成为其他无线装置的毫微微蜂窝式基站。此时，装置10确定自己是否满足质量阈值(例如，能够给载波好且持续的信号、具有较佳电池寿命、不用于移动呼叫等)。若是，那么它将用载波注册为给定地理位置中的毫微微蜂窝式基站。一旦注册，它将通过点对点无线方式(60GHz、TVWS、2.4GHz等)搜索附近的无线装置(例如蜂窝)。对于它识别到的装置，装置10确定每个无线装置的载波(例如它们传递信息)的信号强度。对于每个载波(例如载波的BS)信号强度较弱或没有的无线装置，装置10主动成为无线装置的毫微微蜂窝式基站主机。若无线装置希望装置10成为自己的毫微微蜂窝式基站，该装置10利用载波注册自己作为无线装置的毫微微蜂窝式基站使用。注意，这可以是几个装置之间的动态过程，其中一个装置可以作为其他装置的毫微微蜂窝式基站AP。若条件改变，上述其他装置中的一个可以成为这些装置的毫微微蜂窝式基站AP，且作为毫微微蜂窝式基站AP的装置成为新的毫微微蜂窝式基站AP的客户端。
再例如，多个装置可以配合在一起形成毫微微网络(femto-network)。此时，一个装置作为一个或多个其他装置的中继站，用于接入作为无线毫微微蜂窝式基站AP的装置。替代地，配合可以包括将多个无线毫微微蜂窝式基站装置作为本地装置的主机，且它们链接至其他AP以提供连接。这种共享可以是其中一个无线毫微微蜂窝式基站装置提供蜂窝语音连接，另一个提供蜂窝数据连接，且第三个提供WLAN连接。
再例如，多个装置在密闭的地理区域中(例如在轿车中、房间中等)，并利用协议确定哪个装置将作为其他装置的无线毫微微蜂窝式基站AP以及提供哪些服务。例如，装置组(其中至少一个能够作为毫微微蜂窝式基站AP)在相互间建立点对点链路(60GHz、TVWS、2.4GHz等)，然后通过比较它们以组群跨越时间的移动站点上的节点来确定这些链路是否能够随着时间的推移而持续，以及它们是否基本上一起移动(例如在同一轿车或火车等中)。若它们确定自己在同一移动机动车中，那么它们将相互报告自己的特定平均载波质量量值。根据这些量值，它们可以确定哪个手机具有针对载波的最佳整体信号。每个装置可以在不同载体上，或它们可以全部在同一载体上。每种方式中，一个装置和另一个装置的信号差别很大，这种差别可以是很多变量(例如机动车中的位置和距离车体的远近等)的函数。若最佳信号明显优于给定装置能够通过其直接载波链路实现的，它将请求由具有最佳信号的装置作为主机。一旦完成了注册，呼叫将被通过AP主机传递给其它装置。若载波信号低于阈值，该过程重复，且可以推选另一装置作为新的主机。在这种特殊情况下，所有装置知晓哪些其它装置进行测试，至少直到它们相互脱离范围。
再例如，对于参与网络会议的装置，每个装置一次向一个人(即装置用户)提供用户接口。因此，每个装置实质上支持相同的利用载波的一对一无线连接。为了减少冗余流量和降低增加网络容量造成的成本，网络会议的第一装置主动成为同一地理区域内其它装置的无线毫微微蜂窝式基站AP。若被接受，该第一装置用载波注册，然后作为网络会议的其他装置的无线毫微微蜂窝式基站AP。这一方案的扩展可以应用于任意类型的音频和/或视频会议中，无论给定地理区域内的多个用户是否将通过便携式计算通信装置参与该会议。另一扩展可以包括与其他装置共享基于服务器的应用(例如一个装置是接入因特网托管的应用(例如数据库、视频游戏等)的无线毫微微蜂窝式基站AP，且其他装置通过该无线毫微微蜂窝式基站AP接入因特网托管的应用)。
再例如，用作无线毫微微蜂窝式基站AP的装置根据其环境(例如用于办公室中、家中、轿车中、公共场所、私人场所、公共用途、私人用途等)进行配置。该配置选项包括频率使用模式、发射功率、用于支持的单元的数量、集中的毫微微蜂窝式基站控制、分布式毫微微蜂窝式基站控制、分配的容量、编码水平、符号和/或信道接入。例如，若在公共场所，该装置将用作公共无线毫微微蜂窝式基站或私人无线毫微微蜂窝式基站。当该装置用作私人毫微微蜂窝式基站时，它选择能够确保它所支持的通信的隐私的配置。
图5是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括通过RF连接90与前端模块(FEM)网络80相连的片上系统(SOC)12或52。SOC 12或52包括电源管理单元26、无SAW接收器部18、无SAW发射器部20、基带处理单元22，还可以包括处理模块。RF连接90可以是同轴电缆、弹性光纤电缆、弹性波导和/或其它高频电缆中至少一种。FEM网络80包括多个FEM 62-68(例如两个或多种)和变频模块82。该变频模块82包括一个或多个旁路RF-RF变换模块。FEM 62-68中每一个分别包括多个功率放大器模块(PA)、多个RX-TX分离模块、至少一个天线调谐单元(ATU)以及频带切换器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一个的结构如同参考图3所描述的。
SOC 12或52和FEM 62-68的功能与图4中的SOC 12或52和FEM 62-68相似。在本实施例中，在SOC 12或52和相应的FEM之间进行路由前，可以将来自FEM的入站RF信号和/或来自SOC 12或52的出站RF信号进行变频。例如，SOC 12或52可以形成用于处理载波频率为2.4GHz的输入和出站RF信号，但是具有根据多个标准化无线协议和/或专有协议产生符号流的基带功能。此时，SOC 12或52根据给定无线协议生成出站符号流，并将符号流上变频为具有2.4GHz载波频率的RF信号。
包含本地振荡器、混频模块和滤波的RF-RF变频模块86将出站RF信号与本地振荡混合以产生混频的信号。滤波部滤波混频的信号以产生所期望载波频率(例如900MHz、1800MHz、1900MHz、5GHz、60GHz等)的出站RF信号。注意，变频模块82可以包括多个RF-RF变换模块(一个或多个用于提高载波频率和/或一个或多个用于降低载波频率)。就此而言，通用SOC 12或52的实施可以与FEM网络80的各种实施(例如FEM模块62-68的数量、RF-RF变换模块的数量等)耦合，以形成各种便携式计算通信装置。
图6是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括通过RF连接78与前端模块(FEM)网络60相连的多个片上系统(SOC)12或52。每个SOC 12或52分别包括电源管理单元26、无SAW接收器部18、无SAW发射器部20、基带处理单元22，还可以包括处理模块。RF连接78可以是同轴电缆、弹性光纤电缆、弹性波导和/或其它高频电缆中至少一种。FEM网络60包括多个FEM 62-68(例如两个或多种)，其中FEM 62-68中每一个分别包括多个功率放大器模块(PA)、多个RX-TX分离模块、至少一个天线调谐单元(ATU)以及频带切换器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一个的结构如同参考图3所描述的。
在本实施例中，一个SOC 12或52使用FEM 62-68中至少一个来支持一种或多种无线通信(例如蜂窝、WLAN、WPAN等)，另一个SOC 12-52使用一个或多个其他FEM62-68来支持一种或多种其他无线通信。为了减少无线通信之间的干扰和/或为了优化每个无线通信，至少一个SOC 12或52向FEM62-68提供控制信号以调节其性能。除了每个SOC 12或52使用不同FEM 62-68这一例子，在另一个例子中，两个或多种SOC 12或52可以按照时分方式通过切换模块(未示出)共享FEM 62-68。在又一个例子中，一个SOC 12或52可以使用FEM 62-68的一条路径，另一个SOC 12或52可以使用FEM 62-68的其他路径中至少一条。
图7是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括通过RF连接90与前端模块(FEM)网络80相连的多个片上系统(SOC)12或52。SOC 12或52包括电源管理单元26、无SAW接收器部18、无SAW发射器部20、基带处理单元22，还可以包括处理模块。RF连接90可以是同轴电缆、弹性光纤电缆、弹性波导和/或其它高频电缆中至少一种。FEM网络80包括多个FEM 62-68(例如两个或多种)和变频模块82。该变频模块82包括一个或多个旁路RF-RF变换模块。FEM 62-68中每一个分别包括多个功率放大器模块(PA)、多个RX-TX分离模块、至少一个天线调谐单元(ATU)以及频带切换器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一个的结构如同参考图3所描述的。
在本实施例中，一个SOC 12或52使用FEM 62-68中至少一个来支持一种或多种无线通信(例如蜂窝、WLAN、WPAN等)，另一个SOC 12-52使用一个或多个其他FEM62-68来支持一种或多种其他无线通信。为了减少无线通信之间的干扰和/或为了优化每个无线通信，至少一个SOC 12或52向FEM62-68提供控制信号以调节其性能。此外，可以使至少一个无线通信通过变频模块82，以便提高或降低该无线通信的载波频率。
图8是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括通过RF连接70与前端模块(FEM)网络60相连的片上系统(SOC)100。SOC 100包括电源管理单元26、多个无SAW接收器部18-1-18-2、多个无SAW发射器部20-1-20-2、一个或多个基带处理单元22，还可以包括处理模块。RF连接70可以是同轴电缆、弹性光纤电缆、弹性波导和/或其它高频电缆中至少一种。FEM网络60包括多个FEM 62-68(例如两个或多种)，其中FEM 62-68中每一个分别包括多个功率放大器模块(PA)、多个RX-TX分离模块、至少一个天线调谐单元(ATU)以及频带切换器(SW)。注意，FEM62-68中至少一个的结构如同参考图3所描述的。
在本实施例中，SOC 100能够利用FEM 62-68中至少一个来进行多个并发的无线通信。例如，可以将一对无SAW发射器&接收器用于WLAN通信，将另一对无SAW发射器&接收器用于850或900MHz蜂窝电话通信。又例如，可以将一对无SAW发射器&接收器用于蜂窝语音通信，将另一对无SAW发射器&接收器用于蜂窝数据通信。注意，这些并发的无线通信可以在具有不同载波频率的同一频带中和/或在不同频带中。
图9是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括通过RF连接70与前端模块(FEM)网络80相连的片上系统(SOC)100。SOC 100包括电源管理单元26、多个无SAW接收器部18-1-18-2、多个无SAW发射器部20-1-20-2、一个或多个基带处理单元22，还可以包括处理模块。RF连接70可以是同轴电缆、弹性光纤电缆、弹性波导和/或其它高频电缆中至少一种。FEM网络80包括多个FEM 62-68(例如两个或多个)和变频模块。该变频模块82包括一个或多个旁路RF-RF变换模块。FEM 62-68中每一个分别包括多个功率放大器模块(PA)、多个RX-TX分离模块、至少一个天线调谐单元(ATU)以及频带切换器(SW)。注意，FEM 62-68中至少一个的结构如同参考图3所描述的。
在本实施例中，SOC 100能够利用FEM 62-68中至少一个来进行多个并发的无线通信，且至少一个无线通信的载波频率可以由变频模块82进行转换。例如，可以将一对无SAW发射器&接收器用于WLAN通信，将另一对无SAW发射器&接收器用于850或900MHz蜂窝电话通信。又例如，可以将一对无SAW发射器&接收器用于蜂窝语音通信，将另一对无SAW发射器&接收器用于蜂窝数据通信。在上述任意一个例子中，至少一个无线通信的载波频率可以由变频模块82提高或降低。
图10是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括通过RF连接122与前端模块(FEM)网络120相连的片上系统(SOC)110。SOC 110包括电源管理单元26、中频(IF)-基带(BB)接收器部112、BB-IF发射器部114、基带处理单元22，还可以包括处理模块。RF连接122可以是同轴电缆、弹性光纤电缆、弹性波导和/或其它高频电缆中至少一种。
FEM网络120包括多个FEM 62-68(例如两个或多个)和多个RF-IF TX与RX部对124-138。FEM 62-68中每一个分别包括多个功率放大器模块(PA)、多个RX-TX分离模块、至少一个天线调谐单元(ATU)以及频带切换器(SW)。TX IF-RF部132-138中每一个分别包括基于偏振的拓扑、基于笛卡尔的拓扑、基于混合偏振-笛卡尔的拓扑或混频、滤波&混合模块。RX RF-IF部124-130中每一个分别包括低噪声放大器部和下变频部。注意，FEM 62-68中至少一个的结构如同参考图3所描述的。
在本实施例中，基带处理模块22根据一种或多种无线通信协议将出站数据转换为一个或多个出站符号流。TX BB-IF部114包括混频模块，混频模块将该出站符号流与发射IF本地振荡(例如频率为几十MHz到几十GHz的振荡)混频以产生一个或多个出站IF信号。
SOC 110通过RF连接122向FEM网络120提供出站IF信号。另外，SOC110提供用于表示RX-TX部对124-130中哪一对以及相应的FEM 62-68将支持无线通信的选择信号。所选的TX IF-RF部132-138将IF信号与第二本地振荡(例如频率为RF-IF的振荡)混频以产生一个或多个混频的信号。组合&滤波部将一个或多个混频的信号组合，并对它们进行滤波以产生预PA的出站RF信号，预PA的出站RF信号将被提供给相应的FEM 62-68。
对于入站RF信号，与FEM 62-68相关的天线接收信号并将其提供给频带切换器(SW)(若包含)或提供给ATU(若不包含切换器)。FEM 62-68按照上述方式处理入站RF信号并将经处理的入站RF信号提供给相应的RX RF-IF部124-130。RX RF-IF部124-130将入站RF信号与第二RX本地振荡(例如频率为RF-IF的振荡)混频以产生一个或多个入站IF混频信号(例如I和Q混频信号分量或位于IF的偏振格式信号(例如A(t)cos(ωIF(t)+Ф(t))。
SOC 110的RX IF-BB部112接收一个或多个入站IF混频信号并将它们转换为一个或多个入站符号流。基带处理模块22将一个或多个入站符号流转换为入站数据。注意，SOC 110可以包括多个RX IF-BB和TX BB-IF部来支持多个并发的无线通信。
图11是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括通过RF连接152-154与前端模块(FEM)网络142相连的片上系统(SOC)140。SOC 140包括电源管理单元26、中频(IF)-基带(BB)接收器部144、BB-IF发射器部146、基带处理单元22，还可以包括处理模块。RF连接152-154可以是同轴电缆、弹性光纤电缆、弹性波导和/或其它高频电缆中至少一种。
FEM网络142包括多个FEM 62-68(例如两个或多个)和一对RF-IF TX与RX部148-150。FEM 62-68中每一个分别包括多个功率放大器模块(PA)、多个RX-TX分离模块、至少一个天线调谐单元(ATU)以及频带切换器(SW)。TX IF-RF部150包括基于偏振的拓扑、基于笛卡尔的拓扑、基于混合偏振-笛卡尔的拓扑或混频、滤波&混合模块。RX RF-IF部148包括低噪声放大器部和下变频部。注意，FEM 62-68中至少一个的结构如同参考图3所描述的。
在本实施例中，基带处理模块22根据一种或多种无线通信协议将出站数据转换为一个或多个出站符号流。TX BB-IF部146包括混频模块，混频模块将该出站符号流与发射IF本地振荡(例如频率为几十MHz到几十GHz的振荡)混频以产生一个或多个出站IF信号。
SOC 140通过RF连接152-154向FEM网络142提供出站IF信号。TXIF-RF部150将IF信号与第二本地振荡(例如频率为RF-IF的振荡)混频以产生一个或多个混频的信号。组合&滤波部将一个或多个混频的信号组合，并对它们进行滤波以产生预PA的出站RF信号，预PA的出站RF信号将被提供给相应的FEM 62-68。
对于入站RF信号，与FEM 62-68相关的天线接收信号并将其提供给频带切换器(SW)(若包含)或提供给ATU(若不包含切换器)。FEM 62-68按照上述方式处理入站RF信号并将经处理的入站RF信号提供给RX RF-IF部148。RX RF-IF部148将入站RF信号与第二RX本地振荡(例如频率为RF-IF的振荡)混频以产生一个或多个入站IF混频信号(例如I和Q混频信号分量或位于IF的偏振格式信号(例如A(t)cos(ωIF(t)+Ф(t))。
SOC 140的RX IF-BB部144接收一个或多个入站IF混频信号并将它们转换为一个或多个入站符号流。基带处理模块22将一个或多个入站符号流转换为入站数据。注意，SOC 140可以包括多个RX IF-BB144和TX BB-IF部146来支持多个并发的无线通信。
图12是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置10的示意框图，它包括通过RF连接176与前端模块(FEM)网络162相连的片上系统(SOC)160。SOC 160包括电源管理单元26、无SAW接收器(RX)下变频部164、无SAW发射器(TX)上变频部166、基带处理单元22，还可以包括处理模块。RF连接176可以是同轴电缆、弹性光纤电缆、弹性波导和/或其它高频电缆中至少一种。
FEM网络162包括多个FEM 168-174(例如两个或多个)和一对RF-IF TX与RX部。FEM 168-174中每一个分别包括多个功率放大器驱动器(PAD)、多个低噪声放大器(LNA)、多个功率放大器模块(PA)、多个RX-TX分离模块、至少一个天线调谐单元(ATU)以及频带切换器(SW)。注意，FEM 168-174中至少一个的结构如同参考图3所描述的。
在本实施例中，基带处理模块22根据一种或多种无线通信协议将出站数据转换为一个或多个出站符号流。无SAW TX上变频部166将出站符号流转换为一个或多个出站上变频信号，无SAW TX上变频部166可以类似于缺少功率放大器驱动器的无SAW TX上变频部166来实现。
SOC 160通过RF连接176向FEM网络162提供出站上变频信号。SOC 160还可以向FEM网络162提供FEM选择信号。所选的FEM模块通过功率放大器驱动器(PAD)接收出站上变频信号。PAD放大出站上变频信号以产生预PA的出站RF信号，然后由FEM 168-174按照上述方式和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式对其进行处理。
对于入站RF信号，与FEM 168-174相关的天线接收信号并将其提供给频带切换器(SW)(若包含)或提供给ATU(若不包含切换器)。ATU和RX-TX分离模块按照上述方式处理入站RF信号，并将处理后的入站RF信号提供给LNA。LNA放大入站RF信号以产生放大的入站RF信号。
无SAW RX部164(类似于缺少LNA的无SAW接收器部实施)接收一个或多个放大的入站IF混频信号并将它们转换为一个或多个入站符号流。基带处理模块22将一个或多个入站符号流转换为入站数据。注意，基带处理单元22和/或处理模块可以向每个FEM 168-174的LNA和/或PAD提供控制信号，以调节其性能(例如增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、摆动速率(slew rate)、上升速率、建立时间、超调量(overshoot)、稳定因子等)。
图13是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图，它包括与前端模块(FEM)182相连的片上系统(SOC)180。SOC 180包括多个无SAW接收器部(仅仅示出了接收器部的LNA和变频带通滤波器(FTBPF))、多个无SAW发射器部(仅仅示出了功率放大器驱动器(PAD))、处理模块、基带处理模块(未示出或包含在处理模块中)以及电源管理单元(未示出)。
FEM 182包括低频带(LB)路径、高频带(HB)路径以及频带切换器(FBSW)。LB路径包括功率放大器模块(PA)、低带阻抗级(LB Z)、低带低通滤波器(LB LPF)、切换器(SW)、发射-接收分离模块(TX-RX ISO)(例如双工器)、第二切换器(SW)以及天线调谐单元(ATU)。HB路径包括功率放大器模块(PA)、高带阻抗级(HB Z)、高带低通滤波器(HB LPF)、切换器(SW)、发射-接收分离模块(TX-RX ISO)(例如双工器)、第二切换器(SW)以及天线调谐单元(ATU)。注意，可以利用低带路径支持低带GSM、EDGE和/或WCDMA无线通信，可以利用高带路径支持高带GSM、EDGE和/或WCDMA无线通信。
如上所述和/或如同将要参考以下至少一幅附图进行描述的，SOC 180用于输出预PA的出站RF信号并用于输入入站RF信号。FEM 182通过LB路径或HB路径接收预PA的出站RF信号，并通过相应的PA模块将它们放大。阻抗级(LB Z或HB Z)在PA模块的输出上提供期望的负载，并连接到低通滤波器(LB LPF或HB LPF)。LPF滤波出站RF信号，根据切换器(SW)的配置，出站RF信号被提供给TX-RX ISO模块或ATU。若切换器将LPF与TX-RXISO模块连接，TX-RX模块在将出站RF信号提供给ATU之前先将它们衰减。ATU的功能如上所述和/或将参考以下至少一幅附图进行描述。
