WO2014091791A1 - 受信機 - Google Patents

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WO2014091791A1
WO2014091791A1 PCT/JP2013/070558 JP2013070558W WO2014091791A1 WO 2014091791 A1 WO2014091791 A1 WO 2014091791A1 JP 2013070558 W JP2013070558 W JP 2013070558W WO 2014091791 A1 WO2014091791 A1 WO 2014091791A1
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WO
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signal
stage
frequency
filter
component
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PCT/JP2013/070558
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English (en)
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Inventor
鈴木　宏
勝崇 今尾
卓 藤原
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0067—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with one or more circuit blocks in common for different bands
    • H04B1/0075—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with one or more circuit blocks in common for different bands using different intermediate frequencied for the different bands
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    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H2201/00—Aspects of broadcast communication
    • H04H2201/60—Aspects of broadcast communication characterised in that the receiver comprises more than one tuner
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits

Definitions

  • the present invention relates to a receiver that receives an RF signal.
  • broadcast waves from other broadcast stations in the same affiliated station can be received while receiving broadcast waves from one broadcast station in the affiliated station so that the program can be viewed.
  • tuner that has the function of searching for a program by receiving a message.
  • RSE rear seat entertainment
  • an RF (high frequency) tuner circuit for selecting and amplifying a signal of a desired channel from broadcast waves input to an antenna and converting the signal of this channel to a low frequency is an analog circuit.
  • a demodulation circuit that demodulates a signal converted to a low frequency (for example, an intermediate frequency (IF) of several tens of MHz to several MHz) is composed of a digital signal processing circuit. For this reason, an analog-digital (A / D) converter needs to be provided between the two.
  • IF intermediate frequency
  • Patent Document 1 does not disclose a method for removing interference waves such as adjacent channels.
  • a SAW (surface acoustic wave) filter is used for a channel filter that is a filter for removing a signal of an adjacent channel because it requires a steep cutoff characteristic.
  • Low-IF (low IF) type receiver that uses an image cancellation mixer to eliminate image interference and avoids the use of a SAW filter by lowering the IF frequency (for example, non-IF).
  • Patent Document 1 a Low-IF (low IF) type receiver that uses an image cancellation mixer to eliminate image interference and avoids the use of a SAW filter by lowering the IF frequency (for example, non-IF).
  • JP 2000-41020 A (for example, FIG. 1B, paragraph 0041)
  • the SAW filter cannot be integrated as a semiconductor circuit like other receiving circuits, when the SAW filter is used to remove the signal of the adjacent channel, the circuit constituting the receiver becomes complicated. Increase in manufacturing cost and mounting area is inevitable.
  • a channel filter is provided in the Low-IF frequency band to remove the signal of the adjacent channel.
  • the higher the IF frequency the smaller the ratio band of the transition band of the channel filter, It becomes difficult to obtain desired characteristics.
  • An object of the present invention is to provide a receiver capable of realizing the steep cut-off characteristics required for a channel filter without complicating the circuit.
  • a receiver includes a first reception system that converts a first desired wave that is a first RF signal into a first subsequent IF signal, and a second that is a second RF signal.
  • a second receiving system for converting a desired wave into a second rear-stage IF signal; and an adder for adding the first rear-stage IF signal and the second rear-stage IF signal to generate an IF output signal.
  • the first reception system includes a first front local oscillator that oscillates a signal having a first front oscillation frequency corresponding to a center frequency of the first desired wave, the first RF signal, and the first RF signal.
  • a first quadrature demodulator that generates an I component and a Q component of the first front-stage IF signal by multiplying by a signal of the first front-stage oscillation frequency, and the first quadrature demodulator generated by the first quadrature demodulator
  • the first front IF signal whose pass band is limited by using the I component and Q component of the first front IF signal as inputs.
  • the first front-stage filter pair that outputs the I-component and the Q-component, the first rear-stage local oscillator that oscillates the signal of the first rear-stage oscillation frequency, and the first front-stage filter that has passed through the first front-stage filter pair.
  • a first quadrature modulator that generates a first second-stage IF signal by multiplying an I component and a Q component of the IF signal by a signal having the first second-stage oscillation frequency, and the first quadrature demodulator.
  • a first post-stage filter that generates the first post-stage IF signal with a pass band limited by using the generated first post-stage IF signal as an input, and the second reception system includes the second post-stage IF signal.
  • the I component and Q component of the second previous IF signal A second quadrature demodulator configured, and a second front-stage IF signal whose passband is limited by using the I component and the Q component of the second front-stage IF signal generated by the second quadrature demodulator as inputs.
  • a second pre-stage filter pair that outputs the I component and the Q component of the second pre-stage filter, a second post-stage local oscillator that oscillates a signal of the second post-stage oscillation frequency, and the second pre-stage filter that has passed through the second pre-stage filter pair.
  • a second quadrature modulator for generating a second post-stage IF signal by multiplying an I component and a Q component of the IF signal by the signal of the first post-stage oscillation frequency; and the second quadrature demodulator.
  • a second post-stage filter that generates a second post-stage IF signal with a limited pass band by using the generated second post-stage IF signal as an input, the first pre-filter pair, A post filter, the second pre filter pair, and the
  • the passband frequency of the second post-filter is an IF signal bandwidth that is a modulation bandwidth of the first and second pre-stage IF signals that is equal to or greater than the modulation bandwidth of the first and second desired waves.
  • the center frequency of the first front IF signal is higher than the center frequency of the first rear IF signal by more than the IF signal bandwidth
  • the center frequency of the second front IF signal is the first frequency. 2 is set so as to be lower than the center frequency of the second IF signal by the IF signal bandwidth.
  • the signals of two different RF channels are converted into one A / D conversion. Can be converted into a digital signal.
  • (A) to (C) are related to a comparative example
  • (A) is a block diagram showing a basic configuration of a Weber-type image cancellation mixer
  • (B) is a block diagram showing a basic configuration of a quadrature demodulator
  • (C) is a block diagram showing a basic configuration of a quadrature modulator.
  • (A) And (B) is a figure which shows the relationship (ratio band) of the upper end frequency of a pass band of a channel filter, and a transition band. It is a figure which shows the operation
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between a modulation bandwidth and an IF signal bandwidth of the receiver according to Embodiment 1.
  • FIG. (A) to (G) are diagrams illustrating frequency conversion of signals performed in the first reception system of the receiver according to Embodiment 1.
  • FIG. (A)-(G) are the figures which show the frequency conversion of the signal performed in the 2nd receiving system of the receiver which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an IF signal output from an adder of the receiver according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows roughly the structure of the receiver which concerns on Embodiment 2 of this invention. It is a block diagram which shows schematically the structure of the receiver which concerns on Embodiment 3 of this invention. It is a block diagram which shows roughly the structure of the receiver which concerns on Embodiment 4 of this invention.
  • FIG. 1A is a block diagram illustrating a configuration of a Weber-type image cancellation mixer that is a type of image cancellation mixer
  • FIGS. 1B and 1C are components of the Weber-type image cancellation mixer, respectively.
  • 3 is a block diagram showing the internal structure of a quadrature demodulator 310 and a quadrature modulator 340.
  • FIG. 1 (A) to 1 (C) the Weber type image cancellation mixer is locally connected to each of the quadrature demodulator 310 and the quadrature modulator 340, and the quadrature demodulator 310 and the quadrature modulator 340 that are cascade-connected.
  • the quadrature demodulator 310 includes a mixer 311, a mixer 312, and a 90-degree phase shifter 313.
  • the quadrature modulator 340 includes a mixer 341, a mixer 342, a 90-degree phase shifter 343, and an adder 344.
  • a channel filter is provided in the Low-IF frequency band to remove adjacent channel signals.
