JP2005129993A - 周波数合成装置及び周波数合成方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 位相誤差や振幅誤差なく各バンドの中心周波数を得る。
【解決手段】 基準となる４２２４ＭＨｚの周波数をを１／２分周してサンプリング周波数としての２１１２ＭＨｚを得るとともに、さらに順次１／２分周し、１／２、１／４、１／８分周で出力される３ビットの値を周波数選択に応じてデコードする。このデコード値を入力として、｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を出力する１組の非線形２ビットＤＡコンバータからは、複素平面上の８位相に対応する複素振幅が出力され、複素正弦波を生成する。この複素正弦波を用いて周波数切り替えを行なう。
【選択図】 図１

Description

本発明は、２以上の周波数を合成して新たな周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に係り、特に、複数のバンドからなるマルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に関する。

さらに詳しくは、本発明は、基準となる周波数の分周と周波数加算により各バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に係り、特に、位相誤差や振幅誤差なく各バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に関する。

有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入が検討されている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

例えば、近年、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、きわめて微弱なインパルス列に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。

ところで、室内で多数の機器が混在する作業環境下で無線ネットワークを構築した場合、複数のネットワークが重なり合って構築されていることが想定される。単一チャネルを使用した無線ネットワークでは、通信中に他のシステムが割り込んできたり、干渉などにより通信品質が低下したりしても、事態を修復する余地はない。このため、周波数チャネルを複数用意し、周波数ホッピングして動作するというマルチチャネル通信方式が考えられている。例えば、通信中に干渉などにより通信品質が低下したときに、周波数ホッピングによりネットワーク動作を維持し、他のネットワークとの共存を実現することができる。

また、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。

主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

ＯＦＤＭ変調方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて無線ＬＡＮの標準規格として採用されている。また、ＩＥＥＥ８０２．１５．３においても、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式や、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式以外に、ＯＦＤＭ変調方式を採用したＵＷＢ通信方式についての標準化が進められている。ＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の場合、３．１〜４．８ＧＨｚの周波数帯をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる複数のサブバンドを周波数ホッピング（ＦＨ）し、各周波数帯が１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調が検討されている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。

図７には、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されている周波数割り当てを示している。同図に示すように、中心周波数をそれぞれ３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚとするバンド＃１〜＃３からなるグループＡと、中心周波数をそれぞれ５０１６ＭＨｚ並びに５８０８ＭＨｚとするバンド＃４及びバンド＃５からなるグループＢと、中心周波数をそれぞれ６３３６ＭＨｚ、６８６４ＭＨｚ、７３９２ＭＨｚ、７９２０ＭＨｚとするバンド＃＆〜＃９からなるグループＣと、中心周波数をそれぞれ８４４８ＭＨｚ、８９７６ＭＨｚ、９５０４ＭＨｚ、１００３２ＭＨｚとするグループ＃１０〜＃１３からなるグループＤで構成される。

マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムでは、これら各バンドに対応した中心周波数を合成する必要がある。このうち、グループＡの３バンドを用いることが義務化（ｍａｎｄａｔｏｒｙ）されているとともに、グループＡとグループＣの７バンドを用いることがオプションとして規定されている。それ以外のグループや帯域は将来の拡張のために用意されている。

一般には、周波数切り替えにはＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）により同一の発振周波数を逓倍することが考えられるが、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムにおいては、図７に示したようにチャネルの切り替え幅が大きいという問題があり、単一のＰＬＬではこのような広帯域での周波数切り替えを行なうことができない。

また、複数の発振器を備え、それぞれの周波数帯域を生成するようにすれば、高精度のマルチバンド・ジェネレータを構成することができるが、回路の面積や消費電力の点で問題となる。したがって、単一の発振器から分周により複数の周波数帯域を作りたいという技術的要望がある。

例えば、発振器から出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力をミキシング（すなわち、周波数の和又は差のいずれかを出力する）により、マルチバンド・ジェネレーションを行なうことができる。

図８には、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられるホッピングのための周波数合成ブロック（但し、グループＡの３バンド・モードとする）の従来例を図解している（例えば、非特許文献１を参照のこと）。各バンドの中心周波数は、図示の通り、単一の発振器（例えば、ＴＣＸＯ）から得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて合成（周波数加減算）することができる。