注意，SOC 180和FEM 182之间没有分立组件。具体地，便携式计算通信装置不需要现有蜂窝电话实施例中所必须的分立SAW滤波器。以下至少一项为淘汰SAW滤波器和/或其他传统外部组件做出了贡献：无SAW接收器的结构、无SAW发射器的结构和/或FEM 182的各种组件的编程(programmability)。
图14是根据本发明另一个实施例的便携式计算通信装置的示意框图，它包括与前端模块(FEM)192相连的片上系统(SOC)190。SOC 190包括多个无SAW接收器部(仅仅示出了接收器部的LNA和变频带通滤波器(FTBPF))、多个无SAW发射器部(仅仅示出了功率放大器驱动器(PAD))、处理模块、基带处理模块(未示出或包含在处理模块中)以及电源管理单元(未示出)。
FEM 192包括低频带(LB)路径、高频带(HB)路径以及频带切换器(FBSW)。LB路径包括功率放大器模块(PA)、低带阻抗级(LB Z)、切换器(SW)、低带低通滤波器(LB LPF)、发射-接收分离模块(TX-RX ISO)(例如双工器)、第二切换器(SW)以及天线调谐单元(ATU)。HB路径包括功率放大器模块(PA)、高带阻抗级(HB Z)、切换器(SW)、高带低通滤波器(HB LPF)、发射-接收分离模块(TX-RX ISO)(例如双工器)、第二切换器(SW)以及天线调谐单元(ATU)。注意，可以利用低带路径支持低带GSM、EDGE和/或WCDMA无线通信，可以利用高带路径支持高带GSM、EDGE和/或WCDMA无线通信。
在SOC 190的各种实施例中，SOC 190的接收器部中的变频带通滤波器提供充分地滤波带外阻滞(far-out blocker)及滤波对期望信号产生不可忽略影响的镜像信号。这将减小接收器部(基带处理模块的输出端或RX BB-IF部的输入)的模数转换器(ADC)的动态范围需求。相比于可比拟直接转换(comparable direction conversion)接收器部，接收器部的超外差结构有利于减少功耗和死区。
图15是根据本发明一个实施例的SOC 200的RF-IF接收器部204的示意框图，它包括FEM模块(包括变压器T1、可调电容网络C1和/或低噪声放大器模块(LNA)206)、混频模块208、混频缓存器210-212、变频带通滤波器(FTBPF)电路模块(包括FTBPF 222和/或其它缓存器214-220)以及接收器IF-BB部224。SOC 200还包括无SAW发射器部202，并还可以包括基带处理单元、处理模块和电源管理单元。
在一个运行的例子中，通过天线接收入站RF信号。入站RF信号包括RF的期望信号分量和频率高于或低于RF的非期望分量(示出了高于的分量)。关于RF-IF部204的本地振荡(例如fLO)，若信号在rRF-2fIF，会出现镜像信号。注意，这里及全文所使用的RF包括高达3GHz的无线电频带内的频率以及3GHz-300GHz毫米波(或微波)频带内的频率。
天线向FEM提供入站RF信号，该FEM按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号。变压器T1接收FEM处理后的入站RF信号并将其转换为差分信号，可调电容网络C1(例如多个串联连接的开关和电容，其中所述多个并联连接)对差分信号进行滤波。可调电容网络C1从基带处理单元和/或处理模块(例如SOC处理资源)接收控制信号以使能需要的电容。
包含串联和/或并联连接的一个或多个低噪声放大器的低噪声放大器模块(LNA)206放大入站RF信号以产生放大的入站RF信号。LNA 206可以从SOC处理资源接收控制信号，其中该控制信号指示以下至少一项的设置：增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、摆动速率、上升速率、建立时间、超调量和稳定因子。
混频模块208接收放大的入站RF信号并利用转换模块(例如π/2相移器或其它类型的相位控制电路)将其转换为同相(I)信号分量和正交(Q)信号分量。混频模块208的一混频器将该I信号分量与本地振荡(例如fLO)的I信号分量混频以产生I混频的信号，另一混频器将该Q信号分量与该本地振荡的Q信号分量混频以产生Q混频的信号。注意，混频模块208的混频器可以分别是平衡混频器、双平衡混频器、无源切换混频器、吉尔伯特混频器(Gilbertcell mixer)或其它类型将两个正弦信号相乘并产生“频率和”信号分量及“频率差”信号分量的电路。还要注意，I和Q混频的信号可以是差分信号或单端信号；示出了差分信号。
混频缓存器210-212滤波和/或缓存I和Q混频的信号，这些信号随后将被提供给FTBPF结构(例如缓存器214-220和变频带通滤波器(FTBPF)222)。注意，I和Q混频的信号分别包括IF形式的期望信号分量，且还可以包括IF形式的镜像信号分量。还要注意，混频模块208和/或混频缓存器210-212可以包括滤波以衰减不期望的信号分量，使其对IF信号分量影响很小。
FTBPF 222(各种实施例将参考以下几幅附图进行描述)通过衰减镜像IF信号分量并通过基本上未衰减的期望IF信号分量来滤波IF信号。例如，假设FTBPF将窄带基带带通滤波器响应频率变换为IF(例如RF-LO)滤波器响应。对于这个例子，还假设RF是2GHz，LO2是1900GHz，且RFimage是1800GHz。根据这些假设，混频模块208将产生I混频的信号和Q混频的信号，所产生的信号是期望信号和镜像信号的组合。简化地说，I混频的信号(例如cos(RF)*cos(LO2))包括期望信号分量的1/2cos(2000-1900)+1/2cos(2000+1900)和镜像信号分量的1/2cos(1800-1900)+1/2cos(1800+1900)，Q混频的信号(例如sin(RF)*sin(LO))包括期望信号分量的1/2cos(2000-1900)-1/2cos(2000+1900)和镜像信号分量的1/2cos(1800-1900)-1/2cos(1800+1900)。注意，2000+1900的频率分量由混频器后的缓存器滤波掉。
FTBPF的窄带滤波掉(1800-1900)的镜像频率和不期望的信号分量，留下期望信号分量的频率为(2000-1900)的分量。具体地，留下的是I混频信号的1/2cos(2000-1900)和来自Q混频信号的1/2cos(2000-1900)。FTBPF 222利用这两种输入实现期望信号分量的项的相加(例如1/2cos(2000-1900)+1/2cos(2000-1900)＝cos(2000-1900))，并实现镜像信号分量的项的相加(例如1/2cos(1800-1900)-1/2cos(1800-1900)＝0(理想地))。因此，镜像信号分量衰减，同时期望信号分量基本上未衰减地被通过。
为了加强FTBPF 222的滤波，它可以从SOC处理资源接收一个或多个控制信号。该控制信号可以使FTBPF 222调节基带滤波器响应的中心频率(改变高Q IF滤波器的中心频率)，以改变该滤波器的质量因子，以改变增益，以改变带宽等。
接收器IF-BB部224包括混频部和组合&滤波部。混频部将入站IF信号与第二本地振荡混频以产生I和Q混频的信号。组合&滤波部将I和Q混频的信号组合以产生组合的信号，然后将该混合信号滤波以产生一个或多个入站符号流。
尽管当前示出的RF-IF部204与用于SISO(单输入单输出)通信的单个天线连接，但是该方案还可以适用于MISO(多输入单输出)通信和MIMO(多输入多输出)通信。在这些情况下，多个天线(例如2或多个)与相应数量的FEM(或根据FEM中的接收路径较少数量的FEM)连接。FEM与多个接收器RF-IF部连接(例如，与天线数量相同)，这些接收器RF-IF部又与相应数量的接收器IF-BB部224连接。基带处理单元处理上述多个符号流以产生入站数据。
RX RF-IF部204下列至少一个优点和/或包括下列至少一个特征：超外差接收器结构在死区和功耗方面优于相应的直接转换接收器；在FTBPF 222中使用复基带阻抗实现带通滤波器中心频率的频移，从而使能片上高Q镜像带阻滤波器的中心频率被调谐为期望频率；且仅需要信号本地振荡器，它可以用于下变频混频器和FTBPF 222。
图16是根据本发明另一个实施例的SOC 230的RF-IF接收器部232的示意框图，它包括FEM接口模块(包括变压器T1和/或可调电容网络C1)、变频带通滤波器(FTBPF)234、低噪声放大器模块(LNA)206、混频部(包括混频模块208和/或混频缓存器210-212)。SOC 230还包括接收器IF-BB部224、无SAW发射器部202，并还可以包括基带处理单元、处理模块和/或电源管理单元。
在一个运行的例子中，通过天线接收入站RF信号。入站RF信号包括RF的期望信号分量和频率高于或低于RF的非期望分量(示出了高于的分量)。关于RF-IF部232的本地振荡(例如fLO)，若信号在rRF-2fIF，会出现镜像信号。天线向FEM提供入站RF信号，该FEM按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号。变压器T1接收FEM处理后的入站RF信号并将其转换为差分信号，可调电容网络C1根据来自SOC处理资源的控制信号对差分信号进行滤波。
FTBPF 234(各种实施例将参考以下几幅附图进行描述)通过衰减镜像信号分量和不期望的信号分量并通过基本上未衰减的期望RF信号分量来滤波入站RF信号。例如，假设FTBPF将窄带基带带通滤波器响应变频为RF(例如期望信号分量的载波频率)以产生高Q RF滤波器响应。窄带高Q RF滤波器滤波掉镜像信号分量和不期望的信号分量并通过基本上未衰减的期望信号分量。
低噪声放大器模块(LNA)206放大期望的入站RF信号分量以产生放大的期望入站RF信号。LNA206可以从SOC 230处理资源接收控制信号，其中该控制信号指示以下至少一项的设置：增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、摆动速率、上升速率、建立时间、超调量和稳定因子。
混频模块208接收放大的入站RF信号并利用π/2相移器或其它类型的相位控制电路将其转换为同相(I)信号分量和正交(Q)信号分量。混频模块208的一个混频器将该I信号分量与本地振荡(例如fLO)的I信号分量混频以产生I混频的信号，另一混频器将该Q信号分量与该本地振荡的Q信号分量混频以产生Q混频的信号。注意，I和Q混频的信号可以是差分信号或单端信号；示出了差分信号。
混频缓存器缓存I和Q混频的信号，这些信号随后将被提供给滤波器(例如带通滤波器)。滤波器236和238分别滤波I和Q混频的信号，这些信号随后被提供给RX IF-BB部224。
接收器IF-BB部224包括混频部和组合&滤波部。混频部将入站IF信号与第二本地振荡混频以产生I和Q混频的信号。组合&滤波部将I和Q混频的信号组合以产生组合的信号，然后将该混合信号滤波以产生一个或多个入站符号流。
尽管当前示出的RF-IF部232与用于SISO(单输入单输出)通信的单个天线连接，但是该方案还可以适用于MISO(多输入单输出)通信和MIMO(多输入多输出)通信。在这些情况下，多个天线(例如2或多个)与相应数量的FEM(或根据FEM中的接收路径较少数量的FEM)连接。FEM与多个接收器RF-IF部连接(例如，与天线数量相同)，这些接收器RF-IF部又与相应数量的接收器IF-BB部224连接。基带处理单元处理上述多个符号流以产生入站数据。
图17是根据本发明另一个实施例的SOC 240的RF-IF接收器部242的示意框图，它包括前端模块接口(包括变压器T1和/或可调电容网络C1)、一对基于反相器的低噪声放大器模块(LNA)244-246、混频模块248以及一对互阻(transimpedance)放大器模块(分别包括互阻放大器(TIA)250-252、阻抗(Z)254-256和/或缓存器258-260)。SOC 240还包括接收器IF-BB部224、无SAW发射器部202，并还可以包括基带处理单元、处理模块和电源管理单元。
在一个运行的例子中，通过天线接收入站RF信号。入站RF信号包括RF的期望信号分量和频率高于或低于RF的非期望分量(示出了高于的分量)。关于RF-IF部204的本地振荡(例如fLO)，若信号在rRF-2fIF，会出现镜像信号。天线向FEM提供入站RF信号，该FEM按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号。变压器T1接收FEM处理后的入站RF信号并将其转换为差分信号，可调电容网络C1根据来自SOC 240处理资源的控制信号对差分信号进行滤波。
第一LNA 244放大入站RF信号的正项(positive leg)以产生正项电流(positive leg current)RF信号，第二LNA 246放大入站RF信号的负项以产生负项电流RF信号。LNA 244-246分别可以从SOC 240处理资源接收控制信号，其中该控制信号指示以下至少一项的设置：增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、摆动速率、上升速率、建立时间、超调量和稳定因子。
混频模块248接收正项电流RF信号和负项电流RF信号并利用转π/2相移器或其它类型的相位控制电路将它们转换为同相(I)电流信号和正交(Q)电流信号。混频模块248的混频器将该I电流信号与本地振荡(例如fLO)的I电流信号混频以产生I混频的电流信号(例如iBB-I)，并将该Q电流与该本地振荡的Q电流信号混频以产生Q混频的电流信号(例如iBB-Q)。注意，I和Q混频的电流信号可以是差分信号或单端信号；示出了差分信号。还要注意，I和Q混频的电流信号分别包括镜像分量和期望分量。
TIA250-252(它的一个或多个实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)接收I和Q混频的电流信号并通过阻抗(z)将它们转换为电压，使得得到的I和Q电压混频的信号具有衰减的镜像分量和基本未衰减的期望分量。TIA250-252与阻抗(z)相结合的结构，为低于IF的频率提供了它们的输入与参考电位(例如Vdd或地)之间的低阻抗路径，并为高于IF的频率提供了它们各自的输入之间的低阻抗路径。对于接近IF的频率，TIA250-252将它们放大并将它们转换为电压信号。缓存器向RX IF-BB部224提供I和Q电压信号分量，后者将它们转换为入站符号流。
RX RF-IF部224提供下列至少一个优点和/或包括下列至少一个特征：超外差接收器结构在死区和功耗方面优于相应的直接转换接收器；以及基本上消除了超外差接收器存在的偏移和闪变噪声问题。
图18是根据本发明另一个实施例的SOC 270的RF-IF接收器部271的示意框图，它包括FEM接口模块(包括变压器T1和/或可调电容网络C1)、RF变频带通滤波器(FTBPF)272、一对基于反相器的低噪声放大器模块(LNA)274-276、混频模块278、一对互阻(transimpedance)放大器模块(分别包括互阻放大器(TIA)280-282、阻抗(Z)284-286和/或缓存器280-286)以及IF FTBPF 288。SOC 270还包括接收器IF-BB部224、无SAW发射器部202，并还可以包括基带处理单元、处理模块和电源管理单元。
在本实施例中，RF FTBPF 272的功能如同参考图16所描述的，TIA280-282的功能如同参考图17所描述的。IF FTBPF 288与RF时钟同步且其中心频率在RF。IF FTBPF 288的带宽使得镜像信号基本上衰减而期望信号分量基本上未衰减地通过。因此，滤波镜像信号三次：由RF FTBPF 272、由TIA280-282以及然后由IF FTBPF 288。
RX RF-IF部271提供下列至少一个优点和/或包括下列至少一个特征：使用两个时钟(例如RF和LO2)；超外差接收器结构在死区和功耗方面优于相应的直接转换接收器；闪变(flicker)噪声不重要，因此基带电路可以是小型的；可以使用无电感LNA274-276(例如，LNA可以作为反相器实施)；没有DC偏移发生，因此淘汰了占地大的偏移消除电路；接收器结构具有比得上直接转换接收器的频率规划灵活性；包括跨越RX链的先进的带通滤波级；以及可以轻易地集成于SOC 270中。
图19是根据本发明另一个实施例的SOC 290的RF-IF接收器部292的示意框图，它包括FEM接口模块(包括变压器T1和/或可调电容网络C1)、RF变频带通滤波器(FTBPF)272、一对基于反相器的低噪声放大器模块(LNA)274-276、混频模块278、一对互阻(transimpedance)放大器模块(分别包括互阻放大器(TIA)280-282、阻抗(Z)284-286和/或缓存器280-286)以及IF FTBPF 294。SOC 290还包括接收器IF-BB部224、无SAW发射器部202，并还可以包括基带处理单元、处理模块和电源管理单元。
在本实施例中，IF FTBPF 294的功能如同参考图15所描述的，TIA的功能如同参考图17所描述的。RF FTBPF 272与LO时钟同步且其中心频率在IF。RF FTBPF 272的带宽使得镜像信号基本上衰减而期望信号分量基本上未衰减地通过。因此，滤波镜像信号三次：由RF FTBPF 272、由TIA 280-282以及然后由IF FTBPF 294。
RX RF-IF部292提供下列至少一个优点和/或包括下列至少一个特征：使用一个时钟(例如LO2)；超外差接收器结构在死区和功耗方面优于相应的直接转换接收器；闪变噪声不重要，因此基带电路可以是小型的；可以使用无电感LNA 274-276(例如，LNA可以作为反相器实施)；没有DC偏移发生，因此淘汰了占地大的偏移消除电路；接收器结构具有比得上直接转换接收器的频率规划灵活性；包括跨越RX链的先进的带通滤波级；以及可以轻易地集成于SOC 290中。
图20是根据本发明另一个实施例的SOC 300的双频带RF-IF接收器部302的示意框图，它包括FEM接口模块(包括变压器T1和/或可调电容网络C1)、变频带通滤波器(FTBPF)304、一对低噪声放大器模块(LNA)306-308以及混频部(包括一对混频模块310-312、混频缓存器314-320和/或滤波器322-328)。SOC 300还包括接收器IF-BB部224、无SAW发射器部202，并还可以包括基带处理单元、处理模块和/或电源管理单元。
在一个运行的例子中，通过天线接收入站RF信号。入站RF信号包括一个或多个期望信号分量(例如一个在fRF1，另一个在fRF2)和频率高于或低于RF的非期望分量(示出了高于的分量)。关于RF-IF部的本地振荡(一个用于第一期望RF信号，另一个用于第二期望RF信号-fLO1和fLO2)，若信号在rRF1-2fIF1和/或在rRF2-2fIF2，会出现一个或多个镜像信号分量。天线向FEM提供入站RF信号，该FEM按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号。变压器T1接收FEM处理后的入站RF信号并将其转换为差分信号，可调电容网络C1根据来自SOC处理资源的控制信号对差分信号进行滤波。
FTBPF 304(各种实施例将参考以下几幅附图进行描述)通过衰减镜像信号分量和不期望的信号分量并通过基本上未衰减的期望RF信号分量来滤波入站RF信号。例如，假设FTBPF将窄带基带带通滤波器变频为RF1和RF2(例如期望信号分量的载波频率)以产生两个高Q RF滤波器。窄带高Q RF滤波器分别滤波掉镜像信号分量和不期望的信号分量并通过基本上未衰减的期望信号分量。
第一低噪声放大器模块(LNA)放大期望的入站RF1信号分量(当入站RF信号中包含时)以产生放大的期望入站RF1信号，第二低噪声放大器模块(LNA)放大期望的入站RF2信号分量(当入站RF信号中包含时)以产生放大的期望入站RF2信号。每一个LNA分别可以从SOC处理资源接收控制信号，其中该控制信号指示以下至少一项的设置：增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、摆动速率、上升速率、建立时间、超调量和稳定因子。
混频部的第一混频模块接收放大的期望入站RF1信号并利用π/2相移器或其它类型的相位控制电路将其转换为同相(I)信号分量和正交(Q)信号分量。第一混频模块的混频器将该I信号分量与本地振荡(例如fLO1)的I信号分量混频以产生第一I混频的信号，并将该Q信号分量与该本地振荡的Q信号分量混频以产生第一Q混频的信号。注意，第一I和Q混频的信号可以是差分信号或单端信号；示出了差分信号。
混频部的第二混频模块接收放大的期望入站RF2信号并利用π/2相移器或其它类型的相位控制电路将其转换为同相(I)信号分量和正交(Q)信号分量。第二混频模块的混频器将该I信号分量与本地振荡(例如fLO2)的I信号分量混频以产生第二I混频的信号，并将该Q信号分量与该本地振荡的Q信号分量混频以产生第二Q混频的信号。注意，第二I和Q混频的信号可以是差分信号或单端信号；示出了差分信号。
每个混频器缓存它们各自的I和Q混频的信号，这些信号随后将被提供给滤波器(例如带通滤波器)。滤波器滤波I和Q混频的信号，这些信号随后被提供给RX IF-BB部224。
