JP2009017003A - 無線送信装置、無線受信装置、トランシーバ及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のバンドグループでのホッピングに対応することが可能であり、簡素な構成で複数のローカル周波数を生成すること。
【解決手段】複数のバンドグループにおいて各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて送信処理する無線送信装置であって、第１のバンドグループによる通信の際に、第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して高周波側のローカル周波数を生成するマルチバンドジェネレータ２００を備え、マルチバンドジェネレータ２００は、第２のバンドグループによる通信の際に、第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも低周波側のローカル周波数であって第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数を生成する。
【選択図】図１１

Description

本発明は、無線送信装置、無線受信装置、トランシーバ及び無線通信方法に関する。

近時においては、無線通信の分野では、ウルトラワイドバンド(ＵＷＢ; Ultra Wideband)と呼ばれる非常に広い周波数帯域で無線通信を行う方式の開発が進められている。これまで、ＵＷＢの分野ではローバンド(Low Band)と呼ばれる４ＧＨｚ帯での開発が中心であったが、４ＧＨｚ帯では、様々な通信方式との共存が必要となるため、今後、ハイバンド(High Band)帯（６ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）へのシフトが必要となっている。

このような中、ＷｉＭｅｄｉａと呼ばれる業界団体が進めるマルチバンドＯＦＤＭ(orthogonal frequency division multiplexing)方式が主流となりつつある。ＷｉＭｅｄｉａでは、バンドグループ(BG; Band Groupe)と呼ばれる約１．５ＧＨｚの周波数単位でＵＷＢ周波数帯域の分割を行っている。

図４１は、ＷｉＭｅｄｉａで規定されているバンドグループを示している。これらのバンドグループのうち、ローバンドにはバンドグループ＃１が割り当てられており、ハイバンドには、バンドグループ＃３、＃４、＃５、＃６が割り当てられている。ハイバンドのバンドグループのうち、バンドグループ＃５に関しては、周波数が高いこと、及び、１ＧＨｚしか割り当てられていないことから、特別な用途にのみ使用されることが想定されている。このため、一般的なハイバンド向けとしては、バンドグループ＃３、＃４、＃６に対して無線機を設計することが課題となる。

図４１に示すように、ハイバンドの各バンドグループ＃３、＃４、＃６は、更に３つの５２８ＧＨｚ帯域を持つサブバンドに分割されており、ＷｉＭｅｄｉａの仕様では、この３つのサブバンドを高速にホッピングすることが規定されている。

このホッピングは、無線機のアナログ回路設計において、様々な困難を発生させることが知られている。具体的には、ホッピングによるＤＣオフセットの問題、発振器の位相連続性の問題等である。このため、例えば特許文献１には、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送受信機をＬｏｗ＿ＩＦ構成にして、ダイレクトコンバージョン構成の送受信機における問題点を解決する手法が記載されている。また、特許文献２には、ホッピングのための周波数合成装置において、位相誤差や振幅誤差なく各バンドの中心周波数を得る手法が記載されている。

特開２００５−１２９９９３号公報 特開２００６−１２１５４６号公報

しかしながら、特に高周波数帯域のハイバンド用の無線機を想定した場合、高周波数域において３つのバンドグループ＃３、＃４、＃６のそれぞれで各バンドへのホッピングの対応が必要である。このため、ハイバンド用の無線機では、バンドグループが１つであるローバンドの無線機と比較して、ホッピングする周波数を生成するマルチバンドジェネレータ(MBG; Multi Band Generator)の構成が非常に複雑になることが想定される。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、複数のバンドグループでのホッピングに対応することが可能であり、簡素な構成で複数のローカル周波数を生成することが可能な、新規かつ改良された無線送信装置、無線受信装置、トランシーバ及び無線通信方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、複数のバンドグループを使用し、各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて送信処理する無線送信装置であって、第１のバンドグループによる送信の際に、前記第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して低周波側の前記ローカル周波数を生成するローカル周波数生成部を備え、前記ローカル周波数生成部は、第２のバンドグループによる送信の際に、前記第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも高周波側のローカル周波数であって前記第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数を生成する無線送信装置が提供される。

上記構成によれば、複数のバンドグループを使用し、各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて送信処理が行われる。そして、第１のバンドグループによる送信の際に、第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して低周波側のローカル周波数が生成される。また、第２のバンドグループによる送信の際に、第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも高周波側のローカル周波数であって第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数が生成される。従って、複数のバンドグループでのホッピングに対応することが可能であり、且つ、必要なローカル周波数を最小限に抑えることが可能となり、無線送信装置を簡素に構成することができる。

また、前記第１のバンドグループに属する１つのバンドの中心周波数と、前記第１のバンドグループと帯域が隣接する第３のバンドグループに属する１つのバンドの中心周波数とが同一の周波数であり、前記ローカル周波数生成部は、一方の入力に前記同一の周波数に対応する離間したローカル周波数である第１の周波数が入力され、他方の入力に隣接する２つバンドのバンド間隔に相当する第２の周波数又は隣接する３つのバンドのうち両端のバンドのバンド間隔に相当する第３の周波数が入力される周波数合成部を備えるものであってもよい。かかる構成によれば、バンドの中心周波数の間隔が等しいシステムにおいて、第１の周波数に対して第２及び第３の周波数を合成することで、第１のバンドグループと第３のバンドグループの必要ローカル周波数を生成することが可能となる。

また、前記周波数合成部の前記一方の入力には、前記第１の周波数が固定値として入力されるものであってもよい。かかる構成によれば、第１の周波数が前記周波数合成部への高周波側の入力である場合に、第１の周波数を生成する発振器を簡素に構成することが可能となる。

また、前記第１の周波数が７９２０ＭＨｚであり、前記第２の周波数が５２８ＭＨｚであり、前記第３の周波数が１０５６ＭＨｚであってもよい。かかる構成によれば、ＷｉＭｅｄｉａで規定されるハイバンド帯のバンドグループ＃３，＃４，＃６を用いて通信を行う場合に、必要なローカル周波数を最小限に抑えることが可能となる。

また、前記ローカル周波数生成部は、前記第２の周波数をデジタル波形合成により生成する第１の周波数生成部と、前記第３の周波数をデジタル波形合成により生成する第２の周波数生成部を備えるものであってもよい。かかる構成によれば、デジタル波形合成により第２及び第３の周波数を生成することが可能となる。

また、前記第１の周波数生成部は５波合成により前記第２の周波数を生成する第１のデジタルサインジェネレータからなり、前記第２の周波数生成部は３波合成により前記第３の周波数を生成する第２のデジタルサインジェネレータからなるものであってもよい。かかる構成によれば、デジタルサインジェネレータにより、５波合成により第２の周波数を生成し、３波合成により第３の周波数を生成するため、周波数合成部の出力に希望波に近い干渉波が含まれること抑止できる。

また、前記第１のデジタルサインジェネレータは、前記第２の周波数の位相を制御する位相制御部と、前記第２の周波数の振幅を制御する振幅制御部とを備え、前記第２のデジタルサインジェネレータは、前記第３の周波数の位相を制御する位相制御部と、前記第３の周波数の振幅を制御する振幅制御部とを備えるものであってもよい。かかる構成によれば、デジタルサインジェネレータの位相制御部と振幅制御部により、第２の周波数及び第３の周波数のそれぞれにおいて、位相と振幅を個別に調整することができる。従って、周波数合成部に入力された第１の周波数の直交性が劣化している場合であっても、第２の周波数、第３の周波数の位相、振幅を個別に調整することで、周波数合成部からの出力の精度を向上することが可能となる。

また、デジタル信号であるベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、前記ベースバンド信号に対してデジタル周波数変換を行うデジタル周波数変換部と、前記デジタル周波数変換部からの出力をアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、前記ＤＡ変換部からの出力にフィルタ処理を行うフィルタ部と、前記ローカル周波数生成部により生成されたローカル周波数により前記フィルタ部からの出力にアナログ周波数変換を行うアナログ周波数変換部と、を備え、第１のバンドグループによる送信の際に、前記ベースバンド信号の並びを逆転させた後、前記デジタル周波数変換を行い、また、前記第１及び第２のバンドグループの双方の送信で前記デジタル周波数変換のための周波数の符号を同一とし、前記第１及び第２のバンドグループ送信で前記アナログ周波数変換のためのローカル周波数の符号を反転させることで、前記第１及び第２のバンドグループの双方の送信で同一特性の前記フィルタ部を使用するものであってもよい。かかる構成によれば、第１のバンドグループを使用した場合と、第２のバンドグループを使用した場合とで、同一特性のフィルタ部を使用することができるため、フィルタ部を非常に簡素に構成することが可能となる。

また、前記、アナログ周波数変換のためのローカル周波数の符号を反転させる手段として、前記アナログ周波数変換部の少なくとも１つの入力部に、入力信号を反転させるための切換部を備えるものであってもよい。かかる構成によれば、ローカル周波数の符号の反転が非常に簡素に可能となる。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、複数のバンドグループにおいて各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて受信処理する無線受信装置であって、第１のバンドグループによる受信の際に、前記第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して低周波側の前記ローカル周波数を生成するローカル周波数生成部を備え、前記ローカル周波数生成部は、第２のバンドグループによる受信の際に、前記第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも高周波側のローカル周波数であって前記第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数を生成する無線受信装置が提供される。

上記構成によれば、複数のバンドグループを使用し、各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて受信処理が行われる。そして、第１のバンドグループによる受信の際に、第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して低周波側のローカル周波数が生成される。また、第２のバンドグループによる受信の際に、第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも高周波側のローカル周波数であって第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数が生成される。従って、複数のバンドグループでのホッピングに対応することが可能であり、且つ、必要なローカル周波数を最小限に抑えることが可能となり、無線受信装置を簡素に構成することができる。

また、前記第１のバンドグループに属する１つのバンドの中心周波数と、前記第１のバンドグループと帯域が隣接する第３のバンドグループに属する１つのバンドの中心周波数とが同一の周波数であり、前記ローカル周波数生成部は、一方の入力に前記同一の周波数に対応する離間したローカル周波数である第１の周波数が入力され、他方の入力に隣接する２つバンドのバンド間隔に相当する第２の周波数又は隣接する３つのバンドのうち両端のバンドのバンド間隔に相当する第３の周波数が入力される周波数合成部を備えるものであってもよい。かかる構成によれば、バンドの中心周波数の間隔が等しいシステムにおいて、第１の周波数に対して第２及び第３の周波数を合成することで、第１のバンドグループと第３のバンドグループの必要ローカル周波数を生成することが可能となる。

