KR101231671B1 - Ｒｆ 주파수 변환된 ｂｐｆ를 갖는 소우-리스 수신기 - Google Patents

Abstract

소우-리스(SAW-less) 수신기는 FEM 인터페이스 모듈, RF-IF 수신기 섹션, 및 수신기 IF-기저대역 섹션을 포함한다. RF-IF 수신기 섹션은 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF), LNA, 및 혼합 섹션을 포함한다. FTBPF는 스위칭 네트워크 및 복수의 기저대역 임피던스를 포함한다. 상기 스위칭 네트워크는 인바운드 RF 신호를 RF 대역통과 필터링하기 위해 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들에 따라 복수의 기저대역 임피던스들을 FEM 인터페이스에 연결하도록 동작가능하다. LNA는 필터링된 인바운드 RF 신호를 증폭하고, 혼합 섹션은 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 증폭된 인바운드 RF 신호를 국부 발진과 혼합한다. 수신기 IF-기저대역 섹션은 인바운드 IF 신호를 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들로 변환한다.

Description

ＲＦ 주파수 변환된 ＢＰＦ를 갖는 소우-리스 수신기{SAW-LESS RECEIVER WITH RF FREQUENCY TRANSLATED BPF}

관련 특허들에 대한 상호 참조

본 특허 출원은 2011년 3월 24일자로 제13/070,980호의 출원 번호(변리사 관리 번호 BP22165)로 출원된 "SAW-LESS RECEIVER WITH OFFSET RF FREQUENCY TRANSLATED BPF(오프셋 RF 주파수 변환된 BPF를 갖는 소우-리스 수신기)"라는 명칭의 동시에 계류 중인 특허 출원의 일부계속(continuation-in-part) 출원으로서 미국 특허법 35 U.S.C §120 하에서 우선권을 주장하고 있으며, 상기 일부계속 출원은 2010년 6월 3일자로 제61/351,284호(변리사 관리 번호 BP21922)로 가출원된 "CONFIGURABLE AND SCALABLE RF FRONT-END MODULE(구성가능하고 확장가능한 RF 프론트-엔드 모듈)"라는 명칭의 계류 중인 가출원된 특허 출원을 미국 특허법 35 U.S.C §119(e) 하에서 우선권 주장하고 있으며, 이 출원들은 모두 그 전체가 참조로 본 명세서에 포함되며 모든 목적들을 위해 현재의 미국 실용 특허 출원의 일부가 된다.

본 발명은 전반적으로 무선 통신들에 관한 것으로, 더욱 구체적으로, 무선 송수신기들에 관한 것이다.

무선 및/또는 유선 통신 디바이스들 사이의 무선 및 유선 통신들을 지원하기 위한 통신 시스템들이 알려져 있다. 이러한 통신 시스템들은 국가 및/또는 국제적인 셀룰러 전화 시스템들로부터 인터넷(Internet)까지 그리고 점대점 가정내(point-to-point in-home) 무선 네트워크들까지의 범위이다. 통신 시스템의 각각의 유형이 구축되고, 이에 따라, 하나 이상의 통신 표준들에 따라 동작한다. 예를 들어, 무선 통신 시스템들은 IEEE 802.11, 블루투스(Bluetooth), 진보된 이동 전화 서비스(advanced mobile phone services), 디지털 AMPS, 유럽식 디지털 이동통신방식(global system for mobile communications; GSM), 코드 분할 다중 접속(code division multiple access; CDMA), 국부 다지점 분배 시스템들(local multi-point distribution systems; LMDS), GSM 에볼루션을 위한 증가된 데이터 레이트들(enhanced data rates for GSM evolution; EDGE), 범용 패킷 무선 서비스(general packet radio service; GPRS), WCDMA, 롱텀 에볼루션(long term evolution; LTE), WiMAX(worldwide interoperability for microwave access), 및/또는 그 변형들을 포함하지만 이에 한정되지는 않는 하나 이상의 표준들에 따라 동작할 수 있다.

무선 통신 시스템의 유형에 따라, 셀룰러 전화, 양방향 무선기기, 개인 정보 단말(personal digital assistant; PDA), 개인용 컴퓨터(personal computer; PC), 랩톱 컴퓨터(laptop computer), 홈 엔터테인먼트 장비(home entertainment equipment), RFID 리더(reader), RFID 태그(tag) 등등과 같은 무선 통신 디바이스는 다른 무선 통신 디바이스들과 직접적으로 또는 간접적으로 통신한다. (점대점 통신(point-to-point communication)들로도 알려져 있는) 직접적인 통신들을 위해, 참여 중인 무선 통신 디바이스들은 자신의 수신기들 및 송신기들을 동일한 채널 또는 채널들(예를 들어, 무선 통신 시스템의 복수의 무선 주파수(RF) 반송파(carrier)들 중의 하나 또는 일부 시스템들을 위한 특정 RF 주파수)로 튜닝시키고 그 채널(들)을 통해 통신한다. 간접적인 무선 통신들을 위해, 각각의 무선 통신 디바이스는 할당된 채널을 통해 (예를 들어, 셀룰러 서비스들을 위한) 관련된 기지국(base station) 및/또는 (예를 들어, 가정내 또는 빌딩내 무선 네트워크를 위한) 관련된 액세스 포인트(access point)와 직접적으로 통신한다. 무선 통신 디바이스들 사이의 통신 접속을 완료하기 위하여, 관련된 기지국들 및/또는 관련된 액세스 포인트들은 시스템 제어기를 통해, 공중 교환 전화망(public switch telephone network)을 통해, 인터넷을 통해, 및/또는 일부 다른 광역 네트워크(wide area network)를 통해 서로 간접적으로 통신한다.

무선 통신들에 참여하기 위한 각각의 무선 통신 디바이스에 대해, 이 디바이스는 내장 무선 송수신기(즉, 수신기 및 송신기)를 포함하거나, 관련된 무선 송수신기(예를 들어, 가정내 및/또는 빌딩내 무선 통신 네트워크들을 위한 스테이션, RF 모뎀(modem), 등)에 연결된다. 알려진 바와 같이, 수신기는 안테나에 연결되고, 저잡음 증폭기(low noise amplifier), 하나 이상의 중간 주파수 스테이지(intermediate frequency stage)들, 필터링 스테이지들 및 데이터 복구 스테이지(data recovery stage)를 포함한다. 저잡음 증폭기는 안테나를 통해 인바운드 RF 신호(inbound RF signal)들을 수신하고, 그 다음으로 증폭한다. 하나 이상의 중간 주파수 스테이지들은 증폭된 RF 신호들을 하나 이상의 국부 발진들과 혼합하여 증폭된 RF 신호를 기저대역 신호들 또는 중간 주파수(intermediate frequency; IF) 신호들로 변환한다. 필터링 스테이지는 기저대역 신호들 또는 IF 신호들을 필터링하여 대역 신호들의 원하지 않는 출력을 감쇠시켜서 필터링된 신호들을 생성한다. 데이터 복구 스테이지는 특정 무선 통신 표준에 따라 필터링된 신호들로부터 데이터를 복구한다.

