JP5859141B2

JP5859141B2 - 受信機

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Publication number: JP5859141B2
Application number: JP2014551910A
Authority: JP
Inventors: 鈴木　宏; 宏鈴木; 勝崇今尾; 卓藤原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-12-11
Filing date: 2013-07-30
Publication date: 2016-02-10
Anticipated expiration: 2033-07-30
Also published as: WO2014091791A1; JPWO2014091791A1

Description

本発明は、ＲＦ信号を受信する受信機に関するものである。

自動車等の移動体に搭載される放送受信用のチューナとして、系列局内の１つの放送局からの放送波を受信して番組を視聴可能にしながら、同じ系列局内の他の放送局からの放送波を受信して番組をサーチする機能を持つチューナがある。また、後部座席エンターテイメント（ＲｅａｒＳｅａｔＥｎｔｅｒｔａｉｎｍｅｎｔ：ＲＳＥ）の要求に応える装置として、自動車の前部座席と後部座席のそれぞれに設置したテレビ画面で同時に異なる番組を視聴可能にする装置もある。これらの機能を実現するためには、少なくとも２つの放送波を同時に受信することが必要である。

ところで、一般には、アンテナに入力された放送波の中から所望のチャネルの信号を選択して増幅し、このチャネルの信号を低い周波数に変換するためのＲＦ（高周波数）チューナ回路は、アナログ回路で構成され、一方、低い周波数（例えば、数十ＭＨｚから数ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ））に変換された信号を復調する復調回路は、ディジタル信号処理回路で構成される。このため、両者の間には、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器を備える必要がある。

２つの放送波を同時に受信し、２つのＲＦチューナ回路が出力する２つのＩＦ信号の周波数帯を互いに隣接し且つ互いに異なる周波数に変換し、これら２つのＩＦ信号を合成した後、合成されたＩＦ信号を１つのＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換して復調回路に渡す受信機が、提案されている（例えば、特許文献１参照）。しかし、特許文献１には、隣接チャネルなどの妨害波を除去する方法が示されていない。

一般に、隣接チャネルの信号を除去するためのフィルタであるチャネルフィルタには、急峻な遮断特性が必要であることから、ＳＡＷ（表面弾性波）フィルタが使われている。

また、イメージキャンセルミキサを使用してイメージ妨害波を除去するとともに、ＩＦ周波数を低くすることによってＳＡＷフィルタの使用を回避するＬｏｗ−ＩＦ（低ＩＦ）型受信機も知られている（例えば、非特許文献１参照）。

特開２０００−４１０２０号公報（例えば、図１（Ｂ）、段落００４１）

ＢｅｈｚａｄＲａｚａｖｉ著、黒田忠広監訳、「ＲＦマイクロエレクトロニクス」、ｐｐ．１５１−１６０、丸善株式会社発行

しかし、ＳＡＷフィルタは他の受信回路のように半導体回路として集積することができないため、隣接チャネルの信号を除去するためにＳＡＷフィルタを用いた場合には、受信機を構成する回路が複雑になり、製造コストと実装面積の増大が避けられない。

また、Ｌｏｗ−ＩＦ型受信機では、Ｌｏｗ−ＩＦの周波数帯にチャネルフィルタを設けて、隣接チャネルの信号を除去するが、ＩＦ周波数が高いほど、チャネルフィルタの遷移帯域の比帯域は小さくなり、所望の特性を得ることが難しくなる。