また、前記周波数合成部の前記一方の入力には、前記第１の周波数が固定値として入力されるものであってもよい。かかる構成によれば、第１の周波数が前記周波数合成部への高周波側の入力である場合に、第１の周波数を生成する発振器を簡素に構成することが可能となる。

また、前記第１の周波数が７９２０ＭＨｚであり、前記第２の周波数が５２８ＭＨｚであり、前記第３の周波数が１０５６ＭＨｚであってもよい。かかる構成によれば、ＷｉＭｅｄｉａで規定されるハイバンド帯のバンドグループ＃３，＃４，＃６を用いて通信を行う場合に、必要なローカル周波数を最小限に抑えることが可能となる。

また、前記ローカル周波数生成部は、前記第２の周波数をデジタル波形合成により生成する第１の周波数生成部と、前記第３の周波数をデジタル波形合成により生成する第２の周波数生成部を備えるものであってもよい。かかる構成によれば、デジタル波形合成により第２及び第３の周波数を生成することが可能となる。

また、前記第１の周波数生成部は５波合成により前記第２の周波数を生成する第１のデジタルサインジェネレータからなり、前記第２の周波数生成部は３波合成により前記第３の周波数を生成する第２のデジタルサインジェネレータからなるものであってもよい。かかる構成によれば、デジタルサインジェネレータにより、５波合成により第２の周波数を生成し、３波合成により第３の周波数を生成するため、周波数合成部の出力に希望波に近い干渉波が含まれること抑止できる。

また、前記第１のデジタルサインジェネレータは、前記第２の周波数の位相を制御する位相制御部と、前記第２の周波数の振幅を制御する振幅制御部とを備え、前記第２のデジタルサインジェネレータは、前記第３の周波数の位相を制御する位相制御部と前記第３の周波数の振幅を制御する振幅制御部とを備えるものであってもよい。かかる構成によれば、デジタルサインジェネレータの位相制御部と振幅制御部により、第２の周波数及び第３の周波数のそれぞれにおいて、位相と振幅を個別に調整することができる。従って、周波数合成部に入力された第１の周波数の直交性が劣化している場合であっても、第２の周波数、第３の周波数の位相、振幅を個別に調整することで、周波数合成部からの出力の精度を向上することが可能となる。

また、受信したＲＦ信号を前記ローカル周波数生成部により生成されたローカル周波数によりアナログ周波数変換を行うアナログ周波数変換部と、前記アナログ周波数変換部からの出力にフィルタ処理を行うフィルタ部と、前記フィルタ部からの出力をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部からの出力にデジタル周波数変換を行うデジタル周波数変換部と、を備え、第１のバンドグループによる受信の際に、前記アナログ周波数変換部において反転されたローカル周波数を用い、前記第１及び第２のバンドグループの双方の送信で前記デジタル周波数変換のための周波数の符号を同一とし、前期デジタル周波数変換部の出力信号の並びを逆転させることで、前記第１及び第２のバンドグループの双方の通信で同一特性の前記フィルタ部を使用するものであってもよい。かかる構成によれば、第１のバンドグループを使用した場合と、第２のバンドグループを使用した場合とで、同一特性のフィルタ部を使用することができるため、フィルタ部を非常に簡素に構成することが可能となる。

また、受信したＲＦ信号を前記ローカル周波数生成部により生成されたローカル周波数によりアナログ周波数変換を行うアナログ周波数変換部と、前記アナログ周波数変換部からの出力にフィルタ処理を行うフィルタ部と、前記フィルタ部からの出力をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部からの出力にデジタル周波数変換を行うデジタル周波数変換部と、を備え、第１のバンドグループによる受信の際に、前記アナログ周波数変換部において反転されたローカル周波数を用い、前記第１及び第２のバンドグループの双方の送信で前記デジタル周波数変換のための周波数の符号を反転させ、前期デジタル周波数変換部の出力にフィルタ処理を行うことで、前記第１及び第２のバンドグループの双方の通信で同一特性の前記フィルタ部を使用するものであってもよい。かかる構成によれば、第１のバンドグループを使用した場合と、第２のバンドグループを使用した場合とで、同一特性のフィルタ部を使用することができるため、フィルタ部を非常に簡素に構成することが可能となる。

また、前記アナログ周波数変換部でローカル周波数の符号を反転させる手段として、前記アナログ周波数変換部の少なくとも１つの入力部に、入力信号を反転させるための切換部を備えるものであってもよい。かかる構成によれば、ローカル周波数の符号の反転が非常に簡素に可能となる。

また、前記、アナログ周波数変換部でローカル周波数の符号を反転させる手段として、アナログ周波数変換部の片側の出力に、出力信号を反転させるための切換部を備えるものであってもよい。かかる構成によれば、ローカル周波数の符号の反転が非常に簡素に可能となる。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記無線送信装置と上記無線受信装置とを備えたトランシーバが提供される。かかる構成によれば、複数のバンドグループでのホッピングに対応することが可能であり、且つ、必要なローカル周波数を最小限に抑えることが可能となり、トランシーバを簡素に構成することができる。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、複数のバンドグループを使用し、各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて通信処理する無線通信方法であって、第１のバンドグループによる通信の際に、前記第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して低周波側の前記ローカル周波数を生成するステップと、第２のバンドグループによる通信の際に、前記第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも高周波側のローカル周波数であって前記第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数を生成するステップと、を備える無線通信方法が提供される。

上記構成によれば、複数のバンドグループを使用し、各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて通信処理が行われる。そして、第１のバンドグループによる通信の際に、第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して低周波側のローカル周波数が生成される。また、第２のバンドグループによる通信の際に、第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも高周波側のローカル周波数であって第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数が生成される。従って、複数のバンドグループでのホッピングに対応することが可能であり、且つ、必要なローカル周波数を最小限に抑えることが可能となる。

本発明によれば、複数のバンドグループでのホッピングに対応することが可能であり、簡素な構成で複数のローカル周波数を生成することが可能となる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

［Ｌｏｗ ＩＦシステムの構成］
本発明の一実施形態を説明する前提として、Ｌｏｗ ＩＦシステムと実数ＩＦシステム
の構成について説明する。図１、図２、及び図３は、簡略化したＬｏｗ ＩＦシステムの送信系を示している。Ｌｏｗ ＩＦシステムの主たる機能は、複素信号であるベースバンド（ＢＢ）信号(Ｉ＋ｊ＊Ｑ)を、帯域外の不要成分を除去しながら、所望の搬送波に変調して出力することである。ここで、Ｌｏｗ ＩＦ（低中間周波数；Low Intermediate Frequency）とは、周波数ホッピングにおけるバンド間隔の半分に相当する中間周波数へ周波数変換を行うものである。図１は、送信系のシステムの構成を示すブロック図である。図１に示すように、このシステムは、ベースバンド信号（ＢＢシグナル）ジェネレータ１０２、デジタル周波数コンバータ１０４、ＤＡコンバータ１０６、ヒルベルト・バンドパスフィルタ(Hibert BPF)１０８、アナログ周波数コンバータ１１０、及びアンテナ１１２を備えている。アナログ周波数コンバータ１１０は、実部領域コンバータ(Real Domain Converter)を含むものである。

また、図２は、図１に示すＬｏｗ ＩＦシステムの送信系において、上側ローカル(Upper Local)周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示している。自然界では実数信号のみが送信されるため、アナログ領域での周波数変換を行い、最終的に実数信号へ変換している。

ここで、図２（Ａ）は、ベースバンド信号ジェネレータ１０２から生成されたベースバンド信号（Ｉ＋ｊ＊Ｑ）を示している。また、図２（Ｂ）は、図２（Ａ）のベースバンド信号（Ｉ＋ｊ＊Ｑ）をデジタル周波数コンバータ１０４により、低周波数側へ変換している状態を示している。周波数変換は、複素正弦波（ｅｘｐ（−ｊωｉｔ））を乗算することによって行われる。周波数変換の結果、図２（Ｃ）に示すように、周波数ホッピングにおけるバンド間隔の半分に相当する低周波側の中間周波数へ変換が行われる。図２（Ｄ）は、ＤＡコンバータ１０６によりＤＡ変換を行った後、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１０８によりフィルタリングを行い、ＤＡ変換による折返し雑音等を消去している状態を示している。図２（Ｅ）は、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１０８によるフィルタリングを行った後の波形を示している。図２（Ｆ）は、アナログ周波数コンバータ１１０により、上側ローカル周波数を持つ複素正弦波（ｅｘｐ（＋ｊωｃｔ））を乗算してアナログ周波数変換を行っている状態を示しており、図２（Ｇ）は、アナログ周波数変換の結果を示している。そして、図２（Ｈ）は、図２（Ｇ）の結果で得られた複素信号を実空間で伝送可能な実信号に変換した結果を示している。実際には、複素ローカル周波数の乗算、及び、実信号への変換は、図１のアナログ周波数コンバータ１１０で同時に実行される。このように、上側ローカル(Upper Local)周波数を採用した場合は、図２（Ｇ）に示すように、周波数変換後の帯域の上限周波数がアナログ周波数変換の際に用いられる複素正弦波の周波数に相当している。

図３は、図１に示すＬｏｗ ＩＦシステムの送信系において、下側ローカル(Lower Local)周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示している。図３（Ａ）〜図３（Ｈ）の処理は、上述の図２（Ａ）〜図２（Ｈ）の処理に対応している。図３の処理では、図３（Ｂ）において、複素正弦波（ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ））を乗算し、高周波数側へ変換している。周波数変換の結果、図３（Ｃ）に示すように、周波数ホッピングにおけるバンド間隔の半分に相当する高周波側の中間周波数へ変換が行われる。また、これに伴い、図３（Ｄ）において、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１０８によるフィルタリングは正の値側で行われる。そして、図３（Ｆ）に示すように、アナログ周波数コンバータ１１０により、下側ローカル周波数を持つ複素正弦波（ｅｘｐ（＋ｊωｃｔ））を乗算してアナログ周波数変換を行い、図３（Ｇ）に示す結果が得られる。このように、下側ローカル(Upper Local)周波数を採用した場合は、図３（Ｇ）に示すように、周波数変換後の帯域の下限周波数がアナログ周波数変換の際に用いられる複素正弦波の周波数に相当している。

図４、図５、及び図６は、簡略化したＬｏｗ ＩＦシステムの受信系を示している。Ｌｏｗ ＩＦシステムの受信系の機能は、所望の変調波から、帯域外の不要成分を除去しながら、複素信号であるベースバンド信号（Ｉ＋ｊ＊Ｑ）を、取り出すことである。このうち、図４は、受信系のシステムの構成を示すブロック図である。図４に示すように、このシステムは、ベースバンド信号レシーバ１２２、デジタル周波数コンバータ１２４、ＡＤコンバータ１２６、ヒルベルト・バンドパスフィルタ(Hibert BPF)１２８、アナログ周波数コンバータ１３０、及びアンテナ１３２を備えている。