또한, 알려진 바와 같이, 송신기는 데이터 변조 스테이지, 하나 이상의 중간 주파수 스테이지들, 및 전력 증폭기를 포함한다. 데이터 변조 스테이지는 특정 무선 통신 표준에 따라 데이터를 기저대역 신호들로 변환한다. 하나 이상의 중간 주파수 스테이지들은 기저대역 신호들을 하나 이상의 국부 발진들과 혼합하여 RF 신호들을 생성한다. 전력 증폭기는 안테나를 통한 송신 전에 RF 신호들을 증폭한다.

무선 송수신기를 구현하기 위하여, 무선 통신 디바이스는 복수의 집적 회로(integrated circuit; IC)들 및 복수의 이산 컴포넌트(discrete component)들을 포함한다. 도 1은 2G 및 3G 셀룰러 전화 프로토콜들을 지원하는 무선 통신 디바이스의 예를 예시한다. 도시된 바와 같이, 무선 통신 디바이스는 기저대역 처리 IC, 전력 관리 IC, 무선 송수신기 IC, 송신/수신(T/R) 스위치, 안테나, 및 복수의 이산 컴포넌트들을 포함한다. 이산 컴포넌트들은 표면 탄성파(surface acoustic wave; SAW) 필터들, 전력 증폭기들, 듀플렉서(duplexer)들, 인덕터(inductor)들 및 캐패시터(capacitor)들을 포함한다. 이러한 이산 컴포넌트들은 무선 통신 디바이스를 위한 재료의 청구서에 몇 US 달러를 추가하지만, 2G 및 3G 프로토콜들의 엄격한 성능 요건들을 달성하기 위해서는 필요하다.

집적 회로 제조 기술이 진화함에 따라, 무선 통신 디바이스 제조업자들은 무선 송수신기 IC 제조업자들이 IC 제조에 있어서의 발전 사항들에 따라 그 IC들을 업데이트하도록 요구하고 있다. 예를 들어, 제조 프로세스가 변화(예를 들어, 더 작은 트랜지스터 크기들을 이용)함에 따라, 무선 송수신기 IC들은 더욱 새로운 제조 프로세스를 위해 재설계된다. 대부분의 디지털 회로가 IC 제조 프로세스와 함께 축소되므로, IC들의 디지털 부분들을 재설계하는 것은 비교적 간단한 프로세스이다. 그러나, 대부분의 아날로그 회로(예를 들어, 인덕터들, 캐피시터들 등)는 IC 프로세스와 함께 축소되지 않으므로, 아날로그 부분들을 재설계하는 것은 간단하지 않은 작업이다. 이와 같이, 무선 송수신기 IC 제조업자들은 더욱 새로운 IC 제조 프로세스들의 IC들을 생산하기 위해 상당한 노력을 투자하고 있다.

본 발명의 목적은 무선 통신들을 위한 무선 송수신기에서 소우-리스(SAW(surface acoustic wave)-less) 수신기를 제공함에 있다.

또한, 본 발명의 다른 목적은 개별 집적 회로들에서 구현될 수 있는 시스템 온 칩(system on a chip; SOC) 및 프론트 엔드 모듈(front-end module; FEM)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스에 적용되는 소우-리스 수신기를 제공함에 있다.

또한, 본 발명의 또 다른 목적은 FTBPF를 포함하는 IF 수신기 섹션을에 적용되는 소우-리스 수신기를 제공함에 있다.

본 발명은 다음의 도면의 간단한 설명, 발명의 상세한 설명 및 특허청구범위에 추가로 설명되는 장치 및 동작 방법들에 관한 것이다.

발명의 양태에 따르면, 소우-리스(SAW(surface acoustic wave)-less) 수신기는,

인바운드 무선 주파수(inbound radio frequency(RF)) 신호를 수신하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈(front end module; FEM) 인터페이스 모듈;

스위칭 네트워크와, 기저대역 필터 응답을 형성하는 복수의 기저대역 임피던스(impedance)들을 포함하는 주파수 변환된 대역통과 필터(frequency translated bandpass filter; FTBPF)로서, 상기 스위칭 네트워크는 상기 인바운드 RF 신호를 RF 대역통과 필터링하여 필터링된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 복수의 위상-오프셋(phase-offset) RF 클록 신호들에 따라 상기 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 FEM 인터페이스에 연결하도록 동작가능한, 상기 주파수 변환된 대역통과 필터; 증폭된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 필터링된 인바운드 RF 신호를 증폭하도록 동작가능한 저잡음 증폭기 모듈(low noise amplifier module; LNA); 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 증폭된 인바운드 RF 신호를 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션(mixing section)을 포함하는 RF-중간 주파수(IF) 수신기 섹션; 및

상기 인바운드 IF 신호를 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림(symbol stream)들로 변환하도록 동작가능한 수신기 IF-기저대역 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 FEM 인터페이스 모듈은,

트랜스포머(transformer); 및

상기 트랜스포머의 2차 측에 동작가능하게 연결되고, 상기 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 수신된 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위한 튜닝가능(tunable) 캐패시터 네트워크(C1)를 포함한다.

바람직하게는, 상기 소우-리스 수신기는,

희망하지 않는 RF 신호로부터 상기 인바운드 RF 신호를 분리하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈을 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 수신기 IF-BB 섹션은,

I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 인바운드 IF 신호를 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션; 및

결합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고; 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 생성하기 위해 상기 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 결합 및 필터링 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 소우-리스 수신기는,

상기 복수의 위상-오프셋 클록 신호들을 생성하도록 동작가능한 클록 생성기를 더 포함하고,

상기 스위칭 네트워크는 상기 복수의 위상-오프셋 클록 신호들에 기초하여 상기 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 FEM 인터페이스 모듈 및 상기 LNA에 주기적으로 연결하고, 상기 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트(rate)는 상기 인바운드 RF 신호의 주파수에 대응한다.

바람직하게는, 상기 혼합 섹션은,

상기 증폭된 인바운드 RF 신호를 동위상(in-phase)(I) 신호 성분 및 직교(quadrature)(Q) 신호 성분으로 변환하고, I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 신호 성분을 국부 발진의 I 신호 성분과 혼합하고, Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 Q 신호 성분을 상기 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하도록 동작가능한 혼합 모듈; 및

상기 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하도록 동작가능한 필터 모듈을 포함한다.

바람직하게는, 상기 스위칭 네트워크는,

상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 1 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 복수의 기저대역 임피던스들의 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴으로 연결하고;

상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 2 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 복수의 기저대역 임피던스들의 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴으로 연결하고;

상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 3 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴과 반대로 연결하고;

상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 4 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴과 반대로 연결하도록 추가적으로 동작가능하다.

바람직하게는, 상기 복수의 기저대역 임피던스들의 기저대역 임피던스는,

캐패시터;

가변 캐패시터;

스위치드 캐패시터 필터(switched capacitor filter);

스위치 캐패시터 저항(switch capacitor resistance); 및

복소 임피던스(complex impedance) 중의 적어도 하나를 포함한다.

바람직하게는, 상기 FTBPF는,

제어 신호를 수신하도록 동작가능한 제어 모듈을 더 포함하고,

상기 제어 신호는 상기 기저대역 필터 응답의 품질 계수(quality factor), 상기 기저대역 필터 응답의 이득, 상기 기저대역 필터 응답의 대역폭(bandwidth), 및 상기 기저대역 필터 응답의 감쇠 기울기(attenuation slope) 중의 하나 이상을 조절하기 위한 제어 정보를 제공한다.

