WO2005039082A1 - 周波数合成装置及び周波数合成方法 - Google Patents

周波数合成装置及び周波数合成方法 Download PDF

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Mitsuhiro Suzuki
Sachio Iida
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Sony Corporation
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Definitions

  • the present invention relates to a frequency synthesizing apparatus and a frequency synthesizing method for synthesizing two or more frequencies to obtain a new frequency, and in particular, to obtain a center frequency of each band in a multi-band ′ system including a plurality of bands.
  • the present invention relates to a frequency synthesis device and a frequency synthesis method.
  • the present invention relates to a frequency synthesizing apparatus and a frequency synthesizing method for obtaining a center frequency of each band by frequency division and frequency addition of a reference frequency, and more particularly, to a frequency synthesizing method for each band without a phase error or an amplitude error.
  • the present invention relates to a frequency synthesizer and a frequency synthesis method for obtaining a center frequency.
  • Wireless LANs are drawing attention as a system that frees users from wired LAN LAN cables.
  • the wireless LAN most of the wired cables can be omitted in a work space such as an office, so that a communication terminal such as a personal computer (PC) can be relatively easily moved.
  • PC personal computer
  • the demand for wireless LAN systems has increased remarkably along with the increase in speed and price.
  • PAN personal 'area' network
  • different wireless communication systems and wireless communication devices are specified using frequency bands that do not require a license from regulatory agencies, such as the 2.4 GHz band and the 5 GHz band.
  • a multipath environment in which a receiving apparatus receives a superposition of a direct wave and a plurality of reflected waves' delayed waves.
  • Multipath causes delay distortion (or frequency selective fading) and causes errors in communications. Then, intersymbol interference due to delay distortion occurs.
  • a multicarrier (multicarrier) transmission system can be cited.
  • transmission data is distributed to a plurality of carriers having different frequencies and transmitted, so that the bandwidth of each carrier is narrow, and is less affected by frequency selective fading.
  • the frequency of each carrier is set so that each carrier is orthogonal to each other within a symbol interval. ing.
  • the serially transmitted information is slower than the information transmission rate, serial z-parallel conversion is performed for each symbol period, and a plurality of output data are assigned to each carrier, and the amplitude and phase are modulated for each carrier.
  • the signals are converted into signals on the time axis and transmitted while maintaining the orthogonality of each carrier on the frequency axis.
  • the reverse operation is performed, that is, FFT is performed to convert a time-axis signal to a frequency-axis signal, and demodulation corresponding to each modulation method is performed for each carrier. Convert and reproduce the information sent with the original serial signal.
  • the OFDM modulation method is adopted as a wireless LAN standard in, for example, IEEE802.11laZg.
  • IEEE 802.15.3 also uses the DS-UWB method, which maximizes the spreading speed of DS information signals, and the impulse signal train with a very short period of about several hundred picoseconds to transmit information signals.
  • Impulse UWB system configured for transmission and reception
  • standardization of the UWB communication system that uses the OFDM modulation system is in progress.
  • OFDM In the case of UWB communication, 3.1-4.
  • FIG. 7 shows frequency allocation defined in the multiband OFDM-UWB communication system.
  • group A consisting of bands # 1 and # 3 with center frequencies of 3432 MHz, 3960 MHz, and 4488 MHz, respectively, and bands # 4 and # 5 with center frequencies of 5016 MHz and 5808 MHz, respectively
  • Group B consisting of group B, medium frequency bands 6336 MHz, 6864 MHz, 7392 MHz, and 7920 MHz, respectively
  • group C consisting of # 9 and group 4 with center frequencies of 8448 MHz, 8976 MHz, 9504 MHz, and 10032 MHz, respectively # 10 — Consists of Group D consisting of # 13.
  • the frequency switching can be performed by doubling the same oscillation frequency by using a PLL (Phase Lock Loop).
  • PLL Phase Lock Loop
  • channel switching is performed as shown in FIG.
  • the oscillator output is divided into a single frequency that is output, and the divided outputs are mixed (that is, either the sum or the difference of the frequencies is output) to generate a multi-band signal. Energy can be applied.
  • Fig. 8 illustrates a conventional example of a frequency synthesizing block for hopping used in a multi-band OFDM system (however, a 3-band mode of group A) (for example, see Non-Patent See Reference 1).
  • the center frequency of each band can be synthesized (frequency addition and subtraction) using a frequency divider and a mixer by dividing a reference frequency obtained from a single oscillator (for example, TCXO).
  • a frequency of 4224 MHz obtained by quadrupling the oscillation frequency output from the oscillator by the PLL is used as the reference frequency.
  • a frequency of 528 MHz is extracted by dividing by 8
  • a frequency of 264 MHz is extracted by dividing by ⁇ ⁇ ⁇ .
  • it can be synthesized by dividing the frequency of 528 MHz required as a sample clock.
  • each mixer described as SSB performs frequency addition using 528 MHz and 264 MHz to obtain a frequency of 794 MHz. Then, one of 264 MHz and 794 MHz is selected by the selector (Select), and the desired center frequency is obtained by subtracting the frequency of 4224 MHz and 264 MHz in the subsequent SSB to obtain the frequency of 3960 MHz, and the frequency band of 4224 MHz and 264 MHz is obtained.
  • the frequency of 4488MHz can be obtained by the calculation, and the frequency of 3422MHz can be obtained by subtracting the frequency of 792MHz from 4224MHz.
  • FIG. 9 shows the configuration of the frequency addition unit.
  • FIG. 10 illustrates a conventional example of a frequency synthesis block used in a 7-band ′ mode composed of group A and group C.
  • the center frequency of each band can be obtained by dividing (adding and subtracting) a reference frequency obtained from a single oscillator (for example, TCXO) using a frequency divider and a mixer.
  • a single oscillator for example, TCXO
  • a frequency of 6336 MHz obtained by multiplying the oscillation frequency output from the oscillator by the PLL is used as the reference frequency.
  • the frequency of 2112 MHz is extracted by dividing by 1/3, and then the frequency of 1056 MHz is extracted by dividing by 1/2.
  • the frequency division of 528 MHz and 264 MHz is obtained by repeating the frequency division by two twice.
  • 528MHz required as sample clock can be synthesized by frequency division.
  • the first SSB obtains a frequency of 4224 MHz by subtracting the frequencies of 6336 MHz and 2112 MHz.
  • the second SSB obtains a frequency of 1584 MHz by calculating the frequency and calories of 1056 MHz and 528 MHz.