尽管当前示出的RF-IF部302与用于SISO(单输入单输出)通信的单个天线连接，但是该方案还可以适用于MISO(多输入单输出)通信和MIMO(多输入多输出)通信。在这些情况下，多个天线(例如2或多种)与相应数量的FEM(或根据FEM中的接收路径较少数量的FEM)连接。FEM与多个接收器RF-IF部连接(例如，与天线数量相同)，这些接收器RF-IF部又与相应数量的接收器IF-BB部连接。基带处理单元处理上述多个符号流以产生入站数据。
RX RF-IF部302提供下列至少一个优点和/或包括下列至少一个特征：使用一个时钟(例如LO2)；能够利用单个RF输入部接收两个入站RF信号；不再需要两个外部的SAW滤波器，一个FTBPF 304有效地滤波两个信道(例如RF1和RF2信号)；两个高Q RF滤波器的中心频率由本地振荡时钟控制；以及可以轻易地集成于SOC 300中。
图21是根据本发明另一个实施例的SOC 330的RF-IF接收器部332的示意框图，它包括FEM接口模块(包括变压器T1和/或可调电容网络C1)、带有变频带通滤波器(FTBPF)338的低噪声放大器模块(LNA)336、具有负阻的RF变频带通滤波器(FTBPF)334以及混频部(包括混频模块340、混频缓存器342-344和/或滤波器346-348)。SOC 330还包括接收器IF-BB部224、无SAW发射器部202，并还可以包括基带处理单元、处理模块和/或电源管理单元。
在本实施例中，示出的寄生电阻(Rp)与FEM接口模块相关以代表开关损耗(例如FTBPF的)和/或电感损耗。电感损耗主要是由于变压器线圈的欧姆电阻(例如基板上的金属线)和/或变压器下的基板损耗，由于电容C1的调谐，电感损耗是RF段阻抗的主要分量。较低的寄生电阻将减小滤波的质量因子，并减小RF以外频率的带外衰减。FTBPF 334中的负阻有效地增加了寄生电阻，从而增加了质量因子和带外衰减。
在一个运行的例子中，通过天线接收入站RF信号。入站RF信号包括RF的期望信号分量和频率高于或低于RF的非期望分量(示出了高于的分量)。关于RF-IF部332的本地振荡(例如fLO)，若信号在rRF-2fIF，会出现镜像信号分量。天线向FEM提供入站RF信号，该FEM按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号。变压器T1接收FEM处理后的入站RF信号并将其转换为差分信号，可调电容网络C1根据来自SOC 330处理资源的控制信号对差分信号进行滤波。
FTBPF 334(各种实施例将参考以下几幅附图进行描述)通过衰减镜像信号分量和不期望的信号分量并通过基本上未衰减的期望RF信号分量来滤波入站RF信号。例如，假设FTBPF 334将窄带基带带通滤波器变频为RF(例如期望信号分量的载波频率)以产生高Q RF滤波器。窄带高Q RF滤波器分别滤波掉镜像信号分量和不期望的信号分量并通过基本上未衰减的期望信号分量。此外，FTBPF 334包括负阻，该负阻类似于寄生电阻(Rp)并补偿了寄生电阻代表的损耗(例如有效地增加了滤波的质量因子并增加了带外衰减)。可以通过来自SOC 330处理资源的控制信号根据寄生电阻的变化动态地调节负阻。
低噪声放大器模块(LNA)336放大期望的入站RF信号分量以产生放大的期望入站RF信号。LNA 336可以从SOC 330处理资源接收控制信号，其中该控制信号指示以下至少一项的设置：增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、摆动速率、上升速率、建立时间、超调量和稳定因子。此外，LNA336可以包括RF FTBPF 338，RF TFBPF 338的功能类似于上述RF FTBPF334以进一步衰减镜像信号分量。
混频模块340接收放大的期望入站RF信号并利用π/2相移器或其它类型的相位控制电路将其转换为同相(I)信号分量和正交(Q)信号分量。混频模块340的混频器将该I信号分量与本地振荡(例如fLO)的I信号分量混频以产生I混频的信号，并将该Q信号分量与该本地振荡的Q信号分量混频以产生Q混频的信号。注意，I和Q混频的信号可以是差分信号或单端信号；示出了差分信号。
混频缓存器缓存I和Q混频的信号，这些信号随后将被提供给滤波器(例如带通滤波器)。滤波器滤波I和Q混频的信号，这些信号随后被提供给RXIF-BB部224。
尽管当前示出的RF-IF部332与用于SISO(单输入单输出)通信的单个天线连接，但是该方案还可以适用于MISO(多输入单输出)通信和MIMO(多输入多输出)通信。在这些情况下，多个天线(例如2或多个)与相应数量的FEM(或根据FEM中的接收路径较少数量的FEM)连接。FEM与多个接收器RF-IF部连接(例如，与天线数量相同)，这些接收器RF-IF部又与相应数量的接收器IF-BB部连接。基带处理单元处理上述多个符号流以产生入站数据。
RX RF-IF部332提供下列至少一个优点和/或包括下列至少一个特征：不再需要片外SAW滤波器和匹配组件；负阻增加了FTBPF 334的质量因子；可以补偿电感损耗，因此电感具有较低公差；减少了对厚金属层数量的需求，从而降低了裸片制造成本；两个高Q RF滤波器的中心频率由本地振荡时钟控制；以及可以轻易地集成于SOC 330中。
图22是根据本发明另一个实施例的SOC 350的RF-IF接收器部352的示意框图，它包括FEM接口模块(包括变压器T1和/或可调电容网络C1)、具有复基带(BB)阻抗的变频带通滤波器(FTBPF)354、低噪声放大器模块(LNA)356以及混频部(包括混频模块340和/或混频缓存器342-344)。SOC 350还包括接收器IF-BB部224、无SAW发射器部202，并还可以包括基带处理单元、处理模块和/或电源管理单元。
在一个运行的例子中，通过天线接收入站RF信号。入站RF信号包括RF的期望信号分量和频率高于或低于RF的非期望分量(示出了高于的分量)。关于RF-IF部332的本地振荡(例如fLO)，若信号在RRF-2fIF，会出现镜像信号分量。天线向FEM提供入站RF信号，该FEM按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号。变压器T1接收FEM处理后的入站RF信号并将其转换为差分信号，可调电容网络C1根据来自SOC 350处理资源的控制信号对差分信号进行滤波。
FTBPF 354(各种实施例将参考以下几幅附图进行描述)通过衰减镜像信号分量和不期望的信号分量并通过基本上未衰减的期望RF信号分量来滤波入站RF信号。例如，假设FTBPF 354将窄带基带带通滤波器变频为RF(例如期望信号分量的载波频率)以产生高Q RF滤波器。窄带高Q RF滤波器分别滤波掉镜像信号分量和不期望的信号分量并通过基本上未衰减的期望信号分量。通过复基带阻抗354的使用，可以调节窄带基带BPF的中心频率。例如根据对复BB阻抗354的调节，可以使带通区域在频率上变得更高或更低。
低噪声放大器模块(LNA)356放大期望的入站RF信号分量以产生放大的期望入站RF信号。LNA 356可以从SOC 350处理资源接收控制信号，其中该控制信号指示以下至少一项的设置：增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、摆动速率、上升速率、建立时间、超调量和稳定因子。
混频部的混频模块340接收放大的期望入站RF信号并利用π/2相移器或其它类型的相位控制电路将其转换为同相(I)信号分量和正交(Q)信号分量。混频模块340的混频器将该I信号分量与本地振荡(例如fLO)的I信号分量混频以产生I混频的信号，并将该Q信号分量与该本地振荡的Q信号分量混频以产生Q混频的信号。注意，I和Q混频的信号可以是差分信号或单端信号；示出了差分信号。
混频缓存器342-344缓存I和Q混频的信号，这些信号随后将被提供给滤波器(例如带通滤波器)。滤波器346-348滤波I和Q混频的信号，这些信号随后被提供给RX IF-BB部224。
尽管当前示出的RF-IF部352与用于SISO(单输入单输出)通信的单个天线连接，但是该方案还可以适用于MISO(多输入单输出)通信和MIMO(多输入多输出)通信。在这些情况下，多个天线(例如2或多种)与相应数量的FEM(或根据FEM中的接收路径较少数量的FEM)连接。FEM与多个接收器RF-IF部连接(例如，与天线数量相同)，这些接收器RF-IF部又与相应数量的接收器IF-BB部连接。基带处理单元处理上述多个符号流以产生入站数据。
RX RF-IF部352提供下列至少一个优点和/或包括下列至少一个特征：超外差接收器相比类似直接转换接收器的优点在于最小区域和功率；FTBPF 354中复基带阻抗的使用使得带通滤波器的中心频率改变；复基带阻抗354可以利用开关和电容实现，且它的中心由LO时钟控制；利用下变频混频器所使用的同一LO时钟将片上高Q镜像带阻滤波器(例如FTBPF)调谐为期望频率；RF-IF部352使用信号锁相环(PLL)；以及可以轻易地集成于SOC 350中。
图23是根据本发明一个实施例的SOC 360的发射器部的示意框图，它包括上变频混频模块362、发射器本地振荡模块(LO)364、变频带通滤波器(FTBPF)366、输出模块(包括电容阵列368-370和/或变压器T1)以及功率放大器驱动器(PAD)372。PAD 372包括如图连接的晶体管Q1-Q2、电阻R1和电容C1。注意，电容C1和/或电阻R1可以利用一个或多个晶体管Q1-Q2实现。SOC 360还包括无SAW接收器部364，并还可以包括基带处理单元、处理模块和/或电源管理单元。
在一个运行的例子中，上变频混频模块362接收基带(BB)I和Q信号(例如出站符号流的模拟和正交表示)。上变频混频模块362可以采用直接转换拓扑或超外差拓扑将BB I和Q信号转换为上变频信号，后者的载波频率在所期望的RF。
FTBPF 366(各种实施例将参考以下几幅附图进行描述)通过衰减带外信号分量并通过基本上未衰减的上变频信号来滤波上变频信号。例如，假设FTBPF 366将窄带基带带通滤波器变频为RF(例如上变频信号的载波频率)以产生高Q RF滤波器。窄带高Q RF滤波器滤波掉带外信号并通过基本上未衰减的上变频信号。
电容阵列368-370提供可调低通滤波器，该滤波器滤波共模噪声和/或线性噪声。变压器T1将差分上变频信号转换为单端信号，后者随后被PAD 372放大。PAD 372向FEM提供放大的上变频信号，FEM进一步将其放大，从而将它从入站RF信号中分离，并提供将它提供给天线以便发射。
TX部提供下列至少一个优点和/或包括下列至少一个特征：超外差接收器相比类似直接转换接收器的优点在于最小区域和功率；使用与发射器上变频混频器LC负载的TX LO 364同步的FTBPF 366减少了发射器噪声和RX频率的其他带外噪声，但对期望的TX信号的影响很小；高Q FTBPF 366的基带阻抗可以利用电容来实现，且它的中心频率由TX LO 364控制；淘汰了TX SAW滤波器；以及易于集成到SOC 360中。
图24是根据本发明另一个实施例的SOC 380的发射器部382的示意框图，它包括上变频混频模块362、发射器本地振荡模块(LO)、变频带通滤波器(FTBPF)、输出模块(包括电容阵列368-370和/或变压器T1)以及功率放大器驱动器(PAD)372。PAD 372包括如图连接的晶体管、电阻和电容。注意，电容和/或电阻可以利用一个或多个晶体管实现。SOC 380还包括无SAW接收器部364，并还可以包括基带处理单元、处理模块和/或电源管理单元。
在本实施例中，上变频混频模块包括如图所示的无源混频结构，该无源混频结构可以采用50％占空比LO时钟。在一个运行的例子中，通过图左边的电路将LO I和Q信号分量混合，通过图右边的电路将BB I和Q信号分量混合。然后，将混合的LO信号分量与混合的BB信号分量混合以产生上变频信号。例如，LO I+将能量注入它对应的电容中且LO I-从该电容中提取能量(反之亦然)，从而在该电容两端以对应于LO的速率产生变化的电压。LO Q+和LO Q-对它们的电容做类似处理，仅仅相移90度。通过加法节点将电容两端变化的电压叠加在一起以产生混合的LO信号分量。类似过程发生在混频器的基带侧。
TX部382提供下列至少一个优点和/或包括下列至少一个特征：Vb1和Vb2驱动的晶体管是高电压晶体管(例如，Vds电压＞2.5V)；以及该TX结构提供低功率高效率区域设计并使用由50％占空比LO时钟驱动的无源混频器，相比由25％占空比时钟驱动的混频器来说降低了功耗。
图25是根据本发明一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，包括单端FTBPF(变频带通滤波器)394。RX RF-IF部的该部分包括变压器T1、可变电容网络C1和LNA392。FTBPF 394包括多个晶体管(例如开关网络)和多个基带阻抗(ZBB(s))396-402。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收入站RF信号，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM 390处理后的入站RF信号提供给变压器T1。变压器T1升高或降低入站RF信号的电压电平，随后由可变电容网络C1对其进行滤波。注意，若不需要对入站RF信号的电压电平进行调节和/或不需要变压器T1提供的分离，那么可以省略变压器T1。
FTBPF 394提供高Q(质量因子)RF滤波器，该滤波器滤波入站RF信号使得入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA392且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，基带阻抗(ZBBz(s))396-402共同提供具有相应滤波器响应的低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器404提供的时钟信号将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF滤波器。图27示出了低Q基带滤波器响应向高Q RF滤波器响应的变频，图26示出了时钟生成器404的一个实施例。
如图26所示，时钟生成器(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的载波频率，并可以被调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器404还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号。
回到对图25的讨论，FTBPF 394接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的基带阻抗与入站RF信号。由于时钟速率在RF(例如入站RF信号的期望分量的载波频率)，基带阻抗响应(低Q带通滤波器共同地)转移到RF，从而实现高Q RF带通滤波器。
图28是根据本发明一个实施例的包含4个晶体管和4个电容的单端FTBPF 410的示意框图，其中晶体管和电容提供基带阻抗。4个电容提供集中的基带阻抗，后者提供如图29所示的低Q基带带通滤波器。具体地，一个电容(或并联的4个)的阻抗是1/sC，其中s是2πf。因此，随着频率(f)接近零，电容的阻抗接近无穷，且随着频率(f)增加，电容的阻抗下降。另外，零频率时电容的相位从90°变到-90°。
回到对图28的讨论，由于将时钟信号施加于晶体管，电容连接到FTBPF410的公共节点(例如FTBPF的输入)。通过这种方式，电容的性能可以被频移到如图30所示的时钟信号的速率(例如fLO)。具体地，电容(以及并联的4个电容)的阻抗被移动到时钟的频率。由于LO接近无穷的阻抗，FTBPF 410在LO具有高阻抗，因此对载波频率与LO相当的信号分量的影响较小。随着频率偏离LO，FTBPF 410的阻抗减小，因此FTBPF 410有效地“衰减(short)”载波频率与LO不相当的信号分量。
图31是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括差分FTBPF 412(变频带通滤波器)。RX RF-IF部的该部分包括变压器T1、可变电容网络C1和LNA 393。FTBPF 412包括多个晶体管和多个基带阻抗(ZBB(s))414-420。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收入站RF信号，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM 390处理后的入站RF信号提供给变压器T1。变压器T1将单端入站RF信号转换为差分入站RF信号。
FTBPF 412提供差分高Q(质量因子)RF滤波器，该滤波器滤波差分入站RF信号使得入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA 393且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，基带阻抗(ZBBz(s))414-420共同提供具有相应滤波器响应的低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器422提供的时钟信号将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF滤波器。图33示出了低Q基带滤波器响应向高Q RF滤波器响应的变频，图32示出了时钟生成器422的一个实施例。
如图32所示，时钟生成器422(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的载波频率，并可以被调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器422还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号。
回到对图31的讨论，FTBPF 412接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的基带阻抗与入站RF信号。由于时钟速率在RF(例如入站RF信号的期望分量的载波频率)，基带阻抗响应(低Q带通滤波器共同地)转移到RF，从而实现高Q RF带通滤波器。
图34是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括单端FTBPF 430(变频带通滤波器)。RX RF-IF部的该部分包括变压器T1、可变电容网络C1和LNA392。FTBPF 430包括多个晶体管和复基带滤波器432。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收入站RF信号，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM 390处理后的入站RF信号提供给变压器T1。变压器T1升高或降低入站RF信号的电压电平，随后由可变电容网络C1对其进行滤波。注意，若不需要对入站RF信号的电压电平进行调节和/或不需要变压器T1提供的分离，那么可以省略变压器T1。
FTBPF 430提供高Q(质量因子)RF滤波器，该滤波器滤波入站RF信号使得入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA392且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，复基带滤波器432提供低Q基带滤波器，后者的带通区域可以偏移零频率。注意，可以通过来自SOC处理资源的控制信号调节复基带滤波器432的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子、频率偏移等)。
通过时钟生成器434提供的时钟信号将频率偏移的低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生频率偏移的高Q RF滤波器。图36示出了频率偏移的低Q基带滤波器向频率偏移的高Q RF滤波器的变频，图35示出了时钟生成器434的一个实施例。
如图35所示，时钟生成器434(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的载波频率，并可以被调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器434还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号。替代地，FTBPF 430的至少一个时钟信号可以用作LO时钟信号。
回到对图34的讨论，FTBPF 430接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的复基带滤波器与入站RF信号。由于时钟速率在RF(例如入站RF信号的期望分量的载波频率)，复基带滤波器432的响应转移到RF(和/或LO)，从而实现高Q RF带通滤波器。
