JP4407465B2 - 無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、マルチバンド無線信号を送受信する無線通信装置に係り、特に、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンドＯＦＤＭ信号を送受信処理する無線通信装置に関する。

さらに詳しくは、本発明は、広帯域での周波数切り替えを行なうマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の無線通信装置に係り、特に、低中間周波数（Ｌｏｗ−ＩＦ）方式で構成されるマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の無線通信装置に関する。

有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入が検討されている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

無線ネットワークは、ＬＳＩの高集積化・低消費電力化とも相俟って性能が飛躍的に向上し、世界的にも広く利用される状況となり、標準化が進められている。また、無線ＬＡＮ装置は、コンピュータ周辺機器と同じ程度に低価格化してきており、旧来のコンピュータ・ネットワークという用途以外に、オフィスにおける周辺機器の接続や、家庭内の情報家電間におけるストリーム系高品質動画像伝送など、さまざまな局面での利用が図られている。

無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１（例えば、非特許文献１を参照のこと）や、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２（例えば、非特許文献２又は非特許文献３を参照のこと）やＩＥＥＥ８０２．１５．３、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ通信などを挙げることができる。ＩＥＥＥ８０２．１１規格については、無線通信方式や使用する周波数帯域の違いなどにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格…などの各種無線通信方式が存在する。

また、近年では、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、非常に広い周波数帯域でキャリアを使用せず１ナノ秒以下の超短パルス波に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている（例えば、非特許文献４を参照のこと）。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。

将来、ＵＷＢに代表される近距離通信のＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ）はあらゆる家電品やＣＥ（Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）機器に搭載されることが予想され、１００Ｍｂｐｓ超のＣＥ機器間のＰ−ｔｏ−Ｐ伝送や家庭内ネットワークの実現が期待されている。ミリ波帯の利用が普及した場合には１Ｇｂｐｓ超の短距離無線も可能となり、ストレージデバイスなどを含む超高速な近距離用のＤＡＮ（Ｄｅｖｉｃｅ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）も実現可能となる。

ところで、室内で多数の機器が混在する作業環境下で無線ネットワークを構築した場合、複数のネットワークが重なり合って構築されていることが想定される。単一チャネルを使用した無線ネットワークでは、通信中に他のシステムが割り込んできたり、干渉などにより通信品質が低下したりしても、事態を修復する余地はない。

このため、通信チャネルをあらかじめ複数用意しておくというマルチチャネル通信方式が採用される。通信中に他のシステムが割り込んだり、参入局数が多くなって帯域の余裕がなくなってきたりしたことが原因で、干渉により通信品質が低下したときときに、使用する通信チャネルを選択して動作を開始することにより、ネットワーク動作を維持し、他のネットワークとの共存を実現することができる。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５．３の高速無線ＰＡＮシステムにおいても、マルチチャネル通信方式が採用されている。すなわち、システムで利用可能な周波数チャネルが複数用意され、無線通信デバイスは、電源投入後にすべての利用可能なチャネルにわたってスキャン動作を行なうことで、周囲にピコネット・コーディネータ（ＰＮＣ）としてビーコン信号を送信しているデバイスの有無を確認し、利用する周波数チャネルを選択する、というアルゴリズムが採用されている。

また、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。

主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

ＯＦＤＭ変調方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて無線ＬＡＮの標準規格として採用されている。また、ＩＥＥＥ８０２．１５．３においても、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式や、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式以外に、ＯＦＤＭ変調方式を採用したＵＷＢ通信方式についての標準化が進められている。ＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の場合、３．１〜４．８ＧＨｚの周波数帯をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる複数の周波数チャネル（サブバンド）を周波数ホッピング（ＦＨ）し、各周波数帯が１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調方式、すなわちマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式が検討されている（例えば、非特許文献５を参照のこと）。

図１７には、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されている周波数割り当てを示している。同図に示すように、中心周波数をそれぞれ３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚとするバンド＃１〜＃３からなるグループ１と、中心周波数をそれぞれ５０１６ＭＨｚ、５５４４ＭＨｚ、６０７２ＭＨｚとするバンド＃４〜バンド＃６からなるグループ２と、中心周波数をそれぞれ６６００ＭＨｚ、７１２８ＭＨｚ、７６５６ＭＨｚとするバンド＃７〜＃９からなるグループ３と、中心周波数をそれぞれ８１８４ＭＨｚ、８７１２ＭＨｚ、９２４０ＭＨｚとするグループ＃１０〜＃１２からなるグループＤと、中心周波数をそれぞれ９７６８ＭＨｚ並びに１０２９６ＭＨｚとするバンド＃１３〜＃１４からなるグループ５とで構成される。このうち、グループ１の３バンドを用いることが義務化（ｍａｎｄａｔｏｒｙ）されているとともに、それ以外のグループや帯域は将来の拡張のために用意されている。

図１８には、マルチバンドＯＦＤＭシステムに用いられる受信機の構成例を示している（例えば、非特許文献６を参照のこと）。図示の受信機は、ダイレクト・コンバージョン（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）構成がとられている。ダイレクト・コンバージョン方式では、中間周波数（ＩＦ）段を削除し、アンテナで受信した信号を増幅し、ローカル周波数と乗算することによりベースバンド信号に直接周波数変換を行なう。図示の例では、ＲＦ信号の中心周波数と同一周波数のローカル（ＬＯ）信号ｃｏｓ（２πｆ_c）及びｓｉｎ（２πｆ_c）がＩ軸及びＱ軸の各受信信号の周波数変換に用いられている。周波数変換した後は、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）により低域を取り出し、ＶＧＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）により増幅し、ＡＤ変換してさらにＦＦＴにより時間軸の信号を周波数軸の信号に変換し各キャリアについて復調を行ない、元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