  • the third SSB subtracts the frequency of 10336 MHz, 1584 MHz, or 528 MHz selected by the selector and the frequency of 6336 MHz.
  • the fourth SSB obtains a frequency of 792 MHz by calculating the frequency and calories of 528 MHz and 264 MHz.
  • the fifth SSB adds or subtracts 4224 MHz obtained by the first SSB to either 792 MHz or 264 MHz selected by the selector. Finally, the result of frequency addition and subtraction with the third SSB or the fourth SSB is selectively output, and as a result, the center frequency of the seven bands composed of group A and group C is determined. Obtainable.
  • Patent Document 1 IEEE802.15.3a TI Document ⁇ URL: http: // grouper, ieee.org/groups/802/15/pub/2003/May03 File name: 03142r2P80 2—15— TI—CFP — Document. Doc>
  • the quadrature component (sin component to cos) must be found at Hz and 264 MHz, which causes a phase error.
  • the selector (Select) is constituted by an analog switch, which causes a phase error and an increase in circuit scale.
  • the number of SSB blocks is large, the scale of complicated arithmetic circuits such as multiplication and addition is large, and the power consumption is large.
  • the propagation path characteristics in a multipath environment are measured as finely as possible over a wide band as much as possible, and the arrival time ⁇ of the received signal ⁇ It is important to measure more accurately (this is equivalent to the pulse width being finer). For example, if measurements can be made in 1-nanosecond units, distance measurement can be performed with a resolution of about 30 cm.
  • propagation path characteristics can be estimated for each band.
  • propagation path characteristics in each band by estimating the propagation path characteristics in each band and considering them as continuous frequency characteristics, it is possible to realize wideband propagation path characteristic estimation.
  • the frequency characteristics become discontinuous, so that it is not possible to combine the channel characteristic estimation values in each subband into a wideband channel characteristic estimation value. .
  • An object of the present invention is to provide an excellent frequency synthesizing apparatus and an excellent frequency synthesizing method that can appropriately obtain a center frequency of each band in a multi-band system including a plurality of bands.
  • a further object of the present invention is to provide an excellent frequency synthesizing apparatus and an excellent frequency synthesizing method capable of suitably obtaining the center frequency of each band by dividing and adding a frequency as a reference frequency. .
  • a further object of the present invention is to provide an excellent frequency synthesizing apparatus and an excellent frequency synthesizing method capable of obtaining a center frequency of each band without a phase error or an amplitude error.
  • the present invention provides an excellent frequency synthesizing apparatus and an effective frequency synthesizing method effective for a multi-band system in which the switching width of the center frequency of each band is large.
  • a further object of the present invention is to provide an excellent frequency synthesizing apparatus and an excellent frequency synthesizing method capable of obtaining a center frequency of each band with a relatively small circuit scale and low power consumption.
  • an excellent frequency synthesizer and frequency effective for estimating continuous wideband transmission path characteristics over a plurality of subbands disclosed in Japanese Patent Application No. 2003-294942, which has already been assigned to the present applicant.
  • a method of synthesis is provided. Means for solving the problem
  • the present invention has been made in consideration of the above problems, and is a frequency synthesizer that synthesizes a plurality of frequencies based on a reference frequency
  • Frequency switching means for performing frequency switching by multiplying the complex sine wave and a reference frequency by a complex number
  • a frequency synthesizer comprising:
  • the complex sine wave generating means is constituted by two nonlinear DA converters having an amplitude of ⁇ 1.7, 0.7, 0.7, 1.7 ⁇ . 0.7 is more specifically sqrt (0.5), the square root of 0.5.
  • the frequency synthesizer uses an oscillator that emits a reference frequency of 4224 MHz and an oscillator that generates the reference frequency.
  • a frequency divider that divides by 1Z2 to obtain a sampling frequency of 2112 MHz, three frequency dividers that sequentially divide this sampling frequency by 1Z2, and 1Z2, 1/4, and 1Z8 from these frequency dividers
  • a decoder that decodes the 3-bit value output in the cycle in accordance with the frequency selection, and inputs the decoded value of this decoder as input to adjust the amplitude of ⁇ 1.7, -0.7, 0.7, 1.7 ⁇ It is configured using a set of nonlinear 2-bit DA converters to output.
  • OFDM In generating the center frequency of the four bands that make up Group C in addition to the three bands that make up Group A in a UWB system, oscillate a frequency of 7128 MHz in addition to the reference 4224 MHz An oscillator is further provided. Further, the frequency switching means constitutes a group A of a multi-band OFDM-UWB system by selectively multiplying a complex frequency by a reference frequency of either 4224 MHz or 7128 MHz and each output frequency of the complex sine wave generating means.
  • the frequency synthesizer according to the configuration of the frequency synthesizer according to the present invention, exactly the same circuit is used at all the center frequencies of 4488 MHz, 3960 MHz, and 3432 MHz that constitute Group A of the multi-band OFDM-UWB system. Since they are used, no error such as a phase difference and an amplitude difference occurs between them. Also, since only one large frequency addition circuit is used, the circuit scale can be reduced and the power consumption can be reduced.
  • an excellent frequency synthesizing apparatus and an excellent frequency synthesizing method capable of suitably obtaining a center frequency of each band by dividing a reference frequency and adding frequencies. it can.
  • the present invention it is possible to obtain the center frequency of each band without a phase error or an amplitude error. It is possible to provide an excellent frequency synthesizer and a frequency synthesis method that can be used.
  • the present invention it is possible to provide an excellent frequency synthesizing apparatus and an excellent frequency synthesizing method capable of obtaining the center frequency of each band with a relatively small circuit scale and low power consumption.
  • the frequency synthesizer according to the present invention can synthesize multi-bands by using only one frequency addition circuit that increases the circuit scale, so that it is possible to reduce the circuit scale and reduce power consumption. .
  • FIG. 1 schematically shows a configuration of a frequency synthesizer according to an embodiment of the present invention.
  • the illustrated frequency synthesizer is applied to, for example, a multi-band OFDM-UWB communication system, and can appropriately obtain each center frequency of the three bands forming the group A by frequency division and frequency addition of a reference frequency. .
  • the frequency synthesizer includes an oscillator that oscillates a frequency of 4224 MHz as a reference, a frequency divider that divides this reference frequency by 1Z2 to obtain 2112 MHz as a sampling frequency, and further includes a sampling frequency.