同図に示す例では、発振器から出力される発振周波数をＰＬＬにより逓倍して得られる周波数４２２４ＭＨｚを基準周波数とする。まず、８分の１分周により５２８ＭＨｚの周波数が取り出され、さらに２分の１分周により２６４ＭＨｚの周波数が取り出される。また、サンプル・クロックとして必要な５２８ＭＨｚ分周により合成することができる。

次いで、ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）と記載されている各ミキサでは、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚを用いて周波数的な加算を行ない、７９４ＭＨｚの周波数を得る。そして、選択器（Ｓｅｌｅｃｔ）により２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚの一方が選択され、後段のＳＳＢにおいて所望の中心周波数を４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数減算により３９６０ＭＨｚの周波数を得るとともに、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算により４４８８ＭＨｚの周波数を得、さらに４２２４ＭＨｚから７９２ＭＨｚの周波数減算により３４２２ＭＨｚの周波数を得ることができる。

図８中でＳＳＢと記載されているミキサでは、それぞれの信号で互いに直交成分を用意し、下式に示すように三角関数の加法定理を用いて周波数の加算、減算を用いて周波数合成することができる。図９には周波数加算部の構成を示している。ここで、関数ｒｏｔ（ｘ）をｒｏｔ（ｘ）＝ｅｘｐ（２πｊｘ）と定義する。

また、図１０には、グループＡとグループＣで構成される７バンド・モードに用いられる周波数合成ブロックの従来例を図解している。各バンドの中心周波数は、図示の通り、単一の発振器（例えば、ＴＣＸＯ）から得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて合成（周波数加減算）することができる。

同図に示す例では、発振器から出力される発振周波数をＰＬＬにより逓倍して得られる周波数６３３６ＭＨｚを基準周波数とする。まず、３分の１分周により２１１２ＭＨｚの周波数が取り出され、続いて２分の１分周により１０５６ＭＨｚの周波数が取り出され、さらに２分の１分周が２回繰り返されて５２８ＭＨｚ並びに２６４ＭＨｚの周波数が取り出される。また、サンプル・クロックとして必要な５２８ＭＨｚを分周により合成することができる。

また、同図に示す例では、周波数加減算を行なうＳＳＢブロックが５個搭載されている。１つ目のＳＳＢは、６３３６ＭＨｚと２１１２ＭＨｚの周波数減算により４２２４ＭＨｚの周波数を得る。また、２つ目のＳＳＢは、１０５６ＭＨｚと５２８ＭＨｚの周波数加算により、１５８４ＭＨｚの周波数を得る。また、３つ目のＳＳＢは、選択器により選択された１０５６ＭＨｚ、１５８４ＭＨｚ、５２８ＭＨｚのいずれかと６３３６ＭＨｚの周波数加減算を行なう。また、４つ目のＳＳＢは、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算により７９２ＭＨｚの周波数を得る。また、５つ目のＳＳＢは、１つ目のＳＳＢにより得られた４２２４ＭＨｚを、選択器により選択された７９２ＭＨｚ又は２６４ＭＨｚのいずれかと周波数加減算する。そして、最終的には、３つ目のＳＳＢ又は４つ目のＳＳＢとの周波数加減算結果が選択的に出力され、結果的に、グループＡ及びグループＣで構成される７バンドの中心周波数を得ることができる。

ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａ ＴＩ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｇｒｏｕｐｅｒ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｇｒｏｕｐｓ／８０２／１５／ｐｕｂ／２００３／Ｍａｙ０３ ファイル名：０３１４２ｒ２Ｐ８０２−１５＿ＴＩ−ＣＦＰ−Ｄｏｃｕｍｅｎｔ．ｄｏｃ＞

しかしながら、図８並びに図１０に示したような従来の周波数合成ブロックにおいては、以下のような問題点がある。

（１）ＳＳＢにおいては三角関数の加算定理を用いるため（図９を参照のこと）、５２８ＭＨｚ、２６４ＭＨｚで直交成分（ｃｏｓに対するｓｉｎ成分）を求めなくてはならず、位相誤差を生じる原因となる。