图37是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括差分FTBPF 440(变频带通滤波器)。RX RF-IF部的该部分包括变压器T1、可变电容网络C1和LNA 393。差分FTBPF 440包括多个晶体管和复基带滤波器442。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收入站RF信号，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM 390处理后的入站RF信号提供给变压器T1。变压器T1将单端入站RF信号转换为差分入站RF信号。
差分FTBPF 440提供高Q(质量因子)RF滤波器，该滤波器滤波差分入站RF信号使得入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA 393且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，复基带滤波器442提供低Q基带滤波器，后者的带通区域可以偏移零频率。注意，可以通过来自SOC处理资源的控制信号调节复基带滤波器442的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子、频率偏移等)。
通过时钟生成器444提供的时钟信号将频率偏移的低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生频率偏移的高Q RF滤波器。图39示出了频率偏移的低Q基带滤波器向频率偏移的高Q RF滤波器的变频，图38示出了时钟生成器444的一个实施例。
如图38所示，时钟生成器444(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的载波频率，并可以被调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器444还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号。替代地，FTBPF 440的至少一个时钟信号可以用作LO时钟信号。
回到对图37的讨论，FTBPF 440接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的复基带滤波器与入站RF信号。由于时钟速率在RF(例如入站RF信号的期望分量的载波频率)，复基带滤波器442的响应转移到RF(和/或LO)，从而实现高Q RF带通滤波器。
图40是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括FTBPF 440(变频带通滤波器)。RX RF-IF部的该部分包括变压器T1、可变电容网络C1和LNA 393。差分FTBPF 440包括多个晶体管和复基带滤波器442。复基带滤波器442包括多个基带阻抗(例如ZBB(s))450-456、正增益级(Gm)458和负增益级(-GM)460。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收入站RF信号，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM 390处理后的入站RF信号提供给变压器T1。变压器T1将单端入站RF信号转换为差分入站RF信号。
差分FTBPF 440提供高Q(质量因子)RF滤波器，该滤波器滤波差分入站RF信号使得入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA 393且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，复基带滤波器442提供低Q基带滤波器，后者的带通区域可以偏移零频率，该偏移基于增益级与基带阻抗间的比率。注意，每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗和/或至少一个增益级的增益可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器444提供的时钟信号将频率偏移的低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生频率偏移的高Q RF滤波器。图42示出了频率偏移的高Q RF滤波器，图41示出了时钟生成器444的一个实施例。
如图41所示，时钟生成器444(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的载波频率，并可以被调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器444还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，用于下变频入站RF信号为入站IF信号。替代地，FTBPF 440的至少一个时钟信号可以用作LO时钟信号。
回到对图40的讨论，FTBPF 440接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的复基带滤波器442与入站RF信号。由于时钟速率在RF(例如入站RF信号的期望分量的载波频率)，复基带滤波器442的响应转移到RF(和/或LO)，从而实现高Q RF带通滤波器。
图43是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括FTBPF 440(变频带通滤波器)。RX RF-IF部的该部分包括变压器T1、可变电容网络C1和LNA 393。差分FTBPF 440包括多个晶体管和复基带滤波器442。复基带滤波器442包括多个电容、正增益级(Gm)458和负增益级(-GM)460。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收入站RF信号，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM 390处理后的入站RF信号提供给变压器T1。变压器T1将单端入站RF信号转换为差分入站RF信号。
差分FTBPF 440提供高Q(质量因子)RF滤波器，该滤波器滤波差分入站RF信号使得入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA 393且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，复基带滤波器442提供低Q基带滤波器，后者的带通区域可以偏移零频率，该偏移基于增益级与电容之间的比率。注意，每个电容的容值可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个电容的容值和/或至少一个增益级的增益可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器444提供的时钟信号将频率偏移的低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生频率偏移的高Q RF滤波器。如图44所示的时钟生成器444(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的载波频率，并可以被调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器444还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号。替代地，FTBPF 440的至少一个时钟信号可以用作LO时钟信号。
回到对图43的讨论，FTBPF 440接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的复基带滤波器442与入站RF信号。由于时钟速率在RF(例如入站RF信号的期望分量的载波频率)，复基带滤波器442的响应转移到RF(和/或LO)，从而实现高Q RF带通滤波器。
图45是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括FTBPF 440(变频带通滤波器)。RX RF-IF部的该部分包括变压器T1、可变电容网络C1、控制模块470和LNA 393。差分FTBPF 440包括多个晶体管和复基带滤波器442。复基带滤波器442包括多个基带阻抗(例如ZBB(s))450-456、正增益级(Gm)458和负增益级(-GM)460。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收入站RF信号，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM 390处理后的入站RF信号提供给变压器T1。变压器T1将单端入站RF信号转换为差分入站RF信号。
差分FTBPF 440提供高Q(质量因子)RF滤波器，该滤波器滤波差分入站RF信号使得入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA 393且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，复基带滤波器442提供低Q基带滤波器，后者的带通区域可以偏移零频率，该偏移基于增益级与基带阻抗间的比率，该比率由控制模块470提供的控制信号进行设置。
控制模块470是SOC处理资源的一部分，它根据以下至少一项确定所期望的低Q带通滤波器响应(例如增益、带宽、质量因子、频率偏移等)：入站RF信号的信噪比(SNR)、入站RF信号的信扰比(SIR)、所接收的信号的强度、误码率等。根据所期望的响应，控制模块470确定基带阻抗和/或增益模块的设置。注意，控制模块470可以根据它所监视的各种因子的变化对所期望的响应进行持续更新、定期更新和/或在满足性能特点标准时(例如发射功率电平改变、SNR低于阈值、SIR低于阈值、所接收的信号的强度低于阈值等)更新。
一旦确定(或更新)了低Q基带滤波器的频率响应，将通过时钟生成器476提供的时钟信号把该低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生频率偏移的高Q RF滤波器。如图46所示的时钟生成器476(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的载波频率，并可以被调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器476还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号。替代地，FTBPF 440的至少一个时钟信号可以用作LO时钟信号。
回到对图45的讨论，FTBPF 440接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的复基带滤波器442与入站RF信号。由于时钟速率在RF(例如入站RF信号的期望分量的载波频率)，复基带滤波器442的响应转移到RF(和/或LO)，从而实现高Q RF带通滤波器。
图47是根据本发明一个实施例的复基带(BB)滤波器442的示意框图，它包括多个可调基带阻抗480-486、可调正增益级488和可调负增益级490。每个可调基带阻抗可以包括以下至少一项：可选电容网络492(例如可调电容)、可编程的开关电容网络494、可编程的开关电容滤波器496(1阶到n阶)以及能够提供期望基带频率响应的组件(例如电感、电容、电阻)的任意组合。
可调增益级(+Gm和-Gm)488-490可以分别包括连接有增益网络的放大器。增益网络可以包括以下至少一项：电阻、电容、可变电阻、可变电容等。就此而言，可以调节每个增益级的增益以改变复基带滤波器442的性能。具体地，通过可调阻抗的阻抗值改变增益，可以改变低Q带通滤波器的频率偏移。此外或替代地，通过控制模块470提供的控制信号可以改变复基带滤波器442的带宽、增益、摆动速率、质量因子和/或其它性能。
图48是根据本发明一个实施例的为RX RF-IF部将复BB滤波器442的频率响应转换为高Q RF滤波器的频率响应的示意图，其包括具有图47所示可调复基带滤波器442的FTBPF 440。在该示意图中，可以对复基带滤波器442提供的低Q基带滤波器的带宽、摆动速率、增益、频率偏移和/或其它性能进行调节。低Q带通滤波器的可调及调节后的特征可以被转换为RF(或LO)。就此而言，通过调节低Q基带滤波器的性能，可以类似地调节相应高Q基带滤波器的性能。
图49是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，包括FTBPF 412(变频带通滤波器)。RX RF-IF部的该部分包括I 504和Q RF-IF混频器500以及混频缓存器502。FTBPF模块包括FTBPF和其他缓存器。FTBPF包括多个晶体管和多个基带阻抗(例如ZBB(s))414、416、418和420。
在一个运行的例子中，I混频器504将入站RF信号的I分量与本地振荡(例如，fLO2＝fRF-fIF500)的I分量混频以产生I混频的信号。I混频缓存器缓存I混频的信号并将缓存的I混频信号提供给FTBPF模块412。类似地，Q混频器将入站RF信号的Q分量与本地振荡(例如，fLO2＝fRF-fIF)的Q分量混频以产生Q混频的信号。Q混频缓存器缓存Q混频的信号并将缓存的Q混频信号提供给FTBPF模块412。
FTBPF 412提供高Q(质量因子)IF滤波器，该滤波器滤波入站IF信号(例如I和Q混频的信号)使得入站IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，基带阻抗(ZBBz(s))414、416、418和420共同提供具有基带滤波器响应的低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器510提供的时钟信号将频率偏移的低Q基带滤波器变频为期望的IF频率以产生频率偏移的高Q IF滤波器。图51示出了频率偏移的低Q基带滤波器向频率偏移的高Q IF滤波器的变频，图50示出了时钟生成器510的一个实施例。
如图50所示，时钟生成器510(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站IF信号的载波频率，并可以调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器510还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号(例如LO2)。替代地，FTBPF 412的至少一个时钟信号可以用作LO时钟信号。
回到对图49的讨论，FTBPF 412接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的基带阻抗与入站IF信号。由于时钟速率在IF(例如入站IF信号的期望分量的载波频率)，基带阻抗响应(低Q带通滤波器共同地)转移到IF(和/或LO2)，从而实现高Q IF带通滤波器。
图52是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括IF FTBPF(变频带通滤波器)模块530。RX RF-IF部的该部分包括I和Q RF-IF混频器以及混频缓存器。IF FTBPF 530模块包括差分IF FTBPF 530和其他缓存器。差分IF FTBPF 530包括多个晶体管和多个基带阻抗(例如ZBB(s))。
在一个运行的例子中，I混频器522将入站RF信号的I分量与本地振荡(例如，fLO2＝fRF-fIF520)的I分量混频以产生I混频的信号。I混频缓存器522缓存I混频的信号并将缓存的I混频信号提供给FTBPF 530模块。类似地，Q混频器523将入站RF信号的Q分量与本地振荡(例如，fLO2＝fRF-fIF521)的Q分量混频以产生Q混频的信号。Q混频缓存器523缓存Q混频的信号并将缓存的Q混频信号提供给FTBPF 530模块。
FTBPF 530提供高Q(质量因子)IF滤波器，该滤波器滤波入站IF信号(例如I和Q混频的信号)使得入站IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，基带阻抗(ZBBz(s))532、534、536、538、540、542、544和546共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号将频率偏移的低Q基带滤波器变频为期望的IF频率以产生频率偏移的高Q IF滤波器。如图53所示的时钟生成器550(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生8个时钟信号，每个时钟信号具有12.5％占空比且依次相移45°。时钟信号的频率对应于入站IF信号的载波频率，并可以调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器550还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号(例如LO2)。替代地，FTBPF的至少一个时钟信号可以用作LO时钟信号。
回到对图52的讨论，FTBPF 530接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的基带阻抗与入站IF信号。由于时钟速率在IF(例如入站IF信号的期望分量的载波频率)，基带阻抗响应(低Q带通滤波器共同地)转移到IF(和/或LO2)，从而实现高Q IF带通滤波器。
图54是根据本发明一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括单端FTBPF 560(变频带通滤波器)，且单端FTBPF 560包含负阻。RXRF-IF部的该部分包括变压器、可变电容网络和LNA。FTBPF 560包括多个晶体管和多个基带阻抗(ZBB(s))562、564、566和568。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收入站RF信号，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM 390处理后的入站RF信号提供给变压器。变压器升高或降低入站RF信号的电压电平，随后由可变电容网络对其进行滤波。注意，若不需要对入站RF信号的电压电平进行调节和/或不需要变压器提供的分离，那么可以省略变压器。
FTBPF 560提供高Q(质量因子)RF滤波器，该滤波器滤波入站RF信号使得入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA392且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，基带阻抗(ZBB(s))562、564、566和568共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
另外，FTBPF 560包括负阻(例如-2R)以补偿电感损耗、补偿开关损耗和/或提高低Q带通滤波器的选择性和/或质量因子。负阻可以按如图56所示的实施，即包括多个晶体管。
通过时钟生成器提供的时钟信号将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF滤波器。如图55所示的时钟生成器(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的载波频率，并可以调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器572还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号。
回到对图54的讨论，FTBPF 560接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的基带阻抗与入站RF信号。由于时钟速率在RF(例如入站RF信号的期望分量的载波频率)，基带阻抗响应(低Q带通滤波器共同地)转移到RF，从而实现高Q RF带通滤波器。
图57是根据本发明一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括差分FTBPF 580(变频带通滤波器)，且差分FTBPF 580包含负阻。RXRF-IF部的该部分包括变压器、可变电容网络和LNA 393。差分FTBPF 580包括多个晶体管和多个基带阻抗(ZBB(s))。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收入站RF信号，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM 390处理后的入站RF信号提供给变压器。变压器升高或降低入站RF信号的电压电平，随后由可变电容网络对其进行滤波。注意，若不需要对入站RF信号的电压电平进行调节和/或不需要变压器提供的分离，那么可以省略变压器。