  • Three frequency dividers that sequentially divide the frequency by 1Z2, and a decoder that decodes the 3-bit value output by dividing the frequency of the frequency divider by 1Z2, 1/4, and 1Z8 according to the frequency selection
  • a set of non-linear 2-bit D / A converters which output the amplitude of ⁇ 1.7, 0.7, 0.7, 1.7 ⁇ with the decoded value of this decoder as input.
  • 0.7 is more specifically sqrt (0.5), that is, the square root of 0.5.
  • a reference 422 MHz is output from an oscillator such as a TCXO (Temperature Compensated Crystal Oscillator), and at the same time, I-axis and Q-axis signals having a 90 deg relationship with each other are extracted.
  • an oscillator such as a TCXO (Temperature Compensated Crystal Oscillator)
  • I-axis and Q-axis signals having a 90 deg relationship with each other are extracted.
  • the 1Z2 frequency division is further sequentially repeated, and Hz, 528MHz, 264MHz frequency.
  • the decoder also decodes 1Z2, 1/4, and 1/8 frequency division of the nonlinear DA converter, that is, 1056 MHz, 528 MHz, and 264 MHz.
  • FIG. 2 shows a truth table of the decoder.
  • the I-axis signal of the reference frequency is sequentially subjected to 1Z2 frequency division to obtain frequencies of 2112 MHz, 1056 MHz, 528 MHz, and 264 MHz.
  • FIG. 3 shows a timing chart of the frequency division output.
  • a divided output (AQ for AI, BQ for BI, CQ for CI) with 90 ° relationship to each other.
  • the three bits in the leftmost column of the truth table shown in Fig. 2 also represent the inverted values of AI, BI, and CI.
  • the truth table shown in FIG. 2 can be simplified, and the decoder can be simplified as shown in FIG.
  • the multiplier can be replaced with an exclusive logical (XOR) circuit.
  • the two nonlinear DA converters use the decoded numerical value to input ⁇ 00, 01, 1 0, 11 ⁇ to ⁇ 1.7, 0.7, 0.7. , 1.7 ⁇ .
  • the output 01 from the decode is level-converted to ⁇ 0.5 by the DC component offset.
  • each nonlinear DA converter sums the II and 10 output from the decoder and the Q1 and QO amplified 2.4 times and 1.0 times, respectively, to form a set of I-axis and Q-axis.
  • 0.7 is more specifically sqrt (0.5), that is, the square root of 0.5.
  • FIG. 5 shows a state where the complex amplitudes of the two sets of nonlinear DA converters are mapped on the circumference. As shown in the figure, the output from each nonlinear DA converter having an amplitude of ⁇ 1.7, 0.7, 0.7, 1.7 ⁇ is mapped to eight points on the circumference.
  • the output of the decoder is (11, 01)
  • +264 MHz is output by advancing by +1 phase in the positive direction of the phase.
  • -264 MHz is output by advancing by -1 phase in the positive direction of the phase.
  • +792 MHz is output.
  • ⁇ 792 MHz is output by advancing by ⁇ 3 phases in the positive direction of the phase.
  • FIG. 6 schematically shows a configuration of a frequency synthesizer according to another embodiment of the present invention.
  • the illustrated frequency synthesizer is, for example, a multi-band OFDM-UWB communication system.
  • the center frequencies of a total of four bands constituting the group A and the group C can be suitably obtained by dividing the frequency which is applied to the stem and serving as a reference frequency, and adding the frequencies.
  • the frequency synthesizer shown in FIG. 6 is different from the frequency synthesizer which generates the center frequencies of the three bands of group A shown in FIG. It has been added.
  • an oscillator that oscillates a reference frequency of 4224 MHz is provided with an oscillator that oscillates a frequency of 7128 MHz, and is set to a mode different from Group A or Group C.
  • the frequency is selectively switched and supplied to the frequency converter (Frequency convert) depending on the frequency.
  • the decoder and the nonlinear DA converter have substantially the same configuration as that shown in FIG. That is, the nonlinear DA converter generates a complex sine wave by outputting a complex amplitude corresponding to eight phases on a complex plane.
  • the frequency convertor (Frequency convert) selectively performs the frequency addition (complex multiplication) of the output of such a DA converter and the reference frequency of 4224 MHz or 7128 MHz to obtain a multi-band.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a configuration of a frequency synthesizer according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a truth table of a decoder.
  • FIG. 3 is a diagram showing a timing chart of frequency division output.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a simplified decoder based on the truth table shown in FIG. 2.
  • FIG. 5 is a diagram showing a state where complex amplitudes of two sets of nonlinear DA converters are mapped on a circumference.
  • FIG. 6 is a diagram schematically showing a configuration of a frequency synthesizer according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing frequency allocation defined in a multi-band OFDM-UWB communication system.
  • FIG. 8 is a diagram showing a frequency synthesis block (conventional example) for hopping used in a multi-band OFDM system.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a frequency adding unit.
  • FIG. 10 is a diagram showing a frequency synthesis block (conventional example) used in a 7-band 'mode composed of group A and group C.