また、図５は、図４に示すＬｏｗ ＩＦシステムの受信系において、上側ローカル(Upper Local)周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示している。図５に示すように、上側ローカルの受信系では基本的に図２と逆の処理が行われる。図５（Ａ）はアンテナ１３２で受信したＲＦ信号を示しており、図５（Ｂ）はアナログ周波数コンバータ１３０により、上側ローカル周波数を持つ複素正弦波（ｅｘｐ（−ｊωｃｔ））を乗算して周波数変換を行っている状態を示しており、図５（Ｃ）は周波数変換の結果を示している。図５（Ｄ）は、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１２８によるフィルタリングを行っている状態を示しており、図５（Ｅ）は、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１２８によるフィルタリングの結果を示している。図５（Ｆ）は、デジタル周波数コンバータ１２４により、図５（Ｅ）の信号を高周波数側へ変換している状態を示している。周波数変換は、複素正弦波（ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ））を乗算することによって行われる。周波数変換の結果、図５（Ｇ）に示すように、ベースバンド信号（Ｉ＋ｊ＊Ｑ）が得られる。

図６は、図４に示すＬｏｗ ＩＦシステムの送信系において、下側ローカル(Lower Local)を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示している。図６に示すように、下側ローカルの受信系では基本的に図３と逆の処理が行われる。図６（Ａ）〜図６（Ｈ）の処理は、上述の図５（Ａ）〜図５（Ｈ）の処理に対応している。図６の処理では、図６（Ｂ）において、アナログ周波数コンバータ１３０により、下側ローカル周波数を持つ複素正弦波（ｅｘｐ（−ｊωｃｔ））を乗算して周波数変換を行う。これに伴い、図６（Ｄ）ではヒルベルト・バンドパスフィルタ１０８によるフィルタリングが正の値で行われ、図６（Ｆ）では、複素正弦波（ｅｘｐ（−ｊωｉｔ））を乗算してデジタル領域で周波数変換を行い、ベースバンド信号（Ｉ＋ｊ＊Ｑ）が得られる。

このように、このシステムでは、ヒルベルト・バンドパスフィルタ(Hibert BPF)をアナログ領域で生成することでＡＤ変換の前に帯域外の妨害波を除去している。

［実数ＩＦシステムの説明］
図７、図８、及び図９は、実数ＩＦシステムの受信系を示している。このうち、図７は、実数ＩＦシステムの受信系のシステムの構成を示すブロック図である。図７に示すように、このシステムは、ベースバンド信号レシーバ１４２、デジタルローパスフィルタ１４４、デジタル周波数コンバータ１４６、ドメインコンバータ１４８、ＡＤコンバータ１５０、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２、アナログ周波数コンバータ１５４、アンテナ１５６を備えている。図７の実数ＩＦシステムの受信系は、ヒルベルト・バンドパスフィルタの出力をＩ信号、Ｑ信号の片側から取り出し、ＡＤコンバータ１５０によりＡＤ変換をする点に特徴がある。また、実数ＩＦシステムは、デジタル領域で高精度のデジタルフィルタが実現可能であることを利用している。

また、図８は、図７に示す実数ＩＦシステムの受信系において、上側ローカル(Upper Local)周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示している。ここで、図８（Ａ）はアンテナ１５６で受信したＲＦ信号を示しており、図８（Ｂ）はアナログ周波数コンバータ１５４により、上側ローカル周波数を持つ複素正弦波（ｅｘｐ（−ｊωｃｔ））を乗算して周波数変換を行っている状態を示しており、図８（Ｃ）は周波数変換の結果を示している。図８（Ｄ）は、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２によるフィルタリングを行っている状態を示しており、図８（Ｅ）は、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２によるフィルタリングの結果を示している。図８（Ｆ）は、図８（Ｅ）の結果を複素信号から実信号にドメイン変換した結果である。この操作は実際には、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２の出力の片側を取り出すことで実現できる。この結果をＡＤコンバータ１５０でＡＤ変換した後、ドメインコンバータ１４８に入力される。また、図８（Ｇ）は、デジタル周波数コンバータ１４６により、デジタル領域で高周波側へ周波数変換している状態を示している。周波数変換は複素正弦波（ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ））を乗算することによって行われ、図８（Ｈ）は、周波数変換の結果を示している。図８（Ｉ）は、デジタルローパスフィルタ１４４によりフィルタリングを行っている状態を示しており、図８（Ｊ）はフィルタリングの結果を示している。

図９は、図７に示す実数ＩＦシステムの受信系において、下側ローカル(Lower Local)周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示している。図９（Ａ）〜図９（Ｊ）の処理は、上述の図８（Ａ）〜図８（Ｊ）の処理に対応している。図９の処理では、図９（Ｃ）において、下側ローカル周波数を持つ複素正弦波（ｅｘｐ（−ｊωｃｔ））を乗算して周波数変換を行う。また、図９（Ｄ）に示すように、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２によるフィルタリングは正の値側で行われ、図９（Ｇ）に示すように、デジタル周波数コンバータ１４６による周波数変換は、複素正弦波（ｅｘｐ（−ｊωｉｔ））を乗算することによって低周波側へ行われる。

以上のような実数ＩＦシステムでは、ＡＤコンバータ１５０とヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２との結合が１本であるため、システム構成が簡素になり、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２とＡＤコンバータ１５０が別のＩＣに実装された場合、インターフェース部分の消費電力を低減できるメリットがある。

［本発明の実施形態の説明］
以下、本発明の実施形態について詳細に説明する。図１０は、図４１で説明したＷｉＭｅｄｉａによるバンドグループのうち、ハイバンドのバンドグループ＃３、＃４、＃６の周波数を詳細に示す模式図である。図１０に示すように、バンドグループ＃３には、バンドＩＤが＃７，＃８，＃９の３つのバンドが属しており、それぞれの中心周波数は、６６００ＭＨｚ，７１２８ＭＨｚ，７６５６ＭＨｚである。また、バンドグループ＃４には、バンドＩＤが＃１０，＃１１，＃１２の３つのバンドが属しており、それぞれの中心周波数は、８１８４ＭＨｚ，８７１２ＭＨｚ，９２４０ＭＨｚである。また、バンドグループ＃６には、バンドＩＤが＃９，＃１０，＃１１の３つのバンドが属しており、それぞれの中心周波数は、７６５６ＭＨｚ，８１８４ＭＨｚ，８７１２ＭＨｚである。

各バンドグループに属する各バンドの帯域は５２８ＭＨｚである。従って、図１０に示すように、バンドグループ＃３に属するバンド＃７の上限周波数(Upper Frequency)は６８８４ＭＨｚ、下限周波数(Lower Frequency)は６３３６ＭＨｚである。同様に、バンドグループ＃３に属するバンド＃８，＃９の上限周波数(Upper Frequency)はそれぞれ７３９２ＭＨｚ，７９２０ＭＨｚであり、下限周波数(Lower Frequency)はそれぞれ６８６４ＭＨｚ，７３９２ＭＨｚである。

同様に、バンドグループ＃４に属するバンド＃１０，＃１１，＃１２の上限周波数(Upper Frequency)はそれぞれ８４４８ＭＨｚ，８９７６ＭＨｚ，９５０４ＭＨｚであり、下限周波数(Lower Frequency)はそれぞれ７９２０ＭＨｚ，８４４８ＭＨｚ，８９７６ＭＨｚである。また、バンドグループ＃６に属するバンド＃９，＃１０，＃１１の上限周波数(Upper Frequency)はそれぞれ７９２０ＭＨｚ，８４４８ＭＨｚ，８９７６ＭＨｚであり、下限周波数(Lower Frequency)はそれぞれ７３９２ＭＨｚ，７９２０ＭＨｚ，８４４８ＭＨｚである。

このように、ＷｉＭｅｄｉａの規格に対応させるため、バンドグループ＃３、バンドグループ＃４、バンドグループ＃６のそれぞれに対応する装置を構成すると、中心周波数をローカル周波数として用いる場合、６つの周波数を発振する必要があり、発振器の構成が非常に複雑になる。

ところで、上述したように、Ｌｏｗ ＩＦシステムでは、周波数ホッピングにおけるバンド間隔の半分の周波数に相当する中間周波数を用いる。

ここで、バンドグループ＃４に属する各バンド＃１０，＃１１，＃１２において、Ｌｏｗ ＩＦシステムの下側ローカル(Lower Local)周波数は７９２０［ＭＨｚ］、８４４８［ＭＨｚ］、８９７６［ＭＨｚ］である。また、バンドグループ＃６に属する各バンド＃９，＃１０，＃１１において、Ｌｏｗ ＩＦシステムの上側ローカル(Upper Local)周波数も７９２０［ＭＨｚ］、８４４８［ＭＨｚ］、８９７６［ＭＨｚ］であり、バンド＃１０，＃１１，＃１２の下側ローカル(Lower Local)周波数と同一である。

このため、本実施形態では、バンドグループ＃４を使用する場合は、Ｌｏｗ ＩＦシステムの下側ローカル(Lower Local)周波数を採用し、バンドグループ＃６を使用する場合は、Ｌｏｗ ＩＦシステムの上側ローカル(Upper Local)周波数を採用し、下側(Lower Local)周波数と上側(Upper Local)周波数を切換えることで、必要なローカル周波数を最小限に抑えるようにしている。この結果、バンドグループ＃４とバンドグループ＃６で必要となるローカル周波数を同一にすることができ、ローカル周波数を発生させるマルチバンドジェネレータの構成を大幅に簡略化することが可能となる。従って、３つのバンドグループ＃３、＃４、＃６でホッピングを行う場合に、簡素な構成で複数のバンドのホッピングに対応した装置を構成することが可能となる。

なお、上側ローカルから下側ローカルに切換える場合、送信側においては、アナログ周波数コンバータ１１０で使用するローカル周波数を切換える処理を行う。また、送信側においては、図２及び図３の比較から、デジタル領域でのデジタル周波数コンバータ１０４による周波数変換の正負を逆転させ（ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ）⇔ｅｘｐ（−ｊωｉｔ））、ヒルベルト・バンドパスフィルタ(Hibert BPF)１０８の通過帯域の正負を逆転させれば良いことが分かる。

また、受信側においても、アナログ周波数コンバータ１３０で使用するローカル周波数を切換える処理を行う。また、受信側においても、図５及び図６の比較から、デジタル領域でのデジタル周波数コンバータ１２４による周波数変換の正負を逆転させ（ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ）⇔ｅｘｐ（−ｊωｉｔ））、ヒルベルト・バンドパスフィルタ(Hibert BPF)１２８の通過帯域の正負を逆転させれば良い。