  • the transition bandwidth of the cutoff characteristic required for the channel filter is mainly determined from the standard or specification of the transmission signal, and is a constant value regardless of the IF frequency. Therefore, the ratio band of the transition bandwidth is inversely proportional to the IF frequency. The higher the IF frequency, the smaller the ratio band of the transition band of the channel filter, and it becomes difficult to obtain a desired characteristic.
  • FIG. 2A and 2B show an example of the characteristics of a channel filter that removes adjacent channel signals. Since the frequency of the IF signal is higher in FIG. 2B than in FIG. 2A, the upper end frequency of the pass band of the channel filter is adjusted to the upper end of the modulation bandwidth of the IF signal in FIG. Is higher. However, the transition bandwidth of FIG. 2A is equal to the transition bandwidth of FIG. Therefore, the ratio of the transition bandwidth to the upper end frequency of the pass band, that is, the ratio band is smaller in FIG. 2B, and the filter characteristic in FIG. 2B is more filter characteristics than in FIG. Realization is difficult.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an operation of converting two signals in the RF band into two adjacent IF signals in the IF band.
  • the two RF signals are individually converted into IF signals by two processing systems and then added. Since the frequencies of the two IF signals are adjacent to each other, the adjacent channel signals for the original RF signal are superimposed on each other as the same channel interference wave by adding them, so that the interference wave component is removed thereafter. It is not easy to do. For this reason, it is necessary to sufficiently remove the adjacent channel signal before the addition, which requires a larger attenuation than the removal of the adjacent channel interference wave required by a general receiver, making it more difficult to realize a channel filter. I have to.
  • the first reception system and the second reception system which are Low-IF receivers, are used for any two channels.
  • the RF signal is down-converted to two adjacent IF signals so as to be input to one A / D converter.
  • specific frequencies different for each of the two systems By giving the relationship, the frequency at the upper or lower end of the pass band of the filter for removing adjacent channel interference waves is suppressed to approximately the modulation bandwidth, thereby making it easy to realize the steep cutoff characteristics required for the channel filter. .
  • FIG. 4 is a block diagram schematically showing a configuration of a receiver 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 shows only the components related to the present invention. In an actual receiver, an amplifier not shown in FIG. 4 is provided at a necessary position as necessary.
  • the receiver 1 according to Embodiment 1 is, for example, a broadcast receiving receiver or a wireless communication receiver. More specifically, the receiver 1 is applicable to, for example, a television receiver, a video recorder having a television broadcast reception function, an in-vehicle broadcast receiver, an in-vehicle wireless receiver, and the like.
  • the receiver 1 includes a first reception system 100 and a second reception system 200.
  • Each of the first reception system 100 and the second reception system 200 can be configured by a Weber-type image cancellation mixer.
  • the receiver 1 has an adder 20.
  • the adder 20 and the output S 100 of the first receiving system 100 adds the output S 200 of the second receiving system 200 (synthesis).
  • the receiver 1 may include an A / D converter 30 that converts the output S 1 from the adder 20 into a digital signal D 1 .
  • the receiver 1 an antenna and 10 is connected, RF signal S 10 inputted to the antenna 10 is distributed to two, two RF signals distributed in two receiving Input to the system, that is, the first receiving system 100 and the second receiving system 200, respectively.
  • the first receiving system 100 includes a quadrature demodulator 110, a local oscillator 120 that supplies a local oscillation signal to the quadrature demodulator 110, a filter pair 130 connected to the output side of the quadrature demodulator 110, and a quadrature modulator 140. And a local oscillator 150 for supplying a local oscillation signal to the quadrature modulator 140, and a filter 160 connected to the output side of the quadrature modulator 140.
  • the quadrature demodulator 110, the local oscillator 120, and the filter pair 130 are defined as the previous configuration in the first reception system 100, and the quadrature modulator 140, the local oscillator 150, and the filter 160 are defined in the first reception system 100. It is defined as the configuration of the latter stage.
  • the local oscillator 120 is also referred to as a pre-stage local oscillator 120
  • the filter pair 130 is also referred to as a pre-stage filter pair 130
  • the local oscillator 150 is also referred to as a post-stage local oscillator 150
  • the filter 160 is also referred to as a post-stage filter 160.
  • the second receiving system 200 includes a quadrature demodulator 210, a local oscillator 220 that supplies a local oscillation signal to the quadrature demodulator 210, a filter pair 230 connected to the output side of the quadrature demodulator 210, and a quadrature modulator 240. And a local oscillator 250 for supplying a local oscillation signal to the quadrature modulator 240, and a filter 260 connected to the output side of the quadrature modulator 240.
  • the quadrature demodulator 210, the local oscillator 220, and the filter pair 230 are defined as the previous configuration in the second reception system 200, and the quadrature modulator 240, the local oscillator 250, and the filter 260 are defined in the second reception system 200. It is defined as the configuration of the latter stage. Therefore, the local oscillator 220 is also referred to as a pre-stage local oscillator 220, the filter pair 230 is also referred to as a pre-stage filter pair 230, the local oscillator 250 is also referred to as a post-stage local oscillator 250, and the filter 260 is also referred to as a post-stage filter 260.
  • the receiver 1 simultaneously receives two broadcast waves in the RF band, and two RF tuner circuits, that is, the first reception system 100 and the second reception.
  • the frequency bands of the two IF signals output from the system 200 are converted to frequencies adjacent to each other and different from each other. Thereafter, the two IF signals are summed by the adder 20 (synthesis), the combined IF signals S 1 was the digital signal D 1 becomes to A / D conversion in a single A / D converter 30, the demodulation circuit Passed.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the modulation bandwidth of the receiver 1 and the IF signal bandwidth.
  • the modulation bandwidth of the desired signal is an RF signal and B MOD, the slightly wider bandwidth than equal modulation bandwidth B MOD or modulation bandwidth B MOD defining the IF signal bandwidth B IF, modulation bandwidth B MOD And IF signal bandwidth B IF have the relationship shown in FIG. 5 (B MOD ⁇ B IF ).
  • FIG. 6 (A) to 6 (G) are diagrams illustrating signal frequency conversion performed in the first reception system 100 of the receiver 1 according to Embodiment 1.
  • FIG. In the first receiver system 100, the frequency f LP1 of the local oscillation signal preceding the local oscillator 120 is oscillated, with respect to the center frequency f RF1 of the desired wave S 10 received by the first receiver system 100, IF signal bandwidth The frequency is 1.5 times higher than B IF (FIG. 6A).
  • the pre-stage IF signal becomes I centered on a frequency corresponding to 1.5 times the IF signal bandwidth B IF.
  • the component and the Q component are output separately (FIG. 6B).
  • Quadrature demodulator 110 immediately after being outputted from the pre-IF signal S 110I, the S 110Q, because it is downconverted also to other signals such as adjacent channel signal is removed by filter pair 130 followed.
  • the front-stage filter pair 130 is two high-pass filters having the same characteristics, and removes the lower adjacent channel with the lower end of the modulation band of the front-stage IF signal as the lower end frequency of the pass band (FIG. 6C).
  • the I component (in-phase component) S 130I and the Q component (quadrature phase component) S 130Q of the previous IF signal that has passed through the previous filter pair 130 are input to the quadrature modulator 140.
  • the frequency f LS1 of the local oscillation signal oscillated by the post-stage local oscillator 150 is a frequency corresponding to the IF signal bandwidth B IF .
  • f LS1 corresponds to a frequency 0.5B IF lower than the center frequency f IFP1 of the previous IF signal (FIG. 6D).
  • the signal is converted into two frequencies, the sum component and the difference component of the frequencies of both signals, and the center frequency of each is 0 .5B IF and 2.5B IF are output (FIG. 6E).
  • the signal generated from the desired wave of the first reception system 100 has exactly the same I component and Q component.