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Abstract

　基準となる４２２４ＭＨｚの周波数をを１／２分周してサンプリング周波数としての２１１２ＭＨｚを得るとともに、さらに順次１／２分周し、１／２、１／４、１／８分周で出力される３ビットの値を周波数選択に応じてデコードする。このデコード値を入力として、｛−１．７，−０．７，０．７，１．７｝の振幅を出力する１組の非線形２ビットＤＡコンバータからは、複素平面上の８位相に対応する複素振幅が出力され、複素正弦波を生成する。この複素正弦波を用いて周波数切り替えを行なう。位相誤差や振幅誤差なく各バンドの中心周波数を得ることができる。

Description

明 細 書
周波数合成装置及び周波数合成方法
技術分野
[0001] 本発明は、 2以上の周波数を合成して新たな周波数を得る周波数合成装置及び周 波数合成方法に係り、特に、複数のバンドからなるマルチバンド'システムにおける各 バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に関する。
[0002] さらに詳しくは、本発明は、基準となる周波数の分周と周波数加算により各バンドの 中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に係り、特に、位相誤差や 振幅誤差なく各バンドの中心周波数を得る周波数合成装置及び周波数合成方法に 関する。
背景技術
[0003] 有線方式による LAN配線カゝらユーザを解放するシステムとして、無線 LANが注目 されている。無線 LANによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの 大半を省略することができるので、パーソナル 'コンピュータ (PC)などの通信端末を 比較的容易に移動させることができる。近年では、無線 LANシステムの高速化、低 価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに 存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行な うために、パーソナル'エリア'ネットワーク（PAN)の導入が検討されている。例えば、 2. 4GHz帯や、 5GHz帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異 なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。
[0004] 例えば、近年、「ウルトラワイドバンド (UWB)通信」と呼ばれる、きわめて微弱なイン パルス列に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する 無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている。現在、 IEEE802. 15. 3などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンプ ルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。
[0005] ところで、室内で多数の機器が混在する作業環境下で無線ネットワークを構築した 場合、複数のネットワークが重なり合って構築されていることが想定される。単一チヤ ネルを使用した無線ネットワークでは、通信中に他のシステムが割り込んできたり、干 渉などにより通信品質が低下したりしても、事態を修復する余地はない。このため、周 波数チャネルを複数用意し、周波数ホッピングして動作すると 、うマルチチャネル通 信方式が考えられている。例えば、通信中に干渉などにより通信品質が低下したとき に、周波数ホッピングによりネットワーク動作を維持し、他のネットワークとの共存を実 現することができる。
[0006] また、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射 波'遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパス により遅延ひずみ (又は、周波数選択性フェージング)が生じ、通信に誤りが引き起こ される。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。
[0007] 主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波)伝送方式を挙げることが できる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリア に分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージ ングの影響を受け難くなる。
[0008] 例えば、マルチキャリア伝送方式の 1つである OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing :直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区 間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時に は、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅 、シンボル周期毎にシリアル zパラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に 振幅及び位相の変調を行な 、、その複数キャリアにつ 、て逆 FFTを行なうことで周 波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。 また、受信時はこの逆の操作、すなわち FFTを行なって時間軸の信号を周波数軸の 信号に変換して各キャリアにつ 、てそれぞれの変調方式に対応した復調を行な 、、 ノラレル Zシリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。
[0009] OFDM変調方式は、例えば IEEE802. llaZgにおいて無線 LANの標準規格と して採用されている。また、 IEEE802. 15. 3においても、 DSの情報信号の拡散速 度を極限まで高くした DS— UWB方式や、数 100ピコ秒程度の非常に短い周期のィ ンパルス信号列を用いて情報信号を構成して送受信を行なうインパルス UWB方式 以外に、 OFDM変調方式を採用した UWB通信方式についての標準化が進められ ている。 OFDM— UWB通信方式の場合、 3. 1-4. 8GHzの周波数帯をそれぞれ 528MHz幅力もなる複数のサブバンドを周波数ホッピング (FH)し、各周波数帯が 1 28ポイントからなる IFFTZFFTを用いた OFDM変調が検討されている（例えば、非 特許文献 1を参照のこと)。
[0010] 図 7には、マルチバンド OFDM— UWB通信方式において規定されている周波数 割り当てを示している。同図に示すように、中心周波数をそれぞれ 3432MHz、 396 0MHz、 4488MHzとするバンド # 1一 # 3からなるグループ Aと、中心周波数をそれ ぞれ 5016MHz並びに 5808MHzとするバンド # 4及びバンド # 5からなるグループ Bと、中'、周波数をそれぞれ 6336MHz、 6864MHz, 7392MHz, 7920MHzとす るバンド # &一 # 9からなるグループ Cと、中心周波数をそれぞれ 8448MHz、 897 6MHz、 9504MHz, 10032MHzとするグループ # 10— # 13からなるグループ D で構成される。
[0011] マルチバンド OFDM— UWBシステムでは、これら各バンドに対応した中心周波数 を合成する必要がある。このうち、グループ Aの 3バンドを用いることが義務ィ匕（mand atory)されているとともに、グループ Aとグループ Cの 7バンドを用いることがォプショ ンとして規定されて 、る。それ以外のグループや帯域は将来の拡張のために用意さ れている。