実数ＩＦの受信系においてもデジタル領域でのデジタル周波数コンバータ１４６による周波数変換の正負を逆転させ（ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ）⇔ｅｘｐ（−ｊωｉｔ））、ヒルベルト・バンドパスフィルタ(Hibert BPF)１５２の通過帯域の正負を逆転させれば良い。

図１１は、本発明の一実施形態に係る通信装置の構成を示す模式図であって、バンドグループ＃３、バンドグループ＃４、バンドグループ＃６のローカル周波数生成回路であるマルチバンドジェネレータ（ＭＢＧ）２００を示している。なお、マルチバンドジェネレータ（ＭＢＧ）２００は、無線送信装置、無線受信装置のいずれにも適用可能であり、また、無線送信装置及び無線受信装置を備えたトランシーバにも適用可能である。マルチバンドジェネレータ（ＭＢＧ）２００は、図１、図４、図７におけるアナログ周波数コンバータ１０４，１２４，１４６において、周波数変換のために用いられるローカル周波数を生成するものである。ここで、上述したように、バンドグループ＃４で下側ローカルを採用し、バンドグループ＃６で上側ローカルを採用することで、必要なローカル周波数を最小限に抑えることができる。

また、バンドグループ＃３に属する各バンド＃７，＃８，＃９の必要ローカル周波数と、バンドグループ＃６に属する各バンド＃９，＃１０，＃１１の必要ローカル周波数に着目すると、Ｌｏｗ ＩＦシステム、Ｚｅｒｏ ＩＦシステムのいずれにおいても、バンド＃９の周波数を中心として、±５２８ＭＨｚ、±１０５６ＭＨｚの周波数となる。

そして、図１１の構成では、７９２０ＭＨｚに対して５２８ＭＨｚ、１０５６ＭＨｚをミキシングすることで、バンドグループ＃３とバンドグループ＃６の必要ローカル周波数を全て生成することが可能である。このような構成によれば、最小限の発振回路により、バンドグループ＃３とバンドグループ＃６の必要ローカル周波数を生成することが可能となる。また、バンドグループ＃４の下側ローカル周波数とバンドグループ＃６の上側ローカル周波数が同一であることから、図１１の構成によれば、バンドグループ＃４を使用する場合は下側ローカル周波数を採用し、バンドグループ＃６を使用する場合は上側ローカル周波数を採用し、更にバンドグループ＃３を使用する場合は上側ローカル周波数を採用することで、バンドグループ＃３，＃４，＃６の必要ローカル周波数を全て生成することができる。

特に、ハイバンドの周波数帯（８ＧＨｚ帯）においては、発振周波数を可変させることは、非常に困難である。図１１に示す構成では、ＬＣ ＯＳＣ２０２からの発振周波数は７９２０［ＭＨｚ］に固定されるため、ハイバンドの周波数帯で発振周波数を可変する必要がなく、簡素な構成で実装を容易に行うことが可能となる。

図１１の構成では、マルチバンドジェネレータ２００の構成として、ＳＳＢミキサー２１２を採用し、ＳＳＢミキサー２１２の片側の入力として、５２８［ＭＨｚ］と１０５６［ＭＨｚ］を切換えることにより、バンドグループ＃３，＃４，＃６に対して、他方の入力の周波数を固定している。

図１１に示すように、マルチバンドジェネレータ２００は、ＬＣ ＯＳＣ２０２、分周器２０４、ＲＩＮＧ ＯＳＣ２０６、分周器２０８、Ｍｕｘ２１０、ＳＳＢミキサー２１２、Ｍｕｘ２１４を備えている。ＬＣ ＯＳＣ２０２は、周波数固定の発振器であり、１５８４０ＭＨｚの周波数を発振する。この周波数は、分周器２０４で１／２分周が行われ、分周により得られた７９２０ＭＨｚの信号がＳＳＢミキサー２１２へ送られる。

一方、ＲＩＮＧ ＯＳＣ２０６は、１０５６ＭＨｚの周波数の信号を発振し、この信号はＭｕｘ２１０へ入力される。また、ＲＩＮＧ ＯＳＣで発振された１０５６ＭＨｚの信号は、分周器２０８で１／２分周が行われ、分周により得られた５２８ＭＨｚの信号がＭｕｘ２１０へ入力される。Ｍｕｘ２１０は、入力された１０５６［ＭＨｚ］と５２８［ＭＨｚ］の信号のいずれか一方を選択してＳＳＢミキサー２１２へ送る。

ＳＳＢミキサー２１２では、ＬＣ ＯＳＣ２０２から入力された７９２０［ＭＨｚ］の信号と、Ｍｕｘ２１０から入力された１０５６［ＭＨｚ］または５２８［ＭＨｚ］の一方の信号をミキシングする。これにより、ＳＳＢミキサー２１２からは、７９２０［ＭＨｚ］の周波数を中心として、±５２８［ＭＨｚ］、±１０５６［ＭＨｚ］の信号が出力される。Ｍｕｘ２１４は、周波数変換器２０４からの７９２０［ＭＨｚ］の信号と、ＳＳＢミキサー２１２から出力された７９２０±５２８［ＭＨｚ］、７９２０±１０５６［ＭＨｚ］の４つの信号とを切換えて出力する。従って、マルチバンドジェネレータ２００によれば、６８６４［ＭＨｚ］，７３９２［ＭＨｚ］，７９２０［ＭＨｚ］，８４４８［ＭＨｚ］，８９７６［ＭＨｚ］の５つのローカル周波数を出力することができる。これにより、バンドグループ＃３に上側ローカル周波数を採用し、バンドグループ＃４に下側ローカル周波数を採用し、バンドグループ＃６に上側ローカル周波数を採用した場合に、必要となるローカル周波数の全てをマルチバンドジェネレータ２００で生成することが可能である。なお、ＳＳＢミキサー２１２の片側の入力として、ＤＣ、５２８［ＭＨｚ］と１０５６［ＭＨｚ］を切換えることにより、Ｍｕｘ２１４を省略する構成をとることも可能である。

また、周波数ホッピング時のローカル周波数の位相の連続性を考慮すると、ＳＳＢミキサー２１２を用いることで、位相の連続性を確保することができる。本実施形態では、マルチバンドジェネレータ２００の構成としてＳＳＢミキサー２１２を採用し、ＳＳＢミキサー２１２の片側の入力として、５２８［ＭＨｚ］、１０５６［ＭＨｚ］を切換えるため、ＳＳＢミキサー２１２の他方の入力である７９２０［ＭＨｚ］を固定値とすることができ、位相の連続性を確実に確保することが可能である。なお、ＳＳＢミキサー２１２への入力である５２８［ＭＨｚ］は、１０５６［ＭＨｚ］を分周器２０８で１／２分周することで容易に生成可能である。

また、ＳＳＢミキサー２１２に対する一方の入力の周波数を７９２０［ＭＨｚ］に固定することができるため、マルチバンドジェネレータ２００を非常にシンプルな構成とすることが可能となる。図１１に示すように、一般的には、７９２０［ＭＨｚ］は直接発振させず、２倍の周波数である１５８４０［ＭＨｚ］で発振させることが多いが、高周波の１５８４０［ＭＨｚ］を可変させることは、発振回路への寄生成分の影響が大きくなるため、困難となる。図１１の構成例では、ＳＳＢミキサー２１２に対する高周波数側の入力７９２０［ＭＨｚ］を固定することができるため、発振回路への寄生成分の影響を確実に抑えることが可能である。

また、１５８４０［ＭＨｚ］の信号の生成には、通常ＰＬＬを用いるが、この周波数が固定であるため、非常に簡素な構成のＰＬＬを用いることが可能となる。ＳＳＢミキサー２１２への入力には、ＩとＱの９０度位相の異なる入力信号が必要であり、特性面では、ＩとＱの位相の直交性が問題となる。図１１の構成によれば、ＳＳＢミキサー２１２へ入力される信号のうち、高い側の周波数が固定になるため、高い側の周波数のＩとＱの位相の直交性に関しては、周波数ポッピング時に変化することはない。周波数ホッピングに伴うＩとＱの位相の直交性の変化は、Ｍｕｘ２１０から入力される低い側の周波数に関してのみ配慮すればよく、実装を極めて容易にすることができる。

図１２は、ＳＳＢミキサー２１２で使用される５２８ＭＨｚ,１０５６ＭＨｚの入力の高調波成分を低減するために、５２８ＭＨｚの生成に対して５波合成デジタルサインジェネレータ(DSG)２２０を用い、１０５６ＭＨｚの生成に対して３波合成デジタルサインジェネレータ(DSG)２３０を用いた構成例を示している。ＳＳＢミキサー２１２は、入力に高調波成分が含まれている場合、様々な不要周波数を生成してしまう場合があるが、５２８ＭＨｚの信号に対して５波合成のデジタルサインジェネレータ２２０を使用し、１０５６ＭＨｚの信号に対して３波合成のデジタルサインジェネレータ２３０を使用することで、不要周波数が生成されてしまうことを抑止することができる。

デジタルサインジェネレータ２２０，２３０は、複数の位相の異なる信号（多位相信号）が必要となる。以下の説明では、多位相信号生成部を含め、デジタルサインジェネレータと呼ぶ。デジタルサインジェネレータ２２０，２３０は、複数の位相の異なる信号を生成する多位相信号生成部２２２，２３２と、多位相信号生成部２２２，２３２で生成された信号を合成する合成部２２４，２３４とから構成される。なお、図１３は、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０の多位相信号生成部の構成例を示す模式図である。図１３において、１０５６ＭＨｚの多位相信号Ｐ１〜Ｐ８は、インバータと遅延器から構成されるリングオシレータ（ＲＩＮＧ ＯＳＣ２０６に対応）から生成される。また、５２８ＭＨｚの多位相信号ｐ１〜ｐ１２は、図１３においてリングオシレータの下部に示されるインバータと遅延器から生成される。１０５６ＭＨｚの信号の生成部と５２８ＭＨｚの信号の生成部との間には１／２分周器が設けられている。また、図１４は、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０の合成部２２４，２３４の構成を示す模式図である。ここで、図１４（Ａ）は３波合成のデジタルサインジェネレータ２２０の合成部２２４を示しており、図１４（Ｂ）は５波合成のデジタルサインジェネレータ２３０の合成部２３４を示している。なお、デジタルサインジェネレータの原理については、上記特許文献１（特開2005-129993号公報）に示されている。