（２）ＳＳＢにおいては三角関数の加法定理を用いているため、乗算、加算と複雑な演算を行なう必要があり、位相誤差、振幅誤差の原因となる。

（３）選択器（Ｓｅｌｅｃｔ）はアナログ・スイッチで構成され、位相誤差や回路規模増大の原因となる。

（４）特に図１０に示した例ではＳＳＢブロックの数が多く、乗算や加算など複雑な演算回路の規模が大きく、消費電力も大きくなる。

例えば、ＵＷＢ技術の適用例としての測距の解像度を向上するためには、マルチパス環境下における伝搬路特性を極力広帯域で細かい時間で測定し、受信信号の到来時刻τをより正確に測定することが重要である（これは、パルス幅が細かいことと同等である）。例えば１ナノ秒単位で測定することができると約３０ｃｍの分解能で測距を行なうことができる。

他方、マルチバンドの無線通信システムにおいては、バンド毎に伝播路特性を推定することができる。ここで、各バンドにおける伝播路推定値をつなげて連続的な周波数特性と考えることにより、広帯域の伝搬路特性推定を実現することができる。しかしながら、サブバンド間で位相差があると、周波数特性は不連続となってしまうため、各サブバンドにおける伝搬路特性推定値を統合して広帯域の伝搬路特性推定値とすることはできない。

本発明の目的は、複数のバンドからなるマルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を好適に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、基準となる周波数の分周と周波数加算により各バンドの中心周波数を好適に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、位相誤差や振幅誤差なく各バンドの中心周波数を得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。特に、各バンドの中心周波数の切替幅が大きいマルチバンド・システムに有効な優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供する。

本発明のさらなる目的は、比較的小さな回路規模並びに低い消費電力で各バンドの中心周波数を得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。特に、本出願人に既に譲渡されている特願２００３−２９４９４２において開示される、複数のサブバンドに渡る連続的な広帯域伝送路特性の推定に有効な、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供する。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、基準周波数を基に複数の周波数を合成する周波数合成装置であって、
複素平面上の８位相に対応する複素振幅を出力することにより、複素正弦波を生成する複素正弦波生成手段と、
前記複素正弦波と基準周波数を複素数乗算することにより周波数切り替えを行なう周波数切替手段と、
を具備することを特徴とする周波数合成装置である。

ここで、前記複素正弦波生成手段は、｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を持つ２個の非線形ＤＡコンバータで構成される。０．７はより具体的にはｓｑｒｔ（０．５）すなわち０．５の平方根である。

また、前記非線形ＤＡコンバータの前記サンプリング周波数の１／２、１／４、１／８分周で出力される３ビットをデコードし、前記ＤＡコンバータに対する入力データを決定する。このデコーダは、１／４、１／８分周を行なう際に、それぞれ９０ｄｅｇの位相差を持つ分周出力を用いてデコードする。

ＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムにおけるグループＡを構成する３バンドの中心周波数を生成する場合、本発明に係る周波数合成装置は、基準となる４２２４ＭＨｚの周波数を発振する発振器と、この基準周波数を１／２分周してサンプリング周波数としての２１１２ＭＨｚを得る分周器と、さらにこのサンプリング周波数を順次１／２分周する３個の分周器と、これら分周器からの１／２、１／４、１／８分周で出力される３ビットの値を周波数選択に応じてデコードするデコーダと、このデコーダによるデコード値を入力として｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を出力する１組の非線形２ビットＤＡコンバータを用いて構成される。

２組の非線形ＤＡコンバータからは、複素平面上の８位相に対応する複素振幅が出力され、複素正弦波を生成することができる。したがって、位相の正方向に＋１位相ずつ進むことにより、＋２６４ＭＨｚが出力される。また、位相の正方向に−１位相ずつ進むことにより、−２６４ＭＨｚが出力される。また、位相の正方向に＋３位相ずつ進むことにより、＋７９２ＭＨｚが出力される。また、位相の正方向に−３位相ずつ進むことにより、−７９２ＭＨｚが出力される。

そして、このような非線形ＤＡコンバータの出力と、基準周波数である４２２４ＭＨｚと周波数加算（複素数乗算）を行なうことにより、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＡを構成する３バンドの各中心周波数４４８８ＭＨｚ（＝４２２４＋２６４）、３９６０ＭＨｚ（＝４２２４−２６４）、３４３２ＭＨｚ（＝４２２４−７９２）を、位相誤差や振幅誤差なく得ることができる。

ＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムにおけるグループＡを構成する３バンドに加え、さらにグループＣを構成する４バンドの中心周波数を生成する場合には、基準となる４２２４ＭＨｚ以外に７１２８ＭＨｚの周波数を発振する発振器をさらに備える。また、前記周波数切替手段は、４２２４ＭＨｚと７１２８ＭＨｚいずれかの基準周波数と前記複素正弦波生成手段の各出力周波数を選択的に複素数乗算することにより、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＡを構成する３バンドの各中心周波数４４８８ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、３４３２ＭＨｚを得るとともに、グループＣを構成する各中心周波数７９２０ＭＨｚ（＝７１２８＋７９２）、７３９２ＭＨｚ（＝７１２８＋２６４）、６８６４ＭＨｚ（＝７１２８−２６４）、６３３６ＭＨｚ（＝７１２８−７９２）をさらに得ることができる。

すなわち、本発明に係る周波数合成装置の構成によれば、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＡを構成する各中心周波数４４８８ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、３４３２ＭＨｚのすべての周波数で全く同じ回路を用いるので、互いに位相差や振幅差などの誤差を生じない。また、回路的に大きな周波数加算の回路を１つしか用いないので、回路規模の削減や低消費電力化を実現することができる。

本発明によれば、広帯域の複数のバンドからなるマルチバンド・システムにおける各バンドの中心周波数を好適に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。

また、本発明によれば、基準となる周波数の分周と周波数加算により各バンドの中心周波数を好適に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。

また、本発明によれば、位相誤差や振幅誤差なく各バンドの中心周波数を得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。

また、本発明によれば、比較的小さな回路規模並びに低い消費電力で各バンドの中心周波数を得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。本発明に係る周波数合成装置は、回路規模の大きくなる周波数加算の回路を１つしか用いずにマルチバンドを合成することができるので、回路規模の削減と低消費電力化を実現することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

図１には、本発明の一実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に示している。図示の周波数合成装置は、例えばマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信システムに適用され、基準となる周波数の分周と周波数加算により、グループＡを構成する３バンドの各中心周波数を好適に得ることができる。

図示の通り、周波数合成装置は、基準となる４２２４ＭＨｚの周波数を発振する発振器と、この基準周波数を１／２分周してサンプリング周波数としての２１１２ＭＨｚを得る分周器と、さらにこのサンプリング周波数を順次１／２分周する３個の分周器と、これら分周器からの１／２、１／４、１／８分周で出力される３ビットの値を周波数選択に応じてデコードするデコーダと、このデコーダによるデコード値を入力として｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を出力する１組の非線形２ビットＤＡコンバータを備えている。ここで、０．７はより具体的にはｓｑｒｔ（０．５）すなわち０．５の平方根である。この２組の非線形ＤＡコンバータからは、複素平面上の８位相に対応する複素振幅が出力され、複素正弦波を生成することができる。そして、周波数変換部では、この複素正弦波を用いて周波数切り替えを行なう。

まず、基準となる４２２ＭＨｚがＴＣＸＯ（温度補償型水晶発振器）などの発振器から出力され、これと同時に互いに９０ｄｅｇの関係があるＩ軸、Ｑ軸の各信号が取り出される。

基準周波数のＩ軸信号は、さらに順次１／２分周を繰り返し、２１１２ＭＨｚ、１０５６ＭＨｚ、５２８ＭＨｚ、２６４ＭＨｚの周波数が得られる。

次いで、デコーダでは、非線形ＤＡコンバータのサンプリング周波数の１／２，１／４，１／８分周すなわち１０５６ＭＨｚ、５２８ＭＨｚ、２６４ＭＨｚにおいて出力される３ビットからデコードを行なう。図２には、デコーダの真理値表を示している。

基準周波数のＩ軸信号を順次１／２分周を繰り返し、２１１２ＭＨｚ、１０５６ＭＨｚ、５２８ＭＨｚ、２６４ＭＨｚの周波数を得る。図３には、分周出力のタイミング・チャートを示している。２６４ＭＨｚ、５２８ＭＨｚ、１０５６ＭＨｚを得るとき、同時に互いに９０ｄｅｇの関係がある分周出力（ＡＩに対するＡＱ、ＢＩに対するＢＱ、ＣＩに対するＣＱ）を得る。図２に示した真理値表の最左欄の３ビットは、ＡＩ、ＢＩ、ＣＩの反転値からなる。