  • the post-stage filter 160 is a low-pass filter having a frequency corresponding to the upper end of the modulation bandwidth of the post-stage IF signal as the upper end frequency of the pass band (FIG. 6F).
  • the frequency f LP2 of the local oscillation signal preceding the local oscillator 120 is oscillated, with respect to the center frequency f RF2 of the desired wave S 10 received by the second receiving system 200, IF signal bandwidth
  • the frequency is set to be 0.5 times higher than B IF (FIG. 7A).
  • the pre-stage IF signal is converted to I frequency with a frequency corresponding to 0.5 times the IF signal bandwidth B IF as the center frequency.
  • the component and Q component are output separately (FIG. 7B).
  • the front-stage filter pair 230 is two low-pass filters having the same characteristics, and removes the upper adjacent channel with the upper end of the modulation band of the front-stage IF signal as the upper end frequency of the pass band (FIG. 7C).
  • the I component S 230I and the Q component S 230Q of the previous IF signal that have passed through the previous filter pair 230 are input to the quadrature modulator 240.
  • the frequency f LS2 of the local oscillation signal oscillated by the post-stage local oscillator 250 is a frequency corresponding to the IF signal bandwidth B IF .
  • the frequency f LS2 corresponds to a frequency 0.5B IF higher than the center frequency f IFP2 of the previous-stage IF signal (FIG. 7D).
  • the signals are converted into two frequencies, the sum component and the difference component of the frequencies of both signals, and the respective center frequencies are 0. .5B IF and 1.5B IF are output (FIG. 7E).
  • the I component and the Q component are individually performed, first, the respective frequency conversion results are obtained. At this time, among the signals generated from the desired wave of the second receiving system 200, the I component and the Q component are exactly the same for the sum component, and the I component and the Q component are opposite in phase with respect to the difference component. Signal.
  • the post-stage filter 260 is a high-pass filter whose frequency corresponding to the upper end of the modulation bandwidth of the rear-stage IF signal is the upper end frequency of the pass band (FIG. 7F).
  • the post-stage IF signal S 100 output from the first reception system 100 and the post-stage IF signal S 200 output from the second reception system 200 are added (synthesized) by the adder 20, and the combined signal is obtained.
  • the S 1 input to the a / D converter 30 (FIG. 8).
  • the first receiving system 100 and the second receiving system 100 Since frequency components exceeding the Nyquist frequency are removed during the signal processing of the receiving system 200, it is not necessary to provide an anti-aliasing filter separately.
  • each of the pre-filter pair 130 of the first receiving system 100 and the post-filter 260 of the second receiving system 200 uses the frequency corresponding to the IF signal bandwidth B IF as an adjacent channel signal at the lower end of the pass band. Since it is a high-pass filter to be removed, a filter having the same characteristics can be applied.
  • the pre-filter pair 230 of the second receiving system 200 and the post-filter 160 of the first receiving system 100 are both adjacent channel signals with the frequency corresponding to the IF signal bandwidth B IF as the upper end frequency of the pass band. Therefore, a filter having the same characteristics can be applied. Therefore, although there are a total of six filters in the block diagram of FIG.
  • a frequency separated by 3 times the IF signal bandwidth B IF becomes the image frequency.
  • multiplication by the quadrature demodulator 110 of the first reception system 100 is superimposed on the same frequency as the previous IF signal of the desired wave, but subsequent multiplication by the quadrature modulator 140. Therefore, although the frequency is the same as that of the IF signal after the desired wave, the phases appear opposite to each other in the I component and Q component.
  • the adjacent signal on the desired signal becomes an interference wave of the image frequency.
  • this signal is input, it is superimposed on the same frequency as the preceding IF signal of the desired wave by multiplication in the quadrature demodulator 210 of the second receiving system 200, but obtained by subsequent multiplication by the quadrature modulator 240.
  • the sum component although the frequency is the same as that of the latter IF signal of the desired wave, the phases of the I component and the Q component appear opposite to each other.
  • ⁇ 2-3 Effects of Embodiment 1
  • a direct conversion receiver is often used. Without providing an IF stage, the baseband I / Q signal is directly converted from the RF band and passed to the demodulator, so that the signal removal of the adjacent channel is performed by the LPF for the baseband I / Q signal.
  • the direct conversion method since it is an LPF having a baseband frequency lower than that of Low-IF, it can be realized relatively easily with a semiconductor circuit and mounted on the same integrated circuit together with other circuits of the receiver. Can do.
  • the direct conversion method has a feature that no image frequency exists in principle.
  • FIG. 9 is a block diagram schematically showing a configuration of the receiver 2 according to the second embodiment. 9, components that are the same as or correspond to the components shown in FIG. As shown in FIG. 9, in the receiver 2 according to the second embodiment, the second-stage local oscillator 150a oscillates with the first second-stage local oscillation frequency f LS1 and the second second-stage local oscillation frequency f LS2 being the same frequency. The signal is shared by both the first rear-stage local oscillation signal used in the first reception system 100a and the second rear-stage local oscillation signal used in the second reception system 200a. Thereby, compared with the structure of FIG. 4, the number of back
  • FIG. 10 is a block diagram schematically showing a configuration of the receiver 3 according to the third embodiment. 10, components that are the same as or correspond to the components shown in FIG. As shown in FIG. 10, in the receiver 3 according to the third embodiment, separate antennas 10 and 11 of the first reception system 100 and the second reception system 200 are connected. As a result, the first receiving system 100 and the second receiving system 200 can apply antennas having different characteristics to each other. If the frequency of the desired wave S 11 to the frequency and a second reception system 200 of the desired signal S 10 to the first receiver system 100 are received by received are far apart, and optimized for the frequency band of each of the desired signal By using an antenna, it is possible to improve reception performance. Except for the above, the third embodiment is the same as the first embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram schematically showing a configuration of the receiver 4 according to the fourth embodiment.
  • the same reference numerals are given to the same or corresponding components as those shown in FIG.
  • the pre-filter pair 130b of the first reception system 100b is configured by a bandpass filter.
  • the cutoff characteristic on the low frequency side is the same as that of the high pass filter used in the first to third embodiments, and also attenuates the high frequency side.
  • the upper end frequency of the pass band is 2B IF or higher, and the high band side cut-off characteristic may be relatively gentle.
  • the high frequency side attenuation of the band-pass filter can remove the sum component from the sum component and the difference component generated by the frequency conversion in the quadrature demodulator.
  • the frequency of the sum component becomes a high frequency close to twice the frequency of the original RF signal. In many cases, it does not pose a problem even if it is not attenuated.
  • the sum component can be removed by adopting the configuration of FIG. Except for the above, the fourth embodiment is the same as the first embodiment.
  • a receiver can also be configured by combining the configurations of Embodiments 1 to 4.
  • the two antennas 10 and 11 in the third embodiment can be applied to the receiver 2 or 4 according to the second or fourth embodiment.
  • a / D converter 100, 100a, 100b first receiving system, 110 quadrature demodulator (first quadrature demodulator), 120 Pre-stage local oscillator (first pre-stage local oscillator), 130, 130b Pre-stage filter pair (first pre-stage filter pair), 140 Quadrature modulator (first quadrature modulator), 150, 150a Post-stage local oscillator (first Rear stage local oscillator), 160 rear stage filter (first rear stage filter), 200, 200a second receiving system, 210 quadrature demodulator (second quadrature demodulator), 220 front stage local oscillator (second front stage local oscillator) ), 230 pre-filter pair (second pre-filter pair), 240 quadrature modulator (second quadrature modulator), 250 post-station Oscillator (second subsequent local oscillator), 260 subsequent filter (second subsequent filter).