ＳＳＢミキサー２１２の出力では、例えば、８４４８ＭＨｚ(７９２０ＭＨｚ＋５２８ＭＨｚ)を生成しようとする場合に、５２８ＭＨｚに３倍波が含まれる場合、８４４８ＭＨｚの生成と同時に、６３３６ＭＨｚ(７９２０ＭＨｚ−３＊５２８ＭＨｚ)を生成してしまう。生成しようとする周波数に対して十分に離れた周波数に生成される不要波は、システムに大きな影響がないことから、特に低い次数の高調波を十分に低減する必要がある。

５２８ＭＨｚと１０５６ＭＨｚでは、周波数が２倍の関係にあることから、高調波成分低減の重要度が異なる。本実施形態では、５２８ＭＨｚに対しては５波合成を用い、１０５６ＭＨｚには３波合成を用いるため、システムに影響を及ぼす低い次数の高調波を十分に低減することができる。波形合成の際において、実際のＩＣ内部では、任意の比率の加算をすることが困難であることから、整数比の加算を用いることが望ましい。

図１５は、３波合成、５波合成、７波合成の場合の各信号の位相と比率を示している。
デジタルサインジェネレータ２２０，２３０では、３波合成、５波合成を行うが、ここでは７波合成についても示している。図１５に示すように、３波合成の場合は、４５°位相の異なる３つの信号を生成して合成する。位相−４５°、位相０、位相＋４５°の各信号の合成比率は、５：７：５とする。また、５波合成の場合は、３０°位相の異なる５つの波形を生成して合成する。位相−６０°、位相−３０°、位相０、位相＋３０°、位相＋６０°の各信号の合成比率は、７：１２：１４：１２：７とする。更に、７波合成の場合は、２２．５°位相の異なる７つの波形を生成して合成する。位相−６７．５°、位相−４５°、位相−２２．５°、位相０、位相＋２２．５°、位相＋４５°、位相＋６７．５°の各信号の合成比率は、５：９：１２：１３：１２：９：５とする。

図１４（Ａ）では、Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞれが３波合成により生成される。図１４（Ａ）に示すように、合成部２２４は、遅延制御部２２４ａと、重み付け加算部２２４ｂを備えている。Ｉ信号では、４５°位相の異なる信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３が５：７：５の比率で重み付け加算部２２４ｂに入力されて合成される。また、Ｑ信号では、４５°位相の異なる信号Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５が５：７：５の比率で重み付け加算部２２４ｂに入力されて合成される。ここで、Ｉ信号、Ｑ信号は９０°位相が異なるため、Ｉ信号を合成する３波の中心の位相（Ｐ２の位相）とＱ信号を合成する３波の中心の位相（Ｐ４位相）との位相差は９０°である。

同様に、図１４（Ｂ）では、Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞれが５波合成により生成される。
図１４（Ｂ）に示すように、合成部２３４は、遅延制御部２３４ａと、重み付け加算部２３４ｂを備えている。Ｉ信号では、３０°位相の異なる信号ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４，ｐ５が７：１２：１４：１２：７の比率で重み付け加算部２３４ｂに入力されて合成される。また、Ｑ信号では、３０°位相の異なる信号ｐ４，ｐ５，ｐ６，ｐ７，ｐ８が７：１２：１４：１２：７の比率で重み付け加算部２３４ｂに入力されて合成される。Ｉ信号を合成する５波の中心の位相（ｐ３の位相）と、Ｑ信号を合成する５波の中心の位相（ｐ６の位相）との位相差は９０°である。上述したように、図１４において、各信号Ｐ１〜Ｐ５、及び、ｐ１〜ｐ８は、図１３に示す多位相生成部２２２，２３２から生成することができる。

図１６、図１７及び図１８は、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０により各信号を整数比合成した場合のシミュレーション結果を示している。なお、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０では、３波合成及び５波合成を行うが、シミュレーション結果では７波合成も示している。

図１６において、図１６（Ａ）は波形合成の元となる矩形波Ｐ１，Ｐ２，・・・を示している。デジタルサインジェネレータ２２０，２３０の多位相信号生成部２２２，２３２では、図１６（Ａ）に示す矩形波で位相が異なるものを複数生成する。また、図１６（Ｂ）、図１６（Ｃ）図１６（Ｄ）は、図１５で説明した位相、整数比で図１６（Ａ）の矩形波を複数合成して得られた結果を示しており、図１６（Ｂ）は３波合成を、図１６（Ｃ）は５波合成を、図１６（Ｄ）は７波合成を、それぞれ示している。このように、合成する信号の数を増やすと、よりサイン波に近い波形が得られる。

図１７は、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０による高調波テストの結果を示しており、周波数を解析した結果を示している。ここで、図１７（Ａ）は図１６（Ａ）に示す矩形波の周波数解析結果を、図１７（Ｂ）は図１６（Ｂ）に示す３波合成の周波数解析結果を、図１７（Ｃ）は図１６（Ｃ）に示す５波合成の周波数解析結果を、図１７（Ｄ）は図１６（Ｄ）に示す７波合成の周波数解析結果を、それぞれ示している。また、図１８は、高調波テストの結果を示す周波数解析リストである。

図１７及び図１８に示すように、本実施形態のデジタルサインジェネレータ２２０，２３０によれば、３波合成では、３倍波、５倍波を十分に減衰することができる。また、５波合成では、３倍波、５倍波、７倍波、９倍波を十分に減衰することができる。特に、５波合成の場合、３倍波を著しく減衰させることができる。従って、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０によれば、最も問題となる低い次数の高調波を十分に低減することが可能である。なお、５波合成の場合、３倍波の減衰が整数比合成による近似の影響を受けていないことに起因して、３倍波を著しく減衰させることができる。以上のように、５２８ＭＨｚには５波合成を用い、１０５６ＭＨｚには３波合成を用いることで、特に低い次数の高調波を十分に減衰させることができ、ＳＳＢミキサー２１２の出力に不要な周波数の波形が含まれることを抑止できる。

次に、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０において、位相と振幅を調整することで、ＳＳＢミキサー２１２への２つの入力の直交性の誤差による出力の誤差を低減する手法について説明する。

上述したように、ＳＳＢミキサー２１２には一方の側から高周波の７９２０ＭＨｚが入力され、他方の側から低周波の５２８ＭＨｚまたは１０５６ＭＨｚが入力される。これらの入力のそれぞれは、９０°位相の異なるＩ信号、Ｑ信号から構成される。この際、ＳＳＢミキサー２１２においては、９０°位相の異なるＩ信号、Ｑ信号の入力の直交性の精度が問題となる。具体的には、入力の直交性が損なわれると、例えば、８４４８ＭＨｚ(７９２０ＭＨｚ＋５２８ＭＨｚ)を生成しようとする場合、1次の不要波である７３９２ＭＨｚ(７９２０ＭＨｚ−５２８ＭＨｚ)を生成してしまう。直交性の精度については、高周波側と低周波側の２つの入力の双方に求められる。直交性には、振幅方向、位相方向の両方が存在するが、特に、高周波側の入力において、位相方向の直交性を保証することは極めて困難である。このため、本実施形態では、低周波側の入力、具体的には、図１１に示す５２８ＭＨｚ，１０５６ＭＨｚの振幅、位相を調整することにより、ＳＳＢミキサー２１２からの出力のスプリアスを低減するようにしている。

一般的に、アナログ回路において、位相と振幅を別々に調整することは困難である。本実施形態において、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０では、重み付け加算部２２４ｂ，２３４ｂで波形を合成する以前の信号は振幅情報を有しておらず、合成時に振幅情報が付加される。このため、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０によれば、位相と振幅を個別に可変させることが可能である。

図１９は、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０により振幅、位相を個別に調整する方法の具体例を示している。ここで、図１９（Ａ）は３波合成のデジタルサインジェネレータ２２４を示しており、図１９（Ｂ）は５波合成のデジタルサインジェネレータ２１８を示している。図１９に示すように、重み付け加算部２２４ｂ，２３４ｂによる波形合成の前に遅延制御部２２４ａ，２３４ａにより信号の位相の調整が行われ、その後、重み付け加算部２２４ｂ，２３４ｂにより振幅の調整が行われる。従って、本実施形態のデジタルサインジェネレータ２２０，２３０によれば、多位相信号生成部２２２，２３２で生成した信号の振幅、位相を個別に調整することが可能である。

図２０〜図２４は、ＬＣ ＯＳＣ２０２から入力された高い周波数成分のＩ信号、Ｑ信号に直交性の劣化（アンバランス）がある場合に、その補償をＲＩＮＧ ＯＳＣ２０６から入力される低い周波数成分の入力で行い、結果としてマルチバンドジェネレータ２００の出力から１次の不要波を低減した例を示している。図２０〜図２４の例では、ＳＳＢミキサー２１２に対する高周波側の入力として８ＧＨｚの信号を用い、低周波側の入力として５００ＭＨｚを用い、出力の希望波を７．５ＧＨ、１次の不要波が８．５ＧＨｚの例を示している。

図２０において、図２０（Ａ）は高周波側の入力であるＩ信号、Ｑ信号を示している。また、図２０（Ｂ）は、低周波側の入力であるＩ信号、Ｑ信号を示している。そして、図２０（Ｃ）は、ＳＳＢミキサー２１２で図２０（Ａ）の信号と図２０（Ｂ）の信号をミキシングした場合の出力を示している。同様に、図２１において、図２１（Ａ）は高周波側の入力であるＩ信号、Ｑ信号を示している。また、図２１（Ｂ）は、低周波側の入力であるＩ信号、Ｑ信号を示している。そして、図２１（Ｃ）は、ＳＳＢミキサー２１２で図２１（Ａ）の信号と図２１（Ｂ）の信号をミキシングした場合のマルチバンドジェネレータ２００からの出力を示している。

ここで、図２０は、直交性の劣化がなく、高周波側、低周波側ともに理想的な信号が入力された場合を示している。このように、直交性の劣化がない場合、マルチバンドジェネレータ２００からは理想的な出力波形が出力され、出力波形における位相、振幅の変動は最小限に抑えられる。

