JP2001077717A - 受信機 - Google Patents
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- H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
- H04B1/0007—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage
- H04B1/0014—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at radiofrequency or intermediate frequency stage using DSP [Digital Signal Processor] quadrature modulation and demodulation
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- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
Abstract
(57)【要約】
【課題】広帯域を一括して受信し、ディジタル処理によ
ってチャネル選択を行う場合でも、十分なイメージ抑圧
度を得る。 【解決手段】受信信号はＲＦフィルタ77によってイメー
ジ帯域が抑圧された後、直交復調部22によって一括して
低域に周波数変換される。イメージ抑圧部75は、直交変
換出力のイメージ帯域を抑圧する。これにより、十分な
イメージ抑圧度が得られる。Ａ／Ｄ変換部71は全体域を
ディジタル信号に変換し、直交復調部72はディジタル処
理によって所望チャネルを復調する。そして、チャネル
選択部74によって所望チャネルが選択出力される。これ
により、広帯域が一括受信され、ディジタル処理による
柔軟な処理が可能であると共に、十分なイメージ抑圧度
が得られる。
ってチャネル選択を行う場合でも、十分なイメージ抑圧
度を得る。 【解決手段】受信信号はＲＦフィルタ77によってイメー
ジ帯域が抑圧された後、直交復調部22によって一括して
低域に周波数変換される。イメージ抑圧部75は、直交変
換出力のイメージ帯域を抑圧する。これにより、十分な
イメージ抑圧度が得られる。Ａ／Ｄ変換部71は全体域を
ディジタル信号に変換し、直交復調部72はディジタル処
理によって所望チャネルを復調する。そして、チャネル
選択部74によって所望チャネルが選択出力される。これ
により、広帯域が一括受信され、ディジタル処理による
柔軟な処理が可能であると共に、十分なイメージ抑圧度
が得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、対象とするシステ
ム帯域を一括して受信し、ディジタル処理によってチャ
ネル選択を行なう広帯域の受信機に関する。
ム帯域を一括して受信し、ディジタル処理によってチャ
ネル選択を行なう広帯域の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、データ伝送等の分野においては、
伝送情報量の増大に対処するためや各無線通信システム
の特徴にあわせて、種々の無線通信システムが研究、開
発されている。これらの複数の無線通信システムによる
複数のチャネルは混在して伝送されている。
伝送情報量の増大に対処するためや各無線通信システム
の特徴にあわせて、種々の無線通信システムが研究、開
発されている。これらの複数の無線通信システムによる
複数のチャネルは混在して伝送されている。
【０００３】図３１（ａ）はこのような種々の無線通信
システムのうちの１つの通信システムのデータを受信し
て復調する従来の受信機を示す回路図である。この装置
は、文献１（P. R. Gray and R. G. Mayer, "Future di
rections of Silicon IC's for RF personal communica
tions," Proc. Custom Integrated Circuits Conferenc
e '95, pp.83--90, 1995）にて開示されたものである。
システムのうちの１つの通信システムのデータを受信し
て復調する従来の受信機を示す回路図である。この装置
は、文献１（P. R. Gray and R. G. Mayer, "Future di
rections of Silicon IC's for RF personal communica
tions," Proc. Custom Integrated Circuits Conferenc
e '95, pp.83--90, 1995）にて開示されたものである。
【０００４】図３１（ａ）の装置で受信する信号は、高
周波信号帯域に直交軸（Ｉ，Ｑ軸）で変調を行うことに
よって、データを多重伝送している。アンテナ１にはこ
のような高周波数ｆRFの高周波信号（ＲＦ信号）が誘起
する。このＲＦ信号はＲＦフィルタであるバンドパスフ
ィルタ２によって帯域制限された後、直交復調部を構成
するアナログミキサ３，４に供給される。
周波信号帯域に直交軸（Ｉ，Ｑ軸）で変調を行うことに
よって、データを多重伝送している。アンテナ１にはこ
のような高周波数ｆRFの高周波信号（ＲＦ信号）が誘起
する。このＲＦ信号はＲＦフィルタであるバンドパスフ
ィルタ２によって帯域制限された後、直交復調部を構成
するアナログミキサ３，４に供給される。
【０００５】ローカル発振器５はＲＦ信号をベースバン
ド信号に変換するために、発振周波数ｆC が固定の局部
発振出力を移相器６に出力する。移相器６は、局部発振
出力をπ／２だけ移相して、相互に直交した局部発振出
力をミキサ３，４に供給する。ミキサ３，４は、入力Ｒ
Ｆ信号と局部発振出力との乗算によってベースバンドへ
の周波数変換を行う。
ド信号に変換するために、発振周波数ｆC が固定の局部
発振出力を移相器６に出力する。移相器６は、局部発振
出力をπ／２だけ移相して、相互に直交した局部発振出
力をミキサ３，４に供給する。ミキサ３，４は、入力Ｒ
Ｆ信号と局部発振出力との乗算によってベースバンドへ
の周波数変換を行う。
【０００６】ミキサ３，４の出力は夫々アナログローパ
スフィルタ７，８によって帯域制限されて直交復調部を
構成するアナログ乗算器９乃至12に供給される。乗算器
９乃至12にはローカル発振器13からの局部発振出力が移
相器14によってπ／２だけ移相されて供給される。ロー
カル発振器13の局部発振周波数ｆCKは可変である。即
ち、ローカル発振器13からの局部発振出力は、選択する
通信システム（チャネル）を復調するための周波数に設
定される。
スフィルタ７，８によって帯域制限されて直交復調部を
構成するアナログ乗算器９乃至12に供給される。乗算器
９乃至12にはローカル発振器13からの局部発振出力が移
相器14によってπ／２だけ移相されて供給される。ロー
カル発振器13の局部発振周波数ｆCKは可変である。即
ち、ローカル発振器13からの局部発振出力は、選択する
通信システム（チャネル）を復調するための周波数に設
定される。
【０００７】乗算器９，11はローパスフィルタ７の出力
に相互に直交する局部発振出力を乗算し、乗算器10，12
はローパスフィルタ８の出力に相互に直交する局部発振
出力を乗算する。乗算器９，10の出力をアナログ加算器
15によって加算することによってＩ軸信号が得られる。
乗算器11，12の出力をアナログ加算器16によって加算す
ることによってＱ軸信号が得られる。加算器15，16の加
算処理によってイメージ成分の抑圧が行われる。
に相互に直交する局部発振出力を乗算し、乗算器10，12
はローパスフィルタ８の出力に相互に直交する局部発振
出力を乗算する。乗算器９，10の出力をアナログ加算器
15によって加算することによってＩ軸信号が得られる。
乗算器11，12の出力をアナログ加算器16によって加算す
ることによってＱ軸信号が得られる。加算器15，16の加
算処理によってイメージ成分の抑圧が行われる。
【０００８】加算器15，16の出力はアナログローパスフ
ィルタ17，18によって帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器19，
20に供給される。Ａ／Ｄ変換器19，20は入力されたＩ，
Ｑ軸のアナログ信号をディジタルＩ，Ｑ信号に変換して
出力する。
ィルタ17，18によって帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器19，
20に供給される。Ａ／Ｄ変換器19，20は入力されたＩ，
Ｑ軸のアナログ信号をディジタルＩ，Ｑ信号に変換して
出力する。
【０００９】図３１（ｂ）は、図３１（ａ）の回路図を
ブロック図によって表現したものである。
ブロック図によって表現したものである。
【００１０】即ち、図３１（ａ），（ｂ）の比較から明
らかなように、ＲＦフィルタ21はバンドパスフィルタ２
に相当し、直交復調部22はミキサ３，４及びフィルタ
７，８に相当し、固定ローカル発振部23はローカル発振
器５及び移相器６に相当し、直交復調部24は乗算器９乃
至12に相当し、可変ローカル発振部25はローカル発振器
13及び移相器14に相当し、イメージ抑圧部26は加算器1
5，16に相当し、チャネル選択部27はフィルタ17，18に
相当し、Ａ／Ｄ変換部28はＡ／Ｄ変換器19，20に相当す
る。
らかなように、ＲＦフィルタ21はバンドパスフィルタ２
に相当し、直交復調部22はミキサ３，４及びフィルタ
７，８に相当し、固定ローカル発振部23はローカル発振
器５及び移相器６に相当し、直交復調部24は乗算器９乃
至12に相当し、可変ローカル発振部25はローカル発振器
13及び移相器14に相当し、イメージ抑圧部26は加算器1
5，16に相当し、チャネル選択部27はフィルタ17，18に
相当し、Ａ／Ｄ変換部28はＡ／Ｄ変換器19，20に相当す
る。
【００１１】即ち、図３１（ｂ）の装置は、直交復調部
24の出力に対してイメージ抑圧部26でイメージ成分の抑
圧を行なった後、アナログのチャネル選択部27で所望波
を選択し、Ａ／Ｄ変換部28にてディジタル信号に変換し
て出力するようになっている。
24の出力に対してイメージ抑圧部26でイメージ成分の抑
圧を行なった後、アナログのチャネル選択部27で所望波
を選択し、Ａ／Ｄ変換部28にてディジタル信号に変換し
て出力するようになっている。
【００１２】しかし、ミキサ３，４、フィルタ７，８、
移相器６及びアナログ乗算器９，10，11，12のアナログ
回路の不完全性により、イメージ抑圧精度は低い。ま
た、このような構成では、チャネル選択部27を構成する
フィルタがアナログフィルタ17，18であるので、複数の
システムに対応して帯域、カットオフを変更する際の柔
軟性に欠ける。
移相器６及びアナログ乗算器９，10，11，12のアナログ
回路の不完全性により、イメージ抑圧精度は低い。ま
た、このような構成では、チャネル選択部27を構成する
フィルタがアナログフィルタ17，18であるので、複数の
システムに対応して帯域、カットオフを変更する際の柔
軟性に欠ける。
【００１３】図３２（ａ）は従来の受信機の他の例を示
す回路図である。この装置は、文献２（J. Crols and
M. Steyaert, "A single-chip 900 MHz CMOS receiver
front-end with a high performance low-IF topolog
y," IEEE J. Solid-State Circuits, vol.30, no.12, p
p.1483--1492, 1995 ）にて開示されたものである。
す回路図である。この装置は、文献２（J. Crols and
M. Steyaert, "A single-chip 900 MHz CMOS receiver
front-end with a high performance low-IF topolog
y," IEEE J. Solid-State Circuits, vol.30, no.12, p
p.1483--1492, 1995 ）にて開示されたものである。
【００１４】図３２（ｂ）は図３２（ａ）の回路図をブ
ロック図で表現したものである。図３２（ａ），（ｂ）
の装置は、Ａ／Ｄ変換部46に相当するＡ／Ｄ変換器31，
32を直交復調部47に相当する乗算器33乃至36の前段に設
けたものである。また、ローカル発振器30の発振周波数
ｆC は可変である。可変ローカル発振部45を構成するロ
ーカル発振器30は、選択するチャネルに対応した発振周
波数の発振出力を出力する。この発振周波数は、ミキサ
３，４の出力を固定ローカル発振部48を構成するローカ
ル発振器37の固定発振周波数ｆCKに対応した周波数にす
るものである。
ロック図で表現したものである。図３２（ａ），（ｂ）
の装置は、Ａ／Ｄ変換部46に相当するＡ／Ｄ変換器31，
32を直交復調部47に相当する乗算器33乃至36の前段に設
けたものである。また、ローカル発振器30の発振周波数
ｆC は可変である。可変ローカル発振部45を構成するロ
ーカル発振器30は、選択するチャネルに対応した発振周
波数の発振出力を出力する。この発振周波数は、ミキサ
３，４の出力を固定ローカル発振部48を構成するローカ
ル発振器37の固定発振周波数ｆCKに対応した周波数にす
るものである。
【００１５】ローパスフィルタ７，８の出力はＡ／Ｄ変
換器31，32によってディジタル信号に変換された後、直
交復調部47を構成するディジタル乗算器33乃至36に供給
される。ディジタル乗算器33乃至36は、ローカル発振器
37の発振出力が移相器38によってπ／２だけ移相されて
与えられる。乗算器33乃至36によってＩ，Ｑ軸の信号が
得られる。乗算器33，34の出力及び乗算器35，36の出力
は、夫々イメージ抑圧部49を構成する加算器39，40によ
って減算され、イメージ成分が抑圧されてローパスフィ
ルタ41，42に供給される。チャネル選択部50を構成する
ディジタルローパスフィルタ41，42は、夫々Ｉ，Ｑ軸の
信号を帯域制限して出力する。
換器31，32によってディジタル信号に変換された後、直
交復調部47を構成するディジタル乗算器33乃至36に供給
される。ディジタル乗算器33乃至36は、ローカル発振器
37の発振出力が移相器38によってπ／２だけ移相されて
与えられる。乗算器33乃至36によってＩ，Ｑ軸の信号が
得られる。乗算器33，34の出力及び乗算器35，36の出力
は、夫々イメージ抑圧部49を構成する加算器39，40によ
って減算され、イメージ成分が抑圧されてローパスフィ
ルタ41，42に供給される。チャネル選択部50を構成する
ディジタルローパスフィルタ41，42は、夫々Ｉ，Ｑ軸の
信号を帯域制限して出力する。
【００１６】この構成では、所望チャネルを選択する時
に、可変ローカル発振部45（ローカル発振器30）の周波
数を変化させている。即ち、直交復調部22及び可変ロー
カル発振部45によってチャネル選択の機能も備えてい
る。しかしながら、可変ローカル発振部45は、アナログ
高周波発振器であるので、プログラマブルな周波数変更
は容易でなく、広帯域に渡ってチャネル間隔毎に周波数
を可変にすることは困難である。また、この構成では、
ローカル発振器30の発振周波数が所望チャネルの帯域内
に存在するので、図３１の例と異なり、ＲＦフィルタ21
を設けることができない。従って、ＲＦフィルタ21によ
って実現していたイメージ抑圧度が得られず、受信系全
体のイメージ抑圧度が低くなってしまう。
に、可変ローカル発振部45（ローカル発振器30）の周波
数を変化させている。即ち、直交復調部22及び可変ロー
カル発振部45によってチャネル選択の機能も備えてい
る。しかしながら、可変ローカル発振部45は、アナログ
高周波発振器であるので、プログラマブルな周波数変更
は容易でなく、広帯域に渡ってチャネル間隔毎に周波数
を可変にすることは困難である。また、この構成では、
ローカル発振器30の発振周波数が所望チャネルの帯域内
に存在するので、図３１の例と異なり、ＲＦフィルタ21
を設けることができない。従って、ＲＦフィルタ21によ
って実現していたイメージ抑圧度が得られず、受信系全
体のイメージ抑圧度が低くなってしまう。
【００１７】また、図３３は従来の受信機の他の例を示
す回路図である。この装置は、文献３（J. Crols and
M. Steyaert, "Low-IF topologies for high-performan
ce analog front ends of fully integrated receiver
s," IEEE Trans. Circuits & Syst., vol.45, no.3, p
p.2630--282, 130308）で開示されたものである。
す回路図である。この装置は、文献３（J. Crols and
M. Steyaert, "Low-IF topologies for high-performan
ce analog front ends of fully integrated receiver
s," IEEE Trans. Circuits & Syst., vol.45, no.3, p
p.2630--282, 130308）で開示されたものである。
【００１８】図３３（ｂ）は図３３（ａ）の回路図をブ
ロック図で表現したものである。図３３の装置は、図３
２の装置のローパスフィルタ41，42を省略し、ローパス
フィルタ７，８に夫々代えて、バンドパスフィルタ51，
52を採用したものである。バンドパスフィルタ51，52
は、ミキサ３，４及びローカル発振器30と共にチャネル
選択を行う。即ち、図３３の装置は、図３２の装置と同
様に、所望チャネルにローカル発振器30の周波数を振り
直交復調した後、所望チャネルをアナログのバンドパス
フィルタ51、52によって選択している。
ロック図で表現したものである。図３３の装置は、図３
２の装置のローパスフィルタ41，42を省略し、ローパス
フィルタ７，８に夫々代えて、バンドパスフィルタ51，
52を採用したものである。バンドパスフィルタ51，52
は、ミキサ３，４及びローカル発振器30と共にチャネル
選択を行う。即ち、図３３の装置は、図３２の装置と同
様に、所望チャネルにローカル発振器30の周波数を振り
直交復調した後、所望チャネルをアナログのバンドパス
フィルタ51、52によって選択している。
【００１９】この構成では、図３２の装置と同様に、Ｒ
Ｆフィルタによるイメージ抑圧度を得ることができず、
また、チャネル帯域が異なる場合には、バンドパスフィ
ルタ51、52の帯域幅をアナログ的に可変にする必要があ
る。
Ｆフィルタによるイメージ抑圧度を得ることができず、
また、チャネル帯域が異なる場合には、バンドパスフィ