[0012] 一般には、周波数切り替えには PLL (Phase Lock Loop)により同一の発振周波 数を遁倍することが考えられる力 マルチバンド OFDM— UWBシステムにおいては 、図 7に示したようにチャネルの切り替え幅が大きいという問題があり、単一の PLLで はこのような広帯域での周波数切り替えを行なうことができない。
[0013] また、複数の発振器を備え、それぞれの周波数帯域を生成するようにすれば、高精 度のマルチバンド'ジェネレータを構成することができる力 回路の面積や消費電力 の点で問題となる。したがって、単一の発振器力も分周により複数の周波数帯域を作 りた 、と 、う技術的要望がある。
[0014] 例えば、発振器力 出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力をミキシ ング (すなわち、周波数の和又は差のいずれかを出力する）により、マルチバンド'ジ エネレーシヨンを行なうことができる。
[0015] 図 8には、マルチバンド OFDMシステムで用いられるホッピングのための周波数合 成ブロック（但し、グループ Aの 3バンド'モードとする）の従来例を図解している（例え ば、非特許文献 1を参照のこと)。各バンドの中心周波数は、図示の通り、単一の発 振器 (例えば、 TCXO)から得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて合成（ 周波数加減算)することができる。
[0016] 同図に示す例では、発振器から出力される発振周波数を PLLにより遁倍して得ら れる周波数 4224MHzを基準周波数とする。まず、 8分の 1分周により 528MHzの周 波数が取り出され、さらに 2分の 1分周により 264MHzの周波数が取り出される。また 、サンプル 'クロックとして必要な 528MHz分周により合成することができる。
[0017] 次いで、 SSB (Single Side Band)と記載されている各ミキサでは、 528MHzと 2 64MHzを用いて周波数的な加算を行ない、 794MHzの周波数を得る。そして、選 択器（Select)により 264MHz又は 794MHzの一方が選択され、後段の SSBにお いて所望の中心周波数を 4224MHzと 264MHzの周波数減算により 3960MHzの 周波数を得るとともに、 4224MHzと 264MHzの周波数カ卩算により 4488MHzの周 波数を得、さらに 4224MHzから 792MHzの周波数減算により 3422MHzの周波数 を得ることができる。
[0018] 図 8中で SSBと記載されているミキサでは、それぞれの信号で互いに直交成分を用 意し、下式に示すように三角関数の加法定理を用いて周波数の加算、減算を用いて 周波数合成することができる。図 9には周波数加算部の構成を示している。ここで、関 数 rot (X) ¾rrot (x) = exp (2 π jx)と定義する。
[0019] また、図 10には、グループ Aとグループ Cで構成される 7バンド'モードに用いられ る周波数合成ブロックの従来例を図解している。各バンドの中心周波数は、図示の 通り、単一の発振器 (例えば、 TCXO)から得られる基準周波数を分周並びにミキサ を用いて合成 (周波数加減算)することができる。
[0020] 同図に示す例では、発振器から出力される発振周波数を PLLにより遁倍して得ら れる周波数 6336MHzを基準周波数とする。まず、 3分の 1分周により 2112MHzの 周波数が取り出され、続いて 2分の 1分周により 1056MHzの周波数が取り出され、さ らに 2分の 1分周が 2回繰り返されて 528MHz並びに 264MHzの周波数が取り出さ れる。また、サンプル 'クロックとして必要な 528MHzを分周により合成することができ る。
[0021] また、同図に示す例では、周波数加減算を行なう SSBブロックが 5個搭載されてい る。 1つ目の SSBは、 6336MHzと 2112MHzの周波数減算により 4224MHzの周 波数を得る。また、 2つ目の SSBは、 1056MHzと 528MHzの周波数カロ算により、 1 584MHzの周波数を得る。また、 3つ目の SSBは、選択器により選択された 1056M Hz、 1584MHz, 528MHzのいずれかと 6336MHzの周波数カ卩減算を行なう。また 、 4つ目の SSBは、 528MHzと 264MHzの周波数カロ算により 792MHzの周波数を 得る。また、 5つ目の SSBは、 1つ目の SSBにより得られた 4224MHzを、選択器によ り選択された 792MHz又は 264MHzのいずれ力と周波数加減算する。そして、最終 的には、 3つ目の SSB又は 4つ目の SSBとの周波数加減算結果が選択的に出力さ れ、結果的に、グループ A及びグループ Cで構成される 7バンドの中心周波数を得る ことができる。
[0022] 特許文献 1 :IEEE802. 15. 3a TI Document< URL :http : //grouper, ie ee. org/groups/802/15/pub/2003/May03 ファイル名： 03142r2P80 2— 15— TI—CFP— Document. doc >
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0023] しかしながら、図 8並びに図 10に示したような従来の周波数合成ブロックにおいて は、以下のような問題点がある。
[0024] (l) SSBにおいては三角関数の加算定理を用いるため（図 9を参照のこと）、 528M
Hz、 264MHzで直交成分（cosに対する sin成分）を求めなくてはならず、位相誤差 を生じる原因となる。
[0025] (2) SSBにおいては三角関数の加法定理を用いているため、乗算、加算と複雑な演 算を行なう必要があり、位相誤差、振幅誤差の原因となる。
[0026] (3)選択器 (Select)はアナログ 'スィッチで構成され、位相誤差や回路規模増大の 原因となる。 [0027] (4)特に図 10に示した例では SSBブロックの数が多ぐ乗算や加算など複雑な演算 回路の規模が大きぐ消費電力も大きくなる。
[0028] 例えば、 UWB技術の適用例としての測距の解像度を向上するためには、マルチパ ス環境下における伝搬路特性を極力広帯域で細力 、時間で測定し、受信信号の到 来時刻 τをより正確に測定することが重要である（これは、パルス幅が細力 、ことと同 等である)。例えば 1ナノ秒単位で測定することができると約 30cmの分解能で測距を 行なうことができる。
[0029] 他方、マルチバンドの無線通信システムにお 、ては、バンド毎に伝播路特性を推 定することができる。ここで、各バンドにおける伝播路推定値をつなげて連続的な周 波数特性と考えることにより、広帯域の伝搬路特性推定を実現することができる。しか しながら、サブバンド間で位相差があると、周波数特性は不連続となってしまうため、 各サブバンドにおける伝搬路特性推定値を統合して広帯域の伝搬路特性推定値と することはできない。
[0030] 本発明の目的は、複数のバンドからなるマルチバンド'システムにおける各バンドの 中心周波数を好適に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方 法を提供することにある。
[0031] 本発明のさらなる目的は、基準となる周波数の分周と周波数加算により各バンドの 中心周波数を好適に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方 法を提供することにある。
[0032] 本発明のさらなる目的は、位相誤差や振幅誤差なく各バンドの中心周波数を得るこ とができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することにある。特 に、各バンドの中心周波数の切替幅が大きいマルチバンド'システムに有効な優れた 周波数合成装置及び周波数合成方法を提供する。