図１８に示すようなダイレクト・コンバージョン受信機では、例えば図１７に示すグループ１の帯域を使用する場合には、ＲＦ信号の中心周波数と同一周波数である３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚの３つの周波数がローカル信号として必要になる。

ここで、ダイレクト・コンバージョン方式を採用することにより、ＩＦフィルタを用いないため受信機の広帯域化が容易となり、受信機の構成の柔軟性が増す。しかしながら、ダイレクト・コンバージョン方式においては、受信周波数とローカル周波数が等しくなるため、ローカル信号の自己ミキシング（ＬＯ ｓｅｌｆ ｍｉｘｉｎｇ）により直流成分すなわちＤＣオフセット（ＤＣ ｏｆｆｓｅｔ）が発生するという問題が指摘されている（例えば、非特許文献７を参照のこと）。

ローカル信号の自己ミキシングは、図１９に示すように、受信機本体からアンテナに向かって漏れ出したローカル信号の一部がアンテナで反射して再び受信機に戻り、ミキサにおいてローカル信号自身と乗算されることによって生じる。あるいは、ローカル信号の一部がアンテナを通じて外部に放出された後、その反射波がアンテナで受信されてローカル信号とミキシングされることもある。

例えば、図１９のローカル信号の振幅が０．５Ｖ、低雑音アンプ（ＬＮＡ）とミキサの合計利得が３０ｄＢ、ローカル信号の漏れがアンテナで反射して図中のＡ点に戻るまでに−７０ｄＢ減衰していると仮定して、ミキサの出力のＤＣオフセットを求めると、２．５ｍＶになる。一方、希望波の信号レベルは最小で−７４ｄＢｍ程度であるから、ミキサの出力では−４４ｄＢｍ＝１．４ｍＶｒｍｓである。このようにＤＣオフセットは希望波の信号レベルよりも大きくなることが判る。

下式には、ＤＣオフセットが生じる過程を記述している。ｃｏｓ（ωｔ）はローカル信号、αとφはミキサに戻った反射波の振幅と位相を表している。同式の右辺の第１項がＤＣオフセットであり、第２項及び第３項は２倍の周波数成分である。ＤＣオフセットは反射波の振幅と位相によって変化することが理解できよう。

マルチバンドＯＦＤＭシステムでは周波数ホッピング（ＦＨ）を行なうので、ローカル信号の周波数は周波数ホッピングの度に変化している。アンテナの反射係数も周波数によって異なるので、自己ミキシングによって生じるＤＣオフセットも周波数ホッピングに伴って変化してしまう。周波数ホッピングの頻度はＯＦＤＭシンボルレートと同じ３．２ＭＨｚなので、ＤＣオフセットは図２０に示すように１／３．２ＭＨｚ＝３１２．５ナノ秒の周期でステップ状に変化することになる。

ＤＣオフセットを除去するには、一般に、ミキサの出力にキャパシタを直列に挿入する方法が行なわれる。この場合、図２１に示すように、キャパシタＣと回路インピーダンスＲによって１次のハイパス・フィルタ（ＨＰＦ）を構成し、周波数応答の遮断周波数は１／（２πＣＲ）、ステップ応答の収束時間は２πＣＲになる。

マルチバンドＯＦＤＭシステムのサブキャリア周波数は４．１２５ＭＨｚであるので、ダイレクト・コンバージョン受信機では４．１２５ＭＨｚまでは通過させたいが、ＤＣオフセットのステップ応答の収束時間はＯＦＤＭシンボルレートの１／１０程度（およそ３０ナノ秒）に抑えたい。しかし、遮断周波数を４．１２５ＭＨｚにすると、ステップ応答が収束する時間は図２２に示すように２４２ナノ秒（＝１／４．１２５ＭＨｚ）と大きくなり、ＯＦＤＭシンボル内の大部分の時間がステップ応答を伴ってしまうという厄介な問題がある。

ところで、周波数切り替えには一般にＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）により同一の発振周波数を逓倍することが考えられる。しかしながら、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムにおいては、図１７に示したようにチャネルの切り替え幅が大きいという問題があり、単一のＰＬＬではこのような広帯域での周波数切り替えを行なうことができない。また、複数の発振器を備え、それぞれの周波数帯域を生成するようにすれば、高精度のマルチバンド・ジェネレータを構成することができるが、回路の面積や消費電力、発振器毎の周波数の位相差などの点で問題となる。

そこで、発振器から出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力をミキシングする（すなわち、周波数の和又は差のいずれかを出力する）ことにより、マルチバンド・ジェネレーションを行なう方法がとられる。

図２３には、マルチバンドＯＦＤＭシステムにおいて、図１８に示したダイレクト・コンバージョン受信機で用いられる周波数ホッピング（ＦＨ）のための周波数合成ブロック（但し、グループ１の３バンド・モードとする）の従来例を図解している（例えば、非特許文献６を参照のこと）。各バンドの中心周波数は、図示の通り、単一の発振器（例えば、ＴＣＸＯ（温度補償方水晶発振器））から得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて混合（周波数加減算）することができる。

同図に示す例では、発振器から出力される発振周波数をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）により逓倍して得られる周波数４２２４ＭＨｚを基準周波数とする。まず、４分周により１０５６ＭＨｚの周波数が取り出され、続いて２分周により５２８ＭＨｚの周波数が取り出され、これからサンプル・クロックに使用される。さらに２分周することにより、５２８ＭＨｚから、周波数ホッピングする中心周波数のバンド間隔である２６４ＭＨｚが取り出される。