本発明の目的は、回路を複雑にせずに、チャネルフィルタに求められる急峻な遮断特性を実現することができる受信機を提供することである。

本発明の一形態に係る受信機は、第１のＲＦ信号である第１の希望波を第１の後段ＩＦ信号に変換する第１の受信系と、第２のＲＦ信号である第２の希望波を第２の後段ＩＦ信号に変換する第２の受信系と、前記第１の後段ＩＦ信号と前記第２の後段ＩＦ信号とを加算してＩＦ出力信号を生成する加算器とを有し、前記第１の受信系は、前記第１の希望波の中心周波数に対応して第１の前段局部発振周波数の信号を発振する第１の前段局部発振器と、前記第１のＲＦ信号と前記第１の前段局部発振周波数の信号とを乗算することによって、第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を生成する第１の直交復調器と、前記第１の直交復調器で生成された前記第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を入力として、通過帯域が制限された第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を出力する第１の前段フィルタ対と、第１の後段局部発振周波数の信号を発振する第１の後段局部発振器と、第１の前段フィルタ対を通過した前記第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分と前記第１の後段局部発振周波数の信号とを乗算することによって、第１の後段ＩＦ信号を生成する第１の直交変調器と、前記第１の直交復調器で生成された前記第１の後段ＩＦ信号を入力として、通過帯域が制限された第１の後段ＩＦ信号を生成する第１の後段フィルタとを含み、前記第２の受信系は、前記第２の希望波の中心周波数に対応して第２の前段局部発振周波数の信号を発振する第２の前段局部発振器と、前記第２のＲＦ信号と前記第２の前段局部発振周波数の信号とを乗算することによって、第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を生成する第２の直交復調器と、前記第２の直交復調器で生成された前記第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を入力として、通過帯域が制限された第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を出力する第２の前段フィルタ対と、第２の後段局部発振周波数の信号を発振する第２の後段局部発振器と、第２の前段フィルタ対を通過した前記第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分と前記第１の後段局部発振周波数の信号とを乗算することによって、第２の後段ＩＦ信号を生成する第２の直交変調器と、前記第２の直交復調器で生成された前記第２の後段ＩＦ信号を入力として、通過帯域が制限された第２の後段ＩＦ信号を生成する第２の後段フィルタとを含み、前記第１の前段フィルタ対、前記第１の後段フィルタ、前記第２の前段フィルタ対、及び前記第２の後段フィルタの通過域周波数は、前記第１及び第２の希望波の変調帯域幅以上の帯域幅を前記第１及び第２の前段ＩＦ信号の変調帯域幅であるＩＦ信号帯域幅とし、前記第１の前段ＩＦ信号の中心周波数は、前記第１の後段ＩＦ信号の中心周波数よりも前記ＩＦ信号帯域幅以上離れて高くし、前記第２の前段ＩＦ信号の中心周波数は、前記第２の後段ＩＦ信号の中心周波数よりも前記ＩＦ信号帯域幅以上離れて低くするように、設定されることを特徴としている。

本発明によれば、異なる２つのＲＦチャネルの信号を選択して、不要信号を除去し、隣接する２つのＩＦ信号に変換することで、異なる２つのＲＦチャネルの信号を１つのＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換することができる。

また、本発明によれば、隣接チャネル妨害波を除去するためのフィルタの通過域上端周波数及び通過域下端周波数を概ね変調帯域幅相当の周波数に抑えてチャネルフィルタ特性の実現を容易にすることができる。

（Ａ）〜（Ｃ）は、比較例に関し、（Ａ）は、ウェーバー式イメージキャンセルミキサの基本構成を示すブロック図であり、（Ｂ）は、直交復調器の基本構成を示すブロック図であり、（Ｃ）は、直交変調器の基本構成を示すブロック図である。（Ａ）及び（Ｂ）は、チャネルフィルタの通過域の上端周波数と遷移帯域の関係（比帯域）を示す図である。ＲＦ帯の２つの信号を、ＩＦ帯の隣接する２つのＩＦ信号に変換する動作を示す図である。本発明の実施の形態１に係る受信機の構成を概略的に示すブロック図である。実施の形態１に係る受信機の変調帯域幅とＩＦ信号帯域幅の関係を示す図である。（Ａ）〜（Ｇ）は、実施の形態１に係る受信機の第１の受信系で行われる信号の周波数変換を示す図である。（Ａ）〜（Ｇ）は、実施の形態１に係る受信機の第２の受信系で行われる信号の周波数変換を示す図である。実施の形態１に係る受信機の加算器から出力されるＩＦ信号を示す図である。本発明の実施の形態２に係る受信機の構成を概略的に示すブロック図である。本発明の実施の形態３に係る受信機の構成を示す概略的に示すブロック図である。本発明の実施の形態４に係る受信機の構成を概略的に示すブロック図である。

《１》比較例
以下に、比較例を説明する。図１（Ａ）は、イメージキャンセルミキサの一種であるウェーバー式イメージキャンセルミキサの構成を示すブロック図であり、図１（Ｂ）及び（Ｃ）は、それぞれウェーバー式イメージキャンセルミキサの構成要素である直交復調器３１０と直交変調器３４０の内部構造を示すブロック図である。図１（Ａ）〜（Ｃ）に示されるように、ウェーバー式イメージキャンセルミキサは、従属接続された直交復調器３１０と直交変調器３４０と、直交復調器３１０と直交変調器３４０のそれぞれに局部発振周波数ｆ_ＬＰ，ｆ_ＬＳの局部発振信号を与える局部発振器３２０，３５０と、フィルタ対３３０とから構成される。図１（Ｂ）に示されるように、直交復調器３１０は、ミキサ３１１と、ミキサ３１２と、９０度移相器３１３とを有している。また、図１（Ｃ）に示されるように、直交変調器３４０は、ミキサ３４１と、ミキサ３４２と、９０度移相器３４３と、加算器３４４とを有している。