[0033] 本発明のさらなる目的は、比較的小さな回路規模並びに低い消費電力で各バンド の中心周波数を得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提 供することにある。特に、本出願人に既に譲渡されている特願 2003— 294942にお いて開示される、複数のサブバンドに渡る連続的な広帯域伝送路特性の推定に有 効な、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供する。 課題を解決するための手段
[0034] 本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、基準周波数を基に複数の周 波数を合成する周波数合成装置であって、
複素平面上の 8位相に対応する複素振幅を出力することにより、複素正弦波を生 成する複素正弦波生成手段と、
前記複素正弦波と基準周波数を複素数乗算することにより周波数切り替えを行なう 周波数切替手段と、
を具備することを特徴とする周波数合成装置である。
[0035] ここで、前記複素正弦波生成手段は、 { 1. 7, 0. 7, 0. 7, 1. 7}の振幅を持つ 2 個の非線形 DAコンバータで構成される。 0. 7はより具体的には sqrt (0. 5)すなわち 0. 5の平方根である。
[0036] また、前記非線形 D Aコンバータの前記サンプリング周波数の 1Z2、 1/4, 1/8 分周で出力される 3ビットをデコードし、前記 DAコンバータに対する入力データを決 定する。このデコーダは、 1Z4、 1Z8分周を行なう際に、それぞれ 90degの位相差 を持つ分周出力を用いてデコードする。
[0037] OFDM— UWBシステムにおけるグループ Aを構成する 3バンドの中心周波数を生 成する場合、本発明に係る周波数合成装置は、基準となる 4224MHzの周波数を発 振する発振器と、この基準周波数を 1Z2分周してサンプリング周波数としての 2112 MHzを得る分周器と、さらにこのサンプリング周波数を順次 1Z2分周する 3個の分 周器と、これら分周器からの 1Z2、 1/4, 1Z8分周で出力される 3ビットの値を周波 数選択に応じてデコードするデコーダと、このデコーダによるデコード値を入力として { 1. 7, -0. 7, 0. 7, 1. 7}の振幅を出力する 1組の非線形 2ビット DAコンバータを 用いて構成される。
[0038] 2組の非線形 DAコンバータからは、複素平面上の 8位相に対応する複素振幅が出 力され、複素正弦波を生成することができる。したがって、位相の正方向に + 1位相 ずつ進むことにより、 + 264MHzが出力される。また、位相の正方向に 1位相ずつ 進むことにより、—264MHzが出力される。また、位相の正方向に + 3位相ずつ進む ことにより、 + 792MHZが出力される。また、位相の正方向に 3位相ずつ進むことに より、—792MHzが出力される。
[0039] そして、このような非線形 DAコンバータの出力と、基準周波数である 4224MHzと 周波数加算（複素数乗算）を行なうこと〖こより、マルチバンド OFDM— UWBシステム のグループ Aを構成する 3バンドの各中心周波数 4488MHz (=4224 + 264)、 39 60MHz (=4224— 264)、 3432MHz (=4224—792)を、位相誤差や振幅誤差な く得ることがでさる。
[0040] OFDM— UWBシステムにおけるグループ Aを構成する 3バンドに加え、さらにグル ープ Cを構成する 4バンドの中心周波数を生成する場合には、基準となる 4224MHz 以外に 7128MHzの周波数を発振する発振器をさらに備える。また、前記周波数切 替手段は、 4224MHzと 7128MHzいずれかの基準周波数と前記複素正弦波生成 手段の各出力周波数を選択的に複素数乗算することにより、マルチバンド OFDM— UWBシステムのグループ Aを構成する 3バンドの各中心周波数 4488MHz、 3960 MHz, 3432MHzを得るとともに、グループ Cを構成する各中心周波数 7920MHz ( = 7128 + 792)、 7392MHz ( = 7128 + 264)、 6864MHz ( = 7128— 264)、 633 6MHz ( = 7128-792)をさらに得ることができる。
[0041] すなわち、本発明に係る周波数合成装置の構成によれば、マルチバンド OFDM— UWBシステムのグループ Aを構成する各中心周波数 4488MHz、 3960MHz, 34 32MHzのすベての周波数で全く同じ回路を用いるので、互いに位相差や振幅差な どの誤差を生じない。また、回路的に大きな周波数加算の回路を 1つしか用いないの で、回路規模の削減や低消費電力化を実現することができる。
発明の効果
[0042] 本発明によれば、広帯域の複数のバンド力 なるマルチバンド'システムにおける各 バンドの中心周波数を好適に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数 合成方法を提供することができる。
[0043] また、本発明によれば、基準となる周波数の分周と周波数加算により各バンドの中 心周波数を好適に得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を 提供することができる。
[0044] また、本発明によれば、位相誤差や振幅誤差なく各バンドの中心周波数を得ること 力できる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提供することができる。
[0045] また、本発明によれば、比較的小さな回路規模並びに低 、消費電力で各バンドの 中心周波数を得ることができる、優れた周波数合成装置及び周波数合成方法を提 供することができる。本発明に係る周波数合成装置は、回路規模の大きくなる周波数 加算の回路を 1つしか用いずにマルチバンドを合成することができるので、回路規模 の削減と低消費電力化を実現することができる。
[0046] 本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する 図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
発明を実施するための最良の形態
[0047] 以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
[0048] 図 1には、本発明の一実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に示してい る。図示の周波数合成装置は、例えばマルチバンド OFDM— UWB通信システムに 適用され、基準となる周波数の分周と周波数加算により、グループ Aを構成する 3バ ンドの各中心周波数を好適に得ることができる。
[0049] 図示の通り、周波数合成装置は、基準となる 4224MHzの周波数を発振する発振 器と、この基準周波数を 1Z2分周してサンプリング周波数としての 2112MHzを得る 分周器と、さらにこのサンプリング周波数を順次 1Z2分周する 3個の分周器と、これ ら分周器力ゝらの 1Z2、 1/4, 1Z8分周で出力される 3ビットの値を周波数選択に応 じてデコードするデコーダと、このデコーダによるデコード値を入力として { 1. 7, 0 . 7, 0. 7, 1. 7}の振幅を出力する 1組の非線形 2ビット DAコンバータを備えている 。ここで、 0. 7はより具体的には sqrt (0. 5)すなわち 0. 5の平方根である。この 2糸且の 非線形 DAコンバータからは、複素平面上の 8位相に対応する複素振幅が出力され 、複素正弦波を生成することができる。そして、周波数変換部では、この複素正弦波 を用いて周波数切り替えを行なう。