次いで、ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）と記載されている各ミキサでは、上述のようにして得られた各周波数信号についての周波数加減算すなわちミキシングを行なう。この場合、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算を行なうことにより、さらに７９４ＭＨｚの周波数を得る。そして、選択器（Ｓｅｌｅｃｔ）により２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚの一方が選択される。後段のＳＳＢでは、その選択出力された２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚいずれかの周波数信号と元の４２２４ＭＨｚの周波数信号との周波数加減算を行なうことにより、４通りの周波数を得ることができる。

但し、グループ１としては、このうち３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚの３通りのみを使用する。すなわち、４２２４ＭＨｚから７９２ＭＨｚを周波数減算して３４２２ＭＨｚを生成し、４２２４ＭＨｚから２６４ＭＨｚを周波数減算して３９６０ＭＨｚを生成し、４２２４ＭＨｚに２６４ＭＨｚを周波数加算して４４８８ＭＨｚを生成する。

図２３中でＳＳＢと記載されているデバイスは周波数の加算又は減算すなわちミキシングを行なうデバイスであり、例えばイメージ・リジェクション・ミキサが挙げられる。イメージ・リジェクション・ミキサは、それぞれ位相の直交した２つの複素信号対をアナログ乗算することにより片側波帯の信号を得ることができる。すなわち、図２４に示すように、それぞれの周波数信号ｆ₁及びｆ₂において互いに直交成分を用意し、３角関数の加法定理を用いて周波数の加算、減算を行なうことで周波数合成することができる。ここで、ｆ₁＝４２２４ＭＨｚであり、ｆ₂＝２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚである。

しかしながら、図２４に示したような従来の周波数合成ブロックにおいては、以下のような問題点がある。

（１）ＳＳＢミキサが２個必要で、回路構成が複雑となり、消費電力が大きい。

（２）２６４ＭＨｚは矩形波なので、３次高調波によって最大で−１０ｄＢｃ程度のスプリアスがグループ１内に生じてしまう。

具体的には、７９２ＭＨｚを生成するための前段のＳＳＢには、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの他に、２６４ＭＨｚの３次高調波である−７９２ＨＭｚが入力され、出力として所望周波数である７９２ＭＨｚの他に、−２６４ＭＨｚが生成され、グループ１内でのスプリアスの原因になる。

（３）２６４ＭＨｚは矩形波なので、５次高調波によって最大で−１４ｄＢｃ程度のスプリアスがグループ１内に生じてしまう。

Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＩＳＯ／ＩＥＣ ８８０２−１１：１９９９（Ｅ） ＡＮＳＩ／ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．１１， １９９９ Ｅｄｉｔｉｏｎ， Ｐａｒｔ１１：Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＬＡＮ Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＡＣ） ａｎｄ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ（ＰＨＹ） Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ＥＴＳＩ Ｓｔａｎｄａｒｄ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−１ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ１： Ｂａｓｉｃ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ ＥＴＳＩ ＴＳ １０１ ７６１−２ Ｖ１．３．１ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ（ＢＲＡＮ）； ＨＩＰＥＲＬＡＮ Ｔｙｐｅ ２； Ｄａｔａ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＬＣ） Ｌａｙｅｒ； Ｐａｒｔ２： Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＲＬＣ） ｓｕｂｌａｙｅｒ 日経エレクトロニクス２００２年３月１１日号「産声を上げる無線の革命児Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅｂａｎｄ」 Ｐ．５５−６６ ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａ ＴＩ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｇｒｏｕｐｅｒ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｇｒｏｕｐｓ／８０２／１５／ｐｕｂ／２００３／Ｍａｙ０３ ファイル名：０３１４２ｒ２Ｐ８０２−１５＿ＴＩ−ＣＦＰ−Ｄｏｃｕｍｅｎｔ．ｄｏｃ＞ Ａｎｕｊ Ｂａｔｒａ，"０３２６７ｒ１Ｐ８０２−１５＿ＴＧ３ａ−Ｍｕｌｔｉ−ｂａｎｄ−ＯＦＤＭ−ＣＦＰ−Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ．ｐｐｔ"，ｐｐ．１７，Ｊｕｌｙ ２００３． Ａｓａｄ Ａ．Ａｂｉｄｉ著"Ｄｉｒｅｃｔ−Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｒａｄｉｏ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ"（ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，ｖｏｌ．３０，ｎｏ．１２，ｐｐ．１３９９−１４１０，１９９５

本発明の目的は、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンドＯＦＤＭ信号を好適に送受信処理することができる、優れた無線通信装置を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンドＯＦＤＭ信号を、低中間周波数を用いて受信処理する無線通信装置であって、
高周波の受信信号を低中間周波数信号に変換する周波数変換手段と、
低中間周波数信号を所定のサンプリング周波数を以ってデジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、
ＡＤ変換した後の時間軸上のＯＦＤＭ信号をＦＦＴして周波数軸上のサブキャリアに変換するＯＦＤＭ復調手段とを備え、
前記ＯＦＤＭ復調手段は、ＡＤ変換時におけるサンプリング周波数に応じて生じる周波数重畳のために入れ替わったサブキャリアの順番をＦＦＴした後に並べ替えることを特徴とする無線通信装置である。