FTBPF 580提供高Q(质量因子)RF滤波器，该滤波器滤波入站RF信号使得入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA393且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。为了实现该滤波器，基带阻抗(ZBB(s))共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
另外，FTBPF 580包括负阻(例如-2R)以补偿电感损耗、补偿开关损耗和/或提高低Q带通滤波器的选择性和/或质量因子。负阻可以按如图56所示的实施。
通过时钟生成器582提供的时钟信号将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF滤波器。如图58所示的时钟生成器582(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的载波频率，并可以被调节以更好地跟踪载波频率。时钟生成器582还可以生成本地振荡时钟信号(未示出)，后者用于下变频入站RF信号为入站IF信号。
回到对图57的讨论，FTBPF 580接收时钟信号，这些时钟信号与晶体管相连以依次连接它们各自的基带阻抗与入站RF信号。由于时钟速率在RF(例如入站RF信号的期望分量的载波频率)，基带阻抗响应(低Q带通滤波器共同地)转移到RF，从而实现高Q RF带通滤波器。
图59是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括双频带FTBPF(变频带通滤波器)590。RX RF-IF部的该部分包括变压器、可变电容网络和LNA392-1及392-2。FTBPF 590包括多个晶体管和多个基带阻抗(ZBB(s))592、594、596和598。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收双频带入站RF信号(例如fRF1和fRF2)，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM处理后的入站RF信号提供给变压器。变压器升高或降低入站RF信号的电压电平，随后由可变电容网络C1对其进行滤波。注意，若不需要对入站RF信号的电压电平进行调节和/或不需要变压器提供的分离，那么可以省略变压器。
FTBPF 590提供两个高Q(质量因子)RF滤波器(一个以fRF1为中心频率，另一个以fRF2为中心频率)，这些滤波器滤波入站RF信号使得双频带入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA 392-1和392-2且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。这两个高Q RF滤波器由多个基带阻抗(ZBB(s)592、594、596和598)和多个晶体管形成，其中每个基带阻抗包括另外多个基带阻抗(例如ZBB’(s)592、594、596和598)和另外多个晶体管。另外多个基带阻抗(ZBB’(s)592、594、596和598)提供低Q基带滤波器，其中另外多个基带阻抗中每一个分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器600提供的时钟信号(频率为fD)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率(例如fD＝(fLO1-fLO2)/2)以产生高Q RF滤波器。如图60所示的时钟生成器600(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号(例如LO’1到LO’4)，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的第一频带的载波频率(例如fRF1或fLO1)减去入站RF信号的第二频带的载波频率(例如fRF2或fLO2)的差值的1/2，并可以被调节以更好地跟踪至少一个载波频率。
由于第一多个晶体管与速率为fC的LO1-LO4(由如图60所示的时钟生成器600产生)同步，由第一多个基带阻抗形成的高Q RF滤波器被变频为更高的期望Rf频率，其中fC＝(fLO1+fLO2)/2。例如，参考图61，由另外多个基带阻抗形成的低Q基带滤波器被变频为+/-fD。因此，第一高Q带通滤波器的响应以+/-fD为中心频率，还示出了三阶谐波。参考图62，第一高Q带通滤波器被变频为fC-fD和fC+fD以产生两个高Q带通滤波器。因为fC＝(fLO1+fLO2)/2，fD＝(fLO1-fLO2)/2，所以fC-fD＝LO2，fC+fD＝LO1。因此，其中一个高Q带通滤波器以LO2(或fRF2)为中心，另一个高Q带通滤波器以LO1(或fRF1)为中心。因此，第一高Q带通滤波器通过入站RF信号的频率为LO2(或fRF2)的期望信号分量，第二高Q带通滤波器通过入站RF信号的频率为LO1(或fRF1)的期望信号分量。
图63是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括双频带差分FTBPF(变频带通滤波器)610。RX RF-IF部的该部分包括变压器、可变电容网络和LNA 393-1及393-2。FTBPF 610包括多个晶体管和多个基带阻抗(ZBB(s))612、614、616和618。
在一个运行的例子中，前端模块(FEM)390通过天线接收双频带入站RF信号(例如fRF1和fRF2)，按照上述和/或将要参考以下至少一幅附图进行描述的方式处理该RF信号，并将FEM处理后的入站RF信号提供给变压器T1。该变压器将入站RF信号转换为差分入站RF信号。
FTBPF 610提供两个高Q(质量因子)RF滤波器(一个以fRF1为中心频率，另一个以fRF2为中心频率)，这些滤波器滤波入站RF信号使得双频带入站RF信号的期望信号分量基本未衰减地传递给LNA 393-1和393-2且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。这两个高Q RF滤波器由多个基带阻抗(ZBB(s)612、614、616和618)和多个晶体管形成，其中每个基带阻抗包括另外多个基带阻抗(例如ZBB’(s)612、614、616和618)和另外多个晶体管。另外多个基带阻抗(ZBB’(s)612、614、616和618)提供低Q基带滤波器，其中另外多个基带阻抗中每一个分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器600提供的时钟信号(频率为fD)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率(例如fD＝(fLO1-fLO2)/2)以产生高Q RF滤波器。如图60所示的时钟生成器600(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号(例如LO’1到LO’4)，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。时钟信号的频率对应于入站RF信号的第一频带的载波频率(例如fRF1或fLO1)减去入站RF信号的第二频带的载波频率(例如fRF2或fLO2)的差值的1/2，并可以被调节以更好地跟踪至少一个载波频率。
由于第一多个晶体管与速率为fC的LO1-LO4(由如图60所示的时钟生成器产生)同步，由第一多个基带阻抗形成的高Q RF滤波器被变频为更高的期望Rf频率，其中fC＝(fLO1+fLO2)/2。因此，其中一个高Q带通滤波器以LO2(或fRF2)为中心，另一个高Q带通滤波器以LO1(或fRF1)为中心。因此，第一高Q带通滤波器通过入站RF信号的频率为LO2(或fRF2)的期望信号分量，第二高Q带通滤波器通过入站RF信号的频率为LO1(或fRF1)的期望信号分量。
图64是根据本发明另一个实施例的RF-IF接收器部的一部分的示意框图，它包括变压器、可变电容网络、一对基于反相器的LNA395、混频器和输出缓存器(或单位增益驱动器)。混频器包括多个晶体管、一对互阻放大器(TIA)622及624和伴随的阻抗(Z)626及628。
在一个运行的例子中，LNA 395向混频器提供差分电流(iRF和-iRF)。在电流域(current domain)中，混频器将差分电流与本地振荡的差分I 630分量(LOIP和LOIN)混频以产生I混频的电流信号。混频器还将差分电流与本地振荡的差分Q 632分量(LOQP和LOQN)混频以产生Q混频的电流信号。
第一TIA 622及624通过相关阻抗(Z)626及628放大I混频的电流信号，并产生电压域I混频的信号。同样地，第二TIA通过相关阻抗(Z)626及628放大Q混频的电流信号，并产生电压域Q混频的信号。
图65是根据本发明另一个实施例的用于RF-IF接收器部的时钟生成器634的示意框图。该时钟生成器(它的各种实施例将参考以下至少一幅附图进行描述)产生4个时钟信号(例如LOIP、LOIN、LOQP和LOQN)，每个时钟信号具有25％占空比且依次相移90°。
图66是根据本发明一个实施例的互阻放大器(TIA)和相应阻抗(Z)640及642的示意框图。该TIA包括电流源、频率相关(frequency dependent)放大器(-A(s))、IF晶体管(TIF)和低频晶体管(TLF)。TIA的每个输出脚中的相应阻抗包括电阻、电容和晶体管。
在一个运行的例子中，在in-和in+接收差分输入电流。负输入节点的电流节点分析(例如KCL-基尔霍夫(Kirchoff)电流法则)显示，电流源电流(ib)等于输入电流(iIN)+穿过电容的电流(iC)+穿过TIF的电流(iOUT)+穿过TLF的电流。正输入(out+)的KVL(基尔霍夫电压法则)显示，输出电压(Vout+)等于Vdd-Z*IOUT(即穿过TIF的电流)。
在高频(例如高于入站RF信号的rRF)，电容的阻抗变为主要，输入基本上都减少；因此，输出电流(iOUT)基本上不包含高频分量。在低频(例如，低于入站RF信号的rRF)，针对TIF配置放大器和低频晶体管，对于低频电流TIF基本上是开路。这可以通过改变晶体管的大小及偏置放大器来实现，使得TLF在低频的阻抗远小于Z+TIF。
对于期望频率范围内的频率(例如fRF)，相比TIF的阻抗以及相应阻抗Z640、642，电容和TLF具有较高阻抗。因此，iOUT＝ib-iIN且vOUT＝Z*iOUT。相应地，TIA和相应阻抗Z 640、642可以调谐用于提供高Q RF带通滤波器。注意，TIA的至少一个分量可以通过SOC处理资源提供的控制信号进行调节，从而调节高Q带通滤波器的性能。
图67是根据本发明一个实施例的低噪声放大器(LNA)670的示意框图，它包括FTBPF 650、672、674和678。LNA 670包括电流源、一对输入晶体管(T3和T4)、一对偏置晶体管(T1和T2)以及输出阻抗(示出了电阻，但还可以是电感、晶体管、电容和/或其组合。注意，电流源可以被无源装置(例如电阻、电感、电容和/或其组合)代替或可以被省略。FTBPF 650、672、674和678可以位于LNA 670中如图所示的任意位置。
图68是根据本发明一个实施例的差分4相FTBPF(变频带通滤波器)680的示意框图，它包括多个晶体管和4个基带阻抗(例如ZBB(s))682、684、686和688。基带阻抗(ZBB(s))682、684、686和688共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图69是根据本发明一个实施例的4相FTBPF 680的频率响应的示意图，它示出了信号馈通谐波与叠加信号谐波。信号馈通谐波692在+/-3、+/-5、+/-7和+/-9，叠加信号谐波690在-3、-5、-7和-9。
图70是根据本发明另一个实施例的3相FTBPF(变频带通滤波器)700的示意框图，它包括多个晶体管和3个基带阻抗(例如ZBB(s))702、704和706。基带阻抗(ZBB(s))702、704和706共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过如图71所示的由时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO^)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图72是根据本发明一个实施例的3相FTBPF 700的频率响应的示意图，它示出了信号馈通谐波与叠加信号谐波。信号馈通谐波708在+/-5和+/-7，叠加信号谐波710在5和7。
图73是根据本发明另一个实施例的4相FTBPF(变频带通滤波器)712的示意框图，它包括多个晶体管和4个电容。这些电容共同提供低Q基带滤波器。注意，每个电容的容值可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个电容的容值可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图74是根据本发明另一个实施例的4相FTBPF(变频带通滤波器)714的示意框图，它包括多个晶体管和如图所示与晶体管相连的2个基带阻抗(例如ZBB(s))。基带阻抗(ZBB(s))共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图75是根据本发明另一个实施例的4相FTBPF(变频带通滤波器)716的示意框图，它包括多个晶体管和4个基带阻抗(例如ZBB(s))。基带阻抗(ZBB(s))共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图76是根据本发明另一个实施例的4相FTBPF(变频带通滤波器)720的示意框图，它包括多个晶体管和1个复基带阻抗(例如ZBB，C(ω))722。复基带阻抗提供低Q基带滤波器，后者相对0偏移wOC。注意，复基带阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减率、质量因子、频率偏移等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图77是根据本发明一个实施例的用于FTBPF(变频带通滤波器)的复基带阻抗的示意框图。复基带阻抗726包括第一基带阻抗(例如ZBB(ω))、负增益级(例如-jGm(ω)VIM(ω))、第二基带阻抗(例如ZBB(ω))和正增益级(例如jGm(ω)VRE(ω))。因此，复基带阻抗包括实数分量(RE)和虚数分量(IM)。复基带阻抗提供具有如图所示频率响应的低Q带通滤波器，其中实数分量由w＞0的曲线表示，虚数分量由w＜0的曲线表示。
图78是根据本发明一个实施例的4相FTBPF(变频带通滤波器)的示意框图，它包括复基带阻抗，该基带阻抗通过电容实现。复基带阻抗提供低Q基带滤波器730，后者相对0偏移wOC，该偏移量取决于增益(Gm)与电容阻抗(CBB)之间的比率。注意，复基带阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减率、质量因子、频率偏移等)。例如，可以调节电容和/或增益模块。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将频率偏移的低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图79是根据本发明一个实施例的m相FTBPF(变频带通滤波器)732的示意框图，它包括多个晶体管和m个电容，其中m＝＞2。这些电容共同提供低Q基带滤波器。注意，每个电容的容值可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个电容的容值可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减速率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图80是根据本发明一个实施例的m相FTBPF(变频带通滤波器)734的示意框图，它包括多个晶体管和m个基带阻抗(例如ZBB(s))，其中m是4的整数倍且大于4。基带阻抗(ZBB(s))共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LOM)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波IF信号的差分I信号分量和差分Q信号分量使得IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图81是根据本发明一个实施例的m相FTBPF(变频带通滤波器)736的示意框图，它包括多个晶体管和m/2个基带阻抗(例如ZBB(s))，其中m大于等于4。基带阻抗(ZBB(s))共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图82是根据本发明一个实施例的m相FTBPF(变频带通滤波器)738的示意框图，它包括多个晶体管和m个基带阻抗(例如ZBB(s))，其中m大于等于2。基带阻抗(ZBB(s))共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图83是根据本发明一个实施例的单端m相FTBPF(变频带通滤波器)740的示意框图，它包括多个晶体管和m个基带阻抗(例如ZBB(s))，其中m大于等于2。基带阻抗(ZBB(s))共同提供低Q基带滤波器，其中每个基带阻抗分别可以是电容、开关电容滤波器、开关电容电阻和/或复阻抗。注意，每个基带阻抗的阻抗可以是相同的、不同的或其组合。还要注意，每个基带阻抗的阻抗可以通过来自SOC处理资源的控制信号进行调节，从而调节低Q基带滤波器的性能(例如带宽、衰减率、质量因子等)。
通过时钟生成器提供的时钟信号(例如LO1-LO4)将低Q基带滤波器变频为期望的RF频率以产生高Q RF或IF滤波器。差分高Q RF滤波器滤波差分RF或IF信号使得RF或IF信号的期望信号分量基本未衰减地传递且不期望的信号分量(例如阻滞、镜像等)衰减。
图84是根据本发明一个实施例的m相FTBPF 740的频率响应的示意图，它示出了低Q带通滤波器被变频为更高频(例如fLO)。fLO对应于RF频率、IF频率、本地振荡或其组合。
图85是根据本发明一个实施例的用于m相FTBPF的时钟生成器750的示意框图。该时钟生成器包括多个触发器(DFF)752、754和756以及多个脉冲收窄器(pulse narrower)758、760和762。触发器752、754和756与速率为m*fRF的时钟信号(clk)及时钟栅信号(clkb)同步。从每个触发器752、754和756得到的时钟脉冲由相应的脉冲收窄器进行脉冲收窄。
脉冲收窄器758、760和762包括两对如图连接的晶体管。左边下面的晶体管小于其他晶体管，使上升沿时间慢于下降沿时间，从而收窄脉冲。
图86是根据本发明另一个实施例的用于m相FTBPF的时钟生成器770的示意框图。该时钟生成器包括多个触发器(DFF)772、774和776以及多个与门。触发器772、774和776与速率为(1/2)*m*fRF的时钟信号(clk)及时钟栅信号(clkb)同步。与门从第一触发器772接收非反相输出并从下一触发器774接收反相输出以确保连续的时钟脉冲不重叠。
图87是根据本发明另一个实施例的用于m相FTBPF的时钟生成器790的示意框图。该时钟生成器包括环振荡器792以及多个逻辑电路。每个逻辑电路包括与门和反相器或缓存器。环振荡器792的栅值为时钟速率m*fRF(m是奇数，它等于或大于3)。每个逻辑电路从环振荡器792接收连续脉冲，使得连续的时钟脉冲不重叠。
图88是根据本发明一个实施例的用于3相FTBPF的时钟生成器800的示意框图，该时钟生成器包括环振荡器792以及多个逻辑电路。每个逻辑电路包括与门及缓存器和/或反相器的组合。例如，每个逻辑电路包括与门、反相器和缓存器。环振荡器792的栅值(gated)为时钟速率3*fRF。通过逻辑电路，与门被偏置以产生1/3占空比的非重叠时钟(例如clk 1802、clk 2806和clk 3804)。
图89是根据本发明另一个实施例的用于3相FTBPF的时钟生成器810的示意框图，该时钟生成器包括两个环振荡器792以及多个逻辑门。每个逻辑电路包括与门及缓存器和/或反相器的组合。例如，每个逻辑电路包括与门、反相器和缓存器。第一环振荡器792的栅值为时钟速率3*fRF，第二环振荡器792的栅值为3*fRF的反相(inversion)(例如-3*fRF)。在这种配置下，时钟信号1-3812、814和816如图88所示，时钟信号4-6818、820和822分别是时钟信号1-3的反相。
图90是根据本发明一个实施例的部分前端模块(FEM)810及部分SOC812的示意框图。FEM 810的该部分包括功率放大器模块(PA)814、双工器、平衡网络818和共模感应电路。双工器包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器和/或电子平衡双工器)，平衡网络818包括至少一个可变电阻和至少一个可变电容。共模感应电路包括一对连接在变压器次级之间的电阻。SOC812的该部分包括峰值检测器820、调谐引擎822和低噪声放大器模块(LNA)。替代地，峰值检测器820和/或调谐引擎822可以位于FEM 810中。