[0050] まず、基準となる 422MHzが TCXO (温度補償型水晶発振器)などの発振器から 出力され、これと同時に互いに 90degの関係がある I軸、 Q軸の各信号が取り出され る。
[0051] 基準周波数の I軸信号は、さらに順次 1Z2分周を繰り返し、 2112MHz, 1056M Hz、 528MHz, 264MHzの周波数が得られる。
[0052] 次いで、デコーダでは、非線形 DAコンバータのサンプリング周波数の 1Z2, 1/4 , 1/8分周すなわち 1056MHz、 528MHz, 264MHz【こお!/ヽて出力される 3ヒ、、ット 力もデコードを行なう。図 2には、デコーダの真理値表を示している。
[0053] 基準周波数の I軸信号を順次 1Z2分周を繰り返し、 2112MHz, 1056MHz, 528 MHz, 264MHzの周波数を得る。図 3には、分周出力のタイミング ·チャートを示して ヽる。 264MHz、 528MHz, 1056MHzを得るとき、同時に互!/、に 90degの関係力 S ある分周出力（AIに対する AQ、 BIに対する BQ、 CI〖こ対する CQ)を得る。図 2に示 した真理値表の最左欄の 3ビットは、 AI、 BI、 CIの反転値力もなる。
[0054] ここで、 AIに対する AQ、並びに BIに対する BQを用いて、図 2に示した真理値表の 簡単化を行ない、デコーダを図 4に示すように簡単ィ匕することができる。但し、同図に おいて、乗算器は排他的論理輪 (XOR)回路で置き換えることができる。
[0055] 次いで、 2個の非線形 D Aコンバータは、デコードされる数値を用いて、 {00, 01, 1 0, 11 }の入力に対して、それぞれ { 1. 7, 0. 7, 0. 7, 1. 7}の振幅を得る。具体 的には、デコードからの出力 01は、 DC成分オフセットにより ±0. 5にレベル変換さ れる。そして、各非線形 DAコンバータは、デコーダから出力される II及び 10、並びに Q1及び QOをそれぞれ 2. 4倍及び 1. 0倍に増幅したものを合計して、 I軸及び Q軸 の 1組の {— 1. 7, -0. 7, 0. 7, 1. 7}の振幅を持つ複素振幅を 2112MHzのタイミン グで出力する。ここで、 0. 7はより具体的には sqrt (0. 5)すなわち 0. 5の平方根であ る。
[0056] 図 5には、 2組の非線形 DAコンバータの複素振幅を円周上にマッピングした様子 を示している。同図に示すように、 { 1. 7, 0. 7, 0. 7, 1. 7}の振幅を持つ各非線 形 DAコンバータからの出力は、円周上の 8点にマッピングされる。
[0057] 2個の非線形 DAコンバータの出力は I軸及び Q軸の 1組として複素平面上の 8点に マッピングされるが、これは、複素平面上の 8位相に対応する複素振幅を出力するこ とにより、複素正弦波を生成することを意味する。例えば、デコーダの出力が（11, 1 0)であれば、非線形 DAコンバータの出力は複素平面上の点（（2. 4 X 0. 5 + 1 X 0 . 5) , (2. 4 X 0. 5-0. 5) ) = (1. 7, 0. 7)にマッピングされる。また、デコーダの出 力が（10, 11)であれば、非線形 DAコンバータの出力は複素平面上の点（（2.4X 0. 5-0. 5), (2.4X0. 5 + 1X0. 5)) = (0. 7, 1. 7)にマッピングされる。また、デ コーダの出力が（01, 11)であれば、非線形 DAコンバータの出力は複素平面上の 点（（2.4X (-0. 5)+0. 5), (2.4X0. 5 + 1X0. 5)) = (— 0. 7, 1. 7)にマツピン グされる。また、デコーダの出力が（00, 10)であれば、非線形 DAコンバータの出力 は複素平面上の点（（2.4X (-0. 5)— 0. 5), (2.4X0. 5—0. 5))=(— 1. 7, 0. 7 )にマッピングされる。また、デコーダの出力が（00, 01)であれば、非線形 DAコンパ ータの出力は複素平面上の点（（2.4 X (— 0. 5)— 0. 5), (2.4X (— 0. 5) +1X0. 5)) = (一 1. 7, -0. 7)にマッピングされる。また、デコーダの出力が（01, 00)であれ ば、非線形 DAコンバータの出力は複素平面上の点（（2.4X (— 0. 5)+0. 5, (2. 4X (— 0. 5) +1 X (— 0. 5)) = (一 0. 7,—1. 7)にマッピングされる。また、デコーダ の出力が（10, 00)であれば、非線形 DAコンバータの出力は複素平面上の点（（2. 4X0. 5-0. 5, (2.4X (— 0. 5)+1Χ (— 0. 5)) = (0. 7,— 1. 7)にマッピングされ る。また、デコーダの出力が（11, 01)であれば、非線形 DAコンバータの出力は複 素平面上の点（（2.4X0. 5 + 1X0. 5), (2.4X (一 0. 5)+0. 5))=(1. 7,— 0. 7)にマッピングされる。
[0058] したがって、図 5からも判るように、位相の正方向に +1位相ずつ進むことにより、 + 264MHzが出力される。また、位相の正方向に— 1位相ずつ進むことにより、 -264 MHzが出力される。また、位相の正方向に + 3位相ずつ進むことにより、 +792MH zが出力される。また、位相の正方向に— 3位相ずつ進むことにより、—792MHzが出 力される。
[0059] 周波数変換部（Frequency convert)では、このような非線形 DAコンバータの出 力と、基準周波数である 4224MHzと周波数加算 (複素数乗算)を行なうことにより、 マルチバンド OFDM— UWBシステムのグループ Aを構成する 3バンドの各中心周 ¾¾4488MHz(=4224 + 264), 3960MHz(=4224-264), 3432MHz(=42 24-792)を、位相誤差や振幅誤差なく得ることができる。
[0060] また、図 6には、本発明の他の実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に 示している。図示の周波数合成装置は、例えばマルチバンド OFDM— UWB通信シ ステムに適用され、基準となる周波数の分周と周波数加算により、グループ A及びグ ループ Cを構成する合計 4バンドの各中心周波数を好適に得ることができる。
[0061] 図 6に示す周波数合成装置は、図 1に示したグループ Aの 3バンドの中心周波数を 生成する周波数合成装置に対し、さらにグループ C用の 4番どの中心周波数を生成 する回路モジュールが追加されて 、る。
[0062] 図示の例では、基準となる 4224MHzの周波数を発振する発振器にカ卩え、 7128 MHzの周波数を発振する発振器が装備されており、グループ A又はグループ Cの ヽ ずれのモードに設定するかに応じて、選択的に切り替えて周波数変換部 (Frequen cy convert)へ供給する。
[0063] デコーダ及び非線形 DAコンバータは、図 1に示したものと略同一の構成である。す なわち、非線形 DAコンバータは、複素平面上の 8位相に対応する複素振幅を出力 することにより、複素正弦波を生成する。
[0064] そして、周波数変換部（Frequency convert)では、このような DAコンバータの出 力と、基準周波数である 4224MHzあるいは 7128MHzとの周波数加算（複素数乗 算）を選択的に行なうことにより、マルチバンド OFDM— UWBシステムのグループ A を構成する3バンドの各中心周波数4488MHz (=4224 + 264)、 3960MHz (=4 224— 264)、 3432MHz (=4224— 792)、ある!/、 ίま同グノレープ Cを構成する 4ノ ン
Figure imgf000014_0001
( = 7128 + 792) , 7392ΜΗζ ( = 7128 + 264) , 68 64ΜΗζ ( = 7128— 264)、 6336ΜΗζ ( = 7128— 792)を、位相誤差や振幅誤差な く選択的に得ることができる。