所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンドＯＦＤＭ信号を受信する受信機として、従来はダイレクト・コンバージョン方式が採用されてきた。ところが、ダイレクト・コンバージョン方式においては、受信周波数とローカル周波数が等しくなるため、ローカル信号の自己ミキシングによりＤＣオフセットが発生するという問題がある。また、マルチバンドＯＦＤＭシステムでは周波数ホッピングを行なうので、ローカル信号の周波数は周波数ホッピングの度に変化している。アンテナの反射係数も周波数によって異なるので、自己ミキシングによって生じるＤＣオフセットも周波数ホッピングに伴って変化してしまう。

ダイレクト・コンバージョン受信機のＤＣオフセット問題を解決する手段としてＬｏｗ−ＩＦ方式の受信機が知られている。Ｌｏｗ−ＩＦ方式では受信信号を一度ＩＦ周波数に変換するので、ローカル信号の自己ミキシングによるＤＣオフセットが生じても、周波数が離れているため、容易に分離することが可能である。しかしながら、Ｌｏｗ−ＩＦ構成の受信機では、ダイレクト・コンバージョン受信機では不要だったヒルベルト・バンドパス・フィルタや第２のローカル信号が必要となる、ＩＦ信号をサンプリングするためにＡＤコンバータのサンプリング・クロックも高速になる、という新たな課題が生じる。

これに対し、本発明に係る無線通信装置によれば、周波数ホッピングするマルチバンドＯＦＤＭ信号を受信する際に、ＦＦＴ後にサブキャリアを回転させる並び替えを行なうことで、第２ローカル信号による周波数変換を不要にするとともに、ダイレクト・コンバージョン受信機と同じＡＤ変換クロックを用いることができる。

ここで、前記周波数変換手段は、受信信号をローカル信号と混合して低中間周波数信号を生成するが、具体的には、周波数ホッピングするバンド間隔の半分だけ受信周波数から離れたローカル周波数を持つローカル信号を受信信号と混合することにより、前記バンド間隔の半分となる低中間周波数からなる低中間周波数信号を生成する。

また、前記ＡＤ変換手段は、前記低中間周波数の２倍となるサンプリング周波数を以ってアナログ信号のサンプリングを行なうが、言い換えれば、周波数ホッピングするバンド間隔に相当するサンプリング周波数を以ってアナログ信号をサンプリングする。

また、本発明に係る無線通信装置は、前記周波数変換手段により周波数変換された低中間周波数信号中の不要波を除去する中間周波数フィルタをさらに備えている。Ｌｏｗ−ＩＦ方式においては、中間周波数フィルタは、一般に、２つの等しい実フィルタの間をジャイレータで結合してなるヒルベルト・バンドパス・フィルタにより構成される。本発明では、２つの等しい実フィルタの間をジャイレータで結合する方法でヒルベルトＢＰＦを構成する際に、実フィルタのラダー型プロトタイプＬＰＦの素子値を整数比にすることで中心周波数と帯域を同時に制御できるようになり、ヒルベルトＢＰＦの実現性を容易にすることができる。

また、受信フレームの先頭には、通常、既知シーケンスからなるプリアンブルが含まれている。このプリアンブル・シーケンスはＦＦＴを行なわずに時間領域で相関を検出することを前提に作られている。言い換えれば、フレームのデータ部分とは相違し、ＦＦＴによる並べ替えの操作が行なわれないので、受信したプリアンブル・シーケンスと既知プリアンブル・シーケンスの相関検出を行なえなくなる。そこで、本発明では、該既知のプリアンブル・シーケンスに前記低中間周波数を乗算して得られたシーケンスを用いて受信信号との相関を取ることにより、プリアンブルを検出することが可能となる。

また、本発明の第２の側面は、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンドＯＦＤＭ信号を、低中間周波数を用いて送信処理する無線通信装置であって、
周波数軸上の各サブキャリアをベースバンドのままＩＦＦＴして時間軸上のＯＦＤＭ信号に変換するＯＦＤＭ変調手段と、
ＩＦＦＴした後の送信信号に低中間周波数を乗算してＯＦＤＭ変調された低中間周波数信号を生成する低中間周波数乗算手段と、
低中間周波数信号を所定のサンプリング周波数を以ってアナログ信号に変換するＤＡ変換手段と、
低中間周波数信号を高周波の送信信号に変換する周波数変換手段と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。

本発明に係るＬｏｗ−ＩＦ構成マルチバンドＯＦＤＭ送信機によれば、送信ＩＦ信号の生成はＤＡ変換前にＩＦ周波数とＯＦＤＭ信号を複素乗算することで行なう。そして、送信信号をＩＦＦＴする前にサブキャリア電力レベル補償手段によりＤＡコンバータのアパーチャ効果を補正することで、平坦な周波数スペクトラムを得られるので、ダイレクト・コンバージョン方式受信機の場合と同じＤＡ変換クロックを用いることができる。

また、別の補正方法として、ＩＦＦＴした後に複素ＦＩＲフィルタを用いてＤＡコンバータのアパーチャ効果による周波数特性を補正し、平坦な周波数スペクトラムを得られるので、補間と周波数特性の補正を同時に行なうことができる。

本発明によれば、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンドＯＦＤＭ信号を好適に送受信処理することができる、優れた無線通信装置を提供することができる。

また、本発明によれば、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送受信機を低中間周波数（Ｌｏｗ−ＩＦ）構成にすることで、ダイレクト・コンバージョン構成の送受信機におけるＤＣオフセットの問題点を解決し、さらにはローカル周波数の生成を容易にすることができる。

また、本発明によれば、ダイレクト・コンバージョン受信機では不要だったヒルベルト・バンドパス・フィルタや第２のローカル信号が必要となる、ＩＦ信号をサンプリングするためにＡＤコンバータのサンプリング・クロックも高速になる、といったＬｏｗ−ＩＦ受信機の課題を解決し、マルチバンドＯＦＤＭシステムにＬｏｗ−ＩＦ方式を適用することができる。