Ｌｏｗ−ＩＦ型受信機では、Ｌｏｗ−ＩＦの周波数帯にチャネルフィルタを設けて、隣接チャネル信号を除去する。チャネルフィルタに要求される遮断特性の遷移帯域幅は、主として伝送信号の規格又は仕様から決まるものであり、ＩＦ周波数とは無関係に一定の値となる。したがって、遷移帯域幅の比帯域は、ＩＦ周波数に反比例する。ＩＦ周波数が高いほど、チャネルフィルタの遷移帯域の比帯域は小さくなり、所望の特性を得ることが難しくなる。

図２（Ａ）及び（Ｂ）は、隣接チャネル信号を除去するチャネルフィルタの特性の一例を示している。図２（Ｂ）は、図２（Ａ）に比べてＩＦ信号の周波数が高いため、チャネルフィルタの通過域の上端周波数は、ＩＦ信号の変調帯域幅の上端に合わせて図２（Ｂ）の方が高くなっている。しかし、図２（Ａ）の遷移帯域幅と図２（Ｂ）の遷移帯域幅とは等しい。したがって、通過域の上端周波数に対する遷移帯域幅の比率、すなわち比帯域は、図２（Ｂ）の方が小さく、図２（Ｂ）の場合の方が図２（Ａ）の場合よりもフィルタ特性の実現は難しい。

図３は、ＲＦ帯の２つの信号を、ＩＦ帯の隣接する２つのＩＦ信号に変換する動作を示す図である。任意の２つのＲＦ信号を、互いに周波数が隣接する２つのＩＦ信号に変換する受信機で必要となるチャネルフィルタの特性を考えた場合、周波数が高いＩＦ信号に対するチャネルフィルタの通過域の上端は、少なくとも変調帯域幅の２倍以上の周波数になるため、チャネルフィルタの実現が容易でない。

また、２つのＩＦ信号を１つのＡ／Ｄ変換器に入力するためには、２つのＲＦ信号を２系統の処理系で個別にＩＦ信号に変換したのちに加算する。２つのＩＦ信号の周波数は、隣接しているため、加算することにより、それぞれ元のＲＦ信号に対する隣接チャネル信号が、互いの同一チャネル妨害波として重畳されるため、それ以降に妨害波成分を除去することは容易でない。そのため、加算する前に隣接チャネル信号を十分に除去しておく必要があり、一般的な受信機で求められる隣接チャネル妨害波除去よりも大きな減衰量が求められ、チャネルフィルタの実現をより一層困難にしている。

以上の理由から、以下に説明する本発明の実施の形態に係る受信機においては、Ｌｏｗ−ＩＦ型受信機である第１の受信系と第２の受信系と用いて、任意の２チャネルのＲＦ信号を、概ね隣接する２つのＩＦ信号にダウンコンバートして１つのＡ／Ｄ変換器に入力可能にしている。さらに、本発明の実施の形態に係る受信機においては、各受信系において発生するイメージ成分を除去し、各ＲＦ信号をＩＦ帯の周波数にダウンコンバートする過程で、２系統それぞれに異なる特定の周波数関係を与えることにより、隣接チャネル妨害波を除去するためのフィルタの通過域の上端又は下端の周波数を概ね変調帯域幅分に抑えてチャネルフィルタに求められる急峻な遮断特性の実現を容易にしている。

《２》実施の形態１．
《２−１》実施の形態１の構成
図４は、本発明の実施の形態１に係る受信機１の構成を概略的に示すブロック図である。図４には、本発明に関連する構成要素のみを記載する。実際の受信機には、図４には示されていない増幅器が、必要に応じて必要な位置に設けられている。実施の形態１に係る受信機１は、例えば、放送受信用の受信機又は無線通信用の受信機である。より具体的に言えば、受信機１は、例えば、テレビ受像器、テレビ放送の受信機能を持つビデオレコーダ、車載用の放送受信機、車載用の無線受信機などに適用可能である。

図４に示されるように、受信機１は、第１の受信系１００と、第２の受信系２００とを有している。第１の受信系１００及び第２の受信系２００の各々は、ウェーバー式イメージキャンセルミキサによって構成することができる。また、受信機１は、加算器２０を有している。加算器２０は、第１の受信系１００の出力Ｓ_１００と第２の受信系２００の出力Ｓ_２００とを加算（合成）する。また、受信機１の出力信号をディジタル信号とするために、受信機１は、加算器２０からの出力Ｓ_１をディジタル信号Ｄ_１に変換するＡ／Ｄ変換器３０を有してもよい。なお、実施の形態１において、受信機１には、アンテナ１０が接続されており、アンテナ１０に入力されたＲＦ信号Ｓ_１０は２つに分配され、分配された２つのＲＦ信号は２つの受信系、すなわち、第１の受信系１００及び第２の受信系２００にそれぞれ入力される。