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

　受信機（１）は、受信系（１００，２００）と加算器（２０）とを有し、受信系（１００，２００）は、前段局部発振器（１２０，２２０）と、直交復調器（１１０，２１０）と、前段フィルタ対（１３０，２３０）と、後段局部発振器（１５０，２５０）と、直交変調器（１４０，２４０）と、後段フィルタ（１６０，２６０）とをそれぞれ含み、前段フィルタ対（１３０，２３０）及び後段フィルタ（１６０，２６０）の各々の通過域周波数は、希望波の変調帯域幅ＢＭＯＤ以上の帯域幅を前段ＩＦ信号の変調帯域幅であるＩＦ信号帯域幅ＢＩＦとし、前段ＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦＰ１は、後段ＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦＳ１よりもＩＦ信号帯域幅ＢＩＦ以上離れて高くし、第２の前段ＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦＰ２は、後段ＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦＳ２よりもＩＦ信号帯域幅ＢＩＦ以上離れて低くするように、設定される。

Description

受信機
　本発明は、ＲＦ信号を受信する受信機に関するものである。
　自動車等の移動体に搭載される放送受信用のチューナとして、系列局内の１つの放送局からの放送波を受信して番組を視聴可能にしながら、同じ系列局内の他の放送局からの放送波を受信して番組をサーチする機能を持つチューナがある。また、後部座席エンターテイメント（Ｒｅａｒ　Ｓｅａｔ　Ｅｎｔｅｒｔａｉｎｍｅｎｔ：ＲＳＥ）の要求に応える装置として、自動車の前部座席と後部座席のそれぞれに設置したテレビ画面で同時に異なる番組を視聴可能にする装置もある。これらの機能を実現するためには、少なくとも２つの放送波を同時に受信することが必要である。
　ところで、一般には、アンテナに入力された放送波の中から所望のチャネルの信号を選択して増幅し、このチャネルの信号を低い周波数に変換するためのＲＦ（高周波数）チューナ回路は、アナログ回路で構成され、一方、低い周波数（例えば、数十ＭＨｚから数ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ））に変換された信号を復調する復調回路は、ディジタル信号処理回路で構成される。このため、両者の間には、アナログ－ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器を備える必要がある。
　２つの放送波を同時に受信し、２つのＲＦチューナ回路が出力する２つのＩＦ信号の周波数帯を互いに隣接し且つ互いに異なる周波数に変換し、これら２つのＩＦ信号を合成した後、合成されたＩＦ信号を１つのＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換して復調回路に渡す受信機が、提案されている（例えば、特許文献１参照）。しかし、特許文献１には、隣接チャネルなどの妨害波を除去する方法が示されていない。
　一般に、隣接チャネルの信号を除去するためのフィルタであるチャネルフィルタには、急峻な遮断特性が必要であることから、ＳＡＷ（表面弾性波）フィルタが使われている。
　また、イメージキャンセルミキサを使用してイメージ妨害波を除去するとともに、ＩＦ周波数を低くすることによってＳＡＷフィルタの使用を回避するＬｏｗ－ＩＦ（低ＩＦ）型受信機も知られている（例えば、非特許文献１参照）。
特開２０００－４１０２０号公報（例えば、図１（Ｂ）、段落００４１）
Ｂｅｈｚａｄ　Ｒａｚａｖｉ著、黒田忠広監訳、「ＲＦマイクロエレクトロニクス」、ｐｐ．１５１－１６０、丸善株式会社発行
　しかし、ＳＡＷフィルタは他の受信回路のように半導体回路として集積することができないため、隣接チャネルの信号を除去するためにＳＡＷフィルタを用いた場合には、受信機を構成する回路が複雑になり、製造コストと実装面積の増大が避けられない。
　また、Ｌｏｗ－ＩＦ型受信機では、Ｌｏｗ－ＩＦの周波数帯にチャネルフィルタを設けて、隣接チャネルの信号を除去するが、ＩＦ周波数が高いほど、チャネルフィルタの遷移帯域の比帯域は小さくなり、所望の特性を得ることが難しくなる。
　本発明の目的は、回路を複雑にせずに、チャネルフィルタに求められる急峻な遮断特性を実現することができる受信機を提供することである。
　本発明の一形態に係る受信機は、第１のＲＦ信号である第１の希望波を第１の後段ＩＦ信号に変換する第１の受信系と、第２のＲＦ信号である第２の希望波を第２の後段ＩＦ信号に変換する第２の受信系と、前記第１の後段ＩＦ信号と前記第２の後段ＩＦ信号とを加算してＩＦ出力信号を生成する加算器とを有し、前記第１の受信系は、前記第１の希望波の中心周波数に対応して第１の前段発振周波数の信号を発振する第１の前段局部発振器と、前記第１のＲＦ信号と前記第１の前段発振周波数の信号とを乗算することによって、第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を生成する第１の直交復調器と、前記第１の直交復調器で生成された前記第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を入力として、通過帯域が制限された第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を出力する第１の前段フィルタ対と、第１の後段発振周波数の信号を発振する第１の後段局部発振器と、第１の前段フィルタ対を通過した前記第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分と前記第１の後段発振周波数の信号とを乗算することによって、第１の後段ＩＦ信号を生成する第１の直交変調器と、前記第１の直交復調器で生成された前記第１の後段ＩＦ信号を入力として、通過帯域が制限された第１の後段ＩＦ信号を生成する第１の後段フィルタとを含み、前記第２の受信系は、前記第２の希望波の中心周波数に対応して第２の前段発振周波数の信号を発振する第２の前段局部発振器と、前記第２のＲＦ信号と前記第２の前段発振周波数の信号とを乗算することによって、第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を生成する第２の直交復調器と、前記第２の直交復調器で生成された前記第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を入力として、通過帯域が制限された第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を出力する第２の前段フィルタ対と、第２の後段発振周波数の信号を発振する第２の後段局部発振器と、第２の前段フィルタ対を通過した前記第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分と前記第１の後段発振周波数の信号とを乗算することによって、第２の後段ＩＦ信号を生成する第２の直交変調器と、前記第２の直交復調器で生成された前記第２の後段ＩＦ信号を入力として、通過帯域が制限された第２の後段ＩＦ信号を生成する第２の後段フィルタとを含み、前記第１の前段フィルタ対、前記第１の後段フィルタ、前記第２の前段フィルタ対、及び前記第２の後段フィルタの通過域周波数は、前記第１及び第２の希望波の変調帯域幅以上の帯域幅を前記第１及び第２の前段ＩＦ信号の変調帯域幅であるＩＦ信号帯域幅とし、前記第１の前段ＩＦ信号の中心周波数は、前記第１の後段ＩＦ信号の中心周波数よりも前記ＩＦ信号帯域幅以上離れて高くし、前記第２の前段ＩＦ信号の中心周波数は、前記第２の後段ＩＦ信号の中心周波数よりも前記ＩＦ信号帯域幅以上離れて低くするように、設定されることを特徴としている。
　本発明によれば、異なる２つのＲＦチャネルの信号を選択して、不要信号を除去し、隣接する２つのＩＦ信号に変換することで、異なる２つのＲＦチャネルの信号を１つのＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換することができる。