또 다른 양태에 따르면, 소우-리스(SAW(surface acoustic wave : 표면 탄성파)-less) 수신기는,

인바운드 무선 주파수(inbound radio frequency(RF)) 신호를 수신하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈(FEM) 인터페이스 모듈;

제 1 스위칭 네트워크와, 제 1 기저대역 필터 응답을 형성하는 제 1 복수의 기저대역 임피던스들을 포함하는 RF 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)로서, 상기 제 1 스위칭 네트워크는 상기 인바운드 RF 신호를 RF 대역통과 필터링하여 필터링된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들에 따라 상기 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 FEM 인터페이스에 연결하도록 동작가능한, 상기 RF 주파수 변환된 대역통과 필터; 증폭된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 필터링된 인바운드 RF 신호를 증폭하도록 동작가능한 저잡음 증폭기 모듈(LNA); 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 증폭된 인바운드 RF 신호를 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션; 제 2 스위칭 네트워크와, 제 2 기저대역 필터 응답을 형성하는 제 2 복수의 기저대역 임피던스들을 포함하는 IF FTBPF로서, 상기 제 2 스위칭 네트워크는 상기 인바운드 IF 신호를 IF 대역통과 필터링하여 필터링된 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 복수의 위상-오프셋 IF 클록 신호들에 따라 상기 제 2 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 혼합 섹션으로 연결하도록 동작가능한, 상기 IF FTBPF를 포함하는 RF-중간 주파수(IF) 수신기 섹션; 및

상기 필터링된 인바운드 IF 신호를 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들로 변환하도록 동작가능한 수신기 IF-기저대역 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 FEM 인터페이스 모듈은,

트랜스포머; 및

상기 트랜스포머의 2차 측에 동작가능하게 연결되고, 상기 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 수신된 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위한 튜닝가능 캐패시터 네트워크(C1)를 포함한다.

바람직하게는, 상기 소우-리스 수신기는,

희망하지 않는 RF 신호로부터 상기 인바운드 RF 신호를 분리하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈을 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 수신기 IF-BB 섹션은,

I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 인바운드 IF 신호를 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션; 및

결합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고; 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 생성하기 위해 상기 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 결합 및 필터링 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 소우-리스 수신기는,

상기 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들을 생성하도록 동작가능하고, 상기 제 1 스위칭 네트워크는 상기 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들에 기초하여 상기 제 1 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 FEM 인터페이스 모듈 및 상기 LNA로 주기적으로 연결하고, 상기 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트는 상기 인바운드 RF 신호의 주파수에 대응하고;

상기 제 2 복수의 위상-오프셋 클록 신호들을 생성하도록 동작가능하고, 상기 제 2 스위칭 네트워크는 상기 제 2 복수의 위상-오프셋 클록 신호들에 기초하여 상기 제 2 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 혼합 모듈로 주기적으로 연결하고, 상기 제 2 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트는 상기 인바운드 IF 신호의 주파수에 대응하는, 클록 생성기를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 혼합 섹션은,

상기 증폭된 인바운드 RF 신호를 동위상(I) 신호 성분 및 직교(Q) 신호 성분으로 변환하고; I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 신호 성분을 국부 발진의 I 신호 성분과 혼합하고; Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 Q 신호 성분을 상기 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하도록 동작가능한 혼합 모듈; 및

상기 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하도록 동작가능한 필터 모듈을 포함한다.

바람직하게는, 상기 제 1 스위칭 네트워크는,

상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 1 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 1 복수의 기저대역 임피던스들의 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴으로 연결하고;

상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 2 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 1 복수의 기저대역 임피던스들의 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴으로 연결하고;

상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 3 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴과 반대로 연결하고;

상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 4 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴과 반대로 연결하도록 추가적으로 동작가능하다.

바람직하게는, 상기 제 2 스위칭 네트워크는,

상기 복수의 위상-오프셋 IF 클록 신호들 중의 제 1 신호 동안에 상기 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 2 복수의 기저대역 임피던스들의 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴으로 연결하고;

상기 복수의 위상-오프셋 IF 클록 신호들 중의 제 2 신호 동안에 상기 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 2 복수의 기저대역 임피던스들의 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴으로 연결하고;

상기 복수의 위상-오프셋 IF 클록 신호들 중의 제 3 신호 동안에 상기 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴과 반대로 연결하고;

상기 복수의 위상-오프셋 IF 클록 신호들 중의 제 4 신호 동안에 상기 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴과 반대로 연결하도록 추가적으로 동작가능하다.

바람직하게는, 상기 제 1 또는 제 2 복수의 기저대역 임피던스들의 기저대역 임피던스는,

캐패시터;

가변 캐패시터;

스위치드 캐패시터 필터;

스위치 캐패시터 저항; 및

복소 임피던스 중의 적어도 하나를 포함한다.

바람직하게는, 상기 RF FTBPF는,

제어 신호를 수신하도록 동작가능한 제어 모듈을 더 포함하고,

상기 제어 신호는 상기 기저대역 필터 응답의 품질 계수(quality factor), 상기 기저대역 필터 응답의 이득, 상기 기저대역 필터 응답의 대역폭(bandwidth), 및 상기 제 1 기저대역 필터 응답의 감쇠 기울기(attenuation slope) 중의 하나 이상을 조절하기 위한 제어 정보를 제공한다.

바람직하게는, 상기 IF FTBPF는,

제어 신호를 수신하도록 동작가능한 제어 모듈을 더 포함하고,

상기 제어 신호는 상기 기저대역 필터 응답의 품질 계수, 상기 기저대역 필터 응답의 이득, 상기 기저대역 필터 응답의 대역폭, 및 상기 제 2 기저대역 필터 응답의 감쇠 기울기 중의 하나 이상을 조절하기 위한 제어 정보를 제공한다.

본 발명의 다른 특징들 및 장점들은 첨부 도면들을 참조하여 행해진 다음의 발명의 상세한 설명으로부터 명백할 것이다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 따르면 무선 통신들을 위한 무선 송수신기에서 소우-리스(SAW(surface acoustic wave)-less) 수신기를 제공할 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스에서 고가의 분리된(discrete) 오프-칩(off-chip) 구성요소들(예컨대, SAW 필터들, 듀플렉서들, 인덕터들, 및/또는 커패시터들)을 제거하고, 그 기능을 단일 다이(die)에서 구현될 수 있는 프론트 엔드 모듈(FEM)에서 통합할 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명에 따르면, 소우-리스 수신기 아키텍쳐(architecture) 및 소우-리스 송신기 아키텍쳐에 의해 분리된 오프-칩 구성요소들의 제거를 가능하게 하는 효과가 있다.