第１の受信系１００は、直交復調器１１０と、この直交復調器１１０に局部発振信号を与える局部発振器１２０と、直交復調器１１０の出力側に接続されたフィルタ対１３０と、直交変調器１４０と、この直交変調器１４０に局部発振信号を与える局部発振器１５０と、直交変調器１４０の出力側に接続されたフィルタ１６０とを有している。直交復調器１１０と局部発振器１２０とフィルタ対１３０とを、第１の受信系１００内における前段の構成と定義し、直交変調器１４０と局部発振器１５０とフィルタ１６０とを、第１の受信系１００内における後段の構成と定義する。このため、局部発振器１２０は前段局部発振器１２０とも言い、フィルタ対１３０は前段フィルタ対１３０とも言い、局部発振器１５０は後段局部発振器１５０とも言い、フィルタ１６０は後段フィルタ１６０とも言う。

第２の受信系２００は、直交復調器２１０と、この直交復調器２１０に局部発振信号を与える局部発振器２２０と、直交復調器２１０の出力側に接続されるフィルタ対２３０と、直交変調器２４０と、この直交変調器２４０に局部発振信号を与える局部発振器２５０と、直交変調器２４０の出力側に接続されるフィルタ２６０とを有している。直交復調器２１０と局部発振器２２０とフィルタ対２３０とを、第２の受信系２００内における前段の構成と定義し、直交変調器２４０と局部発振器２５０とフィルタ２６０とを、第２の受信系２００内における後段の構成と定義する。このため、局部発振器２２０は前段局部発振器２２０とも言い、フィルタ対２３０は前段フィルタ対２３０とも言い、局部発振器２５０は後段局部発振器２５０とも言い、フィルタ２６０は後段フィルタ２６０とも言う。

実施の形態１に係る受信機１は、図３に示されるように、ＲＦ帯の２つの放送波を同時に受信し、２つのＲＦチューナ回路、すなわち、第１の受信系１００及び第２の受信系２００が出力する２つのＩＦ信号の周波数帯を、互いに隣接し且つ互いに異なる周波数に変換する。その後、これら２つのＩＦ信号は加算器２０で加算（合成）され、合成されたＩＦ信号（出力）Ｓ_１は１つのＡ／Ｄ変換器３０でＡ／Ｄ変換してディジタル信号Ｄ_１となり、復調回路に渡される。

《２−２》実施の形態１の動作
図５は、受信機１の変調帯域幅とＩＦ信号帯域幅の関係を示す図である。ＲＦ信号である希望波の変調帯域幅をＢ_ＭＯＤとし、変調帯域幅Ｂ_ＭＯＤと等しい又は変調帯域幅Ｂ_ＭＯＤよりも少し広い帯域幅をＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦと定義すると、変調帯域幅Ｂ_ＭＯＤとＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦとは図５に示すような関係（Ｂ_ＭＯＤ≦Ｂ_ＩＦ）になる。

図６（Ａ）〜（Ｇ）は、実施の形態１に係る受信機１の第１の受信系１００で実行される信号の周波数変換を示す図である。第１の受信系１００において、前段局部発振器１２０が発振する局部発振信号の周波数ｆ_ＬＰ１は、第１の受信系１００で受信する希望波Ｓ_１０の中心周波数ｆ_ＲＦ１に対して、ＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦの１．５倍だけ高い周波数とする（図６（Ａ））。この前段局部発振信号と第１の受信系１００の希望波を直交復調器１１０に入力することで、ＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦの１．５倍に相当する周波数を中心周波数として前段ＩＦ信号がＩ成分とＱ成分に分けて出力される（図６（Ｂ））。

直交復調器１１０から出力された直後の前段ＩＦ信号Ｓ_１１０Ｉ，Ｓ_１１０Ｑには、隣接チャネル信号などの他の信号も併せてダウンコンバートされているため、後に続くフィルタ対１３０で除去する。前段フィルタ対１３０は、特性の等しい２つのハイパスフィルタであり、前段ＩＦ信号の変調帯域の下端を通過域の下端周波数として、下隣接チャネルを除去する（図６（Ｃ））。