　また、本発明によれば、隣接チャネル妨害波を除去するためのフィルタの通過域上端周波数及び通過域下端周波数を概ね変調帯域幅相当の周波数に抑えてチャネルフィルタ特性の実現を容易にすることができる。
（Ａ）～（Ｃ）は、比較例に関し、（Ａ）は、ウェーバー式イメージキャンセルミキサの基本構成を示すブロック図であり、（Ｂ）は、直交復調器の基本構成を示すブロック図であり、（Ｃ）は、直交変調器の基本構成を示すブロック図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、チャネルフィルタの通過域の上端周波数と遷移帯域の関係（比帯域）を示す図である。 ＲＦ帯の２つの信号を、ＩＦ帯の隣接する２つのＩＦ信号に変換する動作を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る受信機の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る受信機の変調帯域幅とＩＦ信号帯域幅の関係を示す図である。 （Ａ）～（Ｇ）は、実施の形態１に係る受信機の第１の受信系で行われる信号の周波数変換を示す図である。 （Ａ）～（Ｇ）は、実施の形態１に係る受信機の第２の受信系で行われる信号の周波数変換を示す図である。 実施の形態１に係る受信機の加算器から出力されるＩＦ信号を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る受信機の構成を概略的に示すブロック図である。 本発明の実施の形態３に係る受信機の構成を示す概略的に示すブロック図である。 本発明の実施の形態４に係る受信機の構成を概略的に示すブロック図である。
《１》比較例
　以下に、比較例を説明する。図１（Ａ）は、イメージキャンセルミキサの一種であるウェーバー式イメージキャンセルミキサの構成を示すブロック図であり、図１（Ｂ）及び（Ｃ）は、それぞれウェーバー式イメージキャンセルミキサの構成要素である直交復調器３１０と直交変調器３４０の内部構造を示すブロック図である。図１（Ａ）～（Ｃ）に示されるように、ウェーバー式イメージキャンセルミキサは、従属接続された直交復調器３１０と直交変調器３４０と、直交復調器３１０と直交変調器３４０のそれぞれに局部発振周波数ｆＬＰ，ｆＬＳの局部発振信号を与える局部発振器３２０，３５０と、フィルタ対３３０とから構成される。図１（Ｂ）に示されるように、直交復調器３１０は、ミキサ３１１と、ミキサ３１２と、９０度移相器３１３とを有している。また、図１（Ｃ）に示されるように、直交変調器３４０は、ミキサ３４１と、ミキサ３４２と、９０度移相器３４３と、加算器３４４とを有している。
　Ｌｏｗ－ＩＦ型受信機では、Ｌｏｗ－ＩＦの周波数帯にチャネルフィルタを設けて、隣接チャネル信号を除去する。チャネルフィルタに要求される遮断特性の遷移帯域幅は、主として伝送信号の規格又は仕様から決まるものであり、ＩＦ周波数とは無関係に一定の値となる。したがって、遷移帯域幅の比帯域は、ＩＦ周波数に反比例する。ＩＦ周波数が高いほど、チャネルフィルタの遷移帯域の比帯域は小さくなり、所望の特性を得ることが難しくなる。
　図２（Ａ）及び（Ｂ）は、隣接チャネル信号を除去するチャネルフィルタの特性の一例を示している。図２（Ｂ）は、図２（Ａ）に比べてＩＦ信号の周波数が高いため、チャネルフィルタの通過域の上端周波数は、ＩＦ信号の変調帯域幅の上端に合わせて図２（Ｂ）の方が高くなっている。しかし、図２（Ａ）の遷移帯域幅と図２（Ｂ）の遷移帯域幅とは等しい。したがって、通過域の上端周波数に対する遷移帯域幅の比率、すなわち比帯域は、図２（Ｂ）の方が小さく、図２（Ｂ）の場合の方が図２（Ａ）の場合よりもフィルタ特性の実現は難しい。
　図３は、ＲＦ帯の２つの信号を、ＩＦ帯の隣接する２つのＩＦ信号に変換する動作を示す図である。任意の２つのＲＦ信号を、互いに周波数が隣接する２つのＩＦ信号に変換する受信機で必要となるチャネルフィルタの特性を考えた場合、周波数が高いＩＦ信号に対するチャネルフィルタの通過域の上端は、少なくとも変調帯域幅の２倍以上の周波数になるため、チャネルフィルタの実現が容易でない。
　また、２つのＩＦ信号を１つのＡ／Ｄ変換器に入力するためには、２つのＲＦ信号を２系統の処理系で個別にＩＦ信号に変換したのちに加算する。２つのＩＦ信号の周波数は、隣接しているため、加算することにより、それぞれ元のＲＦ信号に対する隣接チャネル信号が、互いの同一チャネル妨害波として重畳されるため、それ以降に妨害波成分を除去することは容易でない。そのため、加算する前に隣接チャネル信号を十分に除去しておく必要があり、一般的な受信機で求められる隣接チャネル妨害波除去よりも大きな減衰量が求められ、チャネルフィルタの実現をより一層困難にしている。
　以上の理由から、以下に説明する本発明の実施の形態に係る受信機においては、Ｌｏｗ－ＩＦ型受信機である第１の受信系と第２の受信系と用いて、任意の２チャネルのＲＦ信号を、概ね隣接する２つのＩＦ信号にダウンコンバートして１つのＡ／Ｄ変換器に入力可能にしている。さらに、本発明の実施の形態に係る受信機においては、各受信系において発生するイメージ成分を除去し、各ＲＦ信号をＩＦ帯の周波数にダウンコンバートする過程で、２系統それぞれに異なる特定の周波数関係を与えることにより、隣接チャネル妨害波を除去するためのフィルタの通過域の上端又は下端の周波数を概ね変調帯域幅分に抑えてチャネルフィルタに求められる急峻な遮断特性の実現を容易にしている。
《２》実施の形態１．
《２－１》実施の形態１の構成
　図４は、本発明の実施の形態１に係る受信機１の構成を概略的に示すブロック図である。図４には、本発明に関連する構成要素のみを記載する。実際の受信機には、図４には示されていない増幅器が、必要に応じて必要な位置に設けられている。実施の形態１に係る受信機１は、例えば、放送受信用の受信機又は無線通信用の受信機である。より具体的に言えば、受信機１は、例えば、テレビ受像器、テレビ放送の受信機能を持つビデオレコーダ、車載用の放送受信機、車載用の無線受信機などに適用可能である。
　図４に示されるように、受信機１は、第１の受信系１００と、第２の受信系２００とを有している。第１の受信系１００及び第２の受信系２００の各々は、ウェーバー式イメージキャンセルミキサによって構成することができる。また、受信機１は、加算器２０を有している。加算器２０は、第１の受信系１００の出力Ｓ１００と第２の受信系２００の出力Ｓ２００とを加算（合成）する。また、受信機１の出力信号をディジタル信号とするために、受信機１は、加算器２０からの出力Ｓ１をディジタル信号Ｄ１に変換するＡ／Ｄ変換器３０を有してもよい。なお、実施の形態１において、受信機１には、アンテナ１０が接続されており、アンテナ１０に入力されたＲＦ信号Ｓ１０は２つに分配され、分配された２つのＲＦ信号は２つの受信系、すなわち、第１の受信系１００及び第２の受信系２００にそれぞれ入力される。
　第１の受信系１００は、直交復調器１１０と、この直交復調器１１０に局部発振信号を与える局部発振器１２０と、直交復調器１１０の出力側に接続されたフィルタ対１３０と、直交変調器１４０と、この直交変調器１４０に局部発振信号を与える局部発振器１５０と、直交変調器１４０の出力側に接続されたフィルタ１６０とを有している。直交復調器１１０と局部発振器１２０とフィルタ対１３０とを、第１の受信系１００内における前段の構成と定義し、直交変調器１４０と局部発振器１５０とフィルタ１６０とを、第１の受信系１００内における後段の構成と定義する。このため、局部発振器１２０は前段局部発振器１２０とも言い、フィルタ対１３０は前段フィルタ対１３０とも言い、局部発振器１５０は後段局部発振器１５０とも言い、フィルタ１６０は後段フィルタ１６０とも言う。
　第２の受信系２００は、直交復調器２１０と、この直交復調器２１０に局部発振信号を与える局部発振器２２０と、直交復調器２１０の出力側に接続されるフィルタ対２３０と、直交変調器２４０と、この直交変調器２４０に局部発振信号を与える局部発振器２５０と、直交変調器２４０の出力側に接続されるフィルタ２６０とを有している。直交復調器２１０と局部発振器２２０とフィルタ対２３０とを、第２の受信系２００内における前段の構成と定義し、直交変調器２４０と局部発振器２５０とフィルタ２６０とを、第２の受信系２００内における後段の構成と定義する。このため、局部発振器２２０は前段局部発振器２２０とも言い、フィルタ対２３０は前段フィルタ対２３０とも言い、局部発振器２５０は後段局部発振器２５０とも言い、フィルタ２６０は後段フィルタ２６０とも言う。