도 1은 종래 기술에 따른 무선 통신 디바이스의 개략적인 블록도이다.
도 2는 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 4는 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 5는 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 6은 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 7은 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 8은 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 9는 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 10은 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 11은 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 12는 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 13은 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 14는 본 발명에 따른 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 15는 본 발명에 따른 SOC의 RF-IF 수신기 섹션의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 16은 본 발명에 따른 SOC의 RF-IF 수신기 섹션의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 17은 본 발명에 따른 SOC의 RF-IF 수신기 섹션의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 18은 본 발명에 따른 SOC의 RF-IF 수신기 섹션의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 19는 본 발명에 따른 SOC의 RF-IF 수신기 섹션의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 20은 본 발명에 따른 SOC의 RF-IF 수신기 섹션의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 21은 본 발명에 따른 SOC의 RF-IF 수신기 섹션의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 22는 본 발명에 따른 SOC의 RF-IF 수신기 섹션의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 23은 본 발명에 따른 SOC의 송신기 섹션의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 24는 본 발명에 따른 SOC의 송신기 섹션의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 25는 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 26은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 27은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 주파수 응답들의 일 예의 도면이다.
도 28은 본 발명에 따른 상기 FTBPF의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 29는 본 발명에 따른 상기 FTBPF의 기저대역 성분에 대한 위상 및 주파수 응답들의 일 예의 도면이다.
도 30은 본 발명에 따른 상기 FTBPF의 RF 성분에 대한 위상 및 주파수 응답들의 일 예의 도면이다.
도 31은 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 32는 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 33은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 주파수 응답들의 또 다른 예의 도면이다.
도 34는 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 35는 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 36은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 주파수 응답들의 또 다른 예의 도면이다.
도 37은 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 38은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 39는 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 주파수 응답들의 또 다른 예의 도면이다.
도 40은 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 41은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 42는 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 주파수 응답들의 또 다른 예의 도면이다.
도 43은 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 44는 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 45는 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 46은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 47은 본 발명에 따른 복소 기저대역(BB) 필터의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 48은 본 발명에 따른 상기 복소 BB 필터의 주파수 응답을 하이-Q RF 필터에 대한 주파수 응답으로 변환시키는 일 예의 도면이다.
도 49는 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 50은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 51는 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 주파수 응답들의 또 다른 예의 도면이다.
도 52는 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 53은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 54는 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 55는 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 56은 본 발명에 따른 네거티브 저항의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 57은 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 58은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 59는 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 60은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 61은 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션의 제1 LO를 위한 주파수 응답들의 일 예의 도면이다.
도 62는 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션의 제2 LO를 위한 주파수 응답들의 일 예의 도면이다.
도 63은 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 64는 본 발명에 따른 혼합기를 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 65는 본 발명에 따른 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 66은 본 발명에 따른 트랜스임피던스 증폭기(TIA)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 67은 본 발명에 따른 FTBPF를 포함하는 저잡음 증폭기(LNA)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 68은 본 발명에 따른 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 69는 본 발명에 따른 4-위상 FTBPF를 위한 주파수 응답의 일 예의 도면이다.
도 70은 본 발명에 따른 3-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 71은 본 발명에 따른 3-위상 FTBPF를 위한 클록 신호들의 일 예의 도면이다.
도 72는 본 발명에 따른 3-위상 FTBPF를 위한 주파수 응답의 일 예의 도면이다.
도 73은 본 발명에 따른 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 74는 본 발명에 따른 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 75는 본 발명에 따른 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 76은 본 발명에 따른 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 77은 본 발명에 따른 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 위한 복소 기저대역 임피던스의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 78은 본 발명에 따른 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 79는 본 발명에 따른 m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 80은 본 발명에 따른 m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 81은 본 발명에 따른 m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 82는 본 발명에 따른 m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 83은 본 발명에 따른 m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 84는 본 발명에 따른 m-위상 FTBPF를 위한 주파수 응답의 일 예의 도면이다.
도 85는 본 발명에 따른 m-위상 FTBPF를 위한 클록 생성기의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 86은 본 발명에 따른 m-위상 FTBPF를 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 87은 본 발명에 따른 m-위상 FTBPF를 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 88은 본 발명에 따른 3-위상 FTBPF를 위한 클록 생성기의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 89는 본 발명에 따른 3-위상 FTBPF를 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 90은 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 SOC의 일 부분의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 91은 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 SOC의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 92는 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 SOC의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 93은 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 2G TX 모드에서의 SOC의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 94는 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 2G RX 모드에서의 SOC의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 95는 본 발명에 따른 소 신호 밸런싱 네트워크의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 96은 본 발명에 따른 대 신호 밸런싱 네트워크의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 97은 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 SOC의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 98은 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 SOC의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 99는 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 SOC의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 100은 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 LNA의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 101은 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 LNA의 일 부분의 등가 회로의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 102는 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 LNA의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 103은 본 발명에 따른 트랜스포머 발룬의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 104는 본 발명에 따른 트랜스포머 발룬의 구현의 일 예의 도면이다.
도 105는 본 발명에 따른 트랜스포머 발룬의 구현의 또 다른 예의 도면이다.
도 106은 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 LNA의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 107은 본 발명에 따른 각 프론트 엔드 모듈(FEM) 및 LNA의 일 부분의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 108은 본 발명에 따른 임피던스의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 109는 본 발명에 따른 임피던스의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 110은 본 발명에 따른 밸런스 네트워크의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 111은 본 발명에 따른 밸런스 네트워크의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 112는 본 발명에 따른 네거티브 임피던스의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 113는 본 발명에 따른 폴라 수신기의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 114는 본 발명에 따른 버퍼 회로의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 115는 본 발명에 따른 위브드 접속의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.
도 116은 본 발명에 따른 수신기의 일 실시예의 개략적인 블록도이다.

도 2는 개별 집적 회로들에서 구현될 수 있는 시스템 온 칩(system on a chip; SOC)(12) 및 프론트 엔드 모듈(front-end module; FEM)(14)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(portable computing communication device)(10)의 일실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)는 사람에 의해 운반될 수 있고, 적어도 배터리에 의해 부분적으로 전원이 공급될 수 있으며, 무선 송수신기(예컨대, 무선 주파수(radio frequency; RF) 및/또는 밀리미터파(millimeter wave; MMW))를 포함하고, 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션들을 실행할 수 있다. 예를 들면, 상기 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)는 셀룰라 전화기(cellular telephone), 랩탑 컴퓨터(laptop computer), 개인 휴대 정보 단말기(personal digital assistant; PDA), 비디오 게임 콘솔(video game console), 비디오 게임 플레이어(video game player), 개인 엔터테인먼트 유닛(personal entertainment unit), 태블릿 컴퓨터(tablet computer) 등이 될 수 있다.

상기 SOC(12)는 소우-리스 수신기 섹션(SAW-less receiver section; 18), 소우-리스 송신기 섹션(SAW-less transmitter section; 20), 기저대역 처리 유닛(baseband processing unit; 22), 처리 모듈(processing module; 24), 및 전력 관리 유닛(power management unit; 26)을 포함한다. 상기 소우-리스 수신기(18)는 RX RF-IF 섹션(RX(receiver) radio frequency(RF) to intermediate frequency(IF) section; 28) 및 RX IF-BB 섹션(RX(receiver) IF to baseband(BB) section; 30)을 포함한다. 상기 RX RF-IF 섹션(28)은 하나 이상의 주파수 변환된 대역통과 필터(frequency translated bandpass filter; FTBPF)(32)들을 더 포함한다.