前段フィルタ対１３０を越えた前段ＩＦ信号のＩ成分（同相成分）Ｓ_１３０Ｉ及びＱ成分（直交位相成分）Ｓ_１３０Ｑは、直交変調器１４０に入力される。後段局部発振器１５０が発振する局部発振信号の周波数ｆ_ＬＳ１は、ＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦに相当する周波数とする。ｆ_ＬＳ１は、前段ＩＦ信号の中心周波数ｆ_ＩＦＰ１に対して０．５Ｂ_ＩＦ低い周波数に当たる（図６（Ｄ））。

この後段局部発振信号と第１の受信系１００の前段ＩＦ信号を直交変調器１４０に入力することで、両信号の周波数の和成分と差成分の２周波数に変換され、それぞれの中心周波数が０．５Ｂ_ＩＦになる位置と２．５Ｂ_ＩＦになる位置に出力される（図６（Ｅ））。

直交変調器１４０の中での周波数変換操作は、Ｉ成分とＱ成分が個別に行われるため、まずそれぞれの周波数変換結果が得られる。このとき、第１の受信系１００の希望波から生成される信号については、Ｉ成分とＱ成分が全く同じ信号となる。

次に、直交変調器１４０の内部で周波数変換後のＩ成分とＱ成分が加算され、１つの信号Ｓ_１４０となって出力される。この段階では、周波数成分として前記のとおり和成分と差成分が存在しており、なおかつ、上隣接チャネル信号は、ここまで抑圧されることなく通過するため、後に続く後段フィルタ１６０で和成分及び上隣接チャネルを含むその他の不要信号を除去する。後段フィルタ１６０は、後段ＩＦ信号の変調帯域幅の上端に相当する周波数を通過域の上端周波数とするローパスフィルタである（図６（Ｆ））。

後段フィルタ１６０を通過することで不要な信号成分は、取り除かれ、元の中心周波数ｆ_ＲＦ１の希望波がダウンコンバートされた後段ＩＦ信号（出力）Ｓ_１００が得られる（図６（Ｇ））。

第２の受信系２００において、前段局部発振器１２０が発振する局部発振信号の周波数ｆ_ＬＰ２は、第２の受信系２００で受信する希望波Ｓ_１０の中心周波数ｆ_ＲＦ２に対して、ＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦの０．５倍だけ高い周波数とする（図７（Ａ））。この前段局部発振信号と第２の受信系２００の希望波を直交復調器２１０に入力することで、ＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦの０．５倍に相当する周波数を中心周波数として前段ＩＦ信号がＩ成分とＱ成分に分けて出力される（図７（Ｂ））。

直交復調器２１０から出力された直後の前段ＩＦ信号Ｓ_２１０Ｉ，Ｓ_２１０Ｑには、隣接チャネル信号などの他の信号も併せてダウンコンバートされているため、後に続く前段フィルタ対２３０で除去する。前段フィルタ対２３０は、特性の等しい２つのローパスフィルタであり、前段ＩＦ信号の変調帯域の上端を通過域の上端周波数として、上隣接チャネルを除去する（図７（Ｃ））。

前段フィルタ対２３０を越えた前段ＩＦ信号のＩ成分Ｓ_２３０Ｉ及びＱ成分Ｓ_２３０Ｑは、直交変調器２４０に入力される。後段局部発振器２５０が発振する局部発振信号の周波数ｆ_ＬＳ２は、ＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦに相当する周波数とする。周波数ｆ_ＬＳ２は、前段ＩＦ信号の中心周波数ｆ_ＩＦＰ２に対して０．５Ｂ_ＩＦ高い周波数に当たる（図７（Ｄ））。

この後段局部発振信号と第２の受信系２００の前段ＩＦ信号を直交変調器２４０に入力することで、両信号の周波数の和成分と差成分の２周波数に変換され、それぞれの中心周波数が０．５Ｂ_ＩＦになる位置と１．５Ｂ_ＩＦになる位置に出力される（図７（Ｅ））。

直交変調器２４０の中での周波数変換操作は、Ｉ成分とＱ成分が個別に行われるため、まずそれぞれの周波数変換結果が得られる。このとき、第２の受信系２００の希望波から生成される信号のうち、和成分については、Ｉ成分とＱ成分が全く同じ信号となり、差成分については、Ｉ成分とＱ成分が互いに逆位相の信号となる。

次に、直交変調器２４０の内部で周波数変換後のＩ成分とＱ成分が加算され、１つの信号Ｓ_２４０となって出力される。この段階で、差成分は、前記のとおり、Ｉ成分とＱ成分が逆位相であるために、打ち消し合って消滅し、和成分だけが残る。しかし、元のＲＦ帯での希望波の上隣接チャネルは、第２の受信系２００においては、イメージ周波数に当たり、ここまで抑圧されることなく通過するため、後に続く後段フィルタ２６０で除去する。後段フィルタ２６０は、後段ＩＦ信号の変調帯域幅の上端に相当する周波数を通過域の上端周波数とするハイパスフィルタである（図７（Ｆ））。