本発明によれば、Ｌｏｗ−ＩＦ受信機において、ＦＦＴ後にサブキャリアを回転させる並び替えを行なうことで、第２のローカル信号による周波数変換を不要にするとともに、ダイレクト・コンバージョン受信機と同じＡＤ変換クロックを用いることができる。また、ＦＦＴをかけないプリアンブル部分については、元のプリアンブル・パターンにあらかじめＩＦ周波数を乗算して得たシーケンスを用いるので、プリアンブルを検出することができる。

また、Ｌｏｗ−ＩＦ構成受信機において周波数変換の際に生じるイメージを除去するためにヒルベルトＢＰＦを用いるが、本発明によれば、２つの等しい実フィルタの間をジャイレータで結合する方法でヒルベルトＢＰＦを構成する際に、実フィルタのラダー型プロトタイプＬＰＦの素子値を整数比にすることで中心周波数の制御を容易にし、ヒルベルトＢＰＦの実現性を容易にすることができる。

また、本発明によれば、周波数乗算するミキサの出力に直列にキャパシタを挿入してＤＣオフセットを除去する際に、ＨＰＦの遮断周波数を３３ＭＨｚ程度に設定することで、ステップ応答時間をＯＦＤＭシンボル時間の１／１０程度に抑えることができる。

また、本発明に係るＬｏｗ−ＩＦ構成マルチバンドＯＦＤＭ送信機によれば、送信ＩＦ信号の生成はＤＡ変換前にＩＦ周波数とＯＦＤＭ信号を複素乗算することで行なう。そして、ＩＦＦＴ前にＤＡコンバータのアパーチャ効果を補正することで、ダイレクト・コンバージョン方式受信機の場合と同じＤＡ変換クロックを用いることができる。

また、本発明によれば、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送受信機をＬｏｗ−ＩＦ構成にすることにより、ローカル周波数の生成が容易になり、スプリアスを低減することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

ダイレクト・コンバージョン受信機のＤＣオフセット問題を解決する手段としてＬｏｗ−ＩＦ方式の受信機が知られている。Ｌｏｗ−ＩＦ方式に関しては、例えばＪ．Ｃｒｏｌｓ及びＭ．Ｓｔｅｙａｅｒｔ共著“Ｌｏｗ−ＩＦ Ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ａｎａｌｏｇ Ｆｒｏｎｔ Ｅｎｄｓ ｏｆ Ｆｕｌｌｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｓｔ．II，ｖｏｌ．４５，ｐｐ．２６９−２８２，Ｍａｒ．１９９８）に記載されている。

図２５には、Ｌｏｗ−ＩＦ受信機の一般的な構成を示している。図示のＬｏｗ−ＩＦ受信機では、受信周波数とは異なる第１の複素ローカル信号周波数ｃｏｓ（２ｆ_LO1ｔ）及びｓｉｎ（２ｆ_LO1ｔ）を用いて、受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換する。周波数変換の際にローカル周波数ＬＯ１の両側にある希望信号とイメージ信号がＩＦに現れるが、ＩＦフィルタとしてヒルベルト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）を用いることでイメージ信号を除去している。その後、ＩＦ信号を増幅し、さらにＡＤ変換した後に、デジタル処理で第２のローカル信号による周波数変換を行なってベースバンド信号に変換する。

このように、Ｌｏｗ−ＩＦ方式では受信信号を一度ＩＦ周波数に変換するので、ローカル信号の自己ミキシングによるＤＣオフセットが生じても、周波数が離れているため、容易に分離することが可能である。すなわち、ＤＣ付近に希望信号が存在しないので、ＤＣオフセットが希望信号に干渉しない。また、Ｌｏｗ−ＩＦ方式ではローカル信号周波数と受信周波数が異なることから、ローカル信号の生成が容易になる可能性もあるが、この点の詳細については後述に譲る。

一方、Ｌｏｗ−ＩＦ構成の受信機では、ダイレクト・コンバージョン受信機では不要だったヒルベルト・バンドパス・フィルタや第２のローカル信号が必要となる、という新たな課題が生じる。

また、ＤＣオフセット及びイメージ周波数信号をそのままＡＤ変換して除去するには、ＤＣオフセット及びイメージ周波数信号を希望信号とともに同時にＡＤ変換する必要がある。この場合、ＩＦ信号をサンプリングするためにＡＤコンバータのサンプリング・クロックも高速にしなければならなくなるという課題がある。

本発明では、Ｌｏｗ−ＩＦ構成の受信機におけるこれらの課題を解決し、マルチバンドＯＦＤＭシステムに対してＬｏｗ−ＩＦ方式を好適に適用するものである。

ここで言うＬｏｗ−ＩＦ（低中間周波数）とは、周波数ホッピングにおけるバンド間隔の半分に相当する低い中間周波数（ＩＦ）を用いることを意味する。図１７に示したマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムでは、バンド間隔（すなわちホッピング周波数）の半分である２６４ＭＨｚをＩＦ周波数とする。

図１には、本発明の一実施形態に係るＬｏｗ−ＩＦ方式マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送受信機の構成を示している。図中の上側が受信機に相当するとともに、下側が送信機に相当し、アンテナ・スイッチを介して単一のアンテナを共用する構成となっている。