一方、図２１は、ＬＣ ＯＳＣ２０２から入力された高周波側の入力（７９２０［ＭＨｚ］）のＩ信号、Ｑ信号に直交性の劣化がある場合を示している。この例では、図２１（Ａ）に示すように、高周波側の入力のＩ信号、Ｑ信号の位相が相対的に１０°ずれており、Ｉ信号、Ｑ信号の位相差が１００°の場合を示している。また、高周波側の入力のＩ信号、Ｑ信号の振幅が相対的に１０％相違している場合を示している。この場合、図２１（Ｃ）に示すように、マルチバンドジェネレータ２００からの出力は、振幅、位相ともに図２０の理想波から大きく外れてしまう。また、図２２は、図２０及び図２１の場合に、出力の希望波（７．５ＧＨｚ）と１次の不要波（８．５ＧＨｚ）との比較結果を示している。ここで、図２２（Ａ）は図２０の場合の比較結果を示しており、図２２（Ｂ）は図２１の場合の比較結果を示している。図２２（Ａ）に示すように、図２０の理想波の場合は、希望波（７．５ＧＨｚ）と１次の不要波（８．５ＧＨｚ）との差が−４５．０ｄＢである。一方、図２１のように直交性に劣化が生じると、希望波（７．５ＧＨｚ）と１次の不要波（８．５ＧＨｚ）差が−１９．９ｄＢとなり、不要波による影響が増大してしまう。

図２３は、図２１の場合において、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０により低周波数側の入力の位相、振幅を可変して、図２１の出力のアンバランスを補償した場合を示している。ここで、図２３（Ａ）は高周波側の入力であるＩ信号、Ｑ信号を示しており、図２１（Ａ）と同様にＩ信号、Ｑ信号の位相が１０°、振幅が１０％ずれた状態を示している。また、図２３（Ｂ）は、低周波側の入力であるＩ信号、Ｑ信号を示しており、図２１（Ａ）の誤差を補償するため、Ｉ信号、Ｑ信号の位相、振幅を調整した例を示している。そして、図２３（Ｃ）は、ＳＳＢミキサー２１２で図２３（Ａ）の信号と図２３（Ｂ）の信号をミキシングした場合の出力を示している。

低周波側の入力の位相、振幅の調整は、高周波側の誤差を相殺するように行うことが好適である。例えば、高周波側の入力で位相が＋１０°ずれている場合は、低周波側の入力の位相を−１０°だけずらすようにする。また、高周波側の入力で振幅が＋１０％ずれている場合は、低周波側の入力の振幅を−１０％だけずらすようにする。これにより、図２３（Ｃ）に示すように、マルチバンドジェネレータ２００からの出力を理想波に近づけることが可能となる。

図２４は、図２１及び図２３の場合に、出力の希望波（７．５ＧＨｚ）と１次の不要波（８．５ＧＨｚ）との比較結果を示している。ここで、図２３（Ａ）は図２１の場合の比較結果を示しており、図２３（Ｂ）は図２２の場合の比較結果を示している。図２３（Ａ）に示すように、図２１のように直交性に劣化が生じると、希望波（７．５ＧＨｚ）と１次の不要波（８．５ＧＨｚ）差が−１９．９ｄＢとなる。一方、図２３（Ｂ）に示すように、低周波側の入力の位相、振幅を調整することで、希望波（７．５ＧＨｚ）と１次の不要波（８．５ＧＨｚ）との差を拡大することが可能であり、希望波と不要波の差は−４０．３ｄＢ程度となる。従って、高周波側の入力の直交性が劣化している場合であっても、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０により低周波数側の入力の位相、振幅を可変することで、マルチバンドジェネレータ２００からの出力を補償して理想波に近づけることが可能となる。以上のように、ＳＳＢミキサー２１２に対する高周波側の入力の直交性の劣化による出力の劣化は、デジタルサインジェネレータ２２０，２３０を用いることで、低い周波数側の入力で補償が可能である。

次に、Ｌｏｗ ＩＦシステムにおいて、上側ローカル周波数と下側ローカル周波数とを切り換えた際に、同一特性のヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）の使用が可能な構成について説明する。上述したように、図１１の構成において、バンドグループ＃４とバンドグループ＃６を切換えるために、上側ローカル周波数と下側ローカル周波数との切り換えを行う。このとき、送信系においては、予めデジタル領域で周波数の並びを逆転させておき、デジタルブロックでのデジタル周波数コンバータ１０４で乗算する周波数の正負は上側ローカルと下側ローカルの双方で同一とし、アナログ領域のアナログ周波数コンバータ１１０で乗算する周波数の符号を反転させ、同一特性のヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）を使用することとしても良い。

上述したように、Ｌｏｗ ＩＦシステムにおいて、上側ローカル周波数と下側ローカル周波数を切り換える場合、ヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）の中心周波数を、例えば−２６４ＭＨｚから＋２６４ＭＨｚへ切り換えるなどして切り換える必要がある。この操作は、ヒルベルトバンドパスフィルタ(HBPF)がデジタル回路として実装されている場合は比較的容易であるが、本実施形態のシステムのように、アナログ領域でヒルベルトバンドパスフィルタ(HBPF)を実装する場合には、フィルタ特性の劣化が生じる場合がある。

図２５は、図１１のシステムにおいて、上側ローカル(Upper Local)周波数を採用した場合と下側ローカル(Lower Local)周波数を採用した場合とで同一特性のヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）を使用した例を示している。図２５では、送信系において、予めデジタル領域で周波数の並びを逆転させておくことで、上側ローカル(Upper Local)周波数と下側ローカル(Lower Local)周波数とを切り換えた場合に、デジタルブロックでのデジタル周波数コンバータ１０４による周波数（ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ），ｅｘｐ（−ｊωｉｔ））の正負の切り換えは行わず、アナログ領域のアナログ周波数コンバータ１１０で乗算する周波数（ｅｘｐ（＋ｊωｃｔ），ｅｘｐ（−ｊωｃｔ））の符号を反転させることにより、同一特性のヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）を使用している。

より詳細には、図２５は、下側ローカル(Lower Local)周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示しており、図３の処理に対して、図２５（Ｂ）でベースバンド信号（Ｉ＋ｊ＊Ｑ）の周波数の並びを逆転させる処理を付加している。そして、図２５（Ｃ）〜図２５（Ｆ）の処理は、図２（Ｂ）〜図２（Ｅ）と同様に行い、図２５（Ｇ）の処理において、下側ローカル周波数（ｅｘｐ（−ｊωｃｔ））を乗算してアナログ周波数変換を行い、その後、リアルドメインへの変換を行って図２５（Ｉ）に示すスペクトラムを得ている。

このように、図２の上側ローカル周波数から図３の下側ローカル周波数に切り換える場合は、図２（Ｂ）と図３（Ｂ）を比較すれば明らかなようにデジタル領域でのデジタル周波数コンバータ１０４による周波数の正負を切り換える必要がある（ｅｘｐ（−ｊωｉｔ）→ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ））。一方、図２の上側ローカル周波数から図２５の下側ローカル周波数に切り換える場合は、図２（Ｂ）と図２５（Ｃ）を比較すれば明らかなようにデジタル領域でのデジタル周波数コンバータ１０４による周波数の正負を切り換える必要がなく、上側ローカル、下側ローカルのいずれの場合においても周波数ｅｘｐ（−ｊωｉｔ）を用いてデジタル領域の周波数変換を行うことができる。従って、図２（Ｄ）及び図２５（Ｅ）に示すように、上側ローカルと下側ローカルの双方において、同一特性のヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）を使用することが可能となる。なお、図２（Ｆ）、図３（Ｆ）では、アナログ領域の周波数変換において、同じ、正の周波数を乗算しているが、図２５（Ｇ）では、ｅｘｐ（−ｊωｃｔ）を乗算することにより、最終的な結果、図２５（Ｉ）を図３（Ｈ）と同一にしている。

アナログ周波数変換のためのローカル周波数の符号を反転させる手段として、アナログ周波数変換部の少なくともひとつの入力部に、入力信号を反転させるための切換部を備えることとしてもよい。これにより、周波数の符号の反転を容易に実現できる。

まず、図２６に基づいて、アナログ周波数コンバータ１１０の構成及び処理について説明する。アナログ周波数コンバータ１１０は実部領域コンバータ(Complex to Real Converter)を含むものであり、図２６の操作、すなわち、複素信号入力Ｉ＋ｊＱに複素正弦波ｅｘｐ（＋ｊωｃｔ）を乗算したのち、その結果の実数部分を取り出す処理を行うものである。図２６では、複素数乗算を行っているが、実際に回路に実装するためには、図２６の操作を実数領域で実現する必要がある。図２７は、図２６の操作を実数領域上で行うための構成を示す模式図であって、図１に示すアナログ周波数コンバータ１１０の構成に対応する。図２７に示すように、アナログ周波数コンバータ１１０は、ｃｏｓ（ω＊ｔ）の信号を生成する発振器、１／２πフェーズシフター(Phase Shifter)、２つの乗算器、及び加算器から構成される。図２６と図２７を比較すれば明らかなように、図２７においても、複素信号入力Ｉ＋ｊＱのＩ信号、Ｑ信号を入力として、Ｉ＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）−Ｑｓｉｎ（ω＊ｔ）が出力される。従って、図２６と図２７の操作が等価であることを確認できる。

次に、図２８は、図２６における複素正弦波入力ｅｘｐ（＋ｊωｃｔ）の符号を反転させて複素正弦波入力ｅｘｐ（−ｊωｃｔ）とした場合を示している。図２９は、図２８の操作を実数領域上で行うための構成を示す模式図であって、図２８と等価の操作を示している。図２７と図２９を比較すると、図２７におけるＱと−sin(ωt)を入力信号とする１つの乗算器において、一方の入力信号である−sin(ωｔ)の符号を反転させ、＋sin(ωｔ)を乗算器に入力することで、出力がＩ＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）＋Ｑｓｉｎ（ω＊ｔ）となる。従って、図２７の構成において、乗算器への入力信号−sin(ωt)の符号を反転させるのみで、図２８に示す複素正弦波入力ｅｘｐ（−ｊωｃｔ）による周波数変換を行った場合と同一の出力を得ることができ、ローカル周波数の符号の反転が実現できる。これにより、図２に示す上側ローカル周波数を採用した場合と図２５に示す下側ローカル周波数を採用した場合を切り換えることが可能である。なお、この場合、図２７において１／２πフェーズシフター(Phase Shifter)の出力の符号を反転させれば良い。

また、図３０に示すように、図２７におけるＱと−sin(ωt)を入力信号とする１つの乗算器において、他方の入力信号であるＱの符号を反転させ、−Ｑを乗算器に入力することによっても、同様の機能が実現できる。以上から、アナログ周波数変換のためのローカル周波数の符号を反転させる手段として、アナログ周波数コンバータ１１０の少なくとも１つの入力部に、入力信号を反転させるための切換部を備えれば良いことがわかる。