後段フィルタ２６０を通過することで不要な信号成分は、取り除かれ、元の中心周波数ｆＲＦ２の希望波がダウンコンバートされた後段ＩＦ信号（出力）Ｓ_２００が得られる（図７（Ｇ））。

最後に、第１の受信系１００が出力する後段ＩＦ信号（出力）Ｓ_１００と、第２の受信系２００が出力する後段ＩＦ信号（出力）Ｓ_２００を、加算器２０によって加算（合成）して、合成されたＩＦ信号（出力）Ｓ_１をＡ／Ｄ変換器３０に入力する（図８）。

以上の過程によって、遷移帯域幅の比帯域が比較的大きいフィルタを使いながら、異なる２つのＲＦ信号を選択して、隣接チャネル信号などの不要信号を除去し、隣接する２つのＩＦ信号に変換することで、１つのＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換することが可能となる。

一般に、Ａ／Ｄ変換器の前段には、エイリアシング現象の発生を防止するための、アンチエイリアシングフィルタを用いる必要があるが、図４の受信機１では、第１の受信系１００及び第２の受信系２００の信号処理の過程でナイキスト周波数を越える周波数成分は、除去されるため、個別にアンチエイリアシングフィルタを設ける必要はない。

また、第１の受信系１００の前段フィルタ対１３０と第２の受信系２００の後段フィルタ２６０は、いずれもＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦに相当する周波数を通過域の下端の周波数として隣接チャネル信号を除去するハイパスフィルタであるため、同じ特性のフィルタを適用することができる。同様に、第２の受信系２００の前段フィルタ対２３０と第１の受信系１００の後段フィルタ１６０は、いずれもＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦに相当する周波数を通過域の上端の周波数として隣接チャネル信号を除去するローパスフィルタであるため、同じ特性のフィルタを適用することができる。したがって、図４のブロック図には、合計６個のフィルタがあるが、設計上は、２種類のフィルタを設計すればよく、なおかつ、それら２種類のフィルタ特性は、通過域の上端又は下端の周波数が等しいハイパスフィルタとローパスフィルタであり対称性があるため、設計工数の低減に寄与する。これらのフィルタをディスクリート部品で構成する場合には、部品定数の共通化により低コスト化に寄与することができる。

なお、周波数変換操作の過程で、希望信号に妨害波の折り返し成分が同じ周波数に重畳するところがあるが、いずれも、イメージキャンセルミキサの効果によって、それぞれの出力段の加算で打ち消される。

例えば、第１の受信系１００に対しては、ＩＦ信号帯域幅Ｂ_ＩＦの３倍だけ高い方に離れた周波数がイメージ周波数となる。この周波数の信号がアンテナに入力されると第１の受信系１００の直交復調器１１０における乗算にて、希望波の前段ＩＦ信号と同じ周波数に重畳するが、その後に続く直交変調器１４０の乗算によって、周波数は、やはり希望波の後段ＩＦ信号と同じ周波数であるものの、Ｉ成分とＱ成分で位相が逆になって現れるため、その後の加算で打ち消しあって消滅する。

また、第２の受信系２００に対しては、前記のとおり希望信号の上隣接チャネル信号がイメージ周波数の妨害波となる。この信号が入力されると、第２の受信系２００の直交復調器２１０における乗算にて、希望波の前段ＩＦ信号と同じ周波数に重畳するが、その後に続く直交変調器２４０の乗算によって得られる和成分については、周波数は、やはり希望波の後段ＩＦ信号と同じ周波数であるものの、Ｉ成分とＱ成分で位相が逆になって現れるため、その後の加算で打ち消しあって消滅する。