在一个运行的例子中，PA 814将出站RF信号提供给变压器初级双线圈的中央抽头。根据天线与平衡网络818之间的阻抗差，出站RF信号的电流在两个线圈间分流。若平衡网络818的阻抗与天线阻抗基本匹配，电流基本上平均分流向两个线圈。
利用如图所示的线圈配置，若初级线圈的电流基本相等，那么它们在次级线圈的磁场基本上相互抵消。因此，次级的出站RF信号基本上是衰减的。对于入站RF信号，初级的两个线圈根据入站RF信号的电流产生磁场。此时，增加了磁场，因而在次级产生了相对于初级中两倍的电流(假设每个线圈具有相同匝数)。因此，变压器放大了入站RF信号。
若天线阻抗与平衡网络818的阻抗不匹配，次级中将出现出站RF信号电流分量(例如TX泄漏量)。例如，假设从线圈流向电感的电流是iP1，从线圈流向平衡网络818的电流是iP2，那么TX泄漏量可以表示为iP1-iP2。共模感应电流的电阻感应TX泄漏量。例如，电阻的中心节点的电压等于VS-(R1*2iR+R1*iP2-R2*iP1)，其中VS是次级的电压，2iR是所接收的入站RF信号的电流。假设R1＝R2且iP1＝iP2，那么中心节点的电压等于VS的1/2。但是，若iP1不等于iP2，电阻的中心节点的电压将偏离1/2VS，偏离量与差值成比例。
检测器820检测电阻的中心节点的电压偏离1/2VS的差值，并将该差值的表达式提供给调谐引擎822。调谐引擎822解析该差值，并生成控制信号以调节平衡网络的阻抗。例如，若iP1＞iP2，那么共模感应电路(例如电阻的中心节点)的电压将大于1/2VS，这表示平衡网络818的阻抗过大。因此，调谐引擎822生成控制信号以减小平衡网络818的阻抗。又例如，若iP1＜iP2，那么共模感应电路的电压将小于1/2VS，这表示平衡网络的阻抗过小。因此，调谐引擎822生成控制信号以增加平衡网络818的阻抗。
调谐引擎822可以解析共模电压偏差，确定平衡网络818的期望阻抗，并相应地生成控制信号。替代地，调谐引擎822可以反复地生成控制信号以逐步地调节平衡网络818的阻抗，直到获得期望的阻抗。利用任意方法，调谐引擎822的功能都是保持平衡网络818的阻抗与天线的阻抗基本上相匹配(随着时间、使用和/或环境条件的变化)以最小化TX泄漏量。
图91是根据本发明另一个实施例的部分前端模块(FEM)830及部分SOC832的示意框图。FEM 830的该部分包括功率放大器模块(PA)836、双工器838、平衡网络842、天线调谐单元(ATU)840和共模感应电路。双工器838包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器838和/或电子平衡双工器838)，平衡网络包括至少一个可变电阻和至少一个可变电容。共模感应电路包括一对连接在变压器次级之间的电阻。SOC 832的该部分包括峰值检测器848、调谐引擎850、查找表(LUT)844、处理模块846和低噪声放大器模块(LNA)852。替代地，峰值检测器848和/或调谐引擎850可以位于FEM 830中。
除了共模感应电路(即电阻)、检测器848、调谐引擎850和平衡网络842提供的用于平衡平衡网络842的阻抗与天线阻抗这一功能(如参考图90所描述的)外，FEM 830还包括ATU 840。ATU 840包括一个或多个固定的无源组件和/或一个或多个可变的无源组件。例如，ATU 840可以包括可变电容-电感电路、可变电容、可变电感等。
在一个运行的例子中，PA 836将放大的出站RF信号提供给双工器838，后者包括功能如参考图90所描述的变压器。双工器838输出放大的出站RF信号给ATU 840，通过存储在LUT 844中的设置来调谐ATU 840，从而提供期望的天线匹配电路(例如，阻抗匹配、质量因子、带宽等)。ATU 840将出站RF信号输出给天线以便发射。
对于入站RF信号，天线接收该信号并将其提供给ATU 840，后者再将其提供给双工器838。双工器838将入站RF信号输出给LNA 852和共模感应电路。共模感应电路、检测器848、调谐引擎850和平衡网络842的功能如上面参考图90所描述的。
处理模块846用于监视FEM 830的各种参数。例如，处理模块846可以监视天线阻抗、发射功率、PA 836的性能(例如增益、线性度、带宽、效率、噪声、输出动态范围、摆动速率、上升速率、建立时间、超调量、稳定因子等)、接收的信号强度、SNR、SIR、调谐引擎850所做的调节等。处理模块846解析这些参数以确定FEM 830的性能可否进一步优化。例如，处理模块846可以确定对ATU 840进行调节可以提高PA 836的性能。此时，处理模块846寻址LUT 844以提供对ATU 840的期望设置。若ATU 840中的这种改变影响了ATU 840与平衡网络842之间的阻抗平衡，调谐引擎850将做出适当的调节。
在另一个实施例中，处理模块846提供调谐引擎850的功能并对ATU 840和平衡网络842的平衡进行调节，以获得期望的FEM 830的性能。在又另一个实施例中，平衡网络842是固定的，ATU 840在FEM 830中提供期望的调节以获得阻抗平衡并获得所期望的FEM 830的性能。
图92是根据本发明另一个实施例的用于2G和3G蜂窝运行的部分前端模块(FEM)860及部分SOC 862的示意框图。FEM 860的该部分包括功率放大器模块(PA)866、双工器、平衡网络和共模感应电路。双工器包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器和/或电子平衡双工器)，平衡网络包括开关、至少一个可变电阻和至少一个可变电容。共模感应电路包括一对连接在变压器次级之间的电阻。SOC 862的该部分包括峰值检测器872、调谐引擎874、开关和低噪声放大器模块(LNA)876。替代地，峰值检测器872和/或调谐引擎874可以位于FEM 860中。
在该实施例中，双工器最适用于频分双工(FDD)，FDD用于3G蜂窝电话应用中且平衡网络开关和LNA 876开关是打开的。在用于2G蜂窝应用的时分双工(TDD)中，通过开关将平衡网络短路。这样基本上消除了3-dB理论插入损耗极限并仅留下实现损耗(implementation loss)。注意，对于2G发射，LNA 876开关是关闭的，对于2G接收，LNA 876开关时打开的。还要注意，对于3G模式，FEM和SOC 862的功能如同参考图90和/或91所描述的。
图93是根据本发明一个实施例的2G TX模式下图92所示的部分前端模块(FEM)860及部分SOC 862的示意框图。在该模式中，LNA 876开关将LNA 876短路，平衡网络开关将平衡网络短路。由于次级线圈两端的短路，初级线圈基本上也被短路。因此，PA 866高效地直接连接到天线。
图94是根据本发明一个实施例的2G RX模式下图92所示的部分前端模块(FEM)860及部分SOC 862的示意框图。在该模式中，LNA开关打开，平衡网络开关关闭，因此将平衡网络短路。在这种配置下，变压器的功能如同用于接收器部的巴伦变压器。
图95是根据本发明一个实施例的小信号平衡网络880的示意框图，它包括多个晶体管、多个电阻和多个电容。平衡网络中包含的电阻的选择可以由多比特信号(例如10比特)进行控制，平衡网络中包含的电容的选择可以由另一个多比特信号(例如5比特)进行控制。
例如，若平衡网络的电阻侧包括4个电阻-晶体管电路，其中一个电阻-晶体管电路的公共节点(common node)与下一电阻-晶体管电路的门极连接。在该例子中，每个门极还连接用于接收4比特的比特控制信号。例如，最左端电阻-晶体管电路的门极接收最有效比特，下一最左电阻-晶体管电路接收第二最有效比特，依此类推。另外，最左端电阻-晶体管电路的电阻是R4，下一最左电阻-晶体管电路的电阻是R3，依此类推。因此，例如，当4比特控制信号是0001时，仅仅最右端电阻-晶体管电路是开启的，且它的电阻R1提供最终的电阻。当4比特控制信号是0011时，最右端的两个电阻-晶体管电路是开启的，且最终的电阻为R1//R2。当4比特控制信号是0111时，最右端的三个电阻-晶体管电路是开启的，且最终的电阻为R1//R2//R3。当4比特控制信号是1111时，所有四个电阻-晶体管电路都是开启的，且最终的电阻为R1//R2//R3//R4。平衡网络的电容侧功能类似。
在另一个实施例中，每个电阻-晶体管电路和每个电容-晶体管电路可以独立地由相应控制信号的比特位进行控制。对于上述附图中描述的并在这里修改后的四电阻-晶体管电路配置，控制信号1000产生电阻R4；控制信号0100产生电阻R3；控制信号1010产生电阻R4//R2；依此类推。
图96是根据本发明一个实施例的大信号平衡网络882的示意框图，它包括RLC(电阻-电感-电容)网络和多个晶体管。晶体管被门控开和关以提供RLC网络不同的电阻、电感和/或电容组合，从而所期望的平衡网络阻抗。此时，晶体管具有相对很小的电压摆幅，因此可以使用较低电压晶体管。
图97是根据本发明另一个实施例的部分前端模块(FEM)890及部分SOC892的示意框图。FEM 890的该部分包括功率放大器模块(PA)896、双工器898、平衡网络900和共模感应电路。双工器898包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器898和/或电子平衡双工器898)，平衡网络包括至少一个可变电阻和至少一个可变电容。共模感应电路包括一对连接在变压器次级之间的电阻。SOC的该部分包括峰值检测器902、调谐引擎904、泄漏量检测906模块和低噪声放大器模块(LNA)908。替代地，峰值检测器902、泄漏量检测906模块和/或调谐引擎904可以位于FEM 890中。
除了泄漏量检测906模块，本实施例的功能类似于图90所示实施例。泄漏量模块用于根据PA 896输出检测平衡网络900中电路的晶体管导通电阻的变化。例如，若PA 896输出增加，它将使平衡网络900中晶体管导通电阻改变。该改变影响平衡网络900的整体阻抗。相应地，泄漏量检测906模块检测导通电阻改变并将代表性信号提供给调谐引擎904和/或处理模块(如图91中所示)。
根据泄漏量检测906模块的输入，调谐引擎904调节平衡网络900的阻抗。替代地或此外，处理模块使用来自泄漏量检测906模块的输入来调节ATU的设置。不论采用哪种特定方法，都补偿了平衡网络900中晶体管的和/或功率放大器中晶体管的导通阻抗的变化。
图98是根据本发明另一个实施例的部分前端模块(FEM)910及部分SOC912的示意框图。FEM 910的该部分包括功率放大器模块(PA)916、双工器918、平衡网络920和共模感应电路。双工器918包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器918和/或电子平衡双工器918)，平衡网络包括至少一个可变电阻和至少一个可变电容。共模感应电路包括一对连接在变压器次级之间的电阻。SOC 912的该部分包括峰值检测器922、处理模块926(包含调谐引擎的功能)和低噪声放大器模块(LNA)924。替代地，峰值检测器922和/或调谐引擎可以位于FEM 910中。
对于调节双工器918的TX衰减和/或RX增益的能力，本实施例的功能类似于图90所示实施例。例如，当发射功率相对较低时(例如入站RF信号的阻滞较小和/或入站RF信号的信号强度相对较高)，处理模块926向双工器918提供信号，使双工器918减小TX衰减，从而减小插入损耗。
例如，若双工器918包括如图90所示的变压器和/或其它类型的频率可选双工器918，可以将部分滤波器短路以便在减少分离的代价下增加损耗。又例如，若双工器918包括电子平衡双工器，该分离可以与平衡网络的分离相平衡。
图99是根据本发明另一个实施例的部分前端模块(FEM)930及部分SOC932的示意框图。FEM 930的该部分包括功率放大器模块(PA)936、双工器938和平衡网络940。双工器938包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器938和/或电子平衡双工器938)、寄生电容和补偿电容，平衡网络包括至少一个可变电阻和至少一个可变电容。共模感应电路包括一对连接在变压器次级之间的电阻。SOC 932的该部分包括峰值检测器、处理模块(包含调谐引擎的功能)和低噪声放大器模块(LNA)940。仅仅示出了LNA940。
在该实施例中，增加补偿电容以补偿寄生电容(例如Cp1和Cp2)的失匹，该失匹是由于初级线圈(例如L1和L2)之间的失匹导致的。因此，选择补偿电容(Cc1和Cc2)，使Cp1+Cc1＝Cp2+Cc2。增加补偿电容后，双工器938的分离带宽大于没有补偿电容时的分离带宽。
图100是根据本发明另一个实施例的部分前端模块(FEM)950及部分LNA 952的示意框图。FEM 950的该部分包括功率放大器模块(PA)954、双工器956和平衡网络958。双工器956包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器和/或电子平衡双工器956)，该变压器具有寄生电容(Cp3和Cp4)。LNA 952包括输入晶体管、偏置晶体管、电感(L3)和负载阻抗(Z)，其中输入晶体管具有寄生电容(Cp)。由于在LNA 952中包含了L3，双工器956和LNA952的共模间隔相比传统LNA952输入配置得到了提高。
图101是根据本发明一个实施例的图100所示部分前端模块(FEM)和部分LNA的等效电路的示意框图。该示意图示出了共模间隔是如何提高的。通过变压器的寄生电容(Cp3和Cp4)连接到次级线圈(L)的非平衡电流与不同的谐振电路连接，这些谐振电路由电感(L3)和输入晶体管的寄生电容形成。谐振电路提供高差分阻抗和低共模阻抗。
图102是根据本发明另一个实施例的部分前端模块(FEM)960及部分SOC 962的示意框图。FEM 960的该部分包括功率放大器模块(PA)、双工器、平衡网络970和共模感应电路。双工器包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器和/或电子平衡双工器)，平衡网络包括至少一个可变电阻和至少一个可变电容。共模感应电路包括一对连接在变压器次级之间的电阻。SOC 962的该部分包括峰值检测器974、处理模块976(包含调谐引擎的功能)和单端低噪声放大器模块(LNA)972。替代地，峰值检测器974和/或调谐引擎可以位于FEM 960中。
在该实施例中，通过使用单端LNA 972基本上消除了共模间隔。图中所示FEM 960和SOC 962的其它部的功能如上所述。
图103是根据本发明一个实施例的双工器的变压器的示意框图。该变压器包括初级线圈(L1&L2)和次级线圈(L2)。初级线圈分别具有相同的匝数；次级线圈可以与初级线圈具有相同匝数或不同匝数。线圈的绕向如图所示。
图104是根据本发明一个实施例的IC封装基板和/或印刷电路板上集成电路的4个厚金属层上实施的变压器的实现的示意图。初级线圈位于上两层上，次级线圈位于下两层上。位于一层上的次级的第一线圈可用与其它层上的其它线圈串联或并联连接。
图105是根据本发明一个实施例的IC封装基板和/或印刷电路板上IC的3个厚金属层上的变压器的实现的示意图。初级线圈位于顶层上并使用下一层用于互连。至少一个初级线圈可以旋转90°。次级线圈位于下面的第三层上。
图106是根据本发明另一个实施例的部分前端模块(FEM)990及部分SOC 992的示意框图。FEM 990的该部分包括功率放大器模块(PA)994、双工器996、平衡网络1000、音注(tone injection)模块998和共模感应电路。双工器996包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器996和/或电子平衡双工器996)，平衡网络包括至少一个可变电阻和至少一个可变电容。共模感应电路包括一对连接在变压器次级之间的电阻。SOC 962的该部分包括峰值检测器1002、处理模块1004(包含调谐引擎的功能)、基带处理单元和低噪声放大器模块(LNA)1006。替代地，峰值检测器1002和/或调谐引擎可以位于FEM 990中。
在一个运行的例子中，共模感应电路、调谐引擎、检测器1002和平衡网络1000的功能如上所述。在很多情况下，当接收器频带低于或等于LNA 1006的噪声平台时，这些组件会减小发射器(TX)和/或接收器(RX)噪声。当TX和/或RX噪声处于或低于噪声平台时，很难跟踪，从而很难跟踪天线的阻抗。
为了增强对天线阻抗的跟踪，音注模块998在接收器频带中注入音调(tone)(例如Acos(ωRX RF(t)))。双工器996不同于TX信号地衰减RX音调，因为它位于RX频带中，且双工器996和平衡网络1000可调谐用于TX频带。因此，在双工器996的RX侧上(例如变压器的次级上)产生容易检测的泄漏信号。
基于RX音调的泄漏信号通过接收器部传播直至它被转换为基带信号。在基带，该音调幅度是RX频带间隔的测量值。根据RX频带间隔的测量值，可以确定天线的阻抗。随着天线阻抗的改变，可以调节天线调谐单元和/或平衡网络1000以跟踪天线的阻抗。注意，在基带可以轻易地除去该音调。
图107是根据本发明另一个实施例的部分前端模块(FEM)1010及部分SOC 1012的示意框图。FEM 1010的该部分包括功率放大器模块(PA)1014、双工器1016、平衡网络1018和共模感应电路(未示出)。双工器1016包括变压器(或其他结构，例如频率可选双工器1016和/或电子平衡双工器1016)。共模感应电路包括一对连接在变压器次级之间的电阻。SOC 1012的该部分包括峰值检测器1002(未示出)、处理模块1020(执行调谐引擎的功能)和低噪声放大器模块(LNA)1022。替代地，峰值检测器1002和/或调谐引擎可以位于FEM 1010中。
平衡网络1018包括RLC网络，该RLC网络具有多个可变电阻、多个可变电容和至少一个电感。在该实施例中，可以调谐平衡网络1018以提供可大幅变化的阻抗，从而更好地与天线阻抗匹配。
图108是根据本发明一个实施例的平衡网络的电阻-晶体管(R-T)电路的阻抗的示意框图。电容相当于晶体管的寄生电容。由于R-T电路包括真实的无源电阻，它可以为插入损耗上的3dB理论极限做贡献。
图109是根据本发明另一个实施例的平衡网络的电阻-晶体管(R-T)电路的阻抗的示意框图。在该实施例中，R-T电路包括电感弱化的共源晶体管。因此，它是一个活跃的电阻，并不为插入损耗上的3dB理论极限做贡献。因此，平衡网络仅有的损耗是实施损耗。
图110是根据本发明一个实施例的平衡网络1030的示意框图，它包括阻抗上变频器1032和一个或多个基带阻抗(Zbb 1034)。阻抗上变频器与期望频率(例如fLO或fRF)同步。阻抗上变频器1032与基带阻抗的组合可以按照类似于上述m相变频带通滤波器的方式实施。
图111是根据本发明另一个实施例的平衡网络的示意框图，它包括两个阻抗上变频器1042、1044和相应的基带阻抗(Zbb 1046、1048)。每个阻抗上变频器与期望频率(例如fRF_TX或fRF_RX)同步。阻抗上变频器1042、1044与一个或多个基带阻抗的每种组合可以按照类似于上述m相变频带通滤波器的方式实施。
图112是根据本发明一个实施例的用于平衡网络中的负阻抗1050的示意框图。该电路包括基带负阻抗1050电路，例如如图56所示的，抗上变频器1052可以按照类似于上述m相变频带通滤波器的方式实施。
图113是根据本发明一个实施例的偏振接收器1060的示意框图，它包括锁相环(PLL)1068、模数转换器(ADC 1064、1066)、相位处理模块1062、峰值检测器1070和幅度处理模块1062。PLL 1068包括相位和频率检测器(PFD)、电荷泵、环路滤波器、压控振荡器(VCO)、分频器(可以是1∶1分频器)、求和模块以及调制器(sigma-delta)模块。
在一个运行的例子中，天线接收入站RF信号(例如A(t)cos(wRF(t)+θ(t)))并将其通过FEM(未示出)提供给接收器部的PLL 1068和峰值检测器1070。峰值检测器1070(可能是包络检测器)分离幅度项(例如A(t))。然后，通过ADC 1064、1066将幅度项转换数字信号。PLL 1068处理入站RF信号的cos(ωRF(t)+θ(t))以提取相位信号(例如θ(t))。处理模块1062解析幅度信号和相位信号以恢复发射的数据。
图114是根据本发明一个实施例的缓存器电路的示意框图，该电路可以用于连接本地振荡器的PLL 1082与下变频混频模块的混频器和/或上变频混频模块。缓存器电路包括差分缓存器和编织连接1086。编织连接1086产生了增加的电感(相对于并联线路)，从而衰减了给混频器的不期望的高频分量。另外，可以选择编织连接1086的大小和性质以得到所期望的线路间电容，从而产生调谐的且分布的L-C电路。
图115是根据本发明一个实施例的交织连接1100的示意框图，它包括位于基板(例如裸片、封装基板等)一层上的第一线路和位于基板另一层上的另一线路。这些线路在两层上交织以提高相互间的磁耦合。另外，至少一条线路可以包括电感环路以增加其电感。