ここで、ＡＩに対するＡＱ、並びにＢＩに対するＢＱを用いて、図２に示した真理値表の簡単化を行ない、デコーダを図４に示すように簡単化することができる。但し、同図において、乗算器は排他的論理輪（ＸＯＲ）回路で置き換えることができる。

次いで、２個の非線形ＤＡコンバータは、デコードされる数値を用いて、｛００，０１，１０，１１｝の入力に対して、それぞれ｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を得る。具体的には、デコードからの出力０１は、ＤＣ成分オフセットにより±０．５にレベル変換される。そして、各非線形ＤＡコンバータは、デコーダから出力されるＩ１及びＩ０、並びにＱ１及びＱ０をそれぞれ２．４倍及び１．０倍に増幅したものを合計して、Ｉ軸及びＱ軸の１組の｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を持つ複素振幅を２１１２ＭＨｚのタイミングで出力する。ここで、０．７はより具体的にはｓｑｒｔ（０．５）すなわち０．５の平方根である。

図５には、２組の非線形ＤＡコンバータの複素振幅を円周上にマッピングした様子を示している。同図に示すように、｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を持つ各非線形ＤＡコンバータからの出力は、円周上の８点にマッピングされる。

２個の非線形ＤＡコンバータの出力はＩ軸及びＱ軸の１組として複素平面上の８点にマッピングされるが、これは、複素平面上の８位相に対応する複素振幅を出力することにより、複素正弦波を生成することを意味する。例えば、デコーダの出力が（１１，１０）であれば、非線形ＤＡコンバータの出力は複素平面上の点（（２．４×０．５＋１×０．５），（２．４×０．５−０．５））＝（１．７，０．７）にマッピングされる。また、デコーダの出力が（１０，１１）であれば、非線形ＤＡコンバータの出力は複素平面上の点（（２．４×０．５−０．５），（２．４×０．５＋１×０．５））＝（０．７，１．７）にマッピングされる。また、デコーダの出力が（０１，１１）であれば、非線形ＤＡコンバータの出力は複素平面上の点（（２．４×（−０．５）＋０．５），（２．４×０．５＋１×０．５））＝（−０．７，１．７）にマッピングされる。また、デコーダの出力が（００，１０）であれば、非線形ＤＡコンバータの出力は複素平面上の点（（２．４×（−０．５）−０．５），（２．４×０．５−０．５））＝（−１．７，０．７）にマッピングされる。また、デコーダの出力が（００，０１）であれば、非線形ＤＡコンバータの出力は複素平面上の点（（２．４×（−０．５）−０．５），（２．４×（−０．５）＋１×０．５））＝（−１．７，−０．７）にマッピングされる。また、デコーダの出力が（０１，００）であれば、非線形ＤＡコンバータの出力は複素平面上の点（（２．４×（−０．５）＋０．５，（２．４×（−０．５）＋１×（−０．５））＝（−０．７，−１．７）にマッピングされる。また、デコーダの出力が（１０，００）であれば、非線形ＤＡコンバータの出力は複素平面上の点（（２．４×０．５−０．５，（２．４×（−０．５）＋１×（−０．５））＝（０．７，−１．７）にマッピングされる。また、デコーダの出力が（１１，０１）であれば、非線形ＤＡコンバータの出力は複素平面上の点（（２．４×０．５＋１×０．５），（２．４×（−０．５）＋０．５））＝（１．７，−０．７）にマッピングされる。

したがって、図５からも判るように、位相の正方向に＋１位相ずつ進むことにより、＋２６４ＭＨｚが出力される。また、位相の正方向に−１位相ずつ進むことにより、−２６４ＭＨｚが出力される。また、位相の正方向に＋３位相ずつ進むことにより、＋７９２ＭＨｚが出力される。また、位相の正方向に−３位相ずつ進むことにより、−７９２ＭＨｚが出力される。

周波数変換部（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｏｎｖｅｒｔ）では、このような非線形ＤＡコンバータの出力と、基準周波数である４２２４ＭＨｚと周波数加算（複素数乗算）を行なうことにより、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＡを構成する３バンドの各中心周波数４４８８ＭＨｚ（＝４２２４＋２６４）、３９６０ＭＨｚ（＝４２２４−２６４）、３４３２ＭＨｚ（＝４２２４−７９２）を、位相誤差や振幅誤差なく得ることができる。