ルタ51、52の帯域幅をアナログ的に可変にする必要があ
る。
【００２０】このように、図３１乃至図３３に示すこれ
らの従来の受信機では、チャネル選択をアナログ回路に
よって実現している。近年、１つの端末で複数システム
の信号を受信可能とすることが要求されている。異なる
システムでは、チャネル当たりの帯域幅や波形整形フィ
ルタの特性等が異なることから、各システムに柔軟に対
応するためには、ディジタル処理によってチャネル選択
を行なうことが望ましい。
らの従来の受信機では、チャネル選択をアナログ回路に
よって実現している。近年、１つの端末で複数システム
の信号を受信可能とすることが要求されている。異なる
システムでは、チャネル当たりの帯域幅や波形整形フィ
ルタの特性等が異なることから、各システムに柔軟に対
応するためには、ディジタル処理によってチャネル選択
を行なうことが望ましい。
【００２１】この理由から、ディジタルフィルタ前段ま
では、受信対象とする無線通信システムの全帯域を一括
して受信する広帯域の受信機が必要となる。広帯域受信
機を実現する為の無線方式として、近年ダイレクトコン
バージ受信機が注目を集めている。
では、受信対象とする無線通信システムの全帯域を一括
して受信する広帯域の受信機が必要となる。広帯域受信
機を実現する為の無線方式として、近年ダイレクトコン
バージ受信機が注目を集めている。
【００２２】図３４はこのようなダイレクトコンバージ
ョン方式として考えられる従来の受信機の構成を示す回
路図である。
ョン方式として考えられる従来の受信機の構成を示す回
路図である。
【００２３】アンテナ１で受信された高周波信号は、２
系統に分配されたミキサ３、４で、夫々固定発振出力の
ローカル発振器５から移相器６を介して供給される搬送
波と乗算され、ベースバンド周波数帯に、受信対象とす
る所望波を含むシステム帯域毎一括して周波数変換され
る。固定発振出力のローカル発振器５の発振周波数は、
受信対象とするシステムの周波数帯域内に設定される。
系統に分配されたミキサ３、４で、夫々固定発振出力の
ローカル発振器５から移相器６を介して供給される搬送
波と乗算され、ベースバンド周波数帯に、受信対象とす
る所望波を含むシステム帯域毎一括して周波数変換され
る。固定発振出力のローカル発振器５の発振周波数は、
受信対象とするシステムの周波数帯域内に設定される。
【００２４】ローカル発振器５の出力は、移相器６を介
してミキサ３、４に夫々供給されている。従って、べ−
スバンドに周波数変換されたＩ，Ｑ２系統の信号は、互
いに相互にπ／２の位相差を有する。この２系統のベー
スバンド信号は、夫々、アンチエリアジング用ローパス
フィルタ７、８によって帯域制限され、π／２移相器61
によって、一方チャネルのみπ／２だけ移相された後、
加算器62によって減算され、イメージ成分が抑圧され
る。
してミキサ３、４に夫々供給されている。従って、べ−
スバンドに周波数変換されたＩ，Ｑ２系統の信号は、互
いに相互にπ／２の位相差を有する。この２系統のベー
スバンド信号は、夫々、アンチエリアジング用ローパス
フィルタ７、８によって帯域制限され、π／２移相器61
によって、一方チャネルのみπ／２だけ移相された後、
加算器62によって減算され、イメージ成分が抑圧され
る。
【００２５】加算器62の出力は、Ａ／Ｄ変換器63によっ
てシステム帯域毎一括してＡ／Ｄ変換される。この後、
ディジタル乗算器65、66、ディジタルπ／２移相器68、
可変発振出力のローカル発振器67、ディジタルフィルタ
69、70によって構成されるディジタル処理部64で、ディ
ジタル的な直交復調動作が行われる。乗算器65，66から
の直交復調出力は、ディジタルフィルタ69、70によっ
て、所望信号がディジタル的に選択されて、Ｉ，Ｑ信号
が得られる。
てシステム帯域毎一括してＡ／Ｄ変換される。この後、
ディジタル乗算器65、66、ディジタルπ／２移相器68、
可変発振出力のローカル発振器67、ディジタルフィルタ
69、70によって構成されるディジタル処理部64で、ディ
ジタル的な直交復調動作が行われる。乗算器65，66から
の直交復調出力は、ディジタルフィルタ69、70によっ
て、所望信号がディジタル的に選択されて、Ｉ，Ｑ信号
が得られる。
【００２６】次に、以上の動作を図３５を用いて周波数
軸上で説明する。
軸上で説明する。
【００２７】いま、図３５（ａ）に示す、チャネル１
（ｃｈ１）乃至チャネル８（ｃｈ８）の８チャネルの信
号を含む無線通信システムにおいて、８チャネルを一括
して受信し、ｃｈ６のみを斜線にて示す所望波として選
択するものとする。固定ローカル発振器５の発振周波数
を図３５（ａ）に示すように、ｃｈ４とｃｈ５との間の
周波数に設定すると、ｃｈ３はｃｈ６に対するイメージ
信号（格子模様）になる。
（ｃｈ１）乃至チャネル８（ｃｈ８）の８チャネルの信
号を含む無線通信システムにおいて、８チャネルを一括
して受信し、ｃｈ６のみを斜線にて示す所望波として選
択するものとする。固定ローカル発振器５の発振周波数
を図３５（ａ）に示すように、ｃｈ４とｃｈ５との間の
周波数に設定すると、ｃｈ３はｃｈ６に対するイメージ
信号（格子模様）になる。
【００２８】乗算器３，４による直交復調によって、加
算器62出力は図３５（ｂ）に示すものとなる。即ち、シ
ステム帯域が一括受信される。この場合には、イメージ
信号ｃｈ３は抑圧される。次に、図３５（ｂ）に示す信
号を、Ａ／Ｄ変換した後、ディジタル処理部64によって
直交復調する。この場合には、可変ローカル発振器67の
発振周波数は所望チャネルに一致させる。つまり、この
場合には、ｃｈ６の周波数に合わせる。こうして、ディ
ジタル処理部64からは、図３５（ｃ）に示す直交復調出
力が得られる。所望チャネルｃｈ６はＤＣ（直流）成分
となり、ディジタルフィルタ69、70によって所望チャネ
ルｃｈ６を選択する。このように、図３４の装置では、
システム帯域を一括して受信し、所望チャネルをディジ
タル的に選択することができる。
算器62出力は図３５（ｂ）に示すものとなる。即ち、シ
ステム帯域が一括受信される。この場合には、イメージ
信号ｃｈ３は抑圧される。次に、図３５（ｂ）に示す信
号を、Ａ／Ｄ変換した後、ディジタル処理部64によって
直交復調する。この場合には、可変ローカル発振器67の
発振周波数は所望チャネルに一致させる。つまり、この
場合には、ｃｈ６の周波数に合わせる。こうして、ディ
ジタル処理部64からは、図３５（ｃ）に示す直交復調出
力が得られる。所望チャネルｃｈ６はＤＣ（直流）成分
となり、ディジタルフィルタ69、70によって所望チャネ
ルｃｈ６を選択する。このように、図３４の装置では、
システム帯域を一括して受信し、所望チャネルをディジ
タル的に選択することができる。
【００２９】しかしながら、実際には、アナログ直交復
調部を構成するミキサ３，４、ローパスフィルタ７，８
のＩ，Ｑチャネル間の振幅位相のアンバランスによっ
て、アナログ直交復調部は理想的な動作を行わない。こ
のため、イメージ成分抑圧が十分に行われないという問
題があった。
調部を構成するミキサ３，４、ローパスフィルタ７，８
のＩ，Ｑチャネル間の振幅位相のアンバランスによっ
て、アナログ直交復調部は理想的な動作を行わない。こ
のため、イメージ成分抑圧が十分に行われないという問
題があった。
【００３０】図３６はこの問題を説明するための周波数
スペクトル図である。アナログ直交復調部が理想的に動
作しないことから、図３６（ｂ）に示すように、加算器
62の出力には所望チャネルｃｈ６（斜線）に重畳してｃ
ｈ３のイメージ信号（格子模様）が残っている。図３６
（ｂ）に示すように、ｃｈ６成分とｃｈ３のイメージ信
号成分との比がイメージ抑圧度である。
スペクトル図である。アナログ直交復調部が理想的に動
作しないことから、図３６（ｂ）に示すように、加算器
62の出力には所望チャネルｃｈ６（斜線）に重畳してｃ
ｈ３のイメージ信号（格子模様）が残っている。図３６
（ｂ）に示すように、ｃｈ６成分とｃｈ３のイメージ信
号成分との比がイメージ抑圧度である。
【００３１】例えば、２ＧＨｚ帯の回路の場合には、イ
メージ抑圧部に相当する加算器62においては、３０ｄＢ
程度のイメージ抑圧度しか実現することができない。通
常の無線通信システムでは、イメージ抑圧度として６０
〜７０ｄＢ程度の値が要求される。このため、図３４の
構成のままでは、対象とするシステムによっては、充分
なイメージ抑圧特性が得られないことになる。
メージ抑圧部に相当する加算器62においては、３０ｄＢ
程度のイメージ抑圧度しか実現することができない。通
常の無線通信システムでは、イメージ抑圧度として６０
〜７０ｄＢ程度の値が要求される。このため、図３４の
構成のままでは、対象とするシステムによっては、充分
なイメージ抑圧特性が得られないことになる。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】このように、上述した
従来の受信機においては、対象とするシステムの帯域を
一括して受信し、ディジタル処理にてチャネル選択を行
なう広帯域受信機を実現しようとした場合には、アナロ
グ部の不完全性によって直交復調器における精度が比較
的低く、十分なイメージ抑圧特性が得られないという問
題点があった。
従来の受信機においては、対象とするシステムの帯域を
一括して受信し、ディジタル処理にてチャネル選択を行
なう広帯域受信機を実現しようとした場合には、アナロ
グ部の不完全性によって直交復調器における精度が比較
的低く、十分なイメージ抑圧特性が得られないという問
題点があった。
【００３３】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、システム帯域を一括して受信し、ディジタ
ル処理によってチャネル選択を行う場合でも、十分なイ
メージ抑圧度を得ることができる受信機を提供すること
を目的とする。
のであって、システム帯域を一括して受信し、ディジタ
ル処理によってチャネル選択を行う場合でも、十分なイ
メージ抑圧度を得ることができる受信機を提供すること
を目的とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
受信機は、複数チャネルを含む入力信号が入力されて、
周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧して出力す
るフィルタ手段と、アナログ直交復調手段を有し、前記
フィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧された入力信
号が入力され前記複数チャネルを一括して低域に周波数
変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段によっ
て周波数変換された前記複数チャネルの信号の前記イメ
ージ帯域を抑圧して出力するイメージ抑圧手段と、前記
イメージ抑圧手段の出力の前記複数チャネルの信号をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ
変換手段の出力に含まれる前記複数チャネルの信号のう
ち所望チャネルをディジタル処理によって選択するチャ
ネル選択手段とを具備したものであり、本発明の請求項
２に係る受信機は、複数チャネルを含む入力信号が入力
されて、周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧し
て出力するフィルタ手段と、アナログ直交復調手段を有
し、前記フィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧され
た入力信号が入力され前記複数チャネルを一括して低域
に周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手
段によって周波数変換された前記複数チャネルの信号を
ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／
Ｄ変換手段の出力に含まれる前記複数チャネルの信号の
うち所望チャネルをディジタル処理によって選択するチ
ャネル選択手段と、前記チャネル選択手段の前記ディジ
タル処理の処理前、処理中又は処理後において前記イメ
ージ帯域を抑圧するイメージ抑圧手段とを具備したもの
である。
受信機は、複数チャネルを含む入力信号が入力されて、
周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧して出力す
るフィルタ手段と、アナログ直交復調手段を有し、前記
フィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧された入力信
号が入力され前記複数チャネルを一括して低域に周波数
変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段によっ
て周波数変換された前記複数チャネルの信号の前記イメ
ージ帯域を抑圧して出力するイメージ抑圧手段と、前記
イメージ抑圧手段の出力の前記複数チャネルの信号をデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ
変換手段の出力に含まれる前記複数チャネルの信号のう
ち所望チャネルをディジタル処理によって選択するチャ
ネル選択手段とを具備したものであり、本発明の請求項
２に係る受信機は、複数チャネルを含む入力信号が入力
されて、周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧し
て出力するフィルタ手段と、アナログ直交復調手段を有
し、前記フィルタ手段によってイメージ帯域が抑圧され
た入力信号が入力され前記複数チャネルを一括して低域
に周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手
段によって周波数変換された前記複数チャネルの信号を
ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／
Ｄ変換手段の出力に含まれる前記複数チャネルの信号の
うち所望チャネルをディジタル処理によって選択するチ
ャネル選択手段と、前記チャネル選択手段の前記ディジ
タル処理の処理前、処理中又は処理後において前記イメ
ージ帯域を抑圧するイメージ抑圧手段とを具備したもの
である。
【００３５】本発明の請求項１において、複数チャネル
を含む入力信号はフィルタ手段によってイメージ帯域が
抑圧された後、周波数変換手段によって、複数チャネル
が一括して低域に周波数変換される。イメージ抑圧手段
は、低域に周波数変換された複数チャネルの信号のイメ
ージ帯域を抑圧する。Ａ／Ｄ変換手段は、イメージ抑圧
手段の出力をディジタル信号に変換し、チャネル選択手
段は、ディジタル処理によって複数チャネルの信号のう
ち所望チャネルを選択する。
を含む入力信号はフィルタ手段によってイメージ帯域が
抑圧された後、周波数変換手段によって、複数チャネル
が一括して低域に周波数変換される。イメージ抑圧手段
は、低域に周波数変換された複数チャネルの信号のイメ
ージ帯域を抑圧する。Ａ／Ｄ変換手段は、イメージ抑圧
手段の出力をディジタル信号に変換し、チャネル選択手
段は、ディジタル処理によって複数チャネルの信号のう
ち所望チャネルを選択する。
【００３６】本発明の請求項２において、複数チャネル
を含む入力信号はフィルタ手段によってイメージ帯域が
抑圧された後、周波数変換手段によって、複数チャネル
が一括して低域に周波数変換される。Ａ／Ｄ変換手段
は、周波数変換手段の出力をディジタル信号に変換す
る。チャネル選択手段は、ディジタル処理によって複数
チャネルの信号のうち所望チャネルを選択する。このチ
ャネル選択手段のディジタル処理の処理前、処理中又は
処理後において、イメージ抑圧手段はイメージ帯域を抑
圧する。
を含む入力信号はフィルタ手段によってイメージ帯域が
抑圧された後、周波数変換手段によって、複数チャネル
が一括して低域に周波数変換される。Ａ／Ｄ変換手段
は、周波数変換手段の出力をディジタル信号に変換す
る。チャネル選択手段は、ディジタル処理によって複数
チャネルの信号のうち所望チャネルを選択する。このチ
ャネル選択手段のディジタル処理の処理前、処理中又は
処理後において、イメージ抑圧手段はイメージ帯域を抑
圧する。
【００３７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について詳細に説明する。図１乃至図４は本発
明に係る受信機の一実施の形態を示すブロック図であ
る。
施の形態について詳細に説明する。図１乃至図４は本発
明に係る受信機の一実施の形態を示すブロック図であ
る。
【００３８】図１において、アンテナ１には高周波信号
が誘起する。アンテナ１が受信する信号には複数システ
ムの複数チャネルが含まれる。アンテナ１に誘起した高
周波信号は、ＲＦフィルタ77に供給される。ＲＦフィル
タ77は、所望波に対するイメージ成分を抑圧するように
なっている。ＲＦフィルタ77の出力は直交復調部22に供
給される。
が誘起する。アンテナ１が受信する信号には複数システ
ムの複数チャネルが含まれる。アンテナ１に誘起した高
周波信号は、ＲＦフィルタ77に供給される。ＲＦフィル
タ77は、所望波に対するイメージ成分を抑圧するように
なっている。ＲＦフィルタ77の出力は直交復調部22に供
給される。
【００３９】直交復調部22はアナログ構成であり、固定
ローカル発振部23から直交復調のための基準信号（ロー
カル発振出力）が与えられる。固定ローカル発振部23
は、発振周波数が受信を所望する対象システムの信号帯
域の範囲外の周波数に設定される。直交復調部22は、ロ
ーカル発振出力を用いて、入力されたＲＦ信号の全チャ
ネルを低い周波数帯域、例えばＤＣ近傍の周波数に変換
する。
ローカル発振部23から直交復調のための基準信号（ロー
カル発振出力）が与えられる。固定ローカル発振部23
は、発振周波数が受信を所望する対象システムの信号帯
域の範囲外の周波数に設定される。直交復調部22は、ロ
ーカル発振出力を用いて、入力されたＲＦ信号の全チャ
ネルを低い周波数帯域、例えばＤＣ近傍の周波数に変換
する。
【００４０】直交復調部22の出力はイメージ抑圧部75に
供給される。イメージ抑圧部75は、直交復調部22の直交
復調処理に付随する処理であり、直交復調部22の出力の
イメージ成分を抑圧してＡ／Ｄ変換部71に出力する。
供給される。イメージ抑圧部75は、直交復調部22の直交
復調処理に付随する処理であり、直交復調部22の出力の
イメージ成分を抑圧してＡ／Ｄ変換部71に出力する。
【００４１】Ａ／Ｄ変換部71は、入力された信号をディ
ジタル信号に変換して直交復調部72に供給する。直交復
調部72はディジタル構成であり、可変ローカル発振部73