また、図２には、Ｌｏｗ−ＩＦ送受信機のうち受信機部分のみを抽出して描いている。以下、同図を参照しながら、本発明に係るＬｏｗ−ＩＦ受信機について詳解する。

ローカル信号ｆ_LO1は、受信信号の中心周波数の２６４ＭＨｚだけ上とし、ＩＦ周波数は−２６４ＭＨｚとする。マルチバンドＯＦＤＭシステムのサブキャリア周波数（４．１２５ＭＨｚ）とＦＦＴサイズ（１２８）の積は５２８ＭＨｚであるので、ベースバンド帯域は±２６４ＭＨｚである。

周波数重畳（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｆｏｌｄｉｎｇ）（若しくはＡＤコンバータのエリアシング）が生じないようにするためには、ＡＤ変換のサンプリング周波数は信号周波数の２倍が必要である。ダイレクト・コンバージョン受信機ならばサンプリング周波数は５２８ＭＨｚである。これに対し、ＩＦ周波数を−２６４ＭＨｚとしたＬｏｗ−ＩＦ受信機では、−５２８ＭＨｚから０ＭＨｚが信号周波数範囲なのでサンプリング周波数は１０５６ＭＨｚが必要になるという課題がある。本実施形態では、この第１の課題を解決するため、敢えてその半分の５２８ＭＨｚ（すなわち周波数ホッピングにおける中心周波数のバンド間隔）でＡＤ変換して、周波数重畳を積極的に利用することにした。

図３ａには、サンプリング周波数と周波数重畳の起こる様子を示している。図３ｂには、ＡＤ変換前のＯＦＤＭ信号とサンプリング周波数の関係を示している。また、図３ｃには、ＡＤ変換後のＯＦＤＭ信号とサンプリング周波数の関係を示している。ＯＦＤＭ信号をＡＤ変換した後には、周波数重畳によってサブキャリアの順番が入れ替わるものの、必要な信号はすべてＡＤ変換されるということが、図３ｃから理解できよう。

ＯＦＤＭ変調方式では、ＦＦＴによって時間信号を周波数領域に変換して受信するので、サブキャリアの並び替えはＦＦＴした後に容易に行なうことが可能である。また、本来ＦＦＴは並び替え操作を行なうものであるから、特別に処理が増えるものではない（例えば、安居院猛及び中嶋正之共著「ＦＦＴの使い方」（ｐｐ．７６，産報出版，１９８１）を参照のこと）。また、サブキャリアの並び替えは周波数変換を行なうことと等価である。したがって、本実施形態では、図２５に示した従来のＬｏｗ−ＩＦ受信機とは相違し、第２のローカル信号による周波数変換が不要になる。

ここまでで、本実施形態に係るＬｏｗ−ＩＦ構成受信機によれば、マルチバンドＯＦＤＭ信号の復調を問題なく行なえることを示した。他方、マルチバンドＯＦＤＭシステムでは、パケット同期のためにプリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）シーケンスを用いている。このプリアンブル・シーケンスはＦＦＴを行なわずに時間領域で相関を検出することを前提に作られている。言い換えれば、フレームのデータ部分とは相違し、ＦＦＴによる並べ替えの操作が行なわれない。このため、受信したプリアンブル・シーケンスと既知プリアンブル・シーケンスの相関検出を行なえなくなる。そこで、本実施形態では、元のプリアンブル・パターンにあらかじめＩＦ周波数を乗算して得たシーケンスを用いて受信信号との相関を取るというプリアンブルの検出方法を行なうようにした。

プリアンブルは実数信号なので、ＩＦ周波数ｅｘｐ（−ｊ２６４ＭＨｚ）の余弦波成分であるｃｏｓ（−２６４ＭＨｚ）を５２８ＭＨｚでサンプリングした＋１と−１の繰り返しが本来のプリアンブル・シーケンスに乗算されることになる。したがって、検出したいプリアンブル・シーケンスに＋１と−１の繰り返しを乗算したシーケンスと、受信信号との相関をとることで同期を獲得する。

図４には、本来のプリアンブル・シーケンスと検出したいプリアンブル・シーケンスの関係を示している。図中のパターン１が本来のプリアンブル・シーケンスであり、パターン１（−２６４ＭＨｚ）が＋１と−１の繰り返しを乗算して得られた検出したいシーケンスである。

Ｌｏｗ−ＩＦ構成のマルチバンドＯＦＤＭ受信機では、周波数変換の際に生じる受信信号のイメージ成分を除去するために、ダイレクト・コンバージョン方式では不要だったヒルベルト・バンドパス・フィルタが必要となる（前述）。中心周波数が−２６４ＭＨｚで帯域が５２８ＭＨｚのヒルベルトＢＰＦ（複素フィルタとも呼ばれる）を実現するには、２つの等しい実フィルタの間をジャイレータで結合する方法が知られている（例えば、Ｊ．Ｏ．Ｖｏｏｒｍａｎ著“Ｔｈｅ Ｇｙｒａｔｏｒ ａｓ ａ Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｓｙｓｔｅｍｓ”（Ｐｈ．Ｄ．ｔｈｅｓｉｓ，ｐｐ−８３−１０３，Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｎｉｊｍｅｎｇｅｎ，１９７７）を参照のこと）。

図５にはプロトタイプＬＰＦ、図６にはヒルベルトＢＰＦの回路図をそれぞれ示している。ここで、中心周波数の制御が最も懸念される課題である。図６において、２つの等しい実フィルタの間を結合しているジャイレータは５個で、それらのトランス・コンダクタンスＧ_mＣ_nは下式で示す値になる。