图116是根据本发明一个实施例的接收器的示意框图，它包括输入部、下变频混频部和互阻放大器(TIA 1126、1128)。输入部包括MN 1112、增益模块、电感和电容。下变频混频部包括混频器和本地振荡器。TIA 1126、1128分别包括如图连接的晶体管和电阻。注意，正极输入还可以连接到电阻与正极输出端上的晶体管之间的公共节点，负极输入还可以连接到电阻与负极输出端上的晶体管之间的公共节点。
本文可能用到的，术语“基本上”或“大约”，对相应的术语和/或组件间的关系提供一种业内可接受的公差。这种业内可接受的公差从小于1％到50％，并对应于，但不限于，组件值、集成电路处理波动、温度波动、上升和下降时间和/或热噪声。组件间的关系从小百分比的差分到大的差分。本文还可能用到的，术语“可操作地连接”、“连接”和/或“耦合”，包括通过中间组件(例如，该组件包括，但不限于，组件、组件、电路和/或模块)直接连接和/或间接连接，其中对于间接连接，中间插入组件并不改变信号的信息，但可以调整其电流电平、电压电平和/或功率电平。本文还可能用到，推断连接(亦即，一个组件根据推论连接到另一个组件)包括两个组件之间用相同于“可操作地连接”的方法直接和间接连接。本文还可能用到，术语“可操作地连接”，表明组件包括以下一个或多个：功率连接、输入、输出等，用于在激活时执行一个或多个相应功能并可以进一步包括与一个或多个其它组件的推断连接。本文还可能用到，术语“相关的”，正如这里可能用的，包括单独组件和/或嵌入另一个组件的某个组件的直接和/或间接连接。本文还可能用到，术语“比较结果有利”，正如这里可能用的，指两个或多个组件、信号等之间的比较提供一个想要的关系。例如，当想要的关系是信号1具有大于信号2的幅度时，当信号1的幅度大于信号2的幅度或信号2的幅度小于信号1幅度时，可以得到有利的比较结果。
尽管上述附图中示出的晶体管是场效应晶体管(FET)，但本领域技术人员应该明白，上述晶体管可以使用任意类型的晶体管结构，包括但不限于，双极、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、N阱晶体管、P阱晶体管、增强型、耗尽型以及零电压阈值(VT)晶体管。
以上借助于说明指定的功能和关系的方法步骤对本发明进行了描述。为了描述的方便，这些功能组成模块和方法步骤的界限和顺序在此处被专门定义。然而，只要给定的功能和关系能够适当地实现，界限和顺序的变化是允许的。任何上述变化的界限或顺序应被视为在权利要求保护的范围内。
本发明至少部分借助于一个或多个实施例进行了描述。本文所使用的本发明的实施例适用于说明本发明的方面、特征、概念和/或实例。构成本发明的装置、制造方法、机器和/或步骤的物理实施例可以包括参考本文所述至少一个实施例进行描述的方面、特征、概念、实例等中至少一项。
以上还借助于说明某些重要功能的功能模块对本发明进行了描述。为了描述的方便，这些功能组成模块的界限在此处被专门定义。当这些重要的功能被适当地实现时，变化其界限是允许的。类似地，流程图模块也在此处被专门定义来说明某些重要的功能，为广泛应用，流程图模块的界限和顺序可以被另外定义，只要仍能实现这些重要功能。上述功能模块、流程图功能模块的界限及顺序的变化仍应被视为在权利要求保护范围内。本领域技术人员也知悉此处所述的功能模块，和其它的说明性模块、模组和组件，可以如示例或由分立组件、特殊功能的集成电路、带有适当软件的处理器及类似的装置组合而成。
Claims (10)
1.一种无表面声波接收器，其特征在于，包括以下至少一项：
前端模块接口模块，用于接收入站射频信号；和/或
射频-中频接收器部，包括以下至少一项：
变频带通滤波器，包括以下至少一项：
开关网络；和/或
形成基带滤波器响应的多个基带阻抗，其中所述开关网络用于根据多个相位偏移的射频时钟信号将所述多个基带阻抗连接到所述前端模块接口以射频带通滤波所述入站射频信号以产生滤波的入站射频信号；和/或
低噪声放大器模块，用于放大所述滤波的入站射频信号以产生放大的入站射频信号；和/或
混频部，用于将所述放大的入站射频信号与本地振荡混频以产生入站中频信号；和/或
接收器中频-基带部，用于将所述入站中频信号转换为一个或多个入站符号流。
2.根据权利要求1所述的无表面声波接收器，其特征在于，所述前端模块接口模块包括：
变压器；和
可调电容网络，与所述变压器的次级连接，用于滤波接收的入站射频信号以产生所述入站射频信号。
3.根据权利要求1所述的无表面声波接收器，其特征在于，还包括：
前端模块，用于从不期望的射频信号中分离出所述入站射频信号。
4.根据权利要求1所述的无表面声波接收器，其特征在于，所述接收器中频-基带部包括：
混频部，用于将所述入站中频信号与第二本地振荡混频以产生I和Q混频信号；以及
组合&滤波部，用于：
将所述I和Q混频信号组合以产生组合的信号；以及
滤波所述组合的信号以产生所述一个或多个入站符号流。
5.根据权利要求1所述的无表面声波接收器，其特征在于，还包括：
时钟生成器，用于生成所述多个相位偏移的时钟信号，其中所述开关网络根据所述多个相位偏移的时钟信号定期地将所述多个基带阻抗连接到所述前端模块接口模块和所述低噪声放大器模块，且其中所述多个相位偏移的时钟信号的速率对应于所述入站射频信号的频率。
6.根据权利要求1所述的无表面声波接收器，其特征在于，所述混频部包括：
混频模块，用于：
将所述放大的入站射频信号转换为同相I信号分量和正交Q信号分量；
将所述I信号分量与本地振荡的I信号分量混频以产生I混频信号；
将所述Q信号分量与所述本地振荡的Q信号分量混频以产生Q混频信号；以及
滤波器模块，用于滤波所述I和Q混频信号以产生所述入站中频信号。
7.根据权利要求1所述的无表面声波接收器，其特征在于，所述开关网络还用于：
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第一个信号时，以第一连接模式连接所述多个基带阻抗的第一和第三基带阻抗以滤波所述入站射频信号；
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第二个信号时，以第二连接模式连接所述多个基带阻抗的第二和第四基带阻抗以滤波所述入站射频信号；
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第三个信号时，以反第一连接模式连接所述第一和第三基带阻抗以滤波所述入站射频信号；以及
在所述多个相位偏移的射频时钟信号的第四个信号时，以反第二连接模式连接所述第二和第四基带阻抗以滤波所述入站射频信号。
8.根据权利要求7所述的无表面声波接收器，其特征在于，所述多个基带阻抗中的基带阻抗包括以下至少一项：
电容；
可变电容；
开关电容滤波器；
开关电容电阻；和
复阻抗。
9.根据权利要求1所述的无表面声波接收器，其特征在于，所述变频带通滤波器还包括：
控制模块，用于接收控制信号，其中所述控制信号提供用于调节以下至少一项的控制信息：基带滤波器响应的质量因子、基带滤波器响应的增益、基带滤波器响应的带宽以及基带滤波器响应的衰减斜率。
10.一种无表面声波接收器，其特征在于，包括以下至少一项：
前端模块接口模块，用于接收入站射频信号；和/或
射频-中频接收器部，包括以下至少一项：
变频带通滤波器，包括以下至少一项：
第一开关网络；和/或
形成第一基带滤波器响应的第一多个基带阻抗，其中所述第一开关网络用于根据多个相位偏移的射频时钟信号将所述多个基带阻抗连接到所述前端模块接口以射频带通滤波所述入站射频信号以产生滤波的入站射频信号；和/或
低噪声放大器模块，用于放大所述滤波的入站射频信号以产生放大的入站射频信号；和/或
混频部，用于将所述放大的入站射频信号与本地振荡混频以产生入站中频信号；和/或
中频变频滤波器，包括以下至少一项：
第二开关网络；和/或
形成第二基带滤波器响应的第二多个基带阻抗，其中所述第二开关网络用于根据多个相位偏移的中频时钟信号将所述第二多个基带阻抗连接到所述混频部，以中频带通滤波所述入站中频信号以产生滤波的入站中频信号；和/或
接收器中频-基带部，用于将所述滤波的入站中频信号转换为一个或多个入站符号流。
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Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108414942A (zh) * | 2017-02-09 | 2018-08-17 | 丰田自动车株式会社 | 电池状态推定装置 |
| CN108809262A (zh) * | 2018-06-07 | 2018-11-13 | 清华大学深圳研究生院 | 一种可重构的低功耗低成本支持多频多模的接收机前端 |
| CN109426840A (zh) * | 2017-08-30 | 2019-03-05 | 上海华虹计通智能系统股份有限公司 | 读卡器的无线时钟校准装置及读卡器 |
| CN109525262A (zh) * | 2017-09-19 | 2019-03-26 | 株式会社东芝 | 接收电路以及无线通信装置 |
| CN110995297A (zh) * | 2019-10-29 | 2020-04-10 | 芯创智（北京）微电子有限公司 | 一种无声表面波滤波器的低功耗接收机 |
| CN111277525A (zh) * | 2020-01-22 | 2020-06-12 | 北京工业大学 | 一种合频信号的水声通信调制解调模块 |
| CN113098540A (zh) * | 2019-12-23 | 2021-07-09 | 瑞士优北罗股份有限公司 | 具有改进的镜像抑制的超外差装置 |
| CN113366768A (zh) * | 2019-01-30 | 2021-09-07 | 斯威特科技有限公司 | 双偏振毫米波前端集成电路 |
Families Citing this family (52)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8102202B2 (en) * | 2008-08-12 | 2012-01-24 | Infineon Technologies Ag | Modem unit and mobile communication unit |
| WO2011085027A1 (en) * | 2010-01-05 | 2011-07-14 | Maxlinear, Inc. | High dynamic range radio architecture with enhanced image rejection |
| US8369807B2 (en) * | 2010-06-03 | 2013-02-05 | Broadcom Corporation | Polar-based RF receiver |
| US8892159B2 (en) * | 2011-05-12 | 2014-11-18 | St-Ericsson Sa | Multi-standard transceiver architecture with common balun and mixer |
| US9033973B2 (en) | 2011-08-30 | 2015-05-19 | Covidien Lp | System and method for DC tissue impedance sensing |
| US9356643B2 (en) | 2011-12-29 | 2016-05-31 | Rf Micro Devices, Inc. | RF duplexing device |
| US9319208B2 (en) * | 2012-01-10 | 2016-04-19 | Rf Micro Devices, Inc. | RF duplexing device |
| KR20130125613A (ko) * | 2012-05-09 | 2013-11-19 | 삼성전자주식회사 | 주파수 가변 장치와 그 동작방법 및 주파수 가변 장치를 포함하는 ｒｆ 회로 |
| DE102012216155A1 (de) * | 2012-09-12 | 2014-03-13 | Robert Bosch Gmbh | Empfangssystem |
| KR101325196B1 (ko) * | 2012-10-22 | 2013-11-04 | 지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드 | 임피던스 쉐이핑을 이용한 수신기 |
| US9283028B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-03-15 | Covidien Lp | Crest-factor control of phase-shifted inverter |
| US9504516B2 (en) * | 2013-05-31 | 2016-11-29 | Covidien LLP | Gain compensation for a full bridge inverter |
| US9425835B2 (en) * | 2013-08-09 | 2016-08-23 | Broadcom Corporation | Transmitter with reduced counter-intermodulation |
| US9281853B2 (en) * | 2013-08-22 | 2016-03-08 | Mediatek Singapore Pte. Ltd. | Integrated circuit for communication |
| CN104639202A (zh) * | 2013-11-15 | 2015-05-20 | 深圳富泰宏精密工业有限公司 | 无线通信装置 |
| US10033343B2 (en) | 2014-03-31 | 2018-07-24 | Qualcomm Incorporated | Spectrum sensing radio receiver |
| KR101640074B1 (ko) * | 2014-04-03 | 2016-07-15 | 한국전자통신연구원 | 무선 디바이스의 ｒｆ 특징 수집 장치 및 방법 |
| US9438279B2 (en) * | 2014-05-12 | 2016-09-06 | Altair Semiconductor Ltd. | Wireless device with adaptively-tunable electrically-small antennas |
| US9843307B2 (en) | 2014-05-12 | 2017-12-12 | Altair Semiconductor Ltd. | Passive automatic antenna tuning based on received-signal analysis |
| US10447458B2 (en) * | 2014-08-13 | 2019-10-15 | Skyworks Solutions, Inc. | Radio-frequency front-end architecture for carrier aggregation of cellular bands |
| US9300264B2 (en) * | 2014-08-22 | 2016-03-29 | Mediatek Inc. | Receiver arrangement and method of performing operations of receiver |
| US10177838B2 (en) | 2014-09-30 | 2019-01-08 | Skyworks Solutions, Inc. | Shared integrated DC-DC supply regulator |
| CN111317560B (zh) | 2014-10-31 | 2023-09-22 | 美敦力先进能量有限公司 | 用于减少rf发生器中的泄漏电流的功率监测电路与方法 |
| JP6434822B2 (ja) * | 2015-02-24 | 2018-12-05 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 通信装置および通信装置の制御方法 |
| US9461680B1 (en) | 2015-03-30 | 2016-10-04 | Broadcom Corporation | Wireless receiver |
| US9413400B1 (en) * | 2015-04-30 | 2016-08-09 | Qualcomm Incorporated | Blocker filtering for carrier aggregation receiver |
| US10158509B2 (en) * | 2015-09-23 | 2018-12-18 | Innophase Inc. | Method and apparatus for polar receiver with phase-amplitude alignment |
| US9673829B1 (en) | 2015-12-02 | 2017-06-06 | Innophase, Inc. | Wideband polar receiver architecture and signal processing methods |
| US9673828B1 (en) | 2015-12-02 | 2017-06-06 | Innophase, Inc. | Wideband polar receiver architecture and signal processing methods |
| US10090867B2 (en) * | 2015-12-21 | 2018-10-02 | Cable Television Laboratories, Inc. | System and method for heterodyned communication |
| US20190373673A1 (en) * | 2016-01-04 | 2019-12-05 | Zte Corporation | Highly integrated smart trunking microwave digital radio architecture |
| WO2017130298A1 (ja) * | 2016-01-26 | 2017-08-03 | 株式会社日立国際電気 | 中継／通信局装置 |
| US10135482B2 (en) * | 2016-03-23 | 2018-11-20 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Wireless transceiver with remote frontend |
| US9929760B2 (en) * | 2016-04-14 | 2018-03-27 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. | Ultra-low-power RF receiver frontend with tunable matching networks |
| KR102547294B1 (ko) | 2016-10-31 | 2023-06-22 | 삼성전자주식회사 | 반도체 장치 및 반도체 장치의 동작 방법 |
| US10051564B2 (en) * | 2016-11-22 | 2018-08-14 | Google Llc | Transmitter signal time and frequency division duplexing |
| US10122397B2 (en) | 2017-03-28 | 2018-11-06 | Innophase, Inc. | Polar receiver system and method for Bluetooth communications |
| US10108148B1 (en) | 2017-04-14 | 2018-10-23 | Innophase Inc. | Time to digital converter with increased range and sensitivity |
| US10503122B2 (en) | 2017-04-14 | 2019-12-10 | Innophase, Inc. | Time to digital converter with increased range and sensitivity |
| US10991550B2 (en) * | 2018-09-04 | 2021-04-27 | Lam Research Corporation | Modular recipe controlled calibration (MRCC) apparatus used to balance plasma in multiple station system |