から直交復調のための基準信号であるローカル発振出力
が与えられる。可変ローカル発振部73は、所望のチャネ
ルに対応した発振周波数の発振出力を出力する。直交復
調部72は、ローカル発振出力を用いて、入力された信号
から所望のチャネルを直交復調して、チャネル選択部74
に出力する。チャネル選択部74はディジタル構成であ
り、直交復調部72の出力から所望のチャネルの信号を選
択して出力するようになっている。チャネル選択部74は
例えばディジタルフィルタで構成される。
ジタル信号に変換して直交復調部72に供給する。直交復
調部72はディジタル構成であり、可変ローカル発振部73
から直交復調のための基準信号であるローカル発振出力
が与えられる。可変ローカル発振部73は、所望のチャネ
ルに対応した発振周波数の発振出力を出力する。直交復
調部72は、ローカル発振出力を用いて、入力された信号
から所望のチャネルを直交復調して、チャネル選択部74
に出力する。チャネル選択部74はディジタル構成であ
り、直交復調部72の出力から所望のチャネルの信号を選
択して出力するようになっている。チャネル選択部74は
例えばディジタルフィルタで構成される。
【００４２】図１乃至図４は、イメージ抑圧部75を設け
る位置が相互に異なるのみである。イメージ抑圧部76は
イメージ抑圧部75と同様の動作をディジタル処理によっ
て行うものである。即ち、図２の受信機はイメージ抑圧
部76をＡ／Ｄ変換部71と直交復調部72との間に設けたも
のであり、図３の受信機はイメージ抑圧部76を直交復調
部72とチャネル選択部74との間に設けたものであり、図
４の受信機はイメージ抑圧部76をチャネル選択部74の後
段に設けたものである。イメージ抑圧部75，76は、直交
復調処理に付随するものであるが、回路の構成の仕方に
よっては、直交復調部22以降のいずれの位置に設けても
よい。
る位置が相互に異なるのみである。イメージ抑圧部76は
イメージ抑圧部75と同様の動作をディジタル処理によっ
て行うものである。即ち、図２の受信機はイメージ抑圧
部76をＡ／Ｄ変換部71と直交復調部72との間に設けたも
のであり、図３の受信機はイメージ抑圧部76を直交復調
部72とチャネル選択部74との間に設けたものであり、図
４の受信機はイメージ抑圧部76をチャネル選択部74の後
段に設けたものである。イメージ抑圧部75，76は、直交
復調処理に付随するものであるが、回路の構成の仕方に
よっては、直交復調部22以降のいずれの位置に設けても
よい。
【００４３】次に、このように構成された実施の形態の
動作について図５のスペクトル図を参照して説明する。
図５（ａ）は受信信号を示し、図５（ｂ）はＲＦフィル
タ77の出力を示し、図５（ｃ）はイメージ抑圧部75の出
力を示し、図５（ｄ）はチャネル選択部74の出力を示し
ている。図５においては、希望波を斜線で表し、イメー
ジ成分を格子で表している。
動作について図５のスペクトル図を参照して説明する。
図５（ａ）は受信信号を示し、図５（ｂ）はＲＦフィル
タ77の出力を示し、図５（ｃ）はイメージ抑圧部75の出
力を示し、図５（ｄ）はチャネル選択部74の出力を示し
ている。図５においては、希望波を斜線で表し、イメー
ジ成分を格子で表している。
【００４４】いま、受信対象とする無線通信システムチ
ャネルが図５（ａ）に示すチャネル１（ｃｈ１）〜チャ
ネル８（ｃｈ８）であるものとする。ここで、ｃｈ１を
所望信号とし、ｃｈ１〜ｃｈ８の中から選択受信するも
のとする。
ャネルが図５（ａ）に示すチャネル１（ｃｈ１）〜チャ
ネル８（ｃｈ８）であるものとする。ここで、ｃｈ１を
所望信号とし、ｃｈ１〜ｃｈ８の中から選択受信するも
のとする。
【００４５】本実施の形態においては、固定ローカル発
振部23の周波数を、図５（ａ）に示すように、少なくと
も対象とするシステムの全てのチャネルの帯域の範囲外
に設定する。そして、受信不要なその他のシステムのチ
ャネルのうち、少なくとも所望信号のイメージ成分を含
む帯域をイメージ抑圧フィルタであるＲＦフィルタ77に
よって抑圧する。
振部23の周波数を、図５（ａ）に示すように、少なくと
も対象とするシステムの全てのチャネルの帯域の範囲外
に設定する。そして、受信不要なその他のシステムのチ
ャネルのうち、少なくとも所望信号のイメージ成分を含
む帯域をイメージ抑圧フィルタであるＲＦフィルタ77に
よって抑圧する。
【００４６】図５（ａ）の例では、所望波はｃｈ１であ
り、このｃｈ１に対応するイメージ信号（格子模様）を
抑圧することができるように、ＲＦフィルタ77の帯域特
性が設定されている。アンテナ１によって受信したＲＦ
信号はＲＦフィルタ77によってイメージ信号が抑圧され
て直交復調部22に供給される。
り、このｃｈ１に対応するイメージ信号（格子模様）を
抑圧することができるように、ＲＦフィルタ77の帯域特
性が設定されている。アンテナ１によって受信したＲＦ
信号はＲＦフィルタ77によってイメージ信号が抑圧され
て直交復調部22に供給される。
【００４７】原理的には、ＲＦフィルタ77は、バンドパ
スフィルタによって構成してもよく、また、図５（ａ）
のようにローワーローカルの場合にはハイパスフィルタ
によって構成してもよく、逆に、アッパーローカルの場
合はローパスフィルタで構成してもよい。図５（ａ）の
ようにローワーローカルの場合には、ｃｈ１に対応する
イメージ信号が対象とするシステムのチャネル１に周波
数的に最も隣接するので、このイメージ信号を抑圧する
ことができるように、ＲＦフィルタ77の帯域を設定して
おけばよい。図５（ｂ）はイメージ抑圧を行なった後の
ＲＦフィルタ77の出力を示している。図５（ｂ）の格子
模様に示すように、イメージ信号成分は、抑圧されてい
る。通常ＲＦフィルタ77では、３０〜４０ｄＢ程度のイ
メージ抑圧が得られる。
スフィルタによって構成してもよく、また、図５（ａ）
のようにローワーローカルの場合にはハイパスフィルタ
によって構成してもよく、逆に、アッパーローカルの場
合はローパスフィルタで構成してもよい。図５（ａ）の
ようにローワーローカルの場合には、ｃｈ１に対応する
イメージ信号が対象とするシステムのチャネル１に周波
数的に最も隣接するので、このイメージ信号を抑圧する
ことができるように、ＲＦフィルタ77の帯域を設定して
おけばよい。図５（ｂ）はイメージ抑圧を行なった後の
ＲＦフィルタ77の出力を示している。図５（ｂ）の格子
模様に示すように、イメージ信号成分は、抑圧されてい
る。通常ＲＦフィルタ77では、３０〜４０ｄＢ程度のイ
メージ抑圧が得られる。
【００４８】直交復調部22は、固定ローカル発振部23か
らのローカル発振出力を用いて、ＲＦフィルタ77の出力
を直交復調する。直交復調された信号はイメージ抑圧部
75に供給されてイメージ抑圧される。図５（ｃ）はイメ
ージ抑圧部75の出力を示している。ローカル発振周波数
ｆC を用いた直交復調によって、全てのチャネルｃｈ１
〜ｃｈ８を含むシステム全体が、低域に周波数変換され
ている。そして、イメージ抑圧部75によって、イメージ
成分（格子模様）は十分に抑圧されている。直交復調に
付随したイメージ抑圧部75のイメージ抑圧度は３０〜４
０ｄＢ程度である。従って、ＲＦフィルタ77とイメージ
抑圧部75とによるイメージ抑圧度は、７０ｄＢ程度以上
となり、実用上充分なイメージ応答特性が得られる。
らのローカル発振出力を用いて、ＲＦフィルタ77の出力
を直交復調する。直交復調された信号はイメージ抑圧部
75に供給されてイメージ抑圧される。図５（ｃ）はイメ
ージ抑圧部75の出力を示している。ローカル発振周波数
ｆC を用いた直交復調によって、全てのチャネルｃｈ１
〜ｃｈ８を含むシステム全体が、低域に周波数変換され
ている。そして、イメージ抑圧部75によって、イメージ
成分（格子模様）は十分に抑圧されている。直交復調に
付随したイメージ抑圧部75のイメージ抑圧度は３０〜４
０ｄＢ程度である。従って、ＲＦフィルタ77とイメージ
抑圧部75とによるイメージ抑圧度は、７０ｄＢ程度以上
となり、実用上充分なイメージ応答特性が得られる。
【００４９】イメージ抑圧部75の出力はＡ／Ｄ変換部71
に供給され、図５（ｃ）の全チャネルが一括してＡ／Ｄ
変換される。Ａ／Ｄ変換部71の出力は直交復調部72に供
給される。直交復調部72は、可変ローカル発振部73から
のローカル発振出力を用いて、所望チャネル（図５の例
ではｃｈ１）を直交復調する。これにより、図５（ｄ）
に示すように、ｃｈ１が復調される。チャネル選択部74
は、直交復調出力から所望チャネルｃｈ１を選択して出
力する。
に供給され、図５（ｃ）の全チャネルが一括してＡ／Ｄ
変換される。Ａ／Ｄ変換部71の出力は直交復調部72に供
給される。直交復調部72は、可変ローカル発振部73から
のローカル発振出力を用いて、所望チャネル（図５の例
ではｃｈ１）を直交復調する。これにより、図５（ｄ）
に示すように、ｃｈ１が復調される。チャネル選択部74
は、直交復調出力から所望チャネルｃｈ１を選択して出
力する。
【００５０】このように、本実施の形態においては、受
信信号をシステム帯域（ｃｈ１〜ｃｈ８）の全てに亘っ
て一括受信してＡ／Ｄ変換することにより、ディジタル
処理による所望チャネルの復調及び選択を可能にした汎
用性に優れた広帯域受信機を実現している。そして、固
定ローカル発振部23の発振周波数をシステム帯域外に設
定することにより、イメージ成分を抑圧するＲＦフィル
タ77を設けることを可能にしており、直交復調部22以降
に設けるイメージ抑圧部75とＲＦフィルタ77とで十分な
イメージ抑圧度を得ている。これにより、良好なイメー
ジ抑圧特性が得られる。また、チャネル選択部74のディ
ジタルフィルタの帯域幅、カットオフ周波数は外部制御
により柔軟に制御及び変更することができるので、帯域
幅の異なる複数システムに容易に対応することができ
る。
信信号をシステム帯域（ｃｈ１〜ｃｈ８）の全てに亘っ
て一括受信してＡ／Ｄ変換することにより、ディジタル
処理による所望チャネルの復調及び選択を可能にした汎
用性に優れた広帯域受信機を実現している。そして、固
定ローカル発振部23の発振周波数をシステム帯域外に設
定することにより、イメージ成分を抑圧するＲＦフィル
タ77を設けることを可能にしており、直交復調部22以降
に設けるイメージ抑圧部75とＲＦフィルタ77とで十分な
イメージ抑圧度を得ている。これにより、良好なイメー
ジ抑圧特性が得られる。また、チャネル選択部74のディ
ジタルフィルタの帯域幅、カットオフ周波数は外部制御
により柔軟に制御及び変更することができるので、帯域
幅の異なる複数システムに容易に対応することができ
る。
【００５１】図６は本発明の他の実施の形態を示す回路
図であり、図１の実施の形態の具体回路を示すものであ
る。
図であり、図１の実施の形態の具体回路を示すものであ
る。
【００５２】アンテナ１の出力はＲＦフィルタ77を構成
するバンドパスフィルタ81に供給される。バンドパスフ
ィルタ81は、入力された信号のイメージ成分を抑圧して
直交復調部22に出力する。固定ローカル発振部23を構成
するローカル発振器82及び移相器６によって、基準信号
となるローカル発振出力がミキサ３，４に供給される。
ミキサ３，４は、ローカル発振出力を用いて、入力され
た信号を直交復調し、低域の帯域の周波数変換してロー
パスフィルタ７，８に供給する。
するバンドパスフィルタ81に供給される。バンドパスフ
ィルタ81は、入力された信号のイメージ成分を抑圧して
直交復調部22に出力する。固定ローカル発振部23を構成
するローカル発振器82及び移相器６によって、基準信号
となるローカル発振出力がミキサ３，４に供給される。
ミキサ３，４は、ローカル発振出力を用いて、入力され
た信号を直交復調し、低域の帯域の周波数変換してロー
パスフィルタ７，８に供給する。
【００５３】ローパスフィルタ７，８は、ミキサ３，４
の出力を帯域制限する。ローパスフィルタ７の出力は移
相器61に供給され、ローパスフィルタ８の出力は加算器
62に供給される。移相器61はローパスフィルタ７の出力
をπ／２だけ移相して加算器62に与える。ローパスフィ
ルタ７，８、移相器61及び加算器62によってイメージ抑
圧部75が構成され、加算器62は移相器61の出力からロー
パスフィルタ８の出力を減算することで、イメージ成分
を抑圧した出力をＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）63に供給す
る。
の出力を帯域制限する。ローパスフィルタ７の出力は移
相器61に供給され、ローパスフィルタ８の出力は加算器
62に供給される。移相器61はローパスフィルタ７の出力
をπ／２だけ移相して加算器62に与える。ローパスフィ
ルタ７，８、移相器61及び加算器62によってイメージ抑
圧部75が構成され、加算器62は移相器61の出力からロー
パスフィルタ８の出力を減算することで、イメージ成分
を抑圧した出力をＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）63に供給す
る。
【００５４】Ａ／Ｄ変換器63は、入力された全チャネル
の信号を一括してディジタル信号に変換した後、ディジ
タル処理部64の乗算器65，66に出力する。乗算器65，66
は直交復調部72を構成し、可変ローカル発振部73を構成
するローカル発振器67及び移相器68からローカル発振出
力が与えられる。乗算器65，66はローカル発振出力を用
いて、入力された全チャネルから所望のチャネルを復調
する。ローカル発振器67は、所望チャネルの周波数に対
応した周波数に設定される。
の信号を一括してディジタル信号に変換した後、ディジ
タル処理部64の乗算器65，66に出力する。乗算器65，66
は直交復調部72を構成し、可変ローカル発振部73を構成
するローカル発振器67及び移相器68からローカル発振出
力が与えられる。乗算器65，66はローカル発振出力を用
いて、入力された全チャネルから所望のチャネルを復調
する。ローカル発振器67は、所望チャネルの周波数に対
応した周波数に設定される。
【００５５】乗算器65，66の出力は、夫々ローパスフィ
ルタ69，70に供給される。ローパスフィルタ69，70はチ
ャネル選択部74を構成しており、所望チャネルを選択し
て、Ｉ，Ｑ軸の信号を出力するようになっている。
ルタ69，70に供給される。ローパスフィルタ69，70はチ
ャネル選択部74を構成しており、所望チャネルを選択し
て、Ｉ，Ｑ軸の信号を出力するようになっている。
【００５６】このように構成された実施の形態において
は、図５（ａ）の信号がアンテナ１に誘起すると、バン
ドパスフィルタ81によって、図５（ｂ）に示すように、
イメージ成分が抑圧されたＲＦ信号が得られる。ローカ
ル発振器82の発振周波数ｆCは、全チャネルの帯域外に
設定されており、乗算器３，４は、ローカル発振器82の
発振出力を用いて直交復調を行って、全チャネルを低域
に周波数変換する。
は、図５（ａ）の信号がアンテナ１に誘起すると、バン
ドパスフィルタ81によって、図５（ｂ）に示すように、
イメージ成分が抑圧されたＲＦ信号が得られる。ローカ
ル発振器82の発振周波数ｆCは、全チャネルの帯域外に
設定されており、乗算器３，４は、ローカル発振器82の
発振出力を用いて直交復調を行って、全チャネルを低域
に周波数変換する。
【００５７】乗算器３の出力はローパスフィルタ７によ
って帯域制限された後移相器61を介して加算器62に供給
され、また、乗算器４の出力はローパスフィルタ８によ
って帯域制限された後加算器62に供給されて、加算器62
による加算処理によってイメージ成分が一層抑圧され
る。加算器62からは図５（ｃ）に示すアナログ直交復調
出力が得られる。
って帯域制限された後移相器61を介して加算器62に供給
され、また、乗算器４の出力はローパスフィルタ８によ
って帯域制限された後加算器62に供給されて、加算器62
による加算処理によってイメージ成分が一層抑圧され
る。加算器62からは図５（ｃ）に示すアナログ直交復調
出力が得られる。
【００５８】加算器62の出力はＡ／Ｄ変換器63によって
ディジタル信号に変換された後、ディジタル処理部64に
供給される。ディジタル処理部64の乗算器65，66は、ロ
ーカル発振器67からの所望チャネルに対応した発振出力
を用いて、入力された信号を直交復調する。こうして、
図５（ｄ）に示す直交復調出力が得られる。ローパスフ
ィルタ69，70は、所望チャネルｃｈ１のみを選択して、
Ｉ，Ｑ信号として出力する。
ディジタル信号に変換された後、ディジタル処理部64に
供給される。ディジタル処理部64の乗算器65，66は、ロ
ーカル発振器67からの所望チャネルに対応した発振出力
を用いて、入力された信号を直交復調する。こうして、
図５（ｄ）に示す直交復調出力が得られる。ローパスフ
ィルタ69，70は、所望チャネルｃｈ１のみを選択して、
Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【００５９】このように、本実施の形態においては、ミ
キサ３、４、固定ローカル発振器82、π／２移相器６、
ローパスフィルタ７、８、π／２移相器61、加算器62迄
でイメージ抑圧を行なっている。この構成は、公知のイ
メージ抑圧ミキサ（image rejection mixer）となって
おり、３０ｄＢ程度のイメージ抑圧を実現することがで
きる。従って、バンドパスフィルタ81のイメージ抑圧度
（３０〜４０ｄＢ）と併せて、受信機全体で６０〜７０
ｄＢ程度以上のイメージ抑圧度を達成することができ
る。
キサ３、４、固定ローカル発振器82、π／２移相器６、
ローパスフィルタ７、８、π／２移相器61、加算器62迄
でイメージ抑圧を行なっている。この構成は、公知のイ
メージ抑圧ミキサ（image rejection mixer）となって
おり、３０ｄＢ程度のイメージ抑圧を実現することがで
きる。従って、バンドパスフィルタ81のイメージ抑圧度
（３０〜４０ｄＢ）と併せて、受信機全体で６０〜７０
ｄＢ程度以上のイメージ抑圧度を達成することができ
る。
【００６０】図７は本発明の他の実施の形態を示す回路
図である。図７において図６と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。
図である。図７において図６と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。
【００６１】本実施の形態は、図６のπ／２移相器61の
機能を、固定ローカル発振器87、ミキサ85、86、π／２
移相器88を用いて実現したものである。固定ローカル発
振器87は所定の発振周波数ｆC2で発振して、発振出力を
移相器88に出力する。移相器88は発振出力をπ／２だけ
移相して、乗算器85，86に相互に反転した発振出力を与
える。乗算器85，86は、夫々ローパスフィルタ７，８の