상기 처리 모듈(24) 및 상기 기저대역 처리 유닛(22)은 단일 처리 디바이스, 개별 처리 디바이스들, 또는 복수의 처리 디바이스들이 될 수 있다. 그러한 처리 디바이스는 마이크로프로세서(microprocessor), 마이크로-컨트롤러(micro-controller), 디지털 신호 처리기(digital signal processor), 마이크로컴퓨터(microcomputer), 중앙 처리 유닛(central processing unit), 필드 프로그래머블 게이트 어레이(field programmable gate array; FPGA), 프로그래머블 로직 디바이스(programmable logic device), 스테이트 머신(state machine), 로직 회로(logic circuitry), 아날로그 회로(analog circuitry), 디지털 회로(digital circuitry) 및/또는 상기 회로 및/또는 동작 지시들의 하드 코딩에 기초한 (아날로그 및/또는 디지털) 신호들을 조작하는 어떠한 다바이스가 될 수 있다. 상기 처리 모듈(24) 및/또는 기저대역 처리 유닛(22)은 단일 메모리 디바이스(single memory device), 복수의 메모리 디바이스들, 및/또는 상기 처리 모듈(24)의 임베디드 회로(embedded circuitry)가 될 수 있는 관련된 메모리 및/또는 메모리 엘리먼트를 가질 수 있다. 그러한 메모리 디바이스는 ROM(read-only memory), RAM(random access memory), 휘발성 메모리(volatile memory), 비휘발성 메모리(non-volatile memory), 정적 메모리(static memory), 동적 메모리(dynamic memory), 플래시 메모리(flashmemory), 캐쉬 메모리(cache memory), 및/또는 디지털 정보를 저장하는 어떠한 디바이스가 될 수 있다. 만약 상기 처리 모듈(24) 및/또는 기저대역 처리 유닛(22)이 하나를 초과하는 처리 디바이스를 포함한다면, 상기 처리 디바이스들은 (예컨대, 와이어드 및/또는 무선 버스 구조를 통해 함께 연결된) 중심적으로 위치되거나, (예컨대, 근거리 네트워크(local area network; LAN) 및/또는 광역 네트워크(wide area network; WAN)를 통한 직접적인 연결을 통해 클라우드 컴퓨팅(cloud computing) 하는) 분산적으로 위치될 수 있다는 것을 주목해야 한다. 상기 처리 모듈(24) 및/또는 기저대역 처리 유닛(22)이 스테이트 머신을 통해 그것의 하나 이상의 기능들을 실행할 때, 상기 대응하는 작동 지시들을 저장하는 상기 메모리 및/또는 메모리 엘리먼트가 상기 스테이트 머신, 아날로그 회로, 디지털 회로, 및/또는 로직 회로를 포함하는 상기 회로의 내부 또는 외부에 임베디드될 수 있다는 것을 주목해야 한다. 더구나, 상기 메모리 엘리먼트 저장소들, 및 상기 처리 모듈(24) 및/또는 기저대역 처리 유닛(22)은 하나 이상의 도면들에 도시된 단계들 및/또는 기능들의 적어도 일부에 따른 하드 코딩된 및/또는 작동 지시들을 실행한다.

상기 프론트 엔드 모듈(FEM)(14)은 복수의 전력 증폭기들(Power amplifiers; PA)(34~36), 복수의 수신기-송신기 분리 모듈들(receiver-transmitter(RX-TX) isolation modules)(38~40), 복수의 안테나 튜닝 유닛들(antenna tuning units; ATU)(42~44), 및 주파수 대역(frequency band; FB) 스위치(46)를 포함한다. 상기 FEM(14)은 PA들(34~36)의 두 경로들 초과, RX-TX 분리 모듈들(38~40), 및 FB 스위치(46)와 연결된 ATU들(42~44)를 포함할 수 있거나, 또는 단일 경로를 포함할 수도 있음을 주목해야 한다. 예를 들어, 상기 FEM(14)은 2G(2세대; second heneration) 셀룰라 전화 서비스를 위한 하나의 경로, 3G(3세대; third generation) 셀룰라 전화 서비스를 위한 또 하나의 경로, 및 무선 근거리 네트워크(wireless local area network; WLAN) 서비스를 위한 세번째 경로를 포함할 수 있다. 물론, 하나 이상의 무선 통신 표준들(예컨대, IEEE 802.11, 블루투스(bluetooth), 이동통신을 위한 글로벌 시스템(global system for mobile communications; GSM), 코드 분할 다중 접속(code division multiple access; CDMA), 무선 주파수 식별(radio frequency identification; RFID), GSM 이볼루션을 위한 인핸스드 데이터 레이트(Enhanced Data rates for GSM Evolution; EDGE), 일반 패킷 무선 서비스(General Packet Radio Service; GPRS), WCDMA, 고속 하향링크 패킷 접속(high-speed downlink packet access; HSDPA), 고속 상향링크 패킷 접속(high-speed uplink packet access; HSUPA), 롱 텀 이볼류션(Long Term Evolution; LTE), 와이맥스(WiMAX(worldwide interoperability for microwave access)), 및/또는 그 변형들)을 지원하기 위해 상기 FEM(14) 내에 경로들의 다수의 다른 예의 조합들이 있다.

동작의 일 예로서, 상기 처리 모듈(24)은 데이터의 무선 전송을 필요로하는 상기 휴대용 컴퓨팅 디바이스의 하나 이상의 기능들을 수행하고 있다. 이러한 예에서, 상기 처리 모듈(24)은 상기 아웃바운드 데이터(outbound data)(예컨대, 음성(voice), 텍스트(text), 오디오(audio), 비디오(video), 그래픽들(graphics) 등)를 상기 기저대역 처리 유닛 또는 모듈(22)에 제공하여, 상기 아웃바운드 데이터를 하나 이상의 무선 통신 표준(예컨대, GSM, CDMA, WCDMA, HSUPA, HSDPA, WiMAX, EDGE, GPRS, IEEE 802.11, 블루투스, 지그비(ZigBee), 유니버설 이동 통신 시스템(universal mobile telecommunications system; UMTS), 롱 텀 이볼루션(LTE), IEEE 802.16, 이볼류션 데이터 옵티마이즈드(evolution data optimized; EV-DO) 등)에 따라 하나 이상의 아웃바운드 심볼 스트림들로 변환시킨다. 그러한 변환은 하나 이상의: 스크램블링(scrambling), 펑쳐링(pucnturing), 인코딩(encoding), 인터리빙(interleaving), 콘스텔레이션 매핑(constellation mapping), 변조(modulation), 주파수 스프레딩(frequency spreading), 주파수 호핑(frequency hopping), 빔포밍(beamforming), 공간-시간 블록 인코딩(space-time-block encoding), 공간-주파수 블록 인코딩(space-frequency block encoding), 주파수-시간 도메인 변환(frequency to time domain conversion), 및/또는 디지털 BB-IF 변환(digital baseband to intermediate frequency conversion)을 포함한다. 상기 기저대역 처리 유닛(22)은 상기 아웃바운드 데이터를 단일 입력 단일 출력(Single Input Single Output; SISO) 통신들 및/또는 다중 입력 단일 출력(Multiple Input Single Output; MISO) 통신들을 위한 단일 아웃바운드 심볼 스트림으로 변환시키고, 상기 아웃바운드 데이터를 단일 입력 다중 출력(Single Input Multiple Output; SIMO) 및/또는 다중 입력 단일 출력(Multiple Input Single Output; MISO)을 위한 다중 아웃바운드 심볼 스트림들로 변환시키고, 상기 아웃바운드 데이터를 단일 입력 다중 출력(Single Input Multiple Output; SIMO) 및 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output; MIMO)를 위한 다중 아웃바운드 심볼 스트림들로 변환시킨다.