また、図６には、本発明の他の実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に示している。図示の周波数合成装置は、例えばマルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信システムに適用され、基準となる周波数の分周と周波数加算により、グループＡ及びグループＣを構成する合計４バンドの各中心周波数を好適に得ることができる。

図６に示す周波数合成装置は、図１に示したグループＡの３バンドの中心周波数を生成する周波数合成装置に対し、さらにグループＣ用の４番どの中心周波数を生成する回路モジュールが追加されている。

図示の例では、基準となる４２２４ＭＨｚの周波数を発振する発振器に加え、７１２８ＭＨｚの周波数を発振する発振器が装備されており、グループＡ又はグループＣのいずれのモードに設定するかに応じて、選択的に切り替えて周波数変換部（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｏｎｖｅｒｔ）へ供給する。

デコーダ及び非線形ＤＡコンバータは、図１に示したものと略同一の構成である。すなわち、非線形ＤＡコンバータは、複素平面上の８位相に対応する複素振幅を出力することにより、複素正弦波を生成する。

そして、周波数変換部（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｏｎｖｅｒｔ）では、このようなＤＡコンバータの出力と、基準周波数である４２２４ＭＨｚあるいは７１２８ＭＨｚとの周波数加算（複素数乗算）を選択的に行なうことにより、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＡを構成する３バンドの各中心周波数４４８８ＭＨｚ（＝４２２４＋２６４）、３９６０ＭＨｚ（＝４２２４−２６４）、３４３２ＭＨｚ（＝４２２４−７９２）、あるいは同グループＣを構成する４バンドの各中心周波数７９２０ＭＨｚ（＝７１２８＋７９２）、７３９２ＭＨｚ（＝７１２８＋２６４）、６８６４ＭＨｚ（＝７１２８−２６４）、６３３６ＭＨｚ（＝７１２８−７９２）を、位相誤差や振幅誤差なく選択的に得ることができる。

図１並びに図６に示したような周波数合成装置の構成によれば、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＡを構成する各中心周波数４４８８ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、３４３２ＭＨｚのすべての周波数でまったく同じ回路を用いるので、互いに位相差や振幅差などの誤差を生じない。また、回路的に大きな周波数加算の回路を１つしか用いないので、回路規模の削減や低消費電力化を失言することができる。

［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に示した図である。 図２は、デコーダの真理値表を示した図である。 図３は、分周出力のタイミング・チャートを示した図である。 図４は、図２に示した真理値表を基にデコーダを簡単化した回路図である。 図５は、２組の非線形ＤＡコンバータの複素振幅を円周上にマッピングした様子を示した図である。 図６は、本発明の他の実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に示した図である。 図７は、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式において規定されている周波数割り当てを示した図である。 図８は、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられるホッピングのための周波数合成ブロック（従来例）を示した図である。 図９は、周波数加算部の構成を示した図である。 図１０は、グループＡとグループＣで構成される７バンド・モードに用いられる周波数合成ブロック（従来例）を示した図である。

Claims (14)