出力に移相器88からの発振出力を乗算して加算器62に出
力する。
機能を、固定ローカル発振器87、ミキサ85、86、π／２
移相器88を用いて実現したものである。固定ローカル発
振器87は所定の発振周波数ｆC2で発振して、発振出力を
移相器88に出力する。移相器88は発振出力をπ／２だけ
移相して、乗算器85，86に相互に反転した発振出力を与
える。乗算器85，86は、夫々ローパスフィルタ７，８の
出力に移相器88からの発振出力を乗算して加算器62に出
力する。
【００６２】このように構成された実施の形態において
は、ローパスフィルタ７，８の出力は乗算器85，86に与
えられて同相となって加算器62に供給される。こうし
て、加算器62によってイメージ成分が抑圧される。即
ち、図７の実施の形態においても、図６の実施の形態と
同様に、ミキサ３、４入力から、加算器62出力迄におい
て、イメージ抑圧ミキサ（image rejection mixer）が
構成される。
は、ローパスフィルタ７，８の出力は乗算器85，86に与
えられて同相となって加算器62に供給される。こうし
て、加算器62によってイメージ成分が抑圧される。即
ち、図７の実施の形態においても、図６の実施の形態と
同様に、ミキサ３、４入力から、加算器62出力迄におい
て、イメージ抑圧ミキサ（image rejection mixer）が
構成される。
【００６３】図８は本発明の他の実施の形態を示す回路
図であり、図２の実施の形態の具体回路を示すものであ
る。図８において図６と同一の構成要素には同一符号を
付して説明を省略する。
図であり、図２の実施の形態の具体回路を示すものであ
る。図８において図６と同一の構成要素には同一符号を
付して説明を省略する。
【００６４】本実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器63に代え
て、Ａ／Ｄ変換器91，92を採用すると共に、移相器61及
び加算器62に夫々代えて移相器93及び加算器94を採用し
た点が図６の実施の形態と異なる。Ａ／Ｄ変換器91，92
はローパスフィルタ７，８の出力をディジタル信号に変
換して、夫々移相器93又は加算器94に出力する。移相器
93はディジタル処理によってＡ／Ｄ変換器91の出力をπ
／２だけ移相して加算器94に出力する。加算器94は、デ
ィジタル処理によって、移相器93の出力からＡ／Ｄ変換
器92の出力を減算して、減算結果をディジタル処理部64
に出力する。即ち、本実施の形態は、図６のπ／２移相
器61に相当する移相器93以降をディジタル構成としたも
のである。移相器93及び加算器94によってイメージ成分
の抑圧が行われる。
て、Ａ／Ｄ変換器91，92を採用すると共に、移相器61及
び加算器62に夫々代えて移相器93及び加算器94を採用し
た点が図６の実施の形態と異なる。Ａ／Ｄ変換器91，92
はローパスフィルタ７，８の出力をディジタル信号に変
換して、夫々移相器93又は加算器94に出力する。移相器
93はディジタル処理によってＡ／Ｄ変換器91の出力をπ
／２だけ移相して加算器94に出力する。加算器94は、デ
ィジタル処理によって、移相器93の出力からＡ／Ｄ変換
器92の出力を減算して、減算結果をディジタル処理部64
に出力する。即ち、本実施の形態は、図６のπ／２移相
器61に相当する移相器93以降をディジタル構成としたも
のである。移相器93及び加算器94によってイメージ成分
の抑圧が行われる。
【００６５】このように構成された実施の形態において
は、ローパスフィルタ７，８の出力をディジタル変換し
た後にイメージ抑圧を行う点が図６の実施の形態の作用
と異なるのみである。
は、ローパスフィルタ７，８の出力をディジタル変換し
た後にイメージ抑圧を行う点が図６の実施の形態の作用
と異なるのみである。
【００６６】このように本実施の形態は、機能的には図
６の実施の形態と同様であるが、移相器93はディジタル
構成であるので、アナログのπ／２移相器61よりも広帯
域なπ／２移相器を構成しやすい。但し、２個のＡ／Ｄ
変換器91，92が必要になるので、消費電力は多くなる。
なお、図８の構成で、π／２移相器93に代えて、Ａ／Ｄ
変換器91，92の前段にアナログπ／２移相器として設け
ても同様の作用を呈することは明らかである。
６の実施の形態と同様であるが、移相器93はディジタル
構成であるので、アナログのπ／２移相器61よりも広帯
域なπ／２移相器を構成しやすい。但し、２個のＡ／Ｄ
変換器91，92が必要になるので、消費電力は多くなる。
なお、図８の構成で、π／２移相器93に代えて、Ａ／Ｄ
変換器91，92の前段にアナログπ／２移相器として設け
ても同様の作用を呈することは明らかである。
【００６７】図９は本発明の他の実施の形態を示す回路
図である。図９において図８と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。
図である。図９において図８と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。
【００６８】本実施の形態は、図８のπ／２移相器93の
機能を、ディジタル構成の固定ローカル発振器103 、ミ
キサ101 ，102 、π／２移相器104 を用いて実現したも
のである。固定ローカル発振器103 は所定の発振周波数
ｆC2で発振して、発振出力を移相器104 に出力する。移
相器104 は発振出力をπ／２だけ移相して、乗算器101
，102 に相互に反転した発振出力を与える。乗算器101
，102 は、夫々Ａ／Ｄ変換器91，92の出力に移相器104
からの発振出力を乗算して加算器94に出力する。
機能を、ディジタル構成の固定ローカル発振器103 、ミ
キサ101 ，102 、π／２移相器104 を用いて実現したも
のである。固定ローカル発振器103 は所定の発振周波数
ｆC2で発振して、発振出力を移相器104 に出力する。移
相器104 は発振出力をπ／２だけ移相して、乗算器101
，102 に相互に反転した発振出力を与える。乗算器101
，102 は、夫々Ａ／Ｄ変換器91，92の出力に移相器104
からの発振出力を乗算して加算器94に出力する。
【００６９】このように構成された実施の形態において
は、Ａ／Ｄ変換器91，92の出力は乗算器101 ，102 に与
えられて同相となって加算器94に供給される。こうし
て、加算器94によってイメージ成分が抑圧される。即
ち、図９の実施の形態においては、固定ローカル発振器
103 、ミキサ101 ，102 、π／２移相器104 及び加算器
94によってイメージの抑圧を実現する。
は、Ａ／Ｄ変換器91，92の出力は乗算器101 ，102 に与
えられて同相となって加算器94に供給される。こうし
て、加算器94によってイメージ成分が抑圧される。即
ち、図９の実施の形態においては、固定ローカル発振器
103 、ミキサ101 ，102 、π／２移相器104 及び加算器
94によってイメージの抑圧を実現する。
【００７０】このように、本実施の形態においても図８
の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７１】図１０は本発明の他の実施の形態を示す回
路図であり、図３の実施の形態の具体回路を示すもので
ある。図１０において図８と同一の構成要素には同一符
号を付して説明を省略する。
路図であり、図３の実施の形態の具体回路を示すもので
ある。図１０において図８と同一の構成要素には同一符
号を付して説明を省略する。
【００７２】本実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器91
の出力は乗算器111 ，113 に供給され、Ａ／Ｄ変換器92
の出力は乗算器112 ，114 に供給される。移相器116 は
可変ローカル発振器67の発振出力をπ／２だけ移相させ
て、乗算器111 ，114 と乗算器112 ，113 との夫々相互
に反転した発振出力を供給する。乗算器111 乃至114は
入力された信号と移相器116 からの発振出力とを乗算し
て直交復調を行う。
の出力は乗算器111 ，113 に供給され、Ａ／Ｄ変換器92
の出力は乗算器112 ，114 に供給される。移相器116 は
可変ローカル発振器67の発振出力をπ／２だけ移相させ
て、乗算器111 ，114 と乗算器112 ，113 との夫々相互
に反転した発振出力を供給する。乗算器111 乃至114は
入力された信号と移相器116 からの発振出力とを乗算し
て直交復調を行う。
【００７３】乗算器111 ，112 の出力は加算器117 に与
えられ、乗算器113 ，114 の出力は加算器118 に与えら
れる。加算器117 は乗算器111 ，112 の出力の減算を行
うことにより、イメージ成分を抑圧してローパスフィル
タ119 に出力する。加算器118 は乗算器113 ，114 の出
力の減算を行うことにより、イメージ成分を抑圧してロ
ーパスフィルタ120 に出力する。ローパスフィルタ119
，120 は入力された信号から希望チャネルのみを選択
して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
えられ、乗算器113 ，114 の出力は加算器118 に与えら
れる。加算器117 は乗算器111 ，112 の出力の減算を行
うことにより、イメージ成分を抑圧してローパスフィル
タ119 に出力する。加算器118 は乗算器113 ，114 の出
力の減算を行うことにより、イメージ成分を抑圧してロ
ーパスフィルタ120 に出力する。ローパスフィルタ119
，120 は入力された信号から希望チャネルのみを選択
して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【００７４】このように構成された実施の形態において
は、加算器117 ，118 によってイメージ抑圧が行われ
る。即ち、ミキサ３、４入力からディジタル加算器117
，118迄でイメージ抑圧ミキサ（image rejection mixe
r）を構成している。アンテナ１によって図５（ａ）に
示す信号が受信されるものとし、ｃｈ１を選択復調する
ものとすると、バンドパスフィルタ81の出力は図５
（ｂ）に示すものとなる。
は、加算器117 ，118 によってイメージ抑圧が行われ
る。即ち、ミキサ３、４入力からディジタル加算器117
，118迄でイメージ抑圧ミキサ（image rejection mixe
r）を構成している。アンテナ１によって図５（ａ）に
示す信号が受信されるものとし、ｃｈ１を選択復調する
ものとすると、バンドパスフィルタ81の出力は図５
（ｂ）に示すものとなる。
【００７５】そして、図５（ｃ）の状態を経ることな
く、加算器117 ，118 の出力から図５（ｄ）に示すイメ
ージ抑圧された所望チャネルｃｈ１の復調出力が得られ
る。ローパスフィルタ119 ，120 によって所望チャネル
ｃｈ１を選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
く、加算器117 ，118 の出力から図５（ｄ）に示すイメ
ージ抑圧された所望チャネルｃｈ１の復調出力が得られ
る。ローパスフィルタ119 ，120 によって所望チャネル
ｃｈ１を選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【００７６】このように構成された実施の形態において
も上記各実施の形態と同様の効果を得ることができる。
も上記各実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００７７】即ち、図１０の実施の形態における受信機
は、従来例で示した図３１（ａ）にて示す受信機に対し
て、ディジタル処理によってチャネル選択のための直交
復調処理を行っていることから、高いイメージ抑圧度を
得ることができる。また、所望チャネルを選択するため
のローパスフィルタ119 ，120 もディジタル構成であ
り、帯域及びカットオフ特性の変更等に容易に対応する
ことができる。
は、従来例で示した図３１（ａ）にて示す受信機に対し
て、ディジタル処理によってチャネル選択のための直交
復調処理を行っていることから、高いイメージ抑圧度を
得ることができる。また、所望チャネルを選択するため
のローパスフィルタ119 ，120 もディジタル構成であ
り、帯域及びカットオフ特性の変更等に容易に対応する
ことができる。
【００７８】また、図１０の実施の形態における受信機
は、従来例で示した図３２（ａ）にて示す受信機に対し
て、ＲＦフィルタ77として機能するバンドパスフィルタ
81を備えていることから、十分なイメージ抑圧度を得る
ことができる。また、所望チャネルを選択するための可
変ローカル発振器67はディジタル構成であり、広帯域に
渡って高精度の発振出力を得ることが可能である。ま
た、ディジタル構成なのでプログラマブルに周波数を変
更することができる。
は、従来例で示した図３２（ａ）にて示す受信機に対し
て、ＲＦフィルタ77として機能するバンドパスフィルタ
81を備えていることから、十分なイメージ抑圧度を得る
ことができる。また、所望チャネルを選択するための可
変ローカル発振器67はディジタル構成であり、広帯域に
渡って高精度の発振出力を得ることが可能である。ま
た、ディジタル構成なのでプログラマブルに周波数を変
更することができる。
【００７９】また、図１０の実施の形態における受信機
は、従来例で示した図３３（ａ）にて示す受信機に対し
てもＲＦフィルタ77として機能するバンドパスフィルタ
81を備えていることから、十分なイメージ抑圧度を得る
ことができる。また、図３３（ａ）の構成では、ミキサ
３，４後段のフィルタ51では選択チャネルに応じて特性
をアナログ的に変更する必要があるが、本実施の形態に
おけるフィルタ７，８は、アンチエリアジング用であ
り、チャネル選択のためのフィルタはディジタルフィル
タ119 ，120 によって構成しているので、選択チャネル
の変化に柔軟に対応することができる。
は、従来例で示した図３３（ａ）にて示す受信機に対し
てもＲＦフィルタ77として機能するバンドパスフィルタ
81を備えていることから、十分なイメージ抑圧度を得る
ことができる。また、図３３（ａ）の構成では、ミキサ
３，４後段のフィルタ51では選択チャネルに応じて特性
をアナログ的に変更する必要があるが、本実施の形態に
おけるフィルタ７，８は、アンチエリアジング用であ
り、チャネル選択のためのフィルタはディジタルフィル
タ119 ，120 によって構成しているので、選択チャネル
の変化に柔軟に対応することができる。
【００８０】図１１は本発明の他の実施の形態を示す回
路図であり、図４の実施の形態の具体回路を示すもので
ある。図１１において図１０と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。
路図であり、図４の実施の形態の具体回路を示すもので
ある。図１１において図１０と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。
【００８１】本実施の形態はローパスフィルタ119 に代
えてローパスフィルタ121 ，122 を採用し、ローパスフ
ィルタ120 に代えてローパスフィルタ123 ，124 を採用
した点が図１０の実施の形態と異なる。ローパスフィル
タ121 ，122 は夫々乗算器111 ，112 の出力から所望チ
ャネル成分を選択して加算器117 に出力する。また、ロ
ーパスフィルタ123 ，124 は夫々乗算器113 ，114 の出
力から所望チャネル成分を選択して加算器118 に出力す
る。即ち、本実施の形態においては、イメージ抑圧部が
最終段に設けられている。
えてローパスフィルタ121 ，122 を採用し、ローパスフ
ィルタ120 に代えてローパスフィルタ123 ，124 を採用
した点が図１０の実施の形態と異なる。ローパスフィル
タ121 ，122 は夫々乗算器111 ，112 の出力から所望チ
ャネル成分を選択して加算器117 に出力する。また、ロ
ーパスフィルタ123 ，124 は夫々乗算器113 ，114 の出
力から所望チャネル成分を選択して加算器118 に出力す
る。即ち、本実施の形態においては、イメージ抑圧部が
最終段に設けられている。
【００８２】このように構成された実施の形態において
も図１０の実施の形態と同様の動作が行われる。本実施
の形態は図１０の実施の形態に比してフィルタ部分の演
算量は増えるが、破線で囲った２つのディジタル処理部
について、例えば、ハリス社「HSP50027」等の既製品を
利用することができるという利点がある。
も図１０の実施の形態と同様の動作が行われる。本実施
の形態は図１０の実施の形態に比してフィルタ部分の演
算量は増えるが、破線で囲った２つのディジタル処理部
について、例えば、ハリス社「HSP50027」等の既製品を
利用することができるという利点がある。
【００８３】このように、本実施の形態においては、図
１０の実施の形態と同様の効果が得られると共に、既存
のディジタル処理部を利用することにより、容易に広帯
域な受信機を構成することができるという利点を有す
る。
１０の実施の形態と同様の効果が得られると共に、既存
のディジタル処理部を利用することにより、容易に広帯
域な受信機を構成することができるという利点を有す
る。
【００８４】図１２は本発明の他の実施の形態を示す回
路図である。図１２において図６と同一の構成要素には
同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は夫々
複数チャネルを有する複数のシステムの受信を可能にし
た例である。
路図である。図１２において図６と同一の構成要素には
同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は夫々
複数チャネルを有する複数のシステムの受信を可能にし
た例である。
【００８５】いま、アンテナ１の受信信号が複数チャネ
ルを夫々有するシステムＡ，Ｂ，Ｃを含む信号であるも
のとする。図６の実施の形態における受信機において
は、図１３に示すように、システムＡ，Ｂ，Ｃの全チャ
ネルの全帯域の範囲外にローカル発振器82の発振周波数
設定する。この場合には、バンドパスフィルタ81につい
て、システムＡ，Ｂ，Ｃの信号毎にイメージ抑圧に最適
な周波数特性は異なる。即ち、システムＡ，Ｂ，Ｃの順
にローパスフィルタ７、８の周波数が高くなり、ローパ
スフィルタ７、８の消費電力、帯域幅の観点から実現性
が困難となることが考えらる。
ルを夫々有するシステムＡ，Ｂ，Ｃを含む信号であるも
のとする。図６の実施の形態における受信機において
は、図１３に示すように、システムＡ，Ｂ，Ｃの全チャ
ネルの全帯域の範囲外にローカル発振器82の発振周波数