상기 기저대역 처리 유닛(22)은 상기 하나 이상의 아웃바운드 심볼 스트림들을 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)에 제공하여, 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)을 하나 이상의 아웃바운드 RF 신호들(예컨대, 하나 이상의 주파수 대역들 800Mhz, 1800Mhz, 1900Mhz, 2000MHz, 2.4GHz, 5GHz, 60GHz, 등)로 변환시킨다. 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)은 적어도 하나의 상향 변환 모듈, 적어도 하나의 주파수 변환된 대역통과 필터(TFBPF), 및 출력 모듈을 포함하여, 직접적인 변환 토폴로지(예컨대, 기저대역 또는 기저대역 부근의 심볼 스트림들을 RF 신호들로 직접 변환)로서 또는 슈퍼 헤테로다인 토폴로지(super heterodyne topology)(예컨대, 기저대역 또는 기저대역 부근 심볼 스트림들을 IF 신호들로 변환한 후, 상기 IF 신호들을 RF 신호들로 변환)로서 구성될 수 있다.

방향 변환을 위해, 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)은 카테시안-기초된 토폴로지(Cartesian-based topology), 폴라-기초된 토폴로지(polar-based topology), 또는 하이브리드 폴라-카테시안-기초된 토폴로지(hybrid polar-Cartesian-based topology)를 가질 수 있다. 카테시안-기초된 토폴로지에서, 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)은 혼합된 신호들을 출력하기 위해 하나 이상의 송신 국부 발진기들(transmit local oscillations(TX LO)의 동위상(in-phase) 및 직교(quadrature) 구성요소들(예컨대, 각각

및

)을 갖는 하나 이상의 아웃바운드 심볼 스트림들의 동위상 및 직교 구성요소들(예컨대, 각각

및

)을 혼합한다. 상기 FTBPF는 상기 혼합된 신호들을 필터링하고, 상기 출력 모듈은 하나 이상의 아웃바운드 상향 변환된 신호들(예컨대,

)을 출력시키기 위해 그것들을 처리(예컨대, 공통 모드 필터링(common mode filtering) 및/또는 차동 대 단일단 변환(differential to single-ended conversion))한다. 전력 증폭기 드라이버 모듈(power amplifier driver(PAD) module)은 전-PA(pre-PA(power amplified)) 아웃바운드 RF 신호(들)을 출력시키기 위해 상기 아웃바운드 상향 변환된 신호(들)을 증폭시킨다.

위상 폴라-기초된 토폴로지(phase polar-based topology)에서, 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)은 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)의 상기 위상 정보(예컨대, +/- Δφ[위상 시프트(phase shift)] 및/또는 φ(t)[위상 변조(phase modulation)])에 기초되어 맞춰진 발진(oscillation)을 출력시키는 발진기를 포함한다. 상기 결과적으로 맞춰진 발진(예컨대,

또는

)은 하나 이상의 상향 변환된 신호들(예컨대,

또는

)를 출력시키기 위해 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)의 진폭 정보(amplitude information)(예컨대, A(t)[진폭 변조(amplitude modulation)])에 의해 더 맞춰질 수 있다. 상기 FTBPF는 상기 하나 이상의 상향 변환된 신호들을 필터링하고, 상기 출력 모듈은 그것들을 처리(예컨대, 공통 모드 필터링 및/또는 차동 대 단일단 변환)한다. 그런 다음, 전력 증폭기 드라이버(PAD) 모듈은 전-PA(pre-PA(power amplified)) 아웃바운드 RF 신호(들)을 출력시키기 위해 상기 아웃바운드 상향 변환된 신호(들)을 증폭시킨다.

주파수 폴라-기초된 토폴로지(frequency polar-based topology)에서, 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)은 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)의 상기 주파수 정보(예컨대, +/- Δf[주파수 시프트(frequency shift)] 및/또는 f(t)[주파수 변조(frequency modulation)])에 기초되어 맞춰진 발진(oscillation)을 출력시키는 발진기를 포함한다. 상기 결과적으로 맞춰진 발진(예컨대,

또는

)은 하나 이상의 상향 변환된 신호들(예컨대,

또는

)를 출력시키기 위해 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)의 진폭 정보(amplitude information)(예컨대, A(t)[진폭 변조(amplitude modulation)])에 의해 더 맞춰질 수 있다. 상기 FTBPF는 상기 하나 이상의 상향 변환된 신호들을 필터링하고, 상기 출력 모듈은 그것들을 처리(예컨대, 공통 모드 필터링 및/또는 차동 대 단일단 변환)한다. 그런 다음, 전력 증폭기 드라이버(PAD) 모듈은 전-PA(pre-PA(power amplified)) 아웃바운드 RF 신호(들)을 출력시키기 위해 상기 아웃바운드 상향 변환된 신호(들)을 증폭시킨다.

하이브리드 폴라-카테시안-기초된 토폴로지(hybrid polar-Cartesian-based topology)에서, 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)은 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)의 상기 위상 정보(예컨대,

또는

) 및 상기 진폭 정보(예컨대, A(t))를 분리한다. 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)은 혼합된 신호들을 출력하기 위해 하나 이상의 송신 국부 발진기들(transmit local oscillations(TX LO)의 동위상(in-phase) 및 직교(quadrature) 구성요소들(예컨대, 각각

및

)을 갖는 하나 이상의 아웃바운드 심볼 스트림들의 동위상 및 직교 구성요소들(예컨대, 각각

및

)을 혼합한다. 상기 FTBPF는 상기 혼합된 신호들을 필터링하고, 상기 출력 모듈은 하나 이상의 아웃바운드 상향 변환된 신호들(예컨대,

)을 출력시키기 위해 그것들을 처리(예컨대, 공통 모드 필터링(common mode filtering) 및/또는 차동 대 단일단 변환(differential to single-ended conversion))한다. 전력 증폭기 드라이버 모듈(power amplifier driver(PAD) module)은 상기 정규화된(normalized) 아웃바운드 상향 변환된 신호(들)을 증폭시키고, 전-PA(pre-PA(power amplified)) 아웃바운드 RF 신호(들)(예컨대,

)를 출력시키기 위해 상기 진폭 정보(예컨대, A(t))를 상기 정규화된 아웃바운드 상향 변환된 신호(들)에 입력한다. 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)의 다른 예들은 도 23 및 24를 참조하여 설명될 것이다.

슈퍼 헤테로다인 토폴로지에 대해, 상기 소우-리스 송신기 섹션(20)은 BB-IF 섹션(baseband to intermediate frequency section) 및 IF-RF 섹션(IF to a radio frequency section)을 포함한다. 상기 BB-IF 섹션은 폴라-기초된 토폴로지, 카테시안-기초된 토폴로지, 하이브리드 폴라-카테시안-기초된 토폴로지, 또는 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)을 상향 변환시키기 위한 혼합 스테이지 중 하나일 수 있다. 상기 세 개의 이전 케이스들에서, 상기 BB-IF 섹션은 IF 신호(들)(예컨대,

)를 생성하고, 상기 IF-RF 섹션은 상기 전-PA 아웃바운드 RF 신호(들)을 출력시키기 위해 혼합 스테이지, 필터링 스테이지 및 상기 PAD를 포함한다.