ここで、ω₀は中心周波数、ω_Cは帯域の半分、Ｒｅｆ_nはプロトタイプＬＰＦの素子値、Ｇ_mはω_Cを決めるトランス・コンダクタンス、Ｇ_mＣ_nはω₀を決めるトランス・コンダクタンスである。一般に、トランス・コンダクタンスはトランジスタのサイズと電流に比例する。したがって、Ｇ_mＣ_nとＧ_mの比が整数比になるようにω₀とω_CとＲｅｆ_nの関係を選ぶことで、トランジスタのサイズと電流を整数比にすることができるので、ヒルベルトＢＰＦを集積回路として作り易くなり、中心周波数と帯域を同時に制御できるようになる。本実施形態では、ω₀とω_Cの絶対値が等しいので、Ｒｅｆ_nが簡単な整数比になるようにプロトタイプ・フィルタを設計している。

図７には、本実施形態に係るヒルベルトＢＰＦの周波数特性を示している。中心周波数と遮断周波数をそろえることで、中心周波数と帯域を同時に制御することができる。

マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムでは、±６４の合計１２８個のサブキャリアを持つ。このうち±５６番目のサブキャリアまでがデータ伝送に用いられるので、ベースバンド周波数では４．１２５ＭＨｚ×±５６＝±２３１ＭＨｚまでが重要になる。ＩＦ周波数を−２６４ＭＨｚとしており（前述）、ＩＦ周波数では−２６４±２３１ＭＨｚ（＝−４９５ＭＨｚ〜−３３ＭＨｚ）が信号帯域として重要な範囲である。ＤＣオフセットを除去するためにミキサからの出力に直列にキャパシタを挿入した場合、ＨＰＦの遮断周波数は３３ＭＨｚ程度に設定することが可能になり、このときのステップ応答時間は３０ナノ秒程度なので、ＯＦＤＭシンボル時間の１／１０程度（およそ３０ナノ秒）に抑えたいという課題を達成することができる。

図８には、本発明の一実施形態に係るＬｏｗ−ＩＦ方式のマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送信機の構成を示している。

Ｌｏｗ−ＩＦ構成とするためには、ＯＦＤＭ変調のＩＦ信号を生成する必要がある。図示のように、ＩＦＦＴはダイレクト・コンバージョンの場合と同様にベースバンド信号のままで行ない、ＤＡ変換を行なう前にＩＦ周波数ｅｘｐ（−ｊ２６４ＭＨｚ）と複素乗算すれば、Ｌｏｗ−ＩＦ構成を容易に実現することができる。

ダイレクト・コンバージョン送信機によるマルチバンドＯＦＤＭシステムでは、周波数重畳の除去を容易にするために、１０５６ＭｓｐｓでＤＡ変換を行なう。これに対し、Ｌｏｗ−ＩＦ構成では、ＩＦ周波数帯域が−５２８ＭＨｚから０ＭＨｚなので、２１１２ＭｓｐｓのＤＡ変換が必要になるという課題がある。この課題を解決するために、本実施形態では、ダイレクト・コンバージョン送信機と同じ１０５６ＭｓｐｓでＤＡ変換して、周波数特性の劣化を補正することにしている。

図９には、Ｌｏｗ−ＩＦ方式マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送信機において、周波数特性の劣化を補正しない場合の送信ＩＦ信号のスペクトラムを示している。ＤＡ変換器のアパーチャ効果によってスペクトラムはｓｉｎｃ特性を持つ。このため、−５２８ＭＨｚから０ＭＨｚのＩＦ周波数帯域では、平坦ではなく約４ｄＢの傾きを持っている。また、周波数重畳によって−１５８４ＭＨｚ〜−１０５６ＭＨｚと５２８ＭＨＺ〜１０５６ＭＨｚの各帯域に比較的大きな振幅の成分がある。

周波数特性に関しては、図８中のサブキャリア電力レベル補償部（ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ ｐｏｗｅｒ ｌｅｖｅｌ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）がＩＦＦＴの前でサブキャリア毎に振幅を変えることで、約４ｄＢの傾きを平坦に戻すように容易に補正することが可能である。また、別の補正方法として、図８中の２倍インターポレータ（×２ ｉｎｔｅｒｐｏｒａｔｏｔ）を複素ＦＩＲフィルタに変更することで、補間と周波数特性の補正を同時に行なうことができる。

２倍インターポレータは図１０に示すようにＦＩＲフィルタで構成されているが、これを図１１に示すような複素ＦＩＲフィルタに変更する。図１２には、複素ＦＩＲフィルタの複素タップ係数を示している。

また、周波数重畳成分は、３次のヒルベルトＢＰＦを用いて除去することができる。図１３には、本実施形態に係るＬｏｗ−ＩＦ方式マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送信機において、周波数補正を行ない、さらに周波数重畳成分を除去したときの送信ＩＦ信号のスペクトラムを示している。同図からも判るように、ＩＦＦＴする前にＤＡコンバータのアパーチャ効果による周波数特性の補正を行なうことにより、平坦な周波数スペクトラムを得ることができる。

図１４には、本実施形態に係るＬｏｗ−ＩＦ方式マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送信機において、図１７に示すグループ１の帯域を使用する場合のローカル信号を示している。図示のように、ローカル信号ｆ_LO1は、各バンドの中心周波数の２６４ＭＨｚだけ上となる。図１５には、このような周波数構成で適用される、周波数ホッピング（ＦＨ）のための周波数合成ブロックを示している。図示の通り、単一の発振器（例えば、ＴＣＸＯ（温度補償方水晶発振器））から得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて合成（周波数加減算）することができる。そして、図２３と比較して判るように、分周器とＳＳＢミキサの個数が少なく、ローカル周波数の生成が容易になる。