設定する。この場合には、バンドパスフィルタ81につい
て、システムＡ，Ｂ，Ｃの信号毎にイメージ抑圧に最適
な周波数特性は異なる。即ち、システムＡ，Ｂ，Ｃの順
にローパスフィルタ７、８の周波数が高くなり、ローパ
スフィルタ７、８の消費電力、帯域幅の観点から実現性
が困難となることが考えらる。
【００８６】そこで、本実施の形態においては、システ
ム毎にローカル発振器の発振周波数を変化させるように
なっている。即ち、本実施の形態はバンドパスフィルタ
81に代えて、バンドパスフィルタ131 乃至133 を設ける
と共に、ローカル発振器82に代えて、ローカル発振器13
4 を採用した点が図６の実施の形態と異なる。バンドパ
スフィルタ131 乃至133 は相互に異なる周波数帯域に設
定されたバンドパスフィルタである。ローカル発振器13
4 は、各システムＡ，Ｂ，Ｃに対応した発振周波数で発
振する。なお、各発振周波数は、夫々各システムの帯域
外に設定される。
ム毎にローカル発振器の発振周波数を変化させるように
なっている。即ち、本実施の形態はバンドパスフィルタ
81に代えて、バンドパスフィルタ131 乃至133 を設ける
と共に、ローカル発振器82に代えて、ローカル発振器13
4 を採用した点が図６の実施の形態と異なる。バンドパ
スフィルタ131 乃至133 は相互に異なる周波数帯域に設
定されたバンドパスフィルタである。ローカル発振器13
4 は、各システムＡ，Ｂ，Ｃに対応した発振周波数で発
振する。なお、各発振周波数は、夫々各システムの帯域
外に設定される。
【００８７】次に、このように構成された実施の形態の
動作について図１４を参照して説明する。図１４は複数
のシステムに対して適用する場合の動作を説明するため
のスペクトル図である。図１４ではシステムＡ，Ｂ，Ｃ
は夫々異なる周波数帯のシステムである。
動作について図１４を参照して説明する。図１４は複数
のシステムに対して適用する場合の動作を説明するため
のスペクトル図である。図１４ではシステムＡ，Ｂ，Ｃ
は夫々異なる周波数帯のシステムである。
【００８８】アンテナ１の受信信号はバンドパスフィル
タ131 乃至133 に与えられる。バンドパスフィルタ131
乃至133 は夫々システムＡ，Ｂ，Ｃの帯域に対応して、
夫々イメージ成分を抑圧して乗算器３，４に出力する。
即ち、システムＡを受信する場合には、バンドパスフィ
ルタ131 によってイメージ成分を抑圧し、同様に、シス
テムＢ，Ｃを受信する場合には、夫々バンドパスフィル
タ132 ，133 によってイメージ成分を抑圧する。
タ131 乃至133 に与えられる。バンドパスフィルタ131
乃至133 は夫々システムＡ，Ｂ，Ｃの帯域に対応して、
夫々イメージ成分を抑圧して乗算器３，４に出力する。
即ち、システムＡを受信する場合には、バンドパスフィ
ルタ131 によってイメージ成分を抑圧し、同様に、シス
テムＢ，Ｃを受信する場合には、夫々バンドパスフィル
タ132 ，133 によってイメージ成分を抑圧する。
【００８９】また、ローカル発振器134 の発振周波数
は、各システムＡ，Ｂ，Ｃ毎に変化させる。各システム
は、システム帯域ごと一括して直交復調される。他の作
用は、図６の実施の形態と同様である。
は、各システムＡ，Ｂ，Ｃ毎に変化させる。各システム
は、システム帯域ごと一括して直交復調される。他の作
用は、図６の実施の形態と同様である。
【００９０】即ち、各システム内でのチャネル切り換え
は、ローカル発振器134 では行なわず、あくまでも可変
ローカル発振器67によるディジタル処理によって行な
う。また、チャネル選択も、アナログフィルタでは行な
わずに、ローパスフィルタ69，70によってディジタル的
に行う。
は、ローカル発振器134 では行なわず、あくまでも可変
ローカル発振器67によるディジタル処理によって行な
う。また、チャネル選択も、アナログフィルタでは行な
わずに、ローパスフィルタ69，70によってディジタル的
に行う。
【００９１】このように、本実施の形態においては、夫
々複数のチャネルを有した異なる帯域の複数のシステム
を受信する場合でも、フィルタ特性を容易に達成するこ
とができる。
々複数のチャネルを有した異なる帯域の複数のシステム
を受信する場合でも、フィルタ特性を容易に達成するこ
とができる。
【００９２】なお、図１２の実施の形態においては、図
６の構成に対応させてＲＦフィルタとアナログローカル
発振器とを変更したが、図７乃至図１１の実施の形態に
適用して、同様の変更が可能であることは明らかであ
る。
６の構成に対応させてＲＦフィルタとアナログローカル
発振器とを変更したが、図７乃至図１１の実施の形態に
適用して、同様の変更が可能であることは明らかであ
る。
【００９３】図１５乃至図１８は本発明の他の実施の形
態を示すブロック図である。図１５乃至図１８において
図１乃至図４と同一の構成要素には同一符号を付して説
明を省略する。
態を示すブロック図である。図１５乃至図１８において
図１乃至図４と同一の構成要素には同一符号を付して説
明を省略する。
【００９４】ところで、図１乃至図４に示す構成におい
ては、Ａ／Ｄ変換部71は、チャネルｃｈ１〜ｃｈ８のシ
ステム帯域を全てＡ／Ｄ変換することを前提としてい
る。一般的には、無線通信のシステム帯域は、２０ＭＨ
ｚ以上であり、チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の全帯域を受信
するためには、極めて広帯域のＡ／Ｄ変換器が必要であ
る。近年、デバイスの進歩と共に、この様なＡ／Ｄ変換
器は、技術的には実現可能になって来ており基地局に適
用する場合には特には問題はないが、端末への適用につ
いては、特に消費電力や放熱の面で、直近の実用化は困
難である。
ては、Ａ／Ｄ変換部71は、チャネルｃｈ１〜ｃｈ８のシ
ステム帯域を全てＡ／Ｄ変換することを前提としてい
る。一般的には、無線通信のシステム帯域は、２０ＭＨ
ｚ以上であり、チャネルｃｈ１〜ｃｈ８の全帯域を受信
するためには、極めて広帯域のＡ／Ｄ変換器が必要であ
る。近年、デバイスの進歩と共に、この様なＡ／Ｄ変換
器は、技術的には実現可能になって来ており基地局に適
用する場合には特には問題はないが、端末への適用につ
いては、特に消費電力や放熱の面で、直近の実用化は困
難である。
【００９５】そこで、本実施の形態においては、対象と
するシステム帯域を複数のサブバンドに分割して受信す
ることで、Ａ／Ｄ変換器の負担を低減して、プログラマ
ブルにチャネル選択を行なうことにより、最低限の汎用
性を確保するようにしたものである。
するシステム帯域を複数のサブバンドに分割して受信す
ることで、Ａ／Ｄ変換器の負担を低減して、プログラマ
ブルにチャネル選択を行なうことにより、最低限の汎用
性を確保するようにしたものである。
【００９６】本実施の形態は、ＲＦフィルタ77、固定ロ
ーカル発振部23、イメージ抑圧部75，76及びＡ／Ｄ変換
部71に代えて夫々ＲＦフィルタ201 、可変ローカル発振
部202 、イメージ抑圧部205 ，206 及びＡ／Ｄ変換部20
3 を採用した点が図１乃至図４の実施の形態と異なる。
ーカル発振部23、イメージ抑圧部75，76及びＡ／Ｄ変換
部71に代えて夫々ＲＦフィルタ201 、可変ローカル発振
部202 、イメージ抑圧部205 ，206 及びＡ／Ｄ変換部20
3 を採用した点が図１乃至図４の実施の形態と異なる。
【００９７】なお、図１５乃至図１８は、図１乃至図４
と同様に、イメージ抑圧部205 ，206 を設ける位置が相
互に異なるのみである。イメージ抑圧部206 はイメージ
抑圧部205 と同様の動作をディジタル処理によって行う
ものである。
と同様に、イメージ抑圧部205 ，206 を設ける位置が相
互に異なるのみである。イメージ抑圧部206 はイメージ
抑圧部205 と同様の動作をディジタル処理によって行う
ものである。
【００９８】可変ローカル発振部202 は、図１乃至図４
に示す固定ローカル発振部23と異なり、発振周波数が可
変である。可変ローカル発振部202 の発振周波数を適宜
設定することにより、直交復調部22は、システム帯域
（ｃｈ１〜ｃｈ８）を複数のサブバンドに分割して直交
復調することができ、Ａ／Ｄ変換部203 はサブバンド毎
にＡ／Ｄ変換処理を行うことができるようになってい
る。
に示す固定ローカル発振部23と異なり、発振周波数が可
変である。可変ローカル発振部202 の発振周波数を適宜
設定することにより、直交復調部22は、システム帯域
（ｃｈ１〜ｃｈ８）を複数のサブバンドに分割して直交
復調することができ、Ａ／Ｄ変換部203 はサブバンド毎
にＡ／Ｄ変換処理を行うことができるようになってい
る。
【００９９】アンテナ１からの信号はＲＦフィルタ201
に与えられる。ＲＦフィルタ201 は、所望波に対するイ
メージ成分を抑圧して直交復調部22に出力する。直交復
調部22にはローカル発振部202 の発振出力が与えられ
る。可変ローカル発振部202 の発振出力は可変であり、
可変ローカル発振部202 は、システム帯域を複数のサブ
バンドに分割して処理するための複数の発振出力を出力
する。
に与えられる。ＲＦフィルタ201 は、所望波に対するイ
メージ成分を抑圧して直交復調部22に出力する。直交復
調部22にはローカル発振部202 の発振出力が与えられ
る。可変ローカル発振部202 の発振出力は可変であり、
可変ローカル発振部202 は、システム帯域を複数のサブ
バンドに分割して処理するための複数の発振出力を出力
する。
【０１００】直交復調部22は、ローカル発振出力を用い
て、入力されたＲＦ信号をサブバンド毎に低い周波数帯
域、例えばＤＣ近傍の周波数に変換する。
て、入力されたＲＦ信号をサブバンド毎に低い周波数帯
域、例えばＤＣ近傍の周波数に変換する。
【０１０１】図１５では、直交復調部22の出力はイメー
ジ抑圧部205 に供給される。イメージ抑圧部205 は、直
交復調部22の直交復調処理に付随する処理であり、直交
復調部22の出力のイメージ成分を抑圧してＡ／Ｄ変換部
203 に出力する。Ａ／Ｄ変換部203 はイメージ抑圧部20
5 の出力をディジタル信号に変換して直交復調部72に出
力する。
ジ抑圧部205 に供給される。イメージ抑圧部205 は、直
交復調部22の直交復調処理に付随する処理であり、直交
復調部22の出力のイメージ成分を抑圧してＡ／Ｄ変換部
203 に出力する。Ａ／Ｄ変換部203 はイメージ抑圧部20
5 の出力をディジタル信号に変換して直交復調部72に出
力する。
【０１０２】図１６乃至図１８では、直交復調部22の出
力はＡ／Ｄ変換部203 に与えられてディジタル信号に変
換されるようになっている。図１６においては、Ａ／Ｄ
変換部203 の出力はイメージ抑圧部206 に与えられる。
イメージ抑圧部206 は、ディジタル処理によってイメー
ジ成分を抑圧する。例えば、イメージ抑圧部206 の処理
は直交復調部22の直交復調処理に付随した処理として行
われる。イメージ抑圧部206 の出力が直交復調部72に供
給されるようになっている。
力はＡ／Ｄ変換部203 に与えられてディジタル信号に変
換されるようになっている。図１６においては、Ａ／Ｄ
変換部203 の出力はイメージ抑圧部206 に与えられる。
イメージ抑圧部206 は、ディジタル処理によってイメー
ジ成分を抑圧する。例えば、イメージ抑圧部206 の処理
は直交復調部22の直交復調処理に付随した処理として行
われる。イメージ抑圧部206 の出力が直交復調部72に供
給されるようになっている。
【０１０３】図１７及び図１８では、Ａ／Ｄ変換部203
の出力は直交復調部72に与えられる。図１７では、直交
復調部72の出力がイメージ抑圧部206 に与えられるよう
になっている。イメージ抑圧部206 は、直交復調部72の
直交復調処理に付随した処理であり、直交復調部72の出
力のイメージ成分をディジタル処理によって抑圧してチ
ャネル選択部74に出力する。
の出力は直交復調部72に与えられる。図１７では、直交
復調部72の出力がイメージ抑圧部206 に与えられるよう
になっている。イメージ抑圧部206 は、直交復調部72の
直交復調処理に付随した処理であり、直交復調部72の出
力のイメージ成分をディジタル処理によって抑圧してチ
ャネル選択部74に出力する。
【０１０４】図１８では、直交復調部72の出力はチャネ
ル選択部74を介してイメージ抑圧部206 に与えられる。
例えば、イメージ抑圧部206 の処理は直交復調部72の直
交復調処理に付随した処理として行われる。
ル選択部74を介してイメージ抑圧部206 に与えられる。
例えば、イメージ抑圧部206 の処理は直交復調部72の直
交復調処理に付随した処理として行われる。
【０１０５】イメージ抑圧部205 ，206 は、直交復調処
理がサブバンド毎に行われるので、アンチエリアス用の
フィルタの帯域を図１乃至図４の実施の形態よりも狭く
設定することができる。
理がサブバンド毎に行われるので、アンチエリアス用の
フィルタの帯域を図１乃至図４の実施の形態よりも狭く
設定することができる。
【０１０６】また、ＲＦフィルタ201 についても、後段
の処理がサブバンド毎に行われるので、図１乃至図４の
ＲＦフィルタ77よりも低い特性でよい。逆に、ＲＦフィ
ルタ77と同一特性のフィルタを用いた場合には、ＲＦフ
ィルタ201 によるイメージ帯域の減衰量は向上する。
の処理がサブバンド毎に行われるので、図１乃至図４の
ＲＦフィルタ77よりも低い特性でよい。逆に、ＲＦフィ
ルタ77と同一特性のフィルタを用いた場合には、ＲＦフ
ィルタ201 によるイメージ帯域の減衰量は向上する。
【０１０７】また、Ａ／Ｄ変換部203 は、直交復調部22
又はイメージ抑圧部205 の出力をディジタル信号に変換
してイメージ抑圧部206 又は直交復調部72に出力する。
Ａ／Ｄ変換部203 においても、サブバンド毎にディジタ
ル信号への変換を行えばよく、変換する帯域は狭い。
又はイメージ抑圧部205 の出力をディジタル信号に変換
してイメージ抑圧部206 又は直交復調部72に出力する。
Ａ／Ｄ変換部203 においても、サブバンド毎にディジタ
ル信号への変換を行えばよく、変換する帯域は狭い。
【０１０８】次に、図１５の場合について、このように
構成された実施の形態の動作について図１９及び図２０
のスペクトル図を参照して説明する。図１９（ａ）及び
図２０（ａ）は受信信号を示し、図１９（ｂ）及び図２
０（ｂ）はＲＦフィルタ201の出力を示し、図１９
（ｃ）及び図２０（ｃ）はイメージ抑圧部205 の出力を
示し、図１９（ｄ）及び図２０（ｄ）はチャネル選択部
74の出力を示している。図１９はｃｈ１〜ｃｈ４のうち
のいずれかのチャネルを選択する場合を示し、図２０は
ｃｈ５〜ｃｈ８のうちのいずれかのチャネルを選択する
場合を示している。図１９及び図２０においては、希望
波を斜線で表し、イメージ成分を格子で表している。
構成された実施の形態の動作について図１９及び図２０
のスペクトル図を参照して説明する。図１９（ａ）及び
図２０（ａ）は受信信号を示し、図１９（ｂ）及び図２
０（ｂ）はＲＦフィルタ201の出力を示し、図１９
（ｃ）及び図２０（ｃ）はイメージ抑圧部205 の出力を
示し、図１９（ｄ）及び図２０（ｄ）はチャネル選択部
74の出力を示している。図１９はｃｈ１〜ｃｈ４のうち
のいずれかのチャネルを選択する場合を示し、図２０は
ｃｈ５〜ｃｈ８のうちのいずれかのチャネルを選択する
場合を示している。図１９及び図２０においては、希望
波を斜線で表し、イメージ成分を格子で表している。
【０１０９】いま、受信対象とする無線通信システムチ
ャネルが図１９（ａ）及び図２０（ａ）に示すチャネル
１（ｃｈ１）〜チャネル８（ｃｈ８）であるものとす
る。ここで、ｃｈ１又はｃｈ５を所望信号とし、ｃｈ１
〜ｃｈ８の中から選択受信するものとする。この場合に
おいて、本実施の形態では、ｃｈ１〜ｃｈ８を複数のサ
ブバンドに分割し、各サブバンド毎にアナログ直交復調
を行う。例えば、ｃｈ１〜ｃｈ４とｃｈ５〜ｃｈ８の２
つのサブバンドに分割するものとすると、可変ローカル
発振部202 は、２つの発振周波数の出力を出力すればよ
い。
ャネルが図１９（ａ）及び図２０（ａ）に示すチャネル
１（ｃｈ１）〜チャネル８（ｃｈ８）であるものとす
る。ここで、ｃｈ１又はｃｈ５を所望信号とし、ｃｈ１
〜ｃｈ８の中から選択受信するものとする。この場合に
おいて、本実施の形態では、ｃｈ１〜ｃｈ８を複数のサ
ブバンドに分割し、各サブバンド毎にアナログ直交復調
を行う。例えば、ｃｈ１〜ｃｈ４とｃｈ５〜ｃｈ８の２
つのサブバンドに分割するものとすると、可変ローカル
発振部202 は、２つの発振周波数の出力を出力すればよ
い。
【０１１０】即ち、ｃｈ１〜ｃｈ４のうちの１つのチャ
ネルを選択受信する場合には、可変ローカル発振部202
の周波数を、図１９（ａ）に示すように、ローカル発振
周波数Ｌに設定し、ｃｈ５〜ｃｈ８の１つのチャネルを
選択受信する場合には、可変ローカル発振部202の周波
数を、図２０（ａ）に示すように、ローカル発振周波数
Ｈに設定する。
ネルを選択受信する場合には、可変ローカル発振部202
の周波数を、図１９（ａ）に示すように、ローカル発振
周波数Ｌに設定し、ｃｈ５〜ｃｈ８の１つのチャネルを
選択受信する場合には、可変ローカル発振部202の周波
数を、図２０（ａ）に示すように、ローカル発振周波数
Ｈに設定する。
【０１１１】ローカル発振周波数Ｌとローカル発振周波
数Ｈの周波数差は、２つのサブバンドの差の周波数、即
ち、ｃｈ５とｃｈ１との差の周波数に設定する。一般的
には、可変ローカル発振部202 は、対象とするシステム
帯域をサブバンドに分割するために、分割するサブバン
ド数の発振出力を分割するサブバンドの帯域幅に相当す
る周波数差で出力すればよい。
数Ｈの周波数差は、２つのサブバンドの差の周波数、即
ち、ｃｈ５とｃｈ１との差の周波数に設定する。一般的
には、可変ローカル発振部202 は、対象とするシステム
帯域をサブバンドに分割するために、分割するサブバン
ド数の発振出力を分割するサブバンドの帯域幅に相当す
る周波数差で出力すればよい。
【０１１２】そして、受信不要なその他のシステム（非
対象システム）のチャネルのうち、少なくとも所望信号
のイメージ成分を含む帯域をイメージ抑圧フィルタであ
るＲＦフィルタ201 によって抑圧する。この場合には、
図５の例に比して低域側に４ｃｈ分だけ余裕が生じるの
で、ＲＦフィルタ201 の構成を容易にすることができ
る。図１９（ｂ）及び図２０（ｂ）はイメージ抑圧を行
なった後のＲＦフィルタ201 の出力を示している。図１
９（ｂ）及び図２０（ｂ）の格子模様に示すように、イ
メージ信号成分は、抑圧されている。
対象システム）のチャネルのうち、少なくとも所望信号
のイメージ成分を含む帯域をイメージ抑圧フィルタであ
るＲＦフィルタ201 によって抑圧する。この場合には、