상기 BB-IF 섹션이 혼합 스테이지를 포함할 때, 상기 IF-RF 섹션은 폴라-기초된 토폴로지, 카테시안-기초된 토폴로지, 또는 하이브리드 폴라-카테시안-기초된 토폴로지를 가질 수 있다. 이러한 예에서, 상기 BB-IF 섹션은 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)(예컨대,

)을 IF 심볼 스트림(들)(예컨대,

)로 변환시킨다. 상기 IF-RF 섹션은 상기 IF 심볼 스트림(들)을 상기 전-PA 아웃바운드 RF 신호(들)로 변환시킨다.

상기 소우-리스 송신기 섹션(20)은 상기 전-PA 아웃바운드 RF 신호(들)을 상기 프론트 엔드 모듈(FEM)(14)의 전력 증폭 모듈(PA)(34~36)로 출력시킨다. 상기 PA(34~36)은 아웃바운드 RF 신호(들)을 출력시키기 위해 증폭된 전-PA 아웃바운드 RF 신호(들)에 직렬 및/또는 병렬로 연결된 하나 이상의 증폭기들을 포함한다. 상기 PA(34~36)의 파라미터들(예컨대, 이득(gain), 선형성(linearity), 대역폭(bandwidth), 효율(efficiency), 잡음(noise), 출력 동작 범위(output dynamic range), 슬루 레이트(slew rate), 라이즈 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot), 안정성 팩터(stability factor), 등)은 상기 기저대역 처리 유닛(22) 및/또는 상기 처리 모듈(24)로부터 수신되는 제어 신호들에 기초하여 맞춰질 수 있다. 예를 들어, 송신 상태들(transmission conditions)들이 변경될 때(예컨대, 채널 응답 변경들, TX 유닛 및 RX 유닛 변경들 사이의 거리, 안테나 특성(property)들 변경, 등), 상기 SOC(12)의 상기 처리 자원(processing resource)들(예컨대, 상기 BB 처리 유닛(22) 및/또는 상기 처리 모듈(24))은 상기 송신 상태 변경들을 모니터하고, 성능을 최적화하기 위해 상기 PA(34~36)의 상기 특성들을 적응시킨다. 그러한 결정은 분리(isolation)에서 이루어질 수 없다; 예컨대, 그것은 상기 RF 신호들의 송신 및 수신을 최적화하기 위해 적응될 수 있는 프론트 엔드 모듈(예컨대, 상기 ATU(42~44), 상기 RX-TX 분리 모듈(38~40))의 다른 파라미터들을 고려하여 수행된다.

(듀플렉서, 서큘레이터, 또는 트랜스포머 발룬, 또는 공통 안테나를 사용하는 TX 신호 및 RX 신호 사이의 분리를 제공하는 다른 디바이스 일 수 있는) 상기 RX-TX 분리 모듈(38~40)은 상기 아웃바운드 RF 신호(들)을 감쇠(attenuate)시킨다. 상기 RX-TX 분리 모듈(38~40)은 그것을 상기 SOC(120)의 상기 기저대역 처리 유닛 및/또는 상기 처리 모듈(24)로부터 수신된 제어 신호들에 기초하여 상기 아웃바운드 RF 신호(들)(즉, 상기 TX 신호)의 감쇠를 적응시킬 수 있다. 예를 들어, 상기 송신 전력이 비교적 낮을 때, 상기 RX-TX 분리 모듈(38~40)은 상기 TX 신호의 감쇠를 줄이도록 적응될 수 있다.

상기 안테나 튜닝 유닛(antenna tuning unit; ATU)(42~44)은 상기 안테나(16)의 임피던스(impedance)를 실질적으로 매치시키는 희망하는 임피던스를 제공하도록 튜닝된다. 튜팅될 때, 상기 ATU(42~44)는 송신을 위해 상기 RX-TX 분리 모듈(38~40)로부터 상기 안테나(16)로 상기 감쇠된 TX 신호를 제공한다. 상기 ATU(42~44)는 연속적으로 또는 주기적으로 상기 안테나(16)의 임피던스 변경들을 추적하도록 적응될 수 있다. 예를 들어, 상기 기저대역 처리 유닛(22) 및/또는 상기 처리 모듈(24)은 상기 안테나(16)의 상기 임피던스에서의 변화를 감지할 수 있고, 상기 감지된 변화에 기초하여, 그것이 임피던스를 따라서 그것을 변경시키도록 하기 위해 상기 ATU(42~44)의 제어 신호들을 제공할 수 있다.

이러한 예에서, 상기 소우-리스 송신기(20) 섹션은 두 개의 출력들(즉, 상기 제1 주파수 대역을 위한 하나 및 제2 주파수 대역을 위한 다른 하나)을 가진다. 계속된 논의는 아웃바운드 데이터를 단일 주파수 대역(예컨대, 850MHz, 900Mhz, 등)을 위한 아웃바운드 RF 신호들로 변환시키는 과정에 주안점을 둔다. 상기 과정은 아웃바운드 데이터를 다른 주파수 대역(예컨대, 1800MHz, 1900MHz, 2100MHz, 2.4GHz, 5GHz, 등.)을 위한 RF 신호들로 변환시키기 것과 유사하다. 단일 안테나(16)를 가지고, 상기 소우-리스 송신기(20)는 상기 다른 주파수 대역 내에서 또는 다른 주파수 대역 중에서 아웃바운드 RF 신호들을 생성하는 것을 주목해야 한다. 상기 FEM(14)의 상기 주파수 대역(FB) 스위치(46)는 상기 안테나(16)를 상기 소우-리스 송신기 출력 경로의 적절한 출력으로 연결한다. 상기 FB 스위치(46)는 상기 안테나(16)에 연결하는 경로를 선택하기 위해 상기 기저대역 처리 유닛(22) 및/또는 상기 처리 모듈(24)로부터 제어 정보를 수신한다.

상기 안테나(16)는 또한 상기 주파수 대역(FB) 스위치(46)를 통해 상기 ATU들(42~44) 중 하나에 제공되는 하나 이상의 인바운드 RF 신호들을 수신한다. 상기 ATU(42~44)는 상기 RX-TX 분리 모듈(38~40)에 상기 인바운드 RF 신호(들)을 제공하여, 상기 신호(들)을 상기 SOC(12)의 상기 RX RF-IF 섹션(28)으로 보낸다. 상기 RX RF-IF 섹션(28)은 상기 인바운드 RF 신호(들)(예컨대,

)를 인바운드 IF 신호(예컨대,

및

)로 변환시킨다. 상기 RX RF-IF 섹션(28)의 다양한 실시예들이 도 15 내지 23 또는 다른 도면들에 도시된다.