1. 基準周波数を基に複数の周波数を合成する周波数合成装置であって、
   複素平面上の８位相に対応する複素振幅を出力することにより、複素正弦波を生成する複素正弦波生成手段と、
   前記複素正弦波と基準周波数を複素数乗算することにより周波数切り替えを行なう周波数切替手段と、
   を具備することを特徴とする周波数合成装置。
2. 前記複素正弦波生成手段は、｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を持つ２個の非線形ＤＡコンバータで構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の周波数合成装置。
3. 前記非線形ＤＡコンバータのサンプリング周波数を順次１／２分周する分周手段と、
   前記サンプリング周波数の１／２、１／４、１／８分周で出力される３ビットをデコードして前記非線形ＤＡコンバータに対する入力データを生成するデコーダと、
   をさらに備えることを特徴とする請求項２に記載の周波数合成装置。
4. 前記デコーダは、１／４、１／８分周を行なう際に、それぞれ９０ｄｅｇの位相差を持つ分周出力を用いてデコードする、
   ことを特徴とする請求項３に記載の周波数合成装置。
5. 基準周波数を４２２４ＭＨｚとし、該基準周波数の１／２分周して得られる２１１２ＭＨｚを前記非線形ＤＡコンバータのサンプリング周波数とし、
   前記複素正弦波生成手段は、前記複素平面上で位相の正方向に＋１位相ずつ進むことにより＋２６４ＭＨｚを出力し、位相の正方向に−１位相ずつ進むことにより−２６４ＭＨｚを出力し、位相の正方向に＋３位相ずつ進むことにより＋７９２ＭＨｚを出力し、位相の正方向に−３位相ずつ進むことにより−７９２ＭＨｚを出力し、
   前記周波数切替手段は、該基準周波数と前記複素正弦波生成手段の各出力周波数を複素数乗算することにより、必要な周波数を得る、
   ことを特徴とする請求項３に記載の周波数合成装置。
6. 前記周波数切替手段は、該基準周波数と前記複素正弦波生成手段の各出力周波数を複素数乗算することにより、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＡを構成する各中心周波数である４４８８ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、３４３２ＭＨｚを得る、
   ことを特徴とする請求項３に記載の周波数合成装置。
7. 基準となる４２２４ＭＨｚ以外に７１２８ＭＨｚの周波数をさらに得て、
   前記周波数切替手段は、４２２４ＭＨｚ以外に７１２８ＭＨｚいずれかの基準周波数と前記複素正弦波生成手段の各出力周波数を選択的に複素数乗算することにより、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＣを構成する各中心周波数である７９２０ＭＨｚ、７３９２ＭＨｚ、６８６４ＭＨｚ、６３３６ＭＨｚをさらに得る、
   ことを特徴とする請求項６に記載の周波数合成装置。
8. 基準周波数を基に複数の周波数を合成する周波数合成方法であって、
   複素平面上の８位相に対応する複素振幅を出力することにより、複素正弦波を生成する複素正弦波生成ステップと、
   前記複素正弦波と基準周波数を複素数乗算することにより周波数切り替えを行なう周波数切替ステップと、
   を具備することを特徴とする周波数合成方法。
9. 前記複素正弦波生成ステップは、｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を持つ２組の非線形ＤＡ変換ステップで構成される、
   ことを特徴とする請求項８に記載の周波数合成方法。
10. 前記非線形ＤＡ変換ステップにおけるサンプリング周波数を順次１／２分周する分周ステップと、
    前記サンプリング周波数の１／２、１／４、１／８分周で出力される３ビットをデコードして前記ＤＡコンバータに対する入力データを生成するデコーディング・ステップと、
    をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の周波数合成方法。
11. 前記デコーディング・ステップでは、１／４、１／８分周を行なう際に、それぞれ９０ｄｅｇの位相差を持つ分周出力を用いてデコードする、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
12. 基準周波数を４２２４ＭＨｚとし、該基準周波数の１／２分周して得られる２１１２ＭＨｚを前記非線形ＤＡ変換ステップにおけるサンプリング周波数とし、
    前記複素正弦波生成ステップでは、前記複素平面上で位相の正方向に＋１位相ずつ進むことにより＋２６４ＭＨｚを出力し、位相の正方向に−１位相ずつ進むことにより−２６４ＭＨｚを出力し、位相の正方向に＋３位相ずつ進むことにより＋７９２ＭＨｚを出力し、位相の正方向に−３位相ずつ進むことにより−７９２ＭＨｚを出力し、
    前記周波数切替ステップでは、該基準周波数と前記複素正弦波生成ステップにおける各出力周波数を複素数乗算することにより、必要な周波数を得る、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
13. 前記周波数切替ステップでは、該基準周波数と前記複素正弦波生成ステップにおける各出力周波数を複素数乗算することにより、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＡを構成する各中心周波数である４４８８ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、３４３２ＭＨｚを得る、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の周波数合成方法。
14. 基準となる４２２４ＭＨｚ以外に７１２８ＭＨｚの周波数をさらに得て、
    前記周波数切替ステップでは、４２２４ＭＨｚ以外に７１２８ＭＨｚいずれかの基準周波数と前記複素正弦波生成ステップにおける各出力周波数を選択的に複素数乗算することにより、マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢシステムのグループＣを構成する各中心周波数である７９２０ＭＨｚ、７３９２ＭＨｚ、６８６４ＭＨｚ、６３３６ＭＨｚをさらに得る、
    ことを特徴とする請求項１３に記載の周波数合成方法。
    

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