図５の例に比して低域側に４ｃｈ分だけ余裕が生じるの
で、ＲＦフィルタ201 の構成を容易にすることができ
る。図１９（ｂ）及び図２０（ｂ）はイメージ抑圧を行
なった後のＲＦフィルタ201 の出力を示している。図１
９（ｂ）及び図２０（ｂ）の格子模様に示すように、イ
メージ信号成分は、抑圧されている。
【０１１３】アナログの直交復調部22は、ローカル発振
周波数Ｌを用いてｃｈ１〜ｃｈ４を直交復調し、ローカ
ル発振周波数Ｈを用いてｃｈ５〜ｃｈ８を直交復調する
ことにより、図１９（ｃ）及び図２０（ｃ）に示すよう
に、ｃｈ１〜ｃｈ４及びｃｈ５〜ｃｈ８をいずれも同一
の周波数帯域に周波数変換する。
周波数Ｌを用いてｃｈ１〜ｃｈ４を直交復調し、ローカ
ル発振周波数Ｈを用いてｃｈ５〜ｃｈ８を直交復調する
ことにより、図１９（ｃ）及び図２０（ｃ）に示すよう
に、ｃｈ１〜ｃｈ４及びｃｈ５〜ｃｈ８をいずれも同一
の周波数帯域に周波数変換する。
【０１１４】従って、ｃｈ１〜ｃｈ４内の所望チャネル
を受信する場合でも、ｃｈ５〜ｃｈ８内の所望チャネル
を受信する場合でも、イメージ抑圧部205 として共通の
アンチエリアスフィルタ（ローパスフィルタ）を用いる
ことができる。イメージ抑圧部205 は、後段のＡ／Ｄ変
換部203 のためのアンチエリアスフィルタを構成し、図
１乃至図４のイメージ抑圧部205 を構成するアンチエリ
アスフィルタよりも、この例では帯域を半分にすること
ができる。
を受信する場合でも、ｃｈ５〜ｃｈ８内の所望チャネル
を受信する場合でも、イメージ抑圧部205 として共通の
アンチエリアスフィルタ（ローパスフィルタ）を用いる
ことができる。イメージ抑圧部205 は、後段のＡ／Ｄ変
換部203 のためのアンチエリアスフィルタを構成し、図
１乃至図４のイメージ抑圧部205 を構成するアンチエリ
アスフィルタよりも、この例では帯域を半分にすること
ができる。
【０１１５】イメージ抑圧部205 の出力は、Ａ／Ｄ変換
部203 において、ｃｈ１〜ｃｈ４、ｃｈ５〜ｃｈ８の夫
々４チャネル分がまとめてＡ／Ｄ変換される。
部203 において、ｃｈ１〜ｃｈ４、ｃｈ５〜ｃｈ８の夫
々４チャネル分がまとめてＡ／Ｄ変換される。
【０１１６】そして、ｃｈ１〜ｃｈ４の内のいずれかの
チャネルを選択する場合には、図１９（ｃ）に示すよう
に、ｃｈ１〜ｃｈ４の内の所望チャネルに可変ローカル
発振部73の周波数を合わせ、ディジタル直交復調部72に
よってディジタル的に直交復調し、チャネル選択部74に
て所望チャネル（図１９ではｃｈ１）を選択する（図１
９（ｄ））。
チャネルを選択する場合には、図１９（ｃ）に示すよう
に、ｃｈ１〜ｃｈ４の内の所望チャネルに可変ローカル
発振部73の周波数を合わせ、ディジタル直交復調部72に
よってディジタル的に直交復調し、チャネル選択部74に
て所望チャネル（図１９ではｃｈ１）を選択する（図１
９（ｄ））。
【０１１７】また、ｃｈ５〜ｃｈ８の内のいずれかのチ
ャネルを選択する場合にも同様に、図２０（ｃ）に示す
ように、ｃｈ５〜ｃｈ８の内の所望チャネルに可変ロー
カル発振部73の周波数を合わせてディジタル的に直交復
調し、チャネル選択部74にて所望チャネル（図２０では
５ｃｈ）を選択する（図２０（ｄ））。
ャネルを選択する場合にも同様に、図２０（ｃ）に示す
ように、ｃｈ５〜ｃｈ８の内の所望チャネルに可変ロー
カル発振部73の周波数を合わせてディジタル的に直交復
調し、チャネル選択部74にて所望チャネル（図２０では
５ｃｈ）を選択する（図２０（ｄ））。
【０１１８】なお、ローカル発振周波数Ｌ、ローカル発
振周波数Ｈのいずれを用いる場合でも、ｃｈ１〜ｃｈ８
のイメージ信号２２は、アナログの直交復調部22の前段
で、イメージ抑圧フィルタであるＲＦフィルタ201 によ
って抑圧しておく（図１９（ａ）、図２０（ａ））。こ
のＲＦフィルタ201 は、ローカル発振周波数Ｌ、ローカ
ル発振周波数Ｈに拘わらず、同一のフィルタである。
振周波数Ｈのいずれを用いる場合でも、ｃｈ１〜ｃｈ８
のイメージ信号２２は、アナログの直交復調部22の前段
で、イメージ抑圧フィルタであるＲＦフィルタ201 によ
って抑圧しておく（図１９（ａ）、図２０（ａ））。こ
のＲＦフィルタ201 は、ローカル発振周波数Ｌ、ローカ
ル発振周波数Ｈに拘わらず、同一のフィルタである。
【０１１９】このように、本実施の形態においては、ア
ナログの直交復調処理以降の処理がサブバンドに分割さ
れて行われるので、イメージ抑圧部205 の帯域をサブバ
ンド数に応じて狭く設定することができ、従って、Ａ／
Ｄ変換部203 の信号通過帯域を狭くすることができるの
で、、Ａ／Ｄ変換部203 の低消費電力化を図ることがで
きる。
ナログの直交復調処理以降の処理がサブバンドに分割さ
れて行われるので、イメージ抑圧部205 の帯域をサブバ
ンド数に応じて狭く設定することができ、従って、Ａ／
Ｄ変換部203 の信号通過帯域を狭くすることができるの
で、、Ａ／Ｄ変換部203 の低消費電力化を図ることがで
きる。
【０１２０】また、所要帯域が低減された結果として、
ＲＦフィルタ201 のイメージ抑圧特性に余裕が生じ、イ
メージ帯域での減衰量を向上させることができる。
ＲＦフィルタ201 のイメージ抑圧特性に余裕が生じ、イ
メージ帯域での減衰量を向上させることができる。
【０１２１】なお、本実施の形態では、ｃｈ１〜ｃｈ８
を一括受信して、ディジタルフィルタを用いて所望チャ
ネルを選択する場合に比して、少ないチャネル数（図１
９及び図２０の例では４チャネル）の中から所望波をデ
ィジタルフィルタで選択することになる。従って、図１
乃至図４の実施の形態に比して汎用性は後退するもの
の、複数チャネルを一括して受信してプログラマブルな
ディジタルフィルタにてチャネル選択を行うことができ
るという点での柔軟性は維持している。すなわち、チャ
ネル選択部74のディジタルフィルタの帯域幅、カットオ
フ周波数は外部制御により柔軟に制御及び変更すること
ができるので、帯域幅の異なる複数システムに容易に対
応することができる。また、２つのイメージ抑圧部205
，206によって十分なイメージ抑圧効果が得られること
も、図１乃至図４の実施の形態と同様である。
を一括受信して、ディジタルフィルタを用いて所望チャ
ネルを選択する場合に比して、少ないチャネル数（図１
９及び図２０の例では４チャネル）の中から所望波をデ
ィジタルフィルタで選択することになる。従って、図１
乃至図４の実施の形態に比して汎用性は後退するもの
の、複数チャネルを一括して受信してプログラマブルな
ディジタルフィルタにてチャネル選択を行うことができ
るという点での柔軟性は維持している。すなわち、チャ
ネル選択部74のディジタルフィルタの帯域幅、カットオ
フ周波数は外部制御により柔軟に制御及び変更すること
ができるので、帯域幅の異なる複数システムに容易に対
応することができる。また、２つのイメージ抑圧部205
，206によって十分なイメージ抑圧効果が得られること
も、図１乃至図４の実施の形態と同様である。
【０１２２】図２１は本発明の他の実施の形態を示す回
路図であり、図１５の実施の形態の具体回路を示すもの
である。図２１において図６と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。
路図であり、図１５の実施の形態の具体回路を示すもの
である。図２１において図６と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。
【０１２３】アンテナ１の出力はＲＦフィルタ201 を構
成するバンドパスフィルタ211に供給される。バンドパ
スフィルタ211は、入力された信号のイメージ成分を抑
圧して直交復調部22に出力する。可変ローカル発振部20
2 を構成するローカル発振器212 及び移相器６によっ
て、基準信号となるローカル発振出力がミキサ３，４に
供給される。ミキサ３，４は、ローカル発振出力を用い
て、入力された信号を直交復調し、低域の帯域の周波数
変換してローパスフィルタ213 ，214 に供給する。
成するバンドパスフィルタ211に供給される。バンドパ
スフィルタ211は、入力された信号のイメージ成分を抑
圧して直交復調部22に出力する。可変ローカル発振部20
2 を構成するローカル発振器212 及び移相器６によっ
て、基準信号となるローカル発振出力がミキサ３，４に
供給される。ミキサ３，４は、ローカル発振出力を用い
て、入力された信号を直交復調し、低域の帯域の周波数
変換してローパスフィルタ213 ，214 に供給する。
【０１２４】ローパスフィルタ213 ，214 は、ミキサ
３，４の出力を帯域制限する。ローパスフィルタ213 の
出力は移相器61に供給され、ローパスフィルタ214 の出
力は加算器62に供給される。移相器61はローパスフィル
タ213 の出力をπ／２だけ移相して加算器62に与える。
移相器61及び加算器62によってイメージ抑圧部205 が構
成され、加算器62は移相器61の出力からローパスフィル
タ214 の出力を減算することで、イメージ成分を抑圧し
た出力をＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）215 に供給する。Ａ／
Ｄ変換器215 は、入力された全チャネルの信号を一括し
てディジタル信号に変換した後、ディジタル処理部64の
乗算器65，66に出力するようになっている。
３，４の出力を帯域制限する。ローパスフィルタ213 の
出力は移相器61に供給され、ローパスフィルタ214 の出
力は加算器62に供給される。移相器61はローパスフィル
タ213 の出力をπ／２だけ移相して加算器62に与える。
移相器61及び加算器62によってイメージ抑圧部205 が構
成され、加算器62は移相器61の出力からローパスフィル
タ214 の出力を減算することで、イメージ成分を抑圧し
た出力をＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）215 に供給する。Ａ／
Ｄ変換器215 は、入力された全チャネルの信号を一括し
てディジタル信号に変換した後、ディジタル処理部64の
乗算器65，66に出力するようになっている。
【０１２５】このように構成された実施の形態において
は、図１９（ａ）又は図２０（ａ）の信号がアンテナ１
に誘起すると、バンドパスフィルタ201 によって、図１
９（ｂ）及び図２０（ｂ）に示すように、イメージ成分
が抑圧されたＲＦ信号が得られる。ローカル発振器212
の発振周波数ｆC （図１９ではＬ，図２０ではＨ）は、
対象システムのチャネルの帯域外に設定されており、乗
算器３，４は、ローカル発振器212 の発振出力を用いて
直交復調を行って、サブバンド毎に低域に周波数変換す
る。
は、図１９（ａ）又は図２０（ａ）の信号がアンテナ１
に誘起すると、バンドパスフィルタ201 によって、図１
９（ｂ）及び図２０（ｂ）に示すように、イメージ成分
が抑圧されたＲＦ信号が得られる。ローカル発振器212
の発振周波数ｆC （図１９ではＬ，図２０ではＨ）は、
対象システムのチャネルの帯域外に設定されており、乗
算器３，４は、ローカル発振器212 の発振出力を用いて
直交復調を行って、サブバンド毎に低域に周波数変換す
る。
【０１２６】乗算器３の出力はローパスフィルタ213 に
よって帯域制限された後移相器61を介して加算器62に供
給され、また、乗算器４の出力はローパスフィルタ214
によって帯域制限された後加算器62に供給されて、加算
器62による加算処理によってイメージ成分が一層抑圧さ
れる。加算器62からは図１９（ｃ）又は図２０（ｃ）に
示すアナログ直交復調出力が得られる。
よって帯域制限された後移相器61を介して加算器62に供
給され、また、乗算器４の出力はローパスフィルタ214
によって帯域制限された後加算器62に供給されて、加算
器62による加算処理によってイメージ成分が一層抑圧さ
れる。加算器62からは図１９（ｃ）又は図２０（ｃ）に
示すアナログ直交復調出力が得られる。
【０１２７】加算器62の出力はＡ／Ｄ変換器215 によっ
てディジタル信号に変換された後、ディジタル処理部64
に供給される。ディジタル処理部64の乗算器65，66は、
ローカル発振器67からの所望チャネルに対応した発振出
力を用いて、入力された信号を直交復調する。こうし
て、図１９（ｄ）又は図２０（ｄ）に示す直交復調出力
が得られる。ローパスフィルタ69，70は、所望チャネル
（図１９ではｃｈ１、図２０ではｃｈ５）のみを選択し
て、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
てディジタル信号に変換された後、ディジタル処理部64
に供給される。ディジタル処理部64の乗算器65，66は、
ローカル発振器67からの所望チャネルに対応した発振出
力を用いて、入力された信号を直交復調する。こうし
て、図１９（ｄ）又は図２０（ｄ）に示す直交復調出力
が得られる。ローパスフィルタ69，70は、所望チャネル
（図１９ではｃｈ１、図２０ではｃｈ５）のみを選択し
て、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【０１２８】このように、本実施の形態においては、図
６と同様に、ミキサ３、４、可変ローカル発振器212 、
π／２移相器６、ローパスフィルタ213 ，214 、π／２
移相器61、加算器62迄でイメージ抑圧を行なっている。
この構成は、公知のイメージ抑圧ミキサ（image reject
ion mixer）となっており、３０ｄＢ程度のイメージ抑
圧を実現することができる。従って、バンドパスフィル
タ211 のイメージ抑圧度（３０〜４０ｄＢ）と併せて、
受信機全体で６０〜７０ｄＢ程度以上のイメージ抑圧度
を達成することができる。また、可変ローカル発振器21
2 を用いて、サブバンド毎に処理を行っているので、バ
ンドパスフィルタ211 、ローパスフィルタ213 ，214 及
びＡ／Ｄ変換器215 の構成を容易にすることができる。
６と同様に、ミキサ３、４、可変ローカル発振器212 、
π／２移相器６、ローパスフィルタ213 ，214 、π／２
移相器61、加算器62迄でイメージ抑圧を行なっている。
この構成は、公知のイメージ抑圧ミキサ（image reject
ion mixer）となっており、３０ｄＢ程度のイメージ抑
圧を実現することができる。従って、バンドパスフィル
タ211 のイメージ抑圧度（３０〜４０ｄＢ）と併せて、
受信機全体で６０〜７０ｄＢ程度以上のイメージ抑圧度
を達成することができる。また、可変ローカル発振器21
2 を用いて、サブバンド毎に処理を行っているので、バ
ンドパスフィルタ211 、ローパスフィルタ213 ，214 及
びＡ／Ｄ変換器215 の構成を容易にすることができる。
【０１２９】図２２は本発明の他の実施の形態を示す回
路図である。図２２において図７及び図２１と同一の構
成要素には同一符号を付して説明を省略する。
路図である。図２２において図７及び図２１と同一の構
成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１３０】本実施の形態は、図６のπ／２移相器61の
機能を、固定ローカル発振器87、ミキサ85、86、π／２
移相器88を用いて実現したものである。固定ローカル発
振器87は所定の発振周波数ｆC2で発振して、発振出力を
移相器88に出力する。移相器88は発振出力をπ／２だけ
移相して、乗算器85，86に相互に反転した発振出力を与
える。乗算器85，86は、夫々ローパスフィルタ213 ，21
4 の出力に移相器88からの発振出力を乗算して加算器62
に出力する。
機能を、固定ローカル発振器87、ミキサ85、86、π／２
移相器88を用いて実現したものである。固定ローカル発
振器87は所定の発振周波数ｆC2で発振して、発振出力を
移相器88に出力する。移相器88は発振出力をπ／２だけ
移相して、乗算器85，86に相互に反転した発振出力を与
える。乗算器85，86は、夫々ローパスフィルタ213 ，21
4 の出力に移相器88からの発振出力を乗算して加算器62
に出力する。
【０１３１】このように構成された実施の形態において
は、ローパスフィルタ213 ，214 の出力は乗算器85，86
に与えられて加算器62に供給される。こうして、加算器
62によってイメージ成分が抑圧される。即ち、図２２の
実施の形態においても、図２１の実施の形態と同様に、
ミキサ３、４入力から、加算器62出力迄において、イメ
ージ抑圧ミキサ（image rejection mixer）が構成され
と共に、サブバンド毎に処理を行っているので、バンド
パスフィルタ211 、ローパスフィルタ213 ，214 及びＡ
／Ｄ変換器215 の構成を容易にすることができる。
は、ローパスフィルタ213 ，214 の出力は乗算器85，86
に与えられて加算器62に供給される。こうして、加算器
62によってイメージ成分が抑圧される。即ち、図２２の
実施の形態においても、図２１の実施の形態と同様に、
ミキサ３、４入力から、加算器62出力迄において、イメ
ージ抑圧ミキサ（image rejection mixer）が構成され
と共に、サブバンド毎に処理を行っているので、バンド
パスフィルタ211 、ローパスフィルタ213 ，214 及びＡ
／Ｄ変換器215 の構成を容易にすることができる。
【０１３２】図２３は本発明の他の実施の形態を示す回
路図であり、図１６の実施の形態の具体回路を示すもの
である。図２３において図８及び図２１と同一の構成要
素には同一符号を付して説明を省略する。
路図であり、図１６の実施の形態の具体回路を示すもの
である。図２３において図８及び図２１と同一の構成要
素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１３３】本実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器63に代え
て、Ａ／Ｄ変換器216 ，217 を採用すると共に、移相器
61及び加算器62に夫々代えて移相器93及び加算器94を採
用した点が図２１の実施の形態と異なる。Ａ／Ｄ変換器
216 ，217 はローパスフィルタ213 ，214 の出力をディ
ジタル信号に変換して、夫々移相器93又は加算器94に出
力する。移相器93はディジタル処理によってＡ／Ｄ変換
器216 の出力をπ／２だけ移相して加算器94に出力す
る。加算器94は、ディジタル処理によって、移相器93の
出力からＡ／Ｄ変換器217 の出力を減算して、減算結果
をディジタル処理部64に出力する。即ち、本実施の形態
は、図２１のπ／２移相器61に相当する移相器93以降を
ディジタル構成としたものである。移相器93及び加算器
94によってイメージ成分の抑圧が行われる。