상기 RX IF-BB 섹션(30)은 상기 인바운드 IF 신호를 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들(예컨대,

)로 변환시킨다. 이러한 예에서, 상기 RX IF-BB 섹션(30)은 혼합 섹션(mixing section) 및 결합과 필터링 섹션(combining & filtering section)을 포함한다. 상기 혼합 섹션은 I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 인바운드 IF 신호(들)을 제2 국부 발진(예컨대, LO2=IF-BB이고, BB는 0Hz로부터 수 Mhz까지 범위가 될 수 있다.)과 혼합시킨다. 상기 결합과 필터링 색션은 결합(예컨대, 합 성분(sum component) 및 차 성분(difference component)를 포함하는 상기 혼합된 신호들을 함께 더함)하고, 그런 다음, 실질적으로 상기 합 성분이 감쇠되어 통과되도록 하여, 실질적으로 상기 인바운스 심볼 스트림(들)으로서의 상기 차 성분이 비감쇠(unattenuated)되도록 하기 위해 상기 결합된 신호를 필터링한다.

상기 기저대역 처리 유닛(22)은 하나 이상의 무선 통신 표준들(예컨대, GSM, CDMA, WCDMA, HSUPA, HSDPA, WiMAX, EDGE, GPRS, IEEE 802.11, 블루투스, 지그비, UMTS, LTE, IEEE 802.16, EV-DO, 등.)에 따라 상기 인바운드 심볼 스트림(들)을 상기 인바운드 데이터(예컨대, 음성(voice), 텍스트(text), 오디오(audio), 비디오(video), 그래픽(graphics), 등.)로 변환시킨다. 그러한 변환은 디지털 IF-BB 변환(digital intermediate frequency to baseband conversion), 시간-주파수 도메인 변환(time to frequency domain conversion), 공간-시간-블록 복호화(space-time-block decoding), 공간-주파수-블록 복호화(space0frequency-block decoding), 복조(demodulation), 주파수 확산 복호화(frequency spread decoding), 주파수 호핑 복호화(frequency hopping decoding), 빔포밍 복호화(beamforming decoding), 컨스텔레이션 디매핑(constellation demapping), 디인터리빙(deinterleaving), 복호화(decoding), 디펑쳐링(depuncturing), 및/또는 디스크랭블링(descrambling) 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 상기 처리 모듈(24)은 단일 인바운드 심볼 스트림을 단일 입력 단일 출력(Single Input Single Output; SISO) 통신들 및/또는 다중 입력 단일 출력(Multiple Input Single Output; MISO) 통신들을 위한 상기 인바운드 데이터로 변환시키고, 상기 다중 인바운드 심볼 스트림들을 단일 입력 다중 출력(Single Input Multiple Output; SIMO) 및 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output; MIMO) 통신들을 위한 상기 인바운드 데이터로 변환시킨다는 것을 주목해야 한다.

상기 전력 관리 유닛(26)은 다양한 기능들을 수행하기 위해 상기 SOC(12)로 집적된다. 그러한 기능들은 전력 접속들(power connections) 및 배터리 충전들(battery charges)을 모니터링하고, 필요할 때 배터리를 변경하며, 상기 SOC(120)의 다른 구성요소들에 전력을 제어하고, 공급 전압들을 생성하며, 불필요한 SOC 모듈들을 끄고(shut down), 상기 SOC 모듈들의 슬립 모드들을 제어하며, 및/또는 실시간 클록(real-time clock)을 제공하는 것을 포함한다. 전력 공급 전압들의 생성을 가능하게 하기 위해, 상기 전력 관리 유닛(26)은 하나 이상의 스위치-모드 전력 공급기들 및/또는 하나 이상의 선형 레귤레이터들(lenear regulators)을 포함할 수 있다.

그러한, 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)를 가지고, 비싸고 분리된(discrete) 오프-칩(off-chip) 구성요소들(예컨대, SAW 필터들, 듀플렉서들, 인덕터들, 및/또는 커패시터들)은 제거되고, 그것들의 기능은 단일 다이(die)에서 구현될 수 있는 프론트 엔드 모듈(FEM)(14)에서 통합된다. 더구나, 상기 소우-리스 수신기 아키텍쳐(architecture) 및 상기 소우-리스 송신기 아키텍쳐는 상기 분리된 오프-칩 구성요소들의 제거를 가능하게 한다.

도 3은 시스템 온 칩(system on a chip; SOC)(52) 및 프론트 엔드 모듈(FEM)(50)의 또 다른 실시예를 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(52)는 상기 전력 관리 유닛(26), 상기 소우-리스 수신기 섹션(18), 상기 소우-리스 송신기 섹션(20), 상기 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하며, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 FEM(50)은 복수의 전력 증폭 모듈들(PA)(34~36), 복수의 RX-TX 분리 모듈들(38~40), 및 적어도 하나의 안테나 튜닝 유닛(ATU)(54)을 포함한다.

이러한 실시예에서, 상기 SCO(52)는 둘 이상의 무선 통신들(예컨대, 셀룰라 전화기 콜 및 WLAN 통신 및/또는 블루투스 통신)을 동시에 지원하도록 동작된다. 따라서, 상기 소우-리스 송신기(20)는 도 2를 참조하여 설명된 방법으로 및/또는 하나 이상의 계속된 도면들을 참조하여 설명된 방법으로 둘(또는 이상의) 다른 주파수 대역 아웃바운드 RF 신호들을 생성한다. 상기 다른 주파수 아웃바운드 RF 신호들의 첫번째 하나는 FEM(50)의 PA들(34~36) 중 하나로 제공되고, 상기 다른 아웃바운드 RF 신호는 상기 다른 PA(34~36)로 제공된다. 상기 TX-RX 분리 모듈들(38~40)의 각각은 도 2를 참조하여 설명된 바와 같이 기능하며, 하나 이상의 계속된 도면들을 참조하여 설명될 수 있는 바와 같이 기능한다. 상기 SOC(52)로부터 제어 신호들에 기초하여 튜닝되는 상기 ATU(54)는 송신을 위해 상기 안테나(16)로 상기 두 개의 아웃바운드 RF 신호들을 제공한다.

상기 안테나(16)는 또한 둘 이상의 다른 주파수 대역 인바운드 RF 신호들을 수신하고, 그것은 상기 ATU(54)로 제공한다. 상기 ATU(54)는 상기 두 개의 인바운드 RF 신호들을 분리하고, 각 분리된 신호를 위한 임피던스 매핑 회로들(예컨대, 하나 이상의 LC 회로들)을 분리하기 위한 스플리터(splitter); 상기 신호들을 분리하고 임피던스 매칭회로들을 분리하기 위한 트랜스포머 발룬; 또는 상기 RX-TX 분리 모듈들(38~40)로 제공되는 상기 두 개의 신호들을 위한 임피던스 매핑 회로들;을 포함할 수 있다.

상기 RX-TX 분리 모듈들(38~40)은 각각이 그것들의 각 주파수 대역들(예컨대, 850~900MHz 및 1800~1900MHz) 내의 인바운드 및 아웃바운드 RF 신호들만을 통과시키도록 각 주파수 대역에 종속된다. 그와 같이, 제1 TX-RX 분리 모듈(38~40)은 제1 주파수 밴드 인바운드 RF 신호를 상기 소우-리스 RX 섹션(18)의 제1 입력으로 제공하며, 상기 제2 TX-RX 분리 모듈