次に、図３１、図３２及び図３３に基づいて、実装を差動回路で行った場合における、上述した符号を反転させるための切換部の実装について説明する。図３１において、図３１（Ａ）は、図３０に示すＱと−sin(ωt)を入力信号とする乗算器を示している。また、図３１（Ｂ）は、乗算器への入力信号を差動信号で構成した場合を示している。また、図３１（Ｃ）は、図３１（Ｂ）に対して乗算器への入力−sin(ωt)の符号を切り換えるための切換部３００を付加した構成を示している。図３２（Ａ）、図３２（Ｂ）及び図３２（Ｃ）は、それぞれ図３１（Ａ）、図３１（Ｂ）及び図３１（Ｃ）に対応しており、乗算器への入力−sin(ωt)の符号を切り換えて＋sin(ωt)が乗算器へ入力された状態を示している。また、図３３（Ａ）、図３３（Ｂ）及び図３３（Ｃ）は、それぞれ図３１（Ａ）、図３１（Ｂ）及び図３１（Ｃ）に対応しており、乗算器への入力Ｑの符号を切り換えて−Ｑが乗算器へ入力された状態を示している。

図３１（Ｃ）に示すように、切換部３００は、差動信号である＋０．５＊sin(ω＊t)，−０．５＊sin(ω＊t)の信号が入力される２つの端子と、乗算器へ入力信号を出力する２つの端子を備えている。

図３１（Ｃ）に示す切換部３００を備えた場合、切換部３００の端子の接続状態を図３２（Ｃ）に示す状態に切り換えることで、乗算器への入力−sin(ωt)の符号を反転させることができ、アナログ周波数コンバータ１１０におけるローカル周波数の符号の反転を実現させることができる。また、図３３に示すように、乗算器の他方の入力であるＱ信号側に切換部３０２を備えることによっても、同様の機能を実現できる。図３３の構成は、ローカル周波数よりもＱの周波数が低い場合に有効である。

具体的には、ローカル周波数が８ＧＨｚ付近であるため、ここに切換部を挿入した場合、様々な弊害が発生することが予測される。これに対し、アナログ周波数コンバータ１１０へのBB入力は最大で528MHzであるため、比較的容易に切換部３０２を挿入することができる。これは、例えば、BB入力が差動回路の場合、差動信号線を入れ換えることにより、容易に実装することができる。

また、受信系においては、上側ローカルから下側ローカルへ切り換える際に、アナログ領域のアナログ周波数コンバータ１３０で乗算する周波数の符号を反転させ、デジタルブロックでのデジタル周波数コンバータの周波数の正負を切り換えることなく、BB信号をデジタル領域で並べ替えることで、同一のヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）を使用することができる。図３４は、受信系のシステムにおいて、下側ローカル(Lower Local)周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示しており、図６の処理に対して、図３４（Ｂ）でアナログ周波数コンバータ１３０により、ローカル周波数（ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ））を乗算することによって周波数変換を行っている。これにより、図３４（Ｄ）で図５（Ｄ）と同一のヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）を使用することができる。そして、図３４（Ｈ）において、デジタル領域で周波数の並びを逆転させてベースバンド信号（Ｉ＋ｊ＊Ｑ）を取り出している。図５（Ｆ）と図３４（Ｆ）を比較すれば明らかなように、デジタルブロックでの周波数変換のための周波数ｅｘｐ（−ｊωｉｔ）は上側ローカルと下側ローカルとで同一となり、周波数の正負の切り換えは不要である。以上の処理は、図３５に示すように複素ＩＦではなく実ＩＦを用いたシステムにも適用可能である。図３５は、図９に示す実数ＩＦシステムの受信系において、下側ローカル(Lower Local)周波数を採用した場合に、アナログ周波数コンバータ１５４で乗算する周波数の符号を反転させた場合を示している。図３５と図８を比較すれば明らかなように、デジタルブロックでの周波数変換のための周波数ｅｘｐ（＋ｊωｉｔ）は上側ローカルと下側ローカルとで同一となり、周波数の正負の切り換えは不要である。また、図３５（Ｄ）及び図８（Ｄ）に示すように、ヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２によるフィルタリングの際の符号の切り換えも不要である。

次に、本実施形態において、複素ＩＦではなく実数ＩＦを用いたシステムを利用する場合のさらに効率的な手法ついて説明する。実数ＩＦを用いたシステムの場合、上側ローカル(Upper Local)周波数から下側ローカル(Lower Local)周波数へ切換えるために、受信系においては、アナログ領域のDown Converterで乗算する周波数の符号を反転させ、デジタルブロックでのDown Converterの周波数の正負を切り換えることで、同一のヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）を使用することが可能となる。この手法は、前出の手法に対して、デジタル領域で周波数の並びを逆転させる必要がない点で、効率的である。図３６は、実数ＩＦを用いた受信系のシステムにおいて、下側ローカル(Lower Local)周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示しており、図９の処理に対して、図３６（Ｂ）でアナログ周波数コンバータ１５４により、ローカル周波数（ｅｘｐ（＋ｊωｃｔ））を乗算することによって周波数変換を行っている。これにより、図８に示す上側ローカル(Upper Local)周波数の場合と同一特性のヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２を使用することが可能となる。以上のように、高い精度が期待できるデジタル領域のフィルタを有効に活用することで、周波数並べ替えの操作を行うことなく、上側Localと下側Localの切り換えが可能となる。

図３７、図３８、図３９及び図４０は、受信系におけるアナログ周波数コンバータ１３０の構成及び処理を示す図である。アナログ周波数コンバータ１３０では、入力される実数信号（I*cos(ω*t)+Q*sin(ω*ｔ)）に対して複素正弦波(ｅｘｐ（−ｊωｔ）,ｅｘｐ（＋ｊωｔ）)を乗算することにより、出力は複素領域での出力となる。

図３７及び図３８は、複素正弦波ｅｘｐ（−ｊωｔ）を乗算する場合を示している。また、図３９及び図４０は、複素正弦波ｅｘｐ（＋ｊωｔ）を乗算する場合を示している。ここで、図３７及び図３９は複素数演算の処理を示しており、図３８及び図４０は、図３７及び図３９の操作を実数領域上で行うための構成を示す模式図である。図３７の構成は、図４に示すアナログ周波数コンバータ１３０の構成に対応するものである。

図３８と図４０の比較より、図２６〜図２９で説明した送信側の処理と同様に、アナログ周波数変換のためのローカル周波数の符号を反転させる手段として、アナログ周波数変換部の少なくとも１つの入力部に、入力信号を反転させるための切換部を備えればよいことがわかる。図３８において、乗算器への入力−sin(ωｔ)の符号を反転させ、＋sin(ωｔ)を乗算器に入力することで、複素正弦波ｅｘｐ（＋ｊωｔ）を乗算して周波数変換を行う図３９の場合と同様の出力を得ることが可能である。

更に、受信系の場合においては、図３８と図４０を比較すれば明らかなように、片側の出力(sin(ω*ｔ)*（I*cos(ω*t)+Q*sin(ω*ｔ)）)の符号を反転させることで、同様の機能を実現できる。受信系においては、周波数コンバータの出力は入力に対して低周波であることから、符号の反転は容易であり、この手段は有効である。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

Ｌｏｗ ＩＦシステムの送信系の構成を示すブロック図である。 図１に示すＬｏｗ ＩＦシステムの送信系において、上側ローカル周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示す模式図である。 図１に示すＬｏｗ ＩＦシステムの送信系において、下側ローカル周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示す模式図である。 Ｌｏｗ ＩＦシステムの受信系の構成を示すブロック図である。 図４に示すＬｏｗ ＩＦシステムの受信系において、上側ローカル周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示す模式図である。 図４に示すＬｏｗ ＩＦシステムの受信系において、下側ローカルを採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示す模式図である。 図７は、実数ＩＦシステムの受信系のシステムの構成を示すブロック図である。 図７に示す実数ＩＦシステムの受信系において、上側ローカル周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示す模式図である。 図７に示す実数ＩＦシステムの受信系において、下側ローカル周波数を採用した場合の各段での信号のスペクトラムを示す模式図である。 ＷｉＭｅｄｉａによるバンドグループのうち、ハイバンドのバンドグループ＃３、＃４、＃６の周波数を詳細に示す模式図である。 本発明の一実施形態に係る通信装置の構成を示す模式図である。 ５２８ＭＨｚの生成に対して５波合成デジタルサインジェネレータ(DSG)２３０を用い、１０５６ＭＨｚの生成に対して３波合成デジタルサインジェネレータ(DSG)２２０を用いた構成例を示す模式図である。 デジタルサインジェネレータの多位相信号生成部の構成例を示す模式図である。 デジタルサインジェネレータの合成部の構成を示す模式図である。 ３波合成、５波合成、７波合成の場合の合成を行う各信号の位相と比率を示す模式図である。 デジタルサインジェネレータにより各信号を整数比合成した場合のシミュレーション結果を示す特性図である。 デジタルサインジェネレータにより各信号を整数比合成した場合のシミュレーション結果を示す特性図である。 デジタルサインジェネレータにより各信号を整数比合成した場合のシミュレーション結果を示す模式図である。 デジタルサインジェネレータにより振幅、位相を個別に調整する方法の具体例を示す模式図である。 ＳＳＢミキサーへの入力に直交性の劣化がなく、高周波側、低周波側ともに理想的な信号が入力された場合を示す特性図である。 ＳＳＢミキサーへの入力に直交性の劣化が生じた場合を示す特性図である。 図２０及び図２１の場合に、出力の希望波（７．５ＧＨｚ）と１次の不要波（８．５ＧＨｚ）との比較結果を示す特性図である。 図２１の場合において、デジタルサインジェネレータにより低周波数側の入力の位相、振幅を可変して、出力のアンバランスを補償した場合を示す特性図である。 図２１及び図２３の場合に、出力の希望波（７．５ＧＨｚ）と１次の不要波（８．５ＧＨｚ）との比較結果を示す特性図である。 図１１のシステムにおいて、上側ローカル周波数を採用した場合と下側ローカル周波数を採用した場合とで同一特性のヒルベルトバンドパスフィルタ（HBPF）を使用した例を示す模式図である。 アナログ周波数コンバータの構成及び処理について説明するための模式図である。 図２６の操作を実数領域上で行うための構成を示す模式図である。 図２６における複素正弦波入力ｅｘｐ（＋ｊωｃｔ）の符号を反転させて複素正弦波入力ｅｘｐ（−ｊωｃｔ）とした場合を示す模式図である。 図２８の操作を実数領域上で行うための構成を示す模式図である。 図２７におけるＱと−sin(ωt)を入力信号とする１つの乗算器において、他方の入力信号であるＱの符号を反転させた場合を示す模式図である。 実装を差動回路で行った場合に、乗算器への入力の符号を反転させるための切換部の実装を説明するための模式図である。 実装を差動回路で行った場合に、乗算器への入力の符号を反転させるための切換部の実装を説明するための模式図である。 実装を差動回路で行った場合に、乗算器への入力の符号を反転させるための切換部の実装を説明するための模式図である。 図６の処理に対して、アナログ周波数コンバータにより周波数変換を行い、上側ローカルの場合と同一特性のヒルベルトバンドパスフィルタを使用した例を示す模式図である。 図９に示す実数ＩＦシステムの受信系において、下側ローカル(Lower Local)周波数を採用した場合に、アナログ周波数コンバータで乗算する周波数の符号を反転させた場合を示す模式図である。 図９の処理に対して、アナログ周波数コンバータにより周波数変換を行い、上側ローカルの場合と同一特性のヒルベルト・バンドパスフィルタ１５２を使用した例を示す模式図である。 受信系におけるアナログ周波数コンバータの構成及び処理を示す模式図である。 受信系におけるアナログ周波数コンバータの構成及び処理を示す模式図である。 受信系におけるアナログ周波数コンバータの構成及び処理を示す模式図である。 受信系におけるアナログ周波数コンバータの構成及び処理を示す模式図である。 ＷｉＭｅｄｉａで規定されているバンドグループを示す模式図である。