《２−３》実施の形態１の効果
ＳＡＷフィルタの使用回避を含め受信機構成を簡素化する方法としてダイレクトコンバージョン受信機が多く用いられている。ＩＦ段を設けることなく、ＲＦ帯から直接、ベースバンドＩ／Ｑ信号に変換して復調部に渡すため、隣接チャネルの信号除去は、ベースバンドＩ／Ｑ信号に対するＬＰＦで行う。この場合、Ｌｏｗ−ＩＦよりさらに周波数の低いベースバンド帯域のＬＰＦであるため、半導体回路で比較的容易に実現することができ、受信機の他の回路と併せて同じ集積回路上に実装することができる。また、ダイレクトコンバージョン方式は、原理上、イメージ周波数が存在しないという特徴を持つ。しかし、その反面、Ａ／Ｄ変換器は、Ｉ信号とＱ信号のそれぞれに必要となるため、２個使用することとなる。これは、Ｉ信号とＱ信号を同位相でサンプリングする必要があるため、１個のＡ／Ｄ変換器をマルチプレクサで切り替えて２信号を入力する方法は、適用できないからである。回路技術面では、ＤＣオフセットとフリッカ雑音の問題を持っており、これらを回避・抑制するための高度な技術が必要となる。これに対して、本発明の実施の形態１に係る受信機１では、これらの課題は生じない。

《３》実施の形態２．
図９は、実施の形態２に係る受信機２の構成を概略的に示すブロック図である。図９において、図４に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、同じ符号を付す。図９に示されるように、実施の形態２に係る受信機２は、第１の後段局部発振周波数ｆ_ＬＳ１と第２の後段局部発振周波数ｆ_ＬＳ２を同一周波数として、後段局部発振器１５０ａが発振する信号にて、第１の受信系１００ａで用いられる第１の後段局部発振信号と第２の受信系２００ａで用いられる第２の後段局部発振信号の両方で共用する。これにより、図４の構成に比べて、後段局部発振器１５０ａの数を削減することができ、より簡素な構成とすることができる。上記以外の点において、実施の形態２は、実施の形態１と同じである。

《４》実施の形態３．
図１０は、実施の形態３に係る受信機３の構成を概略的に示すブロック図である。図１０において、図４に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、同じ符号を付す。図１０に示されるように、実施の形態３に係る受信機３では、第１の受信系１００と第２の受信系２００のそれぞれ別のアンテナ１０，１１が接続されている。これにより、第１の受信系１００と第２の受信系２００は、それぞれに特性の異なるアンテナを適用することが可能となる。第１の受信系１００が受信する希望波Ｓ_１０の周波数と第２の受信系２００が受信する希望波Ｓ_１１の周波数が大きく離れている場合に、それぞれの希望波の周波数帯に最適化したアンテナを用いることで、受信性能の向上を図ることが可能となる。上記以外の点において、実施の形態３は、実施の形態１と同じである。

《５》実施の形態４．
図１１は、実施の形態４に係る受信機４の構成を概略的に示すブロック図である。図１１において、図４に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、同じ符号を付す。図１１に示されるように、実施の形態４に係る受信機４では、第１の受信系１００ｂの前段フィルタ対１３０ｂをバンドパスフィルタで構成している。低域側の遮断特性は、実施の形態１〜３で使用するハイパスフィルタと同じ特性とし、高域側にも減衰を与えるものである。通過域の上端周波数は、２Ｂ_ＩＦ以上とし高域側の遮断特性は、比較的緩やかでよい。このバンドパスフィルタの高域側減衰により、直交復調器での周波数変換により発生する和成分と差成分のうち、和成分を除去することができる。一般に、ＲＦ帯からＬｏｗ−ＩＦ帯への周波数変換では、和成分の周波数は、元のＲＦ信号の周波数の２倍に近い高い周波数となるため、後続のＩＦ段では、特に除去する手段を用いなくとも減衰して問題とならない場合が多い。しかし、何らかの理由で、和成分の発生が問題となる場合は、図１１の構成を採用することによって、和成分を除去することができる。上記以外の点において、実施の形態４は、実施の形態１と同じである。

《６》変形例．
実施の形態１〜４の構成を各々組み合わせて、受信機を構成することもできる。例えば、実施の形態２又は４に係る受信機２又は４に、実施の形態３における２つのアンテナ１０，１１を適用することができる。

１，２，３，４受信機、１０，１１アンテナ、２０加算器、３０Ａ／Ｄ変換器、１００，１００ａ，１００ｂ第１の受信系、１１０直交復調器（第１の直交復調器）、１２０前段局部発振器（第１の前段局部発振器）、１３０，１３０ｂ前段フィルタ対（第１の前段フィルタ対）、１４０直交変調器（第１の直交変調器）、１５０，１５０ａ後段局部発振器（第１の後段局部発振器）、１６０後段フィルタ（第１の後段フィルタ）、２００，２００ａ第２の受信系、２１０直交復調器（第２の直交復調器）、２２０前段局部発振器（第２の前段局部発振器）、２３０前段フィルタ対（第２の前段フィルタ対）、２４０直交変調器（第２の直交変調器）、２５０後段局部発振器（第２の後段局部発振器）、２６０後段フィルタ（第２の後段フィルタ）。