　実施の形態１に係る受信機１は、図３に示されるように、ＲＦ帯の２つの放送波を同時に受信し、２つのＲＦチューナ回路、すなわち、第１の受信系１００及び第２の受信系２００が出力する２つのＩＦ信号の周波数帯を、互いに隣接し且つ互いに異なる周波数に変換する。その後、これら２つのＩＦ信号は加算器２０で加算（合成）され、合成されたＩＦ信号Ｓ１は１つのＡ／Ｄ変換器３０でＡ／Ｄ変換してディジタル信号Ｄ１となり、復調回路に渡される。
《２－２》実施の形態１の動作
　図５は、受信機１の変調帯域幅とＩＦ信号帯域幅の関係を示す図である。ＲＦ信号である希望波の変調帯域幅をＢＭＯＤとし、変調帯域幅ＢＭＯＤと等しい又は変調帯域幅ＢＭＯＤよりも少し広い帯域幅をＩＦ信号帯域幅ＢＩＦと定義すると、変調帯域幅ＢＭＯＤとＩＦ信号帯域幅ＢＩＦとは図５に示すような関係（ＢＭＯＤ≦ＢＩＦ）になる。
　図６（Ａ）～（Ｇ）は、実施の形態１に係る受信機１の第１の受信系１００で実行される信号の周波数変換を示す図である。第１の受信系１００において、前段局部発振器１２０が発振する局部発振信号の周波数ｆＬＰ１は、第１の受信系１００で受信する希望波Ｓ１０の中心周波数ｆＲＦ１に対して、ＩＦ信号帯域幅ＢＩＦの１．５倍だけ高い周波数とする（図６（Ａ））。この前段局部発振信号と第１の受信系１００の希望波を直交復調器１１０に入力することで、ＩＦ信号帯域幅ＢＩＦの１．５倍に相当する周波数を中心周波数として前段ＩＦ信号がＩ成分とＱ成分に分けて出力される（図６（Ｂ））。
　直交復調器１１０から出力された直後の前段ＩＦ信号Ｓ１１０Ｉ，Ｓ１１０Ｑには、隣接チャネル信号などの他の信号も併せてダウンコンバートされているため、後に続くフィルタ対１３０で除去する。前段フィルタ対１３０は、特性の等しい２つのハイパスフィルタであり、前段ＩＦ信号の変調帯域の下端を通過域の下端周波数として、下隣接チャネルを除去する（図６（Ｃ））。
　前段フィルタ対１３０を越えた前段ＩＦ信号のＩ成分（同相成分）Ｓ１３０Ｉ及びＱ成分（直交位相成分）Ｓ１３０Ｑは、直交変調器１４０に入力される。後段局部発振器１５０が発振する局部発振信号の周波数ｆＬＳ１は、ＩＦ信号帯域幅ＢＩＦに相当する周波数とする。ｆＬＳ１は、前段ＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦＰ１に対して０．５ＢＩＦ低い周波数に当たる（図６（Ｄ））。
　この後段局部発振信号と第１の受信系１００の前段ＩＦ信号を直交変調器１４０に入力することで、両信号の周波数の和成分と差成分の２周波数に変換され、それぞれの中心周波数が０．５ＢＩＦになる位置と２．５ＢＩＦになる位置に出力される（図６（Ｅ））。
　直交変調器１４０の中での周波数変換操作は、Ｉ成分とＱ成分が個別に行われるため、まずそれぞれの周波数変換結果が得られる。このとき、第１の受信系１００の希望波から生成される信号については、Ｉ成分とＱ成分が全く同じ信号となる。
　次に、直交変調器１４０の内部で周波数変換後のＩ成分とＱ成分が加算され、１つの信号Ｓ１４０となって出力される。この段階では、周波数成分として前記のとおり和成分と差成分が存在しており、なおかつ、上隣接チャネル信号は、ここまで抑圧されることなく通過するため、後に続く後段フィルタ１６０で和成分及び上隣接チャネルを含むその他の不要信号を除去する。後段フィルタ１６０は、後段ＩＦ信号の変調帯域幅の上端に相当する周波数を通過域の上端周波数とするローパスフィルタである（図６（Ｆ））。
　後段フィルタ１６０を通過することで不要な信号成分は、取り除かれ、元の中心周波数ｆＲＦ１の希望波がダウンコンバートされた後段ＩＦ信号Ｓ１００が得られる（図６（Ｇ））。
　第２の受信系２００において、前段局部発振器１２０が発振する局部発振信号の周波数ｆＬＰ２は、第２の受信系２００で受信する希望波Ｓ１０の中心周波数ｆＲＦ２に対して、ＩＦ信号帯域幅ＢＩＦの０．５倍だけ高い周波数とする（図７（Ａ））。この前段局部発振信号と第２の受信系２００の希望波を直交復調器２１０に入力することで、ＩＦ信号帯域幅ＢＩＦの０．５倍に相当する周波数を中心周波数として前段ＩＦ信号がＩ成分とＱ成分に分けて出力される（図７（Ｂ））。
　直交復調器２１０から出力された直後の前段ＩＦ信号Ｓ２１０Ｉ，Ｓ２１０Ｑには、隣接チャネル信号などの他の信号も併せてダウンコンバートされているため、後に続く前段フィルタ対２３０で除去する。前段フィルタ対２３０は、特性の等しい２つのローパスフィルタであり、前段ＩＦ信号の変調帯域の上端を通過域の上端周波数として、上隣接チャネルを除去する（図７（Ｃ））。
　前段フィルタ対２３０を越えた前段ＩＦ信号のＩ成分Ｓ２３０Ｉ及びＱ成分Ｓ２３０Ｑは、直交変調器２４０に入力される。後段局部発振器２５０が発振する局部発振信号の周波数ｆＬＳ２は、ＩＦ信号帯域幅ＢＩＦに相当する周波数とする。周波数ｆＬＳ２は、前段ＩＦ信号の中心周波数ｆＩＦＰ２に対して０．５ＢＩＦ高い周波数に当たる（図７（Ｄ））。
　この後段局部発振信号と第２の受信系２００の前段ＩＦ信号を直交変調器２４０に入力することで、両信号の周波数の和成分と差成分の２周波数に変換され、それぞれの中心周波数が０．５ＢＩＦになる位置と１．５ＢＩＦになる位置に出力される（図７（Ｅ））。
　直交変調器２４０の中での周波数変換操作は、Ｉ成分とＱ成分が個別に行われるため、まずそれぞれの周波数変換結果が得られる。このとき、第２の受信系２００の希望波から生成される信号のうち、和成分については、Ｉ成分とＱ成分が全く同じ信号となり、差成分については、Ｉ成分とＱ成分が互いに逆位相の信号となる。
　次に、直交変調器２４０の内部で周波数変換後のＩ成分とＱ成分が加算され、１つの信号Ｓ２４０となって出力される。この段階で、差成分は、前記のとおり、Ｉ成分とＱ成分が逆位相であるために、打ち消し合って消滅し、和成分だけが残る。しかし、元のＲＦ帯での希望波の上隣接チャネルは、第２の受信系２００においては、イメージ周波数に当たり、ここまで抑圧されることなく通過するため、後に続く後段フィルタ２６０で除去する。後段フィルタ２６０は、後段ＩＦ信号の変調帯域幅の上端に相当する周波数を通過域の上端周波数とするハイパスフィルタである（図７（Ｆ））。
　後段フィルタ２６０を通過することで不要な信号成分は、取り除かれ、元の中心周波数ｆＲＦ２の希望波がダウンコンバートされた後段ＩＦ信号Ｓ２００が得られる（図７（Ｇ））。
　最後に、第１の受信系１００が出力する後段ＩＦ信号Ｓ１００と、第２の受信系２００が出力する後段ＩＦ信号Ｓ２００を、加算器２０によって加算（合成）して、合成された信号Ｓ１をＡ／Ｄ変換器３０に入力する（図８）。
　以上の過程によって、遷移帯域幅の比帯域が比較的大きいフィルタを使いながら、異なる２つのＲＦ信号を選択して、隣接チャネル信号などの不要信号を除去し、隣接する２つのＩＦ信号に変換することで、１つのＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換することが可能となる。
　一般に、Ａ／Ｄ変換器の前段には、エイリアシング現象の発生を防止するための、アンチエイリアシングフィルタを用いる必要があるが、図４の受信機１では、第１の受信系１００及び第２の受信系２００の信号処理の過程でナイキスト周波数を越える周波数成分は、除去されるため、個別にアンチエイリアシングフィルタを設ける必要はない。
　また、第１の受信系１００の前段フィルタ対１３０と第２の受信系２００の後段フィルタ２６０は、いずれもＩＦ信号帯域幅ＢＩＦに相当する周波数を通過域の下端の周波数として隣接チャネル信号を除去するハイパスフィルタであるため、同じ特性のフィルタを適用することができる。同様に、第２の受信系２００の前段フィルタ対２３０と第１の受信系１００の後段フィルタ１６０は、いずれもＩＦ信号帯域幅ＢＩＦに相当する周波数を通過域の上端の周波数として隣接チャネル信号を除去するローパスフィルタであるため、同じ特性のフィルタを適用することができる。したがって、図４のブロック図には、合計６個のフィルタがあるが、設計上は、２種類のフィルタを設計すればよく、なおかつ、それら２種類のフィルタ特性は、通過域の上端又は下端の周波数が等しいハイパスフィルタとローパスフィルタであり対称性があるため、設計工数の低減に寄与する。これらのフィルタをディスクリート部品で構成する場合には、部品定数の共通化により低コスト化に寄与することができる。