[0065] 図 1並びに図 6に示したような周波数合成装置の構成によれば、マルチバンド OFD M— UWBシステムのグループ Αを構成する各中心周波数 4488MHz、 3960MHz 、 3432MHzのすベての周波数でまったく同じ回路を用いるので、互いに位相差や 振幅差などの誤差を生じない。また、回路的に大きな周波数加算の回路を 1つしか 用いないので、回路規模の削減や低消費電力化を失言することができる。
[0066] [追補]
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしなが ら、本発明の要旨を逸脱しな ヽ範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得 ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本 明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するた めには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
図面の簡単な説明
[図 1]図 1は、本発明の一実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に示した 図である。
[図 2]図 2は、デコーダの真理値表を示した図である。
[図 3]図 3は、分周出力のタイミング 'チャートを示した図である。
[図 4]図 4は、図 2に示した真理値表を基にデコーダを簡単ィ匕した回路図である。
[図 5]図 5は、 2組の非線形 DAコンバータの複素振幅を円周上にマッピングした様子 を示した図である。
[図 6]図 6は、本発明の他の実施形態に係る周波数合成装置の構成を模式的に示し た図である。
[図 7]図 7は、マルチバンド OFDM— UWB通信方式において規定されている周波数 割り当てを示した図である。
[図 8]図 8は、マルチバンド OFDMシステムで用いられるホッピングのための周波数 合成ブロック (従来例）を示した図である。
[図 9]図 9は、周波数加算部の構成を示した図である。
[図 10]図 10は、グループ Aとグループ Cで構成される 7バンド'モードに用いられる周 波数合成ブロック (従来例）を示した図である。

Claims

請求の範囲
[1] 基準周波数を基に複数の周波数を合成する周波数合成装置であって、
複素平面上の 8位相に対応する複素振幅を出力することにより、複素正弦波を生 成する複素正弦波生成手段と、
前記複素正弦波と基準周波数を複素数乗算することにより周波数切り替えを行なう 周波数切替手段と、
を具備することを特徴とする周波数合成装置。
[2] 前記複素正弦波生成手段は、 { 1. 7, 0. 7, 0. 7, 1. 7}の振幅を持つ 2個の非 線形 DAコンバータで構成される、
ことを特徴とする請求項 1に記載の周波数合成装置。
[3] 前記非線形 DAコンバータのサンプリング周波数を順次 1Z2分周する分周手段と 前記サンプリング周波数の 1Z2、 1/4, 1Z8分周で出力される 3ビットをデコード して前記非線形 DAコンバータに対する入力データを生成するデコーダと、 をさらに備えることを特徴とする請求項 2に記載の周波数合成装置。
[4] 前記デコーダは、 1/4, 1Z8分周を行なう際に、それぞれ 90degの位相差を持つ 分周出力を用いてデコードする、
ことを特徴とする請求項 3に記載の周波数合成装置。
[5] 基準周波数を 4224MHzとし、該基準周波数の 1/2分周して得られる 2112MHz を前記非線形 DAコンバータのサンプリング周波数とし、
前記複素正弦波生成手段は、前記複素平面上で位相の正方向に + 1位相ずつ進 むことにより + 264MHzを出力し、位相の正方向にー1位相ずつ進むことにより—264 MHzを出力し、位相の正方向に + 3位相ずつ進むことにより + 792MHzを出力し、 位相の正方向にー3位相ずつ進むことにより—792MHzを出力し、
前記周波数切替手段は、該基準周波数と前記複素正弦波生成手段の各出力周波 数を複素数乗算することにより、必要な周波数を得る、
ことを特徴とする請求項 3に記載の周波数合成装置。
[6] 前記周波数切替手段は、該基準周波数と前記複素正弦波生成手段の各出力周波 数を複素数乗算することにより、マルチバンド OFDM— UWBシステムのグループ A を構成する各中心周波数である 4488MHz、 3960MHz, 3432MHzを得る、 ことを特徴とする請求項 3に記載の周波数合成装置。
[7] 基準となる 4224MHz以外に 7128MHzの周波数をさらに得て、
前記周波数切替手段は、 4224MHz以外に 7128MHzいずれかの基準周波数と 前記複素正弦波生成手段の各出力周波数を選択的に複素数乗算することにより、 マルチバンド OFDM— UWBシステムのグループ Cを構成する各中心周波数である
7920MHz, 7392MHz, 6864MHz, 6336MHzをさらに得る、
ことを特徴とする請求項 6に記載の周波数合成装置。
[8] 基準周波数を基に複数の周波数を合成する周波数合成方法であって、
複素平面上の 8位相に対応する複素振幅を出力することにより、複素正弦波を生 成する複素正弦波生成ステップと、
前記複素正弦波と基準周波数を複素数乗算することにより周波数切り替えを行なう 周波数切替ステップと、
を具備することを特徴とする周波数合成方法。
[9] 前記複素正弦波生成ステップは、 { 1. 7, 0. 7, 0. 7, 1. 7}の振幅を持つ 2組 の非線形 D A変換ステップで構成される、
ことを特徴とする請求項 8に記載の周波数合成方法。
[10] 前記非線形 DA変換ステップにおけるサンプリング周波数を順次 1Z2分周する分 周ステップと、
前記サンプリング周波数の 1Z2、 1/4, 1Z8分周で出力される 3ビットをデコード して前記 DAコンバータに対する入力データを生成するデコーデイング ·ステップと、 をさらに備えることを特徴とする請求項 9に記載の周波数合成方法。
[11] 前記デコーディング 'ステップでは、 1Z4、 1Z8分周を行なう際に、それぞれ 90de gの位相差を持つ分周出力を用いてデコードする、
ことを特徴とする請求項 10に記載の周波数合成方法。
[12] 基準周波数を 4224MHzとし、該基準周波数の 1/2分周して得られる 2112MHz を前記非線形 DA変換ステップにおけるサンプリング周波数とし、 前記複素正弦波生成ステップでは、前記複素平面上で位相の正方向に + 1位相 ずつ進むことにより + 264MHzを出力し、位相の正方向に— 1位相ずつ進むことによ り— 264MHzを出力し、位相の正方向に + 3位相ずつ進むことにより + 792MHzを 出力し、位相の正方向に 3位相ずつ進むことにより— 792MHzを出力し、 前記周波数切替ステップでは、該基準周波数と前記複素正弦波生成ステップにお ける各出力周波数を複素数乗算することにより、必要な周波数を得る、
ことを特徴とする請求項 10に記載の周波数合成方法。
[13] 前記周波数切替ステップでは、該基準周波数と前記複素正弦波生成ステップにお ける各出力周波数を複素数乗算することにより、マルチバンド OFDM— UWBシステ ムのグループ Aを構成する各中心周波数である 4488MHz、 3960MHz, 3432M Hzを得る、
ことを特徴とする請求項 10に記載の周波数合成方法。
[14] 基準となる 4224MHz以外に 7128MHzの周波数をさらに得て、
前記周波数切替ステップでは、 4224MHz以外に 7128MHzいずれかの基準周 波数と前記複素正弦波生成ステップにおける各出力周波数を選択的に複素数乗算 することにより、マルチバンド OFDM— UWBシステムのグループ Cを構成する各中 心周波数である 7920MHz、 7392MHz, 6864MHz, 6336MHzをさらに得る、 ことを特徴とする請求項 13に記載の周波数合成方法。
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