て、Ａ／Ｄ変換器216 ，217 を採用すると共に、移相器
61及び加算器62に夫々代えて移相器93及び加算器94を採
用した点が図２１の実施の形態と異なる。Ａ／Ｄ変換器
216 ，217 はローパスフィルタ213 ，214 の出力をディ
ジタル信号に変換して、夫々移相器93又は加算器94に出
力する。移相器93はディジタル処理によってＡ／Ｄ変換
器216 の出力をπ／２だけ移相して加算器94に出力す
る。加算器94は、ディジタル処理によって、移相器93の
出力からＡ／Ｄ変換器217 の出力を減算して、減算結果
をディジタル処理部64に出力する。即ち、本実施の形態
は、図２１のπ／２移相器61に相当する移相器93以降を
ディジタル構成としたものである。移相器93及び加算器
94によってイメージ成分の抑圧が行われる。
【０１３４】このように構成された実施の形態において
は、ローパスフィルタ213 ，214 の出力をディジタル変
換した後にイメージ抑圧を行う点が図２１の実施の形態
の作用と異なるのみである。
は、ローパスフィルタ213 ，214 の出力をディジタル変
換した後にイメージ抑圧を行う点が図２１の実施の形態
の作用と異なるのみである。
【０１３５】このように本実施の形態は、機能的には図
２１の実施の形態と同様であるが、移相器93はディジタ
ル構成であるので、アナログのπ／２移相器61よりも広
帯域なπ／２移相器を構成しやすい。但し、２個のＡ／
Ｄ変換器216 ，217 が必要になるので、消費電力は多く
なる。なお、図２３の構成で、π／２移相器93に代え
て、Ａ／Ｄ変換器216 ，217 の前段にアナログπ／２移
相器として設けても同様の作用を呈することは明らかで
ある。
２１の実施の形態と同様であるが、移相器93はディジタ
ル構成であるので、アナログのπ／２移相器61よりも広
帯域なπ／２移相器を構成しやすい。但し、２個のＡ／
Ｄ変換器216 ，217 が必要になるので、消費電力は多く
なる。なお、図２３の構成で、π／２移相器93に代え
て、Ａ／Ｄ変換器216 ，217 の前段にアナログπ／２移
相器として設けても同様の作用を呈することは明らかで
ある。
【０１３６】図２４は本発明の他の実施の形態を示す回
路図である。図２４において図９及び図２３と同一の構
成要素には同一符号を付して説明を省略する。
路図である。図２４において図９及び図２３と同一の構
成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１３７】本実施の形態は、図２３のπ／２移相器93
の機能を、ディジタル構成の固定ローカル発振器103 、
ミキサ101 ，102 、π／２移相器104 を用いて実現した
ものである。固定ローカル発振器103 は所定の発振周波
数ｆC2で発振して、発振出力を移相器104 に出力する。
移相器104 は発振出力をπ／２だけ移相して、乗算器10
1 ，102 に相互に反転した発振出力を与える。乗算器10
1 ，102 は、夫々Ａ／Ｄ変換器216 ，217 の出力に移相
器104 からの発振出力を乗算して加算器94に出力する。
の機能を、ディジタル構成の固定ローカル発振器103 、
ミキサ101 ，102 、π／２移相器104 を用いて実現した
ものである。固定ローカル発振器103 は所定の発振周波
数ｆC2で発振して、発振出力を移相器104 に出力する。
移相器104 は発振出力をπ／２だけ移相して、乗算器10
1 ，102 に相互に反転した発振出力を与える。乗算器10
1 ，102 は、夫々Ａ／Ｄ変換器216 ，217 の出力に移相
器104 からの発振出力を乗算して加算器94に出力する。
【０１３８】このように構成された実施の形態において
は、Ａ／Ｄ変換器216 ，217 の出力は乗算器101 ，102
に与えられて同相となって加算器94に供給される。こう
して、加算器94によってイメージ成分が抑圧される。即
ち、図２４の実施の形態においては、固定ローカル発振
器103 、ミキサ101 ，102 、π／２移相器104 及び加算
器94によってイメージの抑圧を実現する。
は、Ａ／Ｄ変換器216 ，217 の出力は乗算器101 ，102
に与えられて同相となって加算器94に供給される。こう
して、加算器94によってイメージ成分が抑圧される。即
ち、図２４の実施の形態においては、固定ローカル発振
器103 、ミキサ101 ，102 、π／２移相器104 及び加算
器94によってイメージの抑圧を実現する。
【０１３９】このように、本実施の形態においても図２
３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１４０】図２５は本発明の他の実施の形態を示す回
路図であり、図１７の実施の形態の具体回路を示すもの
である。図２５において図１０及び図２３と同一の構成
要素には同一符号を付して説明を省略する。
路図であり、図１７の実施の形態の具体回路を示すもの
である。図２５において図１０及び図２３と同一の構成
要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１４１】本実施の形態においては、Ａ／Ｄ変換器21
6 の出力は乗算器111 ，113 に供給され、Ａ／Ｄ変換器
217 の出力は乗算器112 ，114 に供給される。移相器11
6 は可変ローカル発振器67の発振出力をπ／２だけ移相
させて、乗算器111 ，114 と乗算器112 ，113 とに発振
出力を供給する。乗算器111 乃至114 は入力された信号
と移相器116 からの発振出力とを乗算して直交復調を行
う。
6 の出力は乗算器111 ，113 に供給され、Ａ／Ｄ変換器
217 の出力は乗算器112 ，114 に供給される。移相器11
6 は可変ローカル発振器67の発振出力をπ／２だけ移相
させて、乗算器111 ，114 と乗算器112 ，113 とに発振
出力を供給する。乗算器111 乃至114 は入力された信号
と移相器116 からの発振出力とを乗算して直交復調を行
う。
【０１４２】乗算器111 ，112 の出力は加算器117 に与
えられ、乗算器113 ，114 の出力は加算器118 に与えら
れる。加算器117 は乗算器111 ，112 の出力の減算を行
うことにより、イメージ成分を抑圧してローパスフィル
タ231 に出力する。加算器118 は乗算器113 ，114 の出
力の加算を行うことにより、イメージ成分を抑圧してロ
ーパスフィルタ232 に出力する。ローパスフィルタ231
，232 は入力された信号から希望チャネルのみを選択
して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
えられ、乗算器113 ，114 の出力は加算器118 に与えら
れる。加算器117 は乗算器111 ，112 の出力の減算を行
うことにより、イメージ成分を抑圧してローパスフィル
タ231 に出力する。加算器118 は乗算器113 ，114 の出
力の加算を行うことにより、イメージ成分を抑圧してロ
ーパスフィルタ232 に出力する。ローパスフィルタ231
，232 は入力された信号から希望チャネルのみを選択
して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【０１４３】このように構成された実施の形態において
は、加算器117 ，118 によってイメージ抑圧が行われ
る。即ち、ミキサ３、４入力からディジタル加算器117
，118迄でイメージ抑圧ミキサ（image rejection mixe
r）を構成している。アンテナ１によって図１９（ａ）
又は図２０（ａ）に示す信号が受信されるものとし、ｃ
ｈ１又はｃｈ５を選択復調するものとすると、バンドパ
スフィルタ211 の出力は図１９（ｂ）又は図２０（ｂ）
に示すものとなる。
は、加算器117 ，118 によってイメージ抑圧が行われ
る。即ち、ミキサ３、４入力からディジタル加算器117
，118迄でイメージ抑圧ミキサ（image rejection mixe
r）を構成している。アンテナ１によって図１９（ａ）
又は図２０（ａ）に示す信号が受信されるものとし、ｃ
ｈ１又はｃｈ５を選択復調するものとすると、バンドパ
スフィルタ211 の出力は図１９（ｂ）又は図２０（ｂ）
に示すものとなる。
【０１４４】そして、図１９（ｃ）又は図２０（ｂ）の
状態を経ることなく、加算器117 ，118 の出力から図１
９（ｄ）又は図２０（ｄ）に示すイメージ抑圧された所
望チャネルｃｈ１又はｃｈ５の復調出力が得られる。ロ
ーパスフィルタ231 ，232 によって所望チャネルｃｈ１
又はｃｈ５を選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
状態を経ることなく、加算器117 ，118 の出力から図１
９（ｄ）又は図２０（ｄ）に示すイメージ抑圧された所
望チャネルｃｈ１又はｃｈ５の復調出力が得られる。ロ
ーパスフィルタ231 ，232 によって所望チャネルｃｈ１
又はｃｈ５を選択して、Ｉ，Ｑ信号として出力する。
【０１４５】このように構成された実施の形態において
も上記各実施の形態と同様の効果を得ることができる。
も上記各実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１４６】図２６は本発明の他の実施の形態を示す回
路図であり、図１８の実施の形態の具体回路を示すもの
である。図２６において図１１及び図２５と同一の構成
要素には同一符号を付して説明を省略する。
路図であり、図１８の実施の形態の具体回路を示すもの
である。図２６において図１１及び図２５と同一の構成
要素には同一符号を付して説明を省略する。
【０１４７】本実施の形態はローパスフィルタ231 に代
えてローパスフィルタ235 ，236 を採用し、ローパスフ
ィルタ232 に代えてローパスフィルタ237 ，238 を採用
した点が図２５の実施の形態と異なる。ローパスフィル
タ235 ，236 は夫々乗算器111 ，112 の出力から所望チ
ャネル成分を選択して加算器117 に出力する。また、ロ
ーパスフィルタ237 ，238 は夫々乗算器113 ，114 の出
力から所望チャネル成分を選択して加算器118 に出力す
る。即ち、本実施の形態においては、イメージ抑圧部が
最終段に設けられている。
えてローパスフィルタ235 ，236 を採用し、ローパスフ
ィルタ232 に代えてローパスフィルタ237 ，238 を採用
した点が図２５の実施の形態と異なる。ローパスフィル
タ235 ，236 は夫々乗算器111 ，112 の出力から所望チ
ャネル成分を選択して加算器117 に出力する。また、ロ
ーパスフィルタ237 ，238 は夫々乗算器113 ，114 の出
力から所望チャネル成分を選択して加算器118 に出力す
る。即ち、本実施の形態においては、イメージ抑圧部が
最終段に設けられている。
【０１４８】このように構成された実施の形態において
も図２５の実施の形態と同様の動作が行われる。本実施
の形態は図２５の実施の形態に比してフィルタ部分の演
算量は増えるが、破線で囲った２つのディジタル処理部
について、例えば、ハリス社「HSP50027」等の既製品を
利用することができるという利点がある。
も図２５の実施の形態と同様の動作が行われる。本実施
の形態は図２５の実施の形態に比してフィルタ部分の演
算量は増えるが、破線で囲った２つのディジタル処理部
について、例えば、ハリス社「HSP50027」等の既製品を
利用することができるという利点がある。
【０１４９】このように、本実施の形態においては、図
２５の実施の形態と同様の効果が得られると共に、既存
のディジタル処理部を利用することにより、容易に広帯
域な受信機を構成することができるという利点を有す
る。
２５の実施の形態と同様の効果が得られると共に、既存
のディジタル処理部を利用することにより、容易に広帯
域な受信機を構成することができるという利点を有す
る。
【０１５０】図２７は本発明の他の実施の形態を示す回
路図である。図２７において図２１と同一の構成要素に
は同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は夫
々複数チャネルを有する複数のシステムの受信を可能に
した例である。
路図である。図２７において図２１と同一の構成要素に
は同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は夫
々複数チャネルを有する複数のシステムの受信を可能に
した例である。
【０１５１】いま、アンテナ１の受信信号が複数チャネ
ルを夫々有するシステムＡ，Ｂ，Ｃを含む信号であるも
のとする。本実施の形態においては、サブバンド毎にロ
ーカル発振器の発振周波数を変化させると共に、システ
ム毎にもローカル発振器の発振周波数を変化させるよう
になっている。
ルを夫々有するシステムＡ，Ｂ，Ｃを含む信号であるも
のとする。本実施の形態においては、サブバンド毎にロ
ーカル発振器の発振周波数を変化させると共に、システ
ム毎にもローカル発振器の発振周波数を変化させるよう
になっている。
【０１５２】即ち、本実施の形態はバンドパスフィルタ
211 に代えて、バンドパスフィルタ241 乃至243 を設け
ると共に、ローカル発振器212 に代えて、ローカル発振
器244 を採用した点が図２１の実施の形態と異なる。バ
ンドパスフィルタ241 乃至243 は、夫々システムＡ，
Ｂ，Ｃに対応したものであり、相互に異なる周波数帯域
に設定されたバンドパスフィルタである。ローカル発振
器244 は、各システムＡ，Ｂ，Ｃに対応した発振周波数
であって、各サブバンド毎に適した発振周波数で発振す
る。
211 に代えて、バンドパスフィルタ241 乃至243 を設け
ると共に、ローカル発振器212 に代えて、ローカル発振
器244 を採用した点が図２１の実施の形態と異なる。バ
ンドパスフィルタ241 乃至243 は、夫々システムＡ，
Ｂ，Ｃに対応したものであり、相互に異なる周波数帯域
に設定されたバンドパスフィルタである。ローカル発振
器244 は、各システムＡ，Ｂ，Ｃに対応した発振周波数
であって、各サブバンド毎に適した発振周波数で発振す
る。
【０１５３】図２８は図２７中のローカル発振器244 の
発振周波数を説明するためのスペクトル図である。図２
８の例は、各システムを２つのサブバンドに分けた場合
の例であり、ローカル発振器244 は、各システム毎に
Ｌ，Ｈ２つのローカル発振周波数で発振する。なお、各
発振周波数は、夫々各対象システムの帯域外に設定され
る。
発振周波数を説明するためのスペクトル図である。図２
８の例は、各システムを２つのサブバンドに分けた場合
の例であり、ローカル発振器244 は、各システム毎に
Ｌ，Ｈ２つのローカル発振周波数で発振する。なお、各
発振周波数は、夫々各対象システムの帯域外に設定され
る。
【０１５４】次に、このように構成された実施の形態の
動作について図２９及び図３０を参照して説明する。図
２９及び図３０は複数のシステムに対して適用する場合
の動作を説明するためのスペクトル図である。図２９は
図２８のシステムＣのチャネルｃｈ１を所望波として選
択する例であり、図３０は図２８のシステムＣのチャネ
ルｃｈ２を所望波として選択する例である。図２９及び
図３０においては、希望波を斜線で表し、イメージ成分
を格子で表している。
動作について図２９及び図３０を参照して説明する。図
２９及び図３０は複数のシステムに対して適用する場合
の動作を説明するためのスペクトル図である。図２９は
図２８のシステムＣのチャネルｃｈ１を所望波として選
択する例であり、図３０は図２８のシステムＣのチャネ
ルｃｈ２を所望波として選択する例である。図２９及び
図３０においては、希望波を斜線で表し、イメージ成分
を格子で表している。
【０１５５】アンテナ１の受信信号はバンドパスフィル
タ241 乃至243 に与えられる。バンドパスフィルタ241
乃至243 は夫々システムＡ，Ｂ，Ｃの帯域に対応して、
夫々イメージ成分を抑圧して乗算器３，４に出力する。
即ち、システムＡを受信する場合には、バンドパスフィ
ルタ241 によってイメージ成分を抑圧し、同様に、シス
テムＢ，Ｃを受信する場合には、夫々バンドパスフィル
タ242 ，243 によってイメージ成分を抑圧する。
タ241 乃至243 に与えられる。バンドパスフィルタ241
乃至243 は夫々システムＡ，Ｂ，Ｃの帯域に対応して、
夫々イメージ成分を抑圧して乗算器３，４に出力する。
即ち、システムＡを受信する場合には、バンドパスフィ
ルタ241 によってイメージ成分を抑圧し、同様に、シス
テムＢ，Ｃを受信する場合には、夫々バンドパスフィル
タ242 ，243 によってイメージ成分を抑圧する。
【０１５６】また、ローカル発振器244 の発振周波数
は、各システムＡ，Ｂ，Ｃ毎に変化させる。更に、各シ
ステムＡ，Ｂ，Ｃの各帯域を２つのサブバンドに分割す
るために、ローカル発振器244 は、各システム毎にロー
カル発振周波数Ｌとローカル発振周波数Ｈとの２つの周
波数に切り換えて発振する。
は、各システムＡ，Ｂ，Ｃ毎に変化させる。更に、各シ
ステムＡ，Ｂ，Ｃの各帯域を２つのサブバンドに分割す
るために、ローカル発振器244 は、各システム毎にロー
カル発振周波数Ｌとローカル発振周波数Ｈとの２つの周
波数に切り換えて発振する。
【０１５７】いま、図２８に示すように、所望とするシ
ステムＣがチャネルｃｈ１，ｃｈ２の２チャネルによっ
て構成されているものとする。ｃｈ１を選択する場合に
は、可変ローカル発振器244 をローカル発振周波数Ｌに
合わせ（図２９）、ｃｈ２を選択する場合には可変ロー
カル発振器244 をローカル発振周波数Ｈに合わせる（図
３０）。
ステムＣがチャネルｃｈ１，ｃｈ２の２チャネルによっ
て構成されているものとする。ｃｈ１を選択する場合に
は、可変ローカル発振器244 をローカル発振周波数Ｌに
合わせ（図２９）、ｃｈ２を選択する場合には可変ロー
カル発振器244 をローカル発振周波数Ｈに合わせる（図
３０）。
【０１５８】こうして、各システムは、各システムのサ
ブバンド毎に一括して直交復調される。他の作用は、図
２１の実施の形態と同様である。
ブバンド毎に一括して直交復調される。他の作用は、図
２１の実施の形態と同様である。
【０１５９】即ち、各システム内でのチャネル切り換え
は、ローカル発振器244 では行なわずに、可変ローカル
発振器67によるディジタル処理によって行なう。また、
チャネル選択も、アナログフィルタでは行なわずに、ロ
ーパスフィルタ69，70によってディジタル的に行う。
は、ローカル発振器244 では行なわずに、可変ローカル
発振器67によるディジタル処理によって行なう。また、
チャネル選択も、アナログフィルタでは行なわずに、ロ
ーパスフィルタ69，70によってディジタル的に行う。