　なお、周波数変換操作の過程で、希望信号に妨害波の折り返し成分が同じ周波数に重畳するところがあるが、いずれも、イメージキャンセルミキサの効果によって、それぞれの出力段の加算で打ち消される。
　例えば、第１の受信系１００に対しては、ＩＦ信号帯域幅ＢＩＦの３倍だけ高い方に離れた周波数がイメージ周波数となる。この周波数の信号がアンテナに入力されると第１の受信系１００の直交復調器１１０における乗算にて、希望波の前段ＩＦ信号と同じ周波数に重畳するが、その後に続く直交変調器１４０の乗算によって、周波数は、やはり希望波の後段ＩＦ信号と同じ周波数であるものの、Ｉ成分とＱ成分で位相が逆になって現れるため、その後の加算で打ち消しあって消滅する。
　また、第２の受信系２００に対しては、前記のとおり希望信号の上隣接チャネル信号がイメージ周波数の妨害波となる。この信号が入力されると、第２の受信系２００の直交復調器２１０における乗算にて、希望波の前段ＩＦ信号と同じ周波数に重畳するが、その後に続く直交変調器２４０の乗算によって得られる和成分については、周波数は、やはり希望波の後段ＩＦ信号と同じ周波数であるものの、Ｉ成分とＱ成分で位相が逆になって現れるため、その後の加算で打ち消しあって消滅する。
《２－３》実施の形態１の効果
　ＳＡＷフィルタの使用回避を含め受信機構成を簡素化する方法としてダイレクトコンバージョン受信機が多く用いられている。ＩＦ段を設けることなく、ＲＦ帯から直接、ベースバンドＩ／Ｑ信号に変換して復調部に渡すため、隣接チャネルの信号除去は、ベースバンドＩ／Ｑ信号に対するＬＰＦで行う。この場合、Ｌｏｗ－ＩＦよりさらに周波数の低いベースバンド帯域のＬＰＦであるため、半導体回路で比較的容易に実現することができ、受信機の他の回路と併せて同じ集積回路上に実装することができる。また、ダイレクトコンバージョン方式は、原理上、イメージ周波数が存在しないという特徴を持つ。しかし、その反面、Ａ／Ｄ変換器は、Ｉ信号とＱ信号のそれぞれに必要となるため、２個使用することとなる。これは、Ｉ信号とＱ信号を同位相でサンプリングする必要があるため、１個のＡ／Ｄ変換器をマルチプレクサで切り替えて２信号を入力する方法は、適用できないからである。回路技術面では、ＤＣオフセットとフリッカ雑音の問題を持っており、これらを回避・抑制するための高度な技術が必要となる。これに対して、本発明の実施の形態１に係る受信機１では、これらの課題は生じない。
《３》実施の形態２．
　図９は、実施の形態２に係る受信機２の構成を概略的に示すブロック図である。図９において、図４に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、同じ符号を付す。図９に示されるように、実施の形態２に係る受信機２は、第１の後段局部発振周波数ｆＬＳ１と第２の後段局部発振周波数ｆＬＳ２を同一周波数として、後段局部発振器１５０ａが発振する信号にて、第１の受信系１００ａで用いられる第１の後段局部発振信号と第２の受信系２００ａで用いられる第２の後段局部発振信号の両方で共用する。これにより、図４の構成に比べて、後段局部発振器１５０ａの数を削減することができ、より簡素な構成とすることができる。上記以外の点において、実施の形態２は、実施の形態１と同じである。
《４》実施の形態３．
　図１０は、実施の形態３に係る受信機３の構成を概略的に示すブロック図である。図１０において、図４に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、同じ符号を付す。図１０に示されるように、実施の形態３に係る受信機３では、第１の受信系１００と第２の受信系２００のそれぞれ別のアンテナ１０，１１が接続されている。これにより、第１の受信系１００と第２の受信系２００は、それぞれに特性の異なるアンテナを適用することが可能となる。第１の受信系１００が受信する希望波Ｓ１０の周波数と第２の受信系２００が受信する希望波Ｓ１１の周波数が大きく離れている場合に、それぞれの希望波の周波数帯に最適化したアンテナを用いることで、受信性能の向上を図ることが可能となる。上記以外の点において、実施の形態３は、実施の形態１と同じである。
《５》実施の形態４．
　図１１は、実施の形態４に係る受信機４の構成を概略的に示すブロック図である。図１１において、図４に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には、同じ符号を付す。図１１に示されるように、実施の形態４に係る受信機４では、第１の受信系１００ｂの前段フィルタ対１３０ｂをバンドパスフィルタで構成している。低域側の遮断特性は、実施の形態１～３で使用するハイパスフィルタと同じ特性とし、高域側にも減衰を与えるものである。通過域の上端周波数は、２ＢＩＦ以上とし高域側の遮断特性は、比較的緩やかでよい。このバンドパスフィルタの高域側減衰により、直交復調器での周波数変換により発生する和成分と差成分のうち、和成分を除去することができる。一般に、ＲＦ帯からＬｏｗ－ＩＦ帯への周波数変換では、和成分の周波数は、元のＲＦ信号の周波数の２倍に近い高い周波数となるため、後続のＩＦ段では、特に除去する手段を用いなくとも減衰して問題とならない場合が多い。しかし、何らかの理由で、和成分の発生が問題となる場合は、図１１の構成を採用することによって、和成分を除去することができる。上記以外の点において、実施の形態４は、実施の形態１と同じである。
《６》変形例．
　実施の形態１～４の構成を各々組み合わせて、受信機を構成することもできる。例えば、実施の形態２又は４に係る受信機２又は４に、実施の形態３における２つのアンテナ１０，１１を適用することができる。
　１，２，３，４　受信機、　１０，１１　アンテナ、　２０　加算器、　３０　Ａ／Ｄ変換器、　１００，１００ａ，１００ｂ　第１の受信系、　１１０　直交復調器（第１の直交復調器）、　１２０　前段局部発振器（第１の前段局部発振器）、　１３０，１３０ｂ　前段フィルタ対（第１の前段フィルタ対）、　１４０　直交変調器（第１の直交変調器）、　１５０，１５０ａ　後段局部発振器（第１の後段局部発振器）、　１６０　後段フィルタ（第１の後段フィルタ）、　２００，２００ａ　第２の受信系、　２１０　直交復調器（第２の直交復調器）、　２２０　前段局部発振器（第２の前段局部発振器）、　２３０　前段フィルタ対（第２の前段フィルタ対）、　２４０　直交変調器（第２の直交変調器）、　２５０　後段局部発振器（第２の後段局部発振器）、　２６０　後段フィルタ（第２の後段フィルタ）。

Claims (9)

  1. 　第１のＲＦ信号である第１の希望波を第１の後段ＩＦ信号に変換する第１の受信系と、
    　第２のＲＦ信号である第２の希望波を第２の後段ＩＦ信号に変換する第２の受信系と、
    　前記第１の後段ＩＦ信号と前記第２の後段ＩＦ信号とを加算してＩＦ出力信号を生成する加算器と
    　を有し、
    　前記第１の受信系は、
    　前記第１の希望波の中心周波数に対応して第１の前段発振周波数の信号を発振する第１の前段局部発振器と、
    　前記第１のＲＦ信号と前記第１の前段発振周波数の信号とを乗算することによって、第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を生成する第１の直交復調器と、
    　前記第１の直交復調器で生成された前記第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を入力として、通過帯域が制限された第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を出力する第１の前段フィルタ対と、
    　第１の後段発振周波数の信号を発振する第１の後段局部発振器と、
    　第１の前段フィルタ対を通過した前記第１の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分と前記第１の後段発振周波数の信号とを乗算することによって、第１の後段ＩＦ信号を生成する第１の直交変調器と、
    　前記第１の直交復調器で生成された前記第１の後段ＩＦ信号を入力として、通過帯域が制限された第１の後段ＩＦ信号を生成する第１の後段フィルタと
    　を含み、
    　前記第２の受信系は、