| US10840921B2 (en) | 2018-09-07 | 2020-11-17 | Innophase Inc. | Frequency control word linearization for an oscillator |
| US10622959B2 (en) * | 2018-09-07 | 2020-04-14 | Innophase Inc. | Multi-stage LNA with reduced mutual coupling |
| US11095296B2 (en) | 2018-09-07 | 2021-08-17 | Innophase, Inc. | Phase modulator having fractional sample interval timing skew for frequency control input |
| US10659011B2 (en) * | 2018-10-22 | 2020-05-19 | Delta Electronics Int'l (Singapore) Pte Ltd | Low noise amplifier |
| US11070196B2 (en) | 2019-01-07 | 2021-07-20 | Innophase Inc. | Using a multi-tone signal to tune a multi-stage low-noise amplifier |
| US10728851B1 (en) | 2019-01-07 | 2020-07-28 | Innophase Inc. | System and method for low-power wireless beacon monitor |
| US10862515B2 (en) * | 2019-01-18 | 2020-12-08 | Apple Inc. | Coordination of communication protocols using a shared front-end module |
| US11177988B2 (en) * | 2020-01-23 | 2021-11-16 | Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. | Receiver circuits with blocker attenuating mixer |
| US10873486B1 (en) * | 2020-01-23 | 2020-12-22 | Goodix Technology Inc. | Receiver circuits with blocker attenuating RF filter |
| US11424900B2 (en) * | 2020-10-07 | 2022-08-23 | Apple Inc. | Leakage and noise cancelling for double balanced duplexers |
| US12107611B2 (en) | 2020-12-11 | 2024-10-01 | Intel Corporation | Receiver with reduced noise figure using split LNA and digital combining |
| US11658616B2 (en) | 2021-04-22 | 2023-05-23 | Analog Devices International Unlimited Company | Method and apparatus to reduce inter symbol interference and adjacent channel interference in mixer and TIA for RF applications |
Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4661799A (en) * | 1984-08-28 | 1987-04-28 | Electromatic (Proprietary) Limited | Loop detector |
| US20050227631A1 (en) * | 2004-04-13 | 2005-10-13 | Robinett Robert L | Multi-antenna transceiver system |
| CN1695298A (zh) * | 2002-01-09 | 2005-11-09 | 诺基亚有限公司 | 滤波器和双工器中具有两个压电层作为平衡－不平衡变换器的体声波谐振器 |
| CN1922789A (zh) * | 2004-01-30 | 2007-02-28 | 拉瓦尔大学 | 多用户自适应阵列接收机与方法 |
| US7236743B2 (en) * | 2000-08-08 | 2007-06-26 | Vishay Semiconductor Gmbh | Method and arrangement for noise rejection in a receiver circuit |
| CN101048942A (zh) * | 2004-10-25 | 2007-10-03 | 天工方案公司 | 提供发射前隔离的发射－接收开关结构 |
| US20070262829A1 (en) * | 2006-05-15 | 2007-11-15 | Jaalaa, Inc. | On-chip TX/RX antenna switching |
| US20080096508A1 (en) * | 2004-09-20 | 2008-04-24 | Frontler Silicon Limited | Low Intermediate Frequency (If) Radio Receiver Circuits |
| CN101212231A (zh) * | 2006-12-30 | 2008-07-02 | 美国博通公司 | 单个设备内通信的方法、通信装置及设备内通信的方法 |
| US20080175307A1 (en) * | 2007-01-24 | 2008-07-24 | Brian Brunn | Frequency and q-factor tunable filters using frequency translatable impedance structures |
| US20090253385A1 (en) * | 2008-04-08 | 2009-10-08 | Paul Wilkinson Dent | System and Method for Adaptive Antenna Impedance Matching |
Family Cites Families (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5434541A (en) | 1994-06-30 | 1995-07-18 | At&T Corp. | Frequency translated filter for a micro-miniature radio receiver |
| US6965655B1 (en) * | 2000-06-20 | 2005-11-15 | Texas Instruments Incorporated | Apparatus for and method of optimizing the performance of a radio frequency receiver in the presence of interference |
| US6850748B2 (en) | 2002-07-31 | 2005-02-01 | Gct Semiconductor, Inc. | RF front end with reduced carrier leakage |
| US6845139B2 (en) * | 2002-08-23 | 2005-01-18 | Dsp Group, Inc. | Co-prime division prescaler and frequency synthesizer |
| US6990327B2 (en) | 2003-04-30 | 2006-01-24 | Agency For Science Technology And Research | Wideband monolithic tunable high-Q notch filter for image rejection in RF application |
| KR100541077B1 (ko) | 2003-05-14 | 2006-01-10 | 삼성전기주식회사 | 정합회로 및 그 정합회로를 포함하는 적층형 듀플렉서 |
| TWI220817B (en) | 2003-08-22 | 2004-09-01 | Benq Corp | Antenna matching device and method thereof |
| TWI345369B (en) | 2004-01-28 | 2011-07-11 | Mediatek Inc | High dynamic range time-varying integrated receiver for elimination of off-chip filters |
| JP4394498B2 (ja) | 2004-03-31 | 2010-01-06 | 株式会社ルネサステクノロジ | 高周波回路装置及びそれを用いた移動体通信端末 |
| WO2006039699A2 (en) | 2004-10-01 | 2006-04-13 | De Rochemont L Pierre | Ceramic antenna module and methods of manufacture thereof |
| JP4407465B2 (ja) | 2004-10-25 | 2010-02-03 | ソニー株式会社 | 無線通信装置 |
| TWI245407B (en) * | 2004-11-12 | 2005-12-11 | Richwave Technology Corp | Device and method for integrating SAW filter and transceiver |
| US8145155B2 (en) | 2005-09-06 | 2012-03-27 | Mediatek, Inc. | Passive mixer and high Q RF filter using a passive mixer |
| US7890076B2 (en) | 2005-12-15 | 2011-02-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Mixer circuit and method |
| KR100723890B1 (ko) | 2006-02-28 | 2007-05-31 | 포스데이타 주식회사 | 기지국 시스템에서 효율적인 리던던시와 서비스 커버리지확장을 위한 장치 및 방법 |
| DE102006033709B4 (de) | 2006-07-20 | 2010-01-14 | Epcos Ag | Elektrisches Modul |
| US7848713B2 (en) | 2007-09-10 | 2010-12-07 | Qualcomm Incorporated | Common mode signal attenuation for a differential duplexer |
| JP2009078659A (ja) | 2007-09-26 | 2009-04-16 | Pacific Ind Co Ltd | タイヤ状態検出装置の携帯リモートコントローラ |
| US7899426B2 (en) | 2007-10-30 | 2011-03-01 | Qualcomm Incorporated | Degenerated passive mixer in saw-less receiver |
| US7899649B1 (en) * | 2008-03-24 | 2011-03-01 | Altera Corporation | Signal detect for high-speed serial interface |
| WO2009123583A1 (en) | 2008-03-31 | 2009-10-08 | Marvell International, Ltd. | Tunable rf bandpass transconductance amplifier |
| US8331897B2 (en) | 2008-04-07 | 2012-12-11 | Qualcomm Incorporated | Highly linear embedded filtering passive mixer |
| US8351978B2 (en) | 2008-08-01 | 2013-01-08 | Aleksandar Tasic | Systems and methods for adjusting the gain of a receiver through a gain tuning network |
-
2011
- 2011-03-30 US US13/076,183 patent/US8655299B2/en active Active
- 2011-05-30 EP EP13000967.3A patent/EP2600534A1/en not_active Withdrawn
- 2011-05-30 EP EP13001741.1A patent/EP2613450A1/en not_active Withdrawn
- 2011-05-30 EP EP12007606A patent/EP2566062A1/en not_active Withdrawn
- 2011-05-30 EP EP11004418.7A patent/EP2393208B1/en active Active
- 2011-06-03 CN CN201110148960.9A patent/CN102315856B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2011-06-03 KR KR1020110054019A patent/KR101231671B1/ko active IP Right Grant
- 2011-06-03 TW TW100119483A patent/TWI474629B/zh not_active IP Right Cessation
-
2014
- 2014-01-24 US US14/163,994 patent/US20140140455A1/en not_active Abandoned
Patent Citations (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4661799A (en) * | 1984-08-28 | 1987-04-28 | Electromatic (Proprietary) Limited | Loop detector |
| US7236743B2 (en) * | 2000-08-08 | 2007-06-26 | Vishay Semiconductor Gmbh | Method and arrangement for noise rejection in a receiver circuit |
| CN1695298A (zh) * | 2002-01-09 | 2005-11-09 | 诺基亚有限公司 | 滤波器和双工器中具有两个压电层作为平衡－不平衡变换器的体声波谐振器 |
| CN1922789A (zh) * | 2004-01-30 | 2007-02-28 | 拉瓦尔大学 | 多用户自适应阵列接收机与方法 |
| US20050227631A1 (en) * | 2004-04-13 | 2005-10-13 | Robinett Robert L | Multi-antenna transceiver system |
| US20080096508A1 (en) * | 2004-09-20 | 2008-04-24 | Frontler Silicon Limited | Low Intermediate Frequency (If) Radio Receiver Circuits |
| CN101048942A (zh) * | 2004-10-25 | 2007-10-03 | 天工方案公司 | 提供发射前隔离的发射－接收开关结构 |
| US20070262829A1 (en) * | 2006-05-15 | 2007-11-15 | Jaalaa, Inc. | On-chip TX/RX antenna switching |
| CN101212231A (zh) * | 2006-12-30 | 2008-07-02 | 美国博通公司 | 单个设备内通信的方法、通信装置及设备内通信的方法 |
| US20080175307A1 (en) * | 2007-01-24 | 2008-07-24 | Brian Brunn | Frequency and q-factor tunable filters using frequency translatable impedance structures |
| TW200843368A (en) * | 2007-01-24 | 2008-11-01 | Marvell World Trade Ltd | Frequency and Q-factor tunable filters using frequency translatable impedance structures |
| US20090253385A1 (en) * | 2008-04-08 | 2009-10-08 | Paul Wilkinson Dent | System and Method for Adaptive Antenna Impedance Matching |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108414942A (zh) * | 2017-02-09 | 2018-08-17 | 丰田自动车株式会社 | 电池状态推定装置 |
| CN109426840B (zh) * | 2017-08-30 | 2022-03-11 | 上海华虹计通智能系统股份有限公司 | 读卡器的无线时钟校准装置及读卡器 |
| CN109426840A (zh) * | 2017-08-30 | 2019-03-05 | 上海华虹计通智能系统股份有限公司 | 读卡器的无线时钟校准装置及读卡器 |
| CN109525262A (zh) * | 2017-09-19 | 2019-03-26 | 株式会社东芝 | 接收电路以及无线通信装置 |
| CN108809262B (zh) * | 2018-06-07 | 2020-09-22 | 清华大学深圳研究生院 | 一种可重构的低功耗低成本支持多频多模的接收机前端 |
| CN108809262A (zh) * | 2018-06-07 | 2018-11-13 | 清华大学深圳研究生院 | 一种可重构的低功耗低成本支持多频多模的接收机前端 |
| CN113366768A (zh) * | 2019-01-30 | 2021-09-07 | 斯威特科技有限公司 | 双偏振毫米波前端集成电路 |
| CN113366768B (zh) * | 2019-01-30 | 2023-10-20 | 苏州斯威特科技有限公司 | 双偏振毫米波前端集成电路 |
| CN110995297A (zh) * | 2019-10-29 | 2020-04-10 | 芯创智（北京）微电子有限公司 | 一种无声表面波滤波器的低功耗接收机 |
| CN113098540A (zh) * | 2019-12-23 | 2021-07-09 | 瑞士优北罗股份有限公司 | 具有改进的镜像抑制的超外差装置 |
| CN113098540B (zh) * | 2019-12-23 | 2024-05-14 | 瑞士优北罗股份有限公司 | 具有改进的镜像抑制的超外差装置 |
| CN111277525A (zh) * | 2020-01-22 | 2020-06-12 | 北京工业大学 | 一种合频信号的水声通信调制解调模块 |
| CN111277525B (zh) * | 2020-01-22 | 2022-07-05 | 北京工业大学 | 一种合频信号的水声通信调制解调模块 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| EP2393208B1 (en) | 2017-02-08 |
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