Claims

第１のＲＦ信号である第１の希望波を第１の後段ＩＦ信号に変換する第１の受信系と、
第２のＲＦ信号である第２の希望波を第２の後段ＩＦ信号に変換する第２の受信系と、
前記第１の後段ＩＦ信号と前記第２の後段ＩＦ信号とを加算してＩＦ出力信号を生成する加算器と
を有し、
前記第１の受信系は、
前記第１の希望波の中心周波数に対応して第１の前段局部発振周波数の信号を発振する第１の前段局部発振器と、
前記第１のＲＦ信号と前記第１の前段局部発振周波数の信号とを乗算することによって、第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を生成する第１の直交復調器と、
前記第１の直交復調器で生成された前記第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を入力として、通過帯域が制限された第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を出力する第１の前段フィルタ対と、
第１の後段局部発振周波数の信号を発振する第１の後段局部発振器と、
第１の前段フィルタ対を通過した前記第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分と前記第１の後段局部発振周波数の信号とを乗算することによって、第１の後段ＩＦ信号を生成する第１の直交変調器と、
前記第１の直交復調器で生成された前記第１の後段ＩＦ信号を入力として、通過帯域が制限された第１の後段ＩＦ信号を生成する第１の後段フィルタと
を含み、
前記第２の受信系は、
前記第２の希望波の中心周波数に対応して第２の前段局部発振周波数の信号を発振する第２の前段局部発振器と、
前記第２のＲＦ信号と前記第２の前段局部発振周波数の信号とを乗算することによって、第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を生成する第２の直交復調器と、
前記第２の直交復調器で生成された前記第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を入力として、通過帯域が制限された第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を出力する第２の前段フィルタ対と、
第２の後段局部発振周波数の信号を発振する第２の後段局部発振器と、
第２の前段フィルタ対を通過した前記第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分と前記第１の後段局部発振周波数の信号とを乗算することによって、第２の後段ＩＦ信号を生成する第２の直交変調器と、
前記第２の直交復調器で生成された前記第２の後段ＩＦ信号を入力として、通過帯域が制限された第２の後段ＩＦ信号を生成する第２の後段フィルタと
を含み、
前記第１の前段フィルタ対、前記第１の後段フィルタ、前記第２の前段フィルタ対、及び前記第２の後段フィルタの通過域周波数は、前記第１及び第２の希望波の変調帯域幅以上の帯域幅を前記第１及び第２の前段ＩＦ信号の変調帯域幅であるＩＦ信号帯域幅とし、前記第１の前段ＩＦ信号の中心周波数は、前記第１の後段ＩＦ信号の中心周波数よりも前記ＩＦ信号帯域幅以上離れて高くし、前記第２の前段ＩＦ信号の中心周波数は、前記第２の後段ＩＦ信号の中心周波数よりも前記ＩＦ信号帯域幅以上離れて低くするように、設定される
ことを特徴とする受信機。
前記第１の前段フィルタ対は、前記第１の前段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より高い通過域下端周波数を持つハイパスフィルタの対を含み、
前記第２の前段フィルタ対は、前記第２の前段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より低い通過域上端周波数を持つローパスフィルタの対を含み、
前記第１の後段フィルタは、前記第１の後段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より低い通過域上端周波数を持つローパスフィルタを含み、
前記第２の後段フィルタは、前記第２の後段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より高い通過域下端周波数を持つハイパスフィルタを含む
ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
前記第１の前段局部発振周波数と前記第１の希望波の中心周波数との差が、前記ＩＦ信号帯域幅の１．５倍であり、
前記第２の前段局部発振周波数と前記第２の希望波の中心周波数との差が、前記ＩＦ信号帯域幅の０．５倍である
ことを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記第１の前段フィルタ対と前記第２の後段フィルタとが同一の周波数特性を持ち、
前記第１の後段フィルタと前記第２の前段フィルタ対とが同一の周波数特性を持つ
ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の受信機。
前記第１の後段局部発振周波数と前記第２の後段局部発振周波数が等しく、
前記第１の後段局部発振器と前記第２の後段局部発振器とは、共通の１つの局部発振器である
ことを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の受信機。
前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とは、同じアンテナで受信された信号であることを特徴とする請求項１から５までのいずれか１項に記載の受信機。
前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とは、互いに異なるアンテナで受信された信号であることを特徴とする請求項１から５までのいずれか１項に記載の受信機。
前記第１の前段フィルタ対が、前記第１の前段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より高い通過域下端周波数を持つバンドパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
前記ＩＦ出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器をさらに有することを特徴とする請求項１から８までのいずれか１項に記載の受信機。