    　前記第２の希望波の中心周波数に対応して第２の前段発振周波数の信号を発振する第２の前段局部発振器と、
    　前記第２のＲＦ信号と前記第２の前段発振周波数の信号とを乗算することによって、第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を生成する第２の直交復調器と、
    　前記第２の直交復調器で生成された前記第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を入力として、通過帯域が制限された第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分を出力する第２の前段フィルタ対と、
    　第２の後段発振周波数の信号を発振する第２の後段局部発振器と、
    　第２の前段フィルタ対を通過した前記第２の前段ＩＦ信号のＩ成分及びＱ成分と前記第１の後段発振周波数の信号とを乗算することによって、第２の後段ＩＦ信号を生成する第２の直交変調器と、
    　前記第２の直交復調器で生成された前記第２の後段ＩＦ信号を入力として、通過帯域が制限された第２の後段ＩＦ信号を生成する第２の後段フィルタと
    　を含み、
    　前記第１の前段フィルタ対、前記第１の後段フィルタ、前記第２の前段フィルタ対、及び前記第２の後段フィルタの通過域周波数は、前記第１及び第２の希望波の変調帯域幅以上の帯域幅を前記第１及び第２の前段ＩＦ信号の変調帯域幅であるＩＦ信号帯域幅とし、前記第１の前段ＩＦ信号の中心周波数は、前記第１の後段ＩＦ信号の中心周波数よりも前記ＩＦ信号帯域幅以上離れて高くし、前記第２の前段ＩＦ信号の中心周波数は、前記第２の後段ＩＦ信号の中心周波数よりも前記ＩＦ信号帯域幅以上離れて低くするように、設定される
    　ことを特徴とする受信機。
  2. 　前記第１の前段フィルタ対は、前記第１の前段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より高い通過域下端周波数を持つハイパスフィルタの対を含み、
    　前記第２の前段フィルタ対は、前記第２の前段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より低い通過域上端周波数を持つローパスフィルタの対を含み、
    　前記第１の後段フィルタは、前記第１の後段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より低い通過域上端周波数を持つローパスフィルタを含み、
    　前記第２の後段フィルタは、前記第２の後段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より高い通過域下端周波数を持つハイパスフィルタを含む
    　ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
  3. 　前記第１の前段局部発振周波数と前記第１の希望波の中心周波数との差が、前記ＩＦ信号帯域幅の１．５倍であり、
    　前記第２の前段局部発振周波数と前記第２の希望波の中心周波数との差が、前記ＩＦ信号帯域幅の０．５倍である
    　ことを特徴とする請求項２に記載の受信機。
  4. 　前記第１の前段フィルタ対と前記第２の後段フィルタとが同一の周波数特性を持ち、
    　前記第１の後段フィルタと前記第２の前段フィルタ対とが同一の周波数特性を持つ
    　ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載の受信機。
  5. 　前記第１の後段局部発振周波数と前記第２の後段局部発振周波数が等しく、
    　前記第１の後段局部発振器と前記第２の後段局部発振器とは、共通の１つの局部発振器である
    　ことを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の受信機。
  6. 　前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とは、同じアンテナで受信された信号であることを特徴とする請求項１から５までのいずれか１項に記載の受信機。
  7. 　前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号とは、互いに異なるアンテナで受信された信号であることを特徴とする請求項１から５までのいずれか１項に記載の受信機。
  8. 　前記第１の前段フィルタ対が、前記第１の前段ＩＦ信号のＩＦ信号帯域幅に相当する周波数より高い通過域下端周波数を持つバンドパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
  9. 　前記ＩＦ出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器をさらに有することを特徴とする請求項１から８までのいずれか１項に記載の受信機。
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Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001007780A (ja) * 1999-06-25 2001-01-12 Victor Co Of Japan Ltd 放送受信装置
JP2006115005A (ja) * 2004-10-12 2006-04-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd ダイバーシチ受信装置、通信端末装置及びダイバーシチ受信方法
JP2007081798A (ja) * 2005-09-14 2007-03-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波受信装置
JP2009239407A (ja) * 2008-03-26 2009-10-15 Oki Electric Ind Co Ltd マルチバンド受信器
US20100197252A1 (en) * 2009-02-05 2010-08-05 Ricoh Company, Ltd. Fm-am demodulator and control method therefor
JP2010183257A (ja) * 2009-02-04 2010-08-19 Hitachi Media Electoronics Co Ltd デジタル放送用受信装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4474516B2 (ja) * 2003-11-13 2010-06-09 学校法人慶應義塾 低ｉｆ方式受信機及びプログラム

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001007780A (ja) * 1999-06-25 2001-01-12 Victor Co Of Japan Ltd 放送受信装置
JP2006115005A (ja) * 2004-10-12 2006-04-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd ダイバーシチ受信装置、通信端末装置及びダイバーシチ受信方法
JP2007081798A (ja) * 2005-09-14 2007-03-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波受信装置
JP2009239407A (ja) * 2008-03-26 2009-10-15 Oki Electric Ind Co Ltd マルチバンド受信器
JP2010183257A (ja) * 2009-02-04 2010-08-19 Hitachi Media Electoronics Co Ltd デジタル放送用受信装置
US20100197252A1 (en) * 2009-02-05 2010-08-05 Ricoh Company, Ltd. Fm-am demodulator and control method therefor

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