また、図１６には、この場合に５２８ＭＨｚの高調波に起因するスプリアスを示している。同図から判るように、グループ１内にはスプリアスが発生しないので、ＲＦバンドパス・フィルタを用いてスプリアス成分を容易に除去することができる。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係るＬｏｗ−ＩＦ方式マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送受信機の構成を示した図である。 図２は、Ｌｏｗ−ＩＦ送受信機のうち受信機部分のみを抽出して描いた図である。 図３は、ＯＦＤＭ受信信号のＡＤ変換により周波数重畳（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｆｏｌｄｉｎｇ）が生じる現象を説明するための図である。 図４は、本来のプリアンブル・シーケンスと検出したいプリアンブル・シーケンスの関係を示した図である。 図５は、プロトタイプＬＰＦの回路図を示した図である。 図６は、ヒルベルトＢＰＦの回路図を示した図である。 図７は、ヒルベルトＢＰＦの周波数特性を示した図である。 図８は、本発明の一実施形態に係るＬｏｗ−ＩＦ方式のマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送信機の構成を示した図である。 図９は、Ｌｏｗ−ＩＦ方式マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送信機において、周波数特性の劣化を補正しない場合の送信ＩＦ信号のスペクトラムを示した図である。 図１０は、２倍インターポレータの構成例を示した図である。 図１１は、複素ＦＩＲフィルタの構成例を示した図である。 図１２は、図１１に示した複素ＦＩＲフィルタの複素タップ係数を示した図である。 図１３は、本発明に係るＬｏｗ−ＩＦ方式マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送信機において、周波数補正を行ない、さらに周波数重畳成分を除去したときの送信ＩＦ信号のスペクトラムを示した図である。 図１４は、本実施形態に係るＬｏｗ−ＩＦ方式マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送信機において、図１７に示すグループ１の帯域を使用する場合のローカル信号を示した図である。 図１５は、図１４に示した周波数構成で適用される、周波数ホッピング（ＦＨ）のための周波数合成ブロックを示した図である。 図１６は、図１４に示した周波数構成における、５２８ＭＨｚの高調波に起因するスプリアスを示した図である。 図１７は、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されている周波数割り当て例を示した図である。 図１８は、マルチバンドＯＦＤＭシステムに用いられるダイレクト・コンバージョン方式受信機の構成例を示した図である。 図１９は、ローカル信号の自己ミキシングを説明するための図である。 図２０は、自己ミキシングによって生じるＤＣオフセットを説明するための図である。 図２１は、１次のハイパス・フィルタの構成例を示した図である。 図２２は、ダイレクト・コンバージョン受信機においてハイパスフィルタの遮断周波数を４．１２５ＭＨｚとしたときのＤＣオフセットのステップ応答の収束時間を説明するための図である。 図２３は、マルチバンドＯＦＤＭシステムにおいて、図１８に示したダイレクト・コンバージョン受信機で用いられる周波数ホッピング（ＦＨ）のための周波数合成ブロック（但し、グループ１の３バンド・モードとする）の従来例を示した図である。 図２４は、イメージ・リジェクション・ミキサの動作を説明するための図である。 図２５は、Ｌｏｗ−ＩＦ受信機の一般的な構成例を示した図である。

Claims (9)

1. 所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるＯＦＤＭ信号を、低中間周波数を用いて受信処理する無線通信装置であって、
   高周波の受信信号を低中間周波数信号に変換する周波数変換手段と、
   低中間周波数信号を所定のサンプリング周波数を以ってデジタル信号に変換するＡＤ変換手段と、
   ＡＤ変換した後の時間軸上のＯＦＤＭ信号をＦＦＴして周波数軸上のサブキャリアに変換するＯＦＤＭ復調手段とを備え、
   前記ＯＦＤＭ復調手段は、ＡＤ変換時におけるサンプリング周波数に応じて生じる周波数重畳のために入れ替わったサブキャリアの順番をＦＦＴした後に並べ替える、
   ことを特徴とする無線通信装置。
2. 前記周波数変換手段は、受信信号をローカル信号と混合して低中間周波数信号を生成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記周波数変換手段は、周波数ホッピングするバンド間隔の半分だけ受信周波数から離れたローカル周波数を持つローカル信号を受信信号と混合し、前記バンド間隔の半分となる低中間周波数からなる低中間周波数信号を生成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
4. 前記ＡＤ変換手段は、前記低中間周波数の２倍となるサンプリング周波数を以ってアナログ信号をサンプリングする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
5. 前記ＡＤ変換手段は、周波数ホッピングするバンド間隔に相当するサンプリング周波数を以ってアナログ信号をサンプリングする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
6. 前記周波数変換手段により周波数変換された低中間周波数信号中の不要波を除去する中間周波数フィルタをさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
7. 前記中間周波数フィルタは、２つの等しい実フィルタの間をジャイレータで結合してなるヒルベルト・バンドパス・フィルタにより構成される、
   ことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
8. 実フィルタのラダー型ローパス・フィルタの設計周波数と前記ヒルベルト・バンドパス・フィルタの中心周波数の絶対値を等しく、且つラダー型プロトタイプフィルタの素子値を整数比にする、
   ことを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
9. 受信フレームの先頭には既知シーケンスからなるプリアンブルが含まれており、
   該既知のプリアンブル・シーケンスに前記低中間周波数を乗算して得られたシーケンスを用いて受信信号中のプリアンブルを検出するプリアンブル検出手段をさらに備える、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。

Images