符号の説明

１０２ ベースバンド信号ジェネレータ
１２２，１４２ ベースバンド信号レシーバ
１０４，１２４，１４６ デジタル周波数コンバータ
１０６ ＤＡコンバータ
１０８，１２８ ヒルベルト・バンドパスフィルタ
１１０，１３０，１５４ アナログ周波数コンバータ
１２６，１５０ ＡＤコンバータ
３００，３０２ 切換部

Claims (22)

1. 複数のバンドグループを使用し、各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて送信処理する無線送信装置であって：
   第１のバンドグループによる送信の際に、前記第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して低周波側の前記ローカル周波数を生成するローカル周波数生成部を備え；
   前記ローカル周波数生成部は、第２のバンドグループによる通信の際に、前記第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも高周波側のローカル周波数であって前記第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数を生成することを特徴とする、無線送信装置。
2. 前記第１のバンドグループに属する１つのバンドの中心周波数と、前記第１のバンドグループと帯域が隣接する第３のバンドグループに属する１つのバンドの中心周波数とが同一の周波数であり、
   前記ローカル周波数生成部は、
   一方の入力に前記同一の周波数に対応する離間したローカル周波数である第１の周波数が入力され、他方の入力に隣接する２つバンドのバンド間隔に相当する第２の周波数又は隣接する３つのバンドのうち両端のバンドのバンド間隔に相当する第３の周波数が入力される周波数合成部を備えることを特徴とする、請求項１に記載の無線送信装置。
3. 前記周波数合成部の前記一方の入力には、前記第１の周波数が固定値として入力されることを特徴とする、請求項２に記載の無線送信装置。
4. 前記第１の周波数が７９２０ＭＨｚであり、前記第２の周波数が５２８ＭＨｚであり、前記第３の周波数が１０５６ＭＨｚであることを特徴とする、請求項２に記載の無線送信装置。
5. 前記ローカル周波数生成部は、前記第２の周波数をデジタル波形合成により生成する第１の周波数生成部と、前記第３の周波数をデジタル波形合成により生成する第２の周波数生成部を備えることを特徴とする、請求項２に記載の無線送信装置。
6. 前記第１の周波数生成部は５波合成により前記第２の周波数を生成する第１のデジタルサインジェネレータからなり、前記第２の周波数生成部は３波合成により前記第３の周波数を生成する第２のデジタルサインジェネレータからなることを特徴とする、請求項５に記載の無線送信装置。
7. 前記第１のデジタルサインジェネレータは、前記第２の周波数の位相を制御する位相制御部と前記第２の周波数の振幅を制御する振幅制御部とを備え、前記第２のデジタルサインジェネレータは、前記第３の周波数の位相を制御する位相制御部と前記第３の周波数の振幅を制御する振幅制御部とを備えることを特徴とする、請求項５に記載の無線送信装置。
8. デジタル信号であるベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成部と、
   前記ベースバンド信号に対してデジタル周波数変換を行うデジタル周波数変換部と、
   前記デジタル周波数変換部からの出力をアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、
   前記ＤＡ変換部からの出力にフィルタ処理を行うフィルタ部と、
   前記ローカル周波数生成部により生成されたローカル周波数により前記フィルタ部からの出力にアナログ周波数変換を行うアナログ周波数変換部と、を備え、
   第１のバンドグループによる送信の際に、前記ベースバンド信号の並びを逆転させた後、前記デジタル周波数変換を行い、また、前記第１及び第２のバンドグループの双方の送信で前記デジタル周波数変換のための周波数の符号を同一とし、前記第１及び第２のバンドグループ送信で前記アナログ周波数変換のためのローカル周波数の符号を反転させることで、前記第１及び第２のバンドグループの双方の送信で同一特性の前記フィルタ部を使用することを特徴とする、請求項１に記載の無線送信装置。
9. 前記アナログ周波数変換のためのローカル周波数の符号を反転させる手段として、前記アナログ周波数変換部の少なくとも１つの入力部に、入力信号を反転させるための切換部を備えることを特徴とする請求項８に記載の無線送信装置。
10. 複数のバンドグループにおいて各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて受信処理する無線受信装置であって：
    第１のバンドグループによる受信の際に、前記第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して低周波側の前記ローカル周波数を生成するローカル周波数生成部を備え；
    前記ローカル周波数生成部は、第２のバンドグループによる受信の際に、前記第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも高周波側のローカル周波数であって前記第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数を生成することを特徴とする、無線受信装置。
11. 前記第１のバンドグループに属する１つのバンドの中心周波数と、前記第１のバンドグループと帯域が隣接する第３のバンドグループに属する１つのバンドの中心周波数とが同一の周波数であり、
    前記ローカル周波数生成部は、
    一方の入力に前記同一の周波数に対応する離間したローカル周波数である第１の周波数が入力され、他方の入力に隣接する２つバンドのバンド間隔に相当する第２の周波数又は隣接する３つのバンドのうち両端のバンドのバンド間隔に相当する第３の周波数が入力される周波数合成部を備えることを特徴とする、請求項１０に記載の無線受信装置。
12. 前記周波数合成部の前記一方の入力には、前記第１の周波数が固定値として入力されることを特徴とする、請求項１１に記載の無線受信装置。
13. 前記第１の周波数が７９２０ＭＨｚであり、前記第２の周波数が５２８ＭＨｚであり、前記第３の周波数が１０５６ＭＨｚであることを特徴とする、請求項１１に記載の無線受信装置。
14. 前記ローカル周波数生成部は、前記第２の周波数をデジタル波形合成により生成する第１の周波数生成部と、前記第３の周波数をデジタル波形合成により生成する第２の周波数生成部を備えることを特徴とする、請求項１１に記載の無線受信装置。
15. 前記第１の周波数生成部は５波合成により前記第２の周波数を生成する第１のデジタルサインジェネレータからなり、前記第２の周波数生成部は３波合成により前記第３の周波数を生成する第２のデジタルサインジェネレータからなることを特徴とする、請求項１４に記載の無線受信装置。
16. 前記第１のデジタルサインジェネレータは、前記第２の周波数の位相を制御する位相制御部と、前記第２の周波数の振幅を制御する振幅制御部とを備え、前記第２のデジタルサインジェネレータは、前記第３の周波数の位相を制御する位相制御部と前記第３の周波数の振幅を制御する振幅制御部とを備えることを特徴とする、請求項１４に記載の無線受信装置。
17. 受信したＲＦ信号を前記ローカル周波数生成部により生成されたローカル周波数によりアナログ周波数変換を行うアナログ周波数変換部と、
    前記アナログ周波数変換部からの出力にフィルタ処理を行うフィルタ部と、
    前記フィルタ部からの出力をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
    前記ＡＤ変換部からの出力にデジタル周波数変換を行うデジタル周波数変換部と、を備え、
    第１のバンドグループによる受信の際に、前記アナログ周波数変換部において反転されたローカル周波数を用い、前記第１及び第２のバンドグループの双方の送信で前記デジタル周波数変換のための周波数の符号を同一とし、前期デジタル周波数変換部の出力信号の並びを逆転させることで、前記第１及び第２のバンドグループの双方の通信で同一特性の前記フィルタ部を使用することを特徴とする、請求項１０に記載の無線受信装置。
18. 受信したＲＦ信号を前記ローカル周波数生成部により生成されたローカル周波数によりアナログ周波数変換を行うアナログ周波数変換部と、
    前記アナログ周波数変換部からの出力にフィルタ処理を行うフィルタ部と、
    前記フィルタ部からの出力をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
    前記ＡＤ変換部からの出力にデジタル周波数変換を行うデジタル周波数変換部と、を備え、
    第１のバンドグループによる受信の際に、前記アナログ周波数変換部において反転されたローカル周波数を用い、前記第１及び第２のバンドグループの双方の送信で前記デジタル周波数変換のための周波数の符号を反転させ、前期デジタル周波数変換部の出力にフィルタ処理を行うことで、前記第１及び第２のバンドグループの双方の通信で同一特性の前記フィルタ部を使用することを特徴とする、請求項１０に記載の無線受信装置。
19. 前記アナログ周波数変換部でローカル周波数の符号を反転させる手段として、前記アナログ周波数変換部の少なくとも１つの入力部に、入力信号を反転させるための切換部を備えることを特徴とする請求項１７又は１８に記載の無線受信装置。
20. 前記アナログ周波数変換部でローカル周波数の符号を反転させる手段として、前記アナログ周波数変換部の片側の出力に、出力信号を反転させるための切換部を備えることを特徴とする請求項１７又は１８に記載の無線受信装置。
21. 請求項１〜９のいずれかに記載の無線送信装置と請求項１０〜２０のいずれかに記載の無線受信装置とを備えたことを特徴とする、トランシーバ。
22. 複数のバンドグループを使用し、各バンドグループに属する複数のバンド間で周波数をホッピングさせた信号を、各バンドの中心周波数から離間したローカル周波数を用いて通信処理する無線通信方法であって、
    第１のバンドグループによる通信の際に、前記第１のバンドグループに属する各バンドの中心周波数に対して低周波側の前記ローカル周波数を生成するステップと、
    第２のバンドグループによる通信の際に、前記第２のバンドグループに属する各バンドの中心周波数よりも高周波側のローカル周波数であって前記第１のバンドグループによる通信の際に生成するローカル周波数と同一のローカル周波数を生成するステップと、
    を備えることを特徴とする、無線通信方法。

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