【０１６０】なお、ローカル発振周波数Ｌ、ローカル発
振周波数Ｈとの差周波数は、少なくとも、取り扱うシス
テムのうちの、最もチャネル間隔の広いシステムのチャ
ネル間隔以上に設定することが有効である。これは、最
低でも、１チャネル分の周波数帯域分はＡ／Ｄ変換器に
てＡ／Ｄ変換する必要があり、最低限この１チャネル分
の帯域を通過させる機能のＡ／Ｄ変換器は、受信機に搭
載しておく必要があるためである。
振周波数Ｈとの差周波数は、少なくとも、取り扱うシス
テムのうちの、最もチャネル間隔の広いシステムのチャ
ネル間隔以上に設定することが有効である。これは、最
低でも、１チャネル分の周波数帯域分はＡ／Ｄ変換器に
てＡ／Ｄ変換する必要があり、最低限この１チャネル分
の帯域を通過させる機能のＡ／Ｄ変換器は、受信機に搭
載しておく必要があるためである。
【０１６１】図２９及び図３０の例では、１チャネル当
たりの帯域が最も広いシステムＣのチャネル間隔に、ロ
ーカル発振周波数Ｌとローカル発振周波数Ｈとの差周波
数を設定している。
たりの帯域が最も広いシステムＣのチャネル間隔に、ロ
ーカル発振周波数Ｌとローカル発振周波数Ｈとの差周波
数を設定している。
【０１６２】このように、本実施の形態においては、夫
々複数のチャネルを有した異なる帯域の複数のシステム
を受信する場合でも、フィルタ特性を容易に達成するこ
とができる。
々複数のチャネルを有した異なる帯域の複数のシステム
を受信する場合でも、フィルタ特性を容易に達成するこ
とができる。
【０１６３】なお、図２７の実施の形態においては、図
２１の構成に対応させてＲＦフィルタとアナログローカ
ル発振器とを変更したが、図２２乃至図２６の実施の形
態に適用して、同様の変更が可能であることは明らかで
ある。
２１の構成に対応させてＲＦフィルタとアナログローカ
ル発振器とを変更したが、図２２乃至図２６の実施の形
態に適用して、同様の変更が可能であることは明らかで
ある。
【０１６４】また、上記各実施の形態においては、可変
ローカル発振部202 の出力周波数をローカル発振周波数
Ｌとローカル発振周波数Ｈとに限って説明したが、２周
波出力のみならず、取り扱うシステム帯域に応じてより
多くの周波数を出力してもよいことは明らかである。
ローカル発振部202 の出力周波数をローカル発振周波数
Ｌとローカル発振周波数Ｈとに限って説明したが、２周
波出力のみならず、取り扱うシステム帯域に応じてより
多くの周波数を出力してもよいことは明らかである。
【０１６５】更に、上記各実施の形態においては、Ａ／
Ｄ変換処理以降をソフトウェア処理によって実現しても
よいことは明らかである。
Ｄ変換処理以降をソフトウェア処理によって実現しても
よいことは明らかである。
【０１６６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、シ
ステム帯域を一括して受信し、ディジタル処理によって
チャネル選択を行う場合でも、十分なイメージ抑圧度を
得ることができるという効果を有する。
ステム帯域を一括して受信し、ディジタル処理によって
チャネル選択を行う場合でも、十分なイメージ抑圧度を
得ることができるという効果を有する。
【図１】本発明に係る受信機の一実施の形態を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２】本発明に係る受信機の一実施の形態を示すブロ
ック図。
ック図。
【図３】本発明に係る受信機の一実施の形態を示すブロ
ック図。
ック図。
【図４】本発明に係る受信機の一実施の形態を示すブロ
ック図。
ック図。
【図５】実施の形態の動作を説明するためのスペクトル
図。
図。
【図６】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図７】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図８】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図９】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図１０】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図１１】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図１２】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図１３】図１２の実施の形態を説明するためのスペク
トル。
トル。
【図１４】図１２の実施の形態を説明するためのスペク
トル。
トル。
【図１５】本発明の他の実施の形態を示すブロック。
【図１６】本発明の他の実施の形態を示すブロック。
【図１７】本発明の他の実施の形態を示すブロック。
【図１８】本発明の他の実施の形態を示すブロック。
【図１９】図１５乃至図１８の実施の形態の動作を説明
するためのスペクトル図。
するためのスペクトル図。
【図２０】図１５乃至図１８の実施の形態の動作を説明
するためのスペクトル図。
するためのスペクトル図。
【図２１】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２２】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２３】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２４】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２５】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２６】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２７】本発明の他の実施の形態を示す回路図。
【図２８】図２７の実施の形態を説明するためのスペク
トル図。
トル図。
【図２９】図２７の実施の形態を説明するためのスペク
トル図。
トル図。
【図３０】図２７の実施の形態を説明するためのスペク
トル図。
トル図。
【図３１】従来の受信機を説明するための図。
【図３２】従来の受信機を説明するための図。
【図３３】従来の受信機を説明するための図。
【図３４】従来の受信機を説明するための図。
【図３５】従来例を説明するためのスペクトル図。
【図３６】従来例の問題点を説明するためのスペクトル
図。
図。
２２，７２…直交復調部、２３…固定ローカル発振部、
７１…Ａ／Ｄ変換部、７３…可変ローカル発振部、７４
…チャネル選択部、７５…イメージ抑圧部、７７…ＲＦ
フィルタ。
７１…Ａ／Ｄ変換部、７３…可変ローカル発振部、７４
…チャネル選択部、７５…イメージ抑圧部、７７…ＲＦ
フィルタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大高 章二 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝研究開発センター内 (72)発明者 谷本 洋 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝研究開発センター内 Ｆターム(参考） 5K020 DD02 EE05 FF16 HH11 5K061 AA10 AA13 BB12 CC11 CC14 CD05
Claims (9)
- 【請求項１】 複数チャネルを含む入力信号が入力され
て、周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧して出
力するフィルタ手段と、 アナログ直交復調手段を有し、前記フィルタ手段によっ
てイメージ帯域が抑圧された入力信号が入力され前記複
数チャネルを一括して低域に周波数変換する周波数変換
手段と、 前記周波数変換手段によって周波数変換された前記複数
チャネルの信号の前記イメージ帯域を抑圧して出力する
イメージ抑圧手段と、 前記イメージ抑圧手段の出力の前記複数チャネルの信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力に含まれる前記複数チャネル
の信号のうち所望チャネルをディジタル処理によって選
択するチャネル選択手段とを具備したことを特徴とする
受信機。 - 【請求項２】 複数チャネルを含む入力信号が入力され
て、周波数変換処理におけるイメージ帯域を抑圧して出
力するフィルタ手段と、 アナログ直交復調手段を有し、前記フィルタ手段によっ
てイメージ帯域が抑圧された入力信号が入力され前記複
数チャネルを一括して低域に周波数変換する周波数変換
手段と、 前記周波数変換手段によって周波数変換された前記複数
チャネルの信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力に含まれる前記複数チャネル
の信号のうち所望チャネルをディジタル処理によって選
択するチャネル選択手段と、 前記チャネル選択手段の前記ディジタル処理の処理前、
処理中又は処理後において前記イメージ帯域を抑圧する
イメージ抑圧手段とを具備したことを特徴とする受信
機。 - 【請求項３】 前記周波数変換手段は、前記複数チャネ
ルの帯域の範囲外の周波数のローカル発振出力を出力す
るローカル発振器と、 前記ローカル発振出力と前記入力信号との乗算によって
前記複数チャネルの入力信号を一括して低域に周波数変
換するアナログ直交復調手段とを具備したことを特徴と
する請求項１又は２のいずれか一方に記載の受信機。 - 【請求項４】 前記チャネル選択手段は、前記所望チャ
ネルの周波数のローカル発振出力を出力する発振周波数
が可変の可変ローカル発振器と、 前記可変ローカル発振器のローカル発振出力と低域に周
波数変換されたディジタルの前記複数チャネルの信号と
の乗算によって前記所望チャネルを復調するディジタル
直交復調手段と、 前記ディジタル直交復調手段の出力から前記所望チャネ
ルを選択するディジタルフィルタ手段とを具備したこと
を特徴とする請求項１に記載の受信機。 - 【請求項５】 前記チャネル選択手段は、前記所望チャ
ネルの周波数のローカル発振出力を出力する発振周波数
が可変の可変ローカル発振器と、 前記可変ローカル発振器のローカル発振出力と低域に周
波数変換されたディジタルの前記複数チャネルの信号と
の乗算によって前記所望チャネルを復調するディジタル
直交復調手段と、 前記ディジタル直交復調手段の出力から前記所望チャネ
ルを選択するディジタルフィルタ手段とを具備したこと
を特徴とする請求項２に記載の受信機。 - 【請求項６】 前記イメージ抑圧手段は、前記Ａ／Ｄ変
換手段の出力、前記ディジタル直交復調手段の出力又は
前記ディジタルフィルタ手段の出力から前記イメージ帯
域を抑圧した出力を得ることを特徴とする請求項５に記
載の受信機。 - 【請求項７】 前記周波数変換手段は、前記複数チャネ
ルを含む入力信号を複数のサブバンドに分割し、前記フ
ィルタ手段の出力を前記サブバンド毎に一括して低域に
周波数変換することを特徴とする請求項１又は２のいず
れか一方に記載の受信機。 - 【請求項８】 前記周波数変換手段は、前記複数チャネ
ルの帯域を複数のサブバンドに分割し、前記サブバンド
の帯域幅以上の間隔で周波数を変更したローカル発振出
力を出力するローカル発振器と、 前記ローカル発振出力と前記入力信号との乗算によって
前記複数チャネルの入力信号を前記サブバンド毎に一括
して低域に周波数変換するアナログ直交復調手段とを具
備したことを特徴とする請求項１又は２のいずれか一方
に記載の受信機。 - 【請求項９】 前記周波数変換手段は、前記複数チャネ
ルの帯域を複数のサブバンドに分割し、各サブバンドの
帯域の範囲外の周波数であって、前記サブバンドの帯域
幅以上の間隔で周波数を変更したローカル発振出力を出
力するローカル発振器と、前記ローカル発振出力と前記
入力信号との乗算によって前記複数チャネルの入力信号
を前記サブバンド毎に一括して低域に周波数変換するア
ナログ直交復調手段とを具備したことを特徴とする請求
項１又は２のいずれか一方に記載の受信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30595399A JP3615099B2 (ja) | 1999-06-28 | 1999-10-27 | 受信機 |
| US09/604,838 US6714604B1 (en) | 1999-06-28 | 2000-06-27 | Receiver |
| US10/773,218 US7095806B2 (en) | 1999-06-28 | 2004-02-09 | Receiver |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11-182311 | 1999-06-28 | ||
| JP18231199 | 1999-06-28 | ||
| JP30595399A JP3615099B2 (ja) | 1999-06-28 | 1999-10-27 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001077717A true JP2001077717A (ja) | 2001-03-23 |
| JP3615099B2 JP3615099B2 (ja) | 2005-01-26 |
Family
ID=26501157
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30595399A Expired - Fee Related JP3615099B2 (ja) | 1999-06-28 | 1999-10-27 | 受信機 |
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| JP (1) | JP3615099B2 (ja) |
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| JP2008187314A (ja) * | 2007-01-29 | 2008-08-14 | Mitsubishi Electric Corp | イメージ除去型受信装置 |
| JP2012034406A (ja) * | 2004-12-10 | 2012-02-16 | Maxlinear Inc | 高調波除去受信機のアーキテクチャーと混合器 |
| JP2012042387A (ja) * | 2010-08-20 | 2012-03-01 | Toshiba Corp | レーダ装置 |
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| JP2015201679A (ja) * | 2014-04-04 | 2015-11-12 | 三菱電機株式会社 | 複数チャンネル同時受信装置 |
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| CN100431260C (zh) * | 2001-09-19 | 2008-11-05 | 西门子公司 | 多波段接收机及所属的方法 |
| KR100792236B1 (ko) * | 2001-12-29 | 2008-01-07 | 엘지전자 주식회사 | 이미지 신호제거 수신기 |
| US6873916B2 (en) * | 2002-10-18 | 2005-03-29 | Symyx Technologies, Inc. | Application specific integrated circuitry for controlling analysis of a fluid |
| US7158897B2 (en) * | 2003-03-21 | 2007-01-02 | Symyx Technologies, Inc. | Integrated circuitry for controlling analysis of a fluid |
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| US7280059B1 (en) * | 2004-05-20 | 2007-10-09 | The Trustees Of Columbia University In The City Of New York | Systems and methods for mixing domains in signal processing |
| GB0417539D0 (en) * | 2004-08-06 | 2004-09-08 | Zarlink Semiconductor Ltd | Tuner |
| US7375741B2 (en) * | 2005-03-24 | 2008-05-20 | Himax Technologies Limited | Circuit and method for eliminating image interfering with desired channel |
| JP4327122B2 (ja) * | 2005-05-11 | 2009-09-09 | 株式会社東芝 | 無線受信機および無線受信方法 |
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| US6297637B1 (en) * | 1998-12-29 | 2001-10-02 | Siemens Aktiengesellschaft | High-frequency receiver, particularly for a nuclear magnetic resonance apparatus |
| FI20002164A (fi) * | 2000-09-29 | 2002-03-30 | Nokia Corp | Frekvenssikonversio |
-
1999
- 1999-10-27 JP JP30595399A patent/JP3615099B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-06-27 US US09/604,838 patent/US6714604B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-02-09 US US10/773,218 patent/US7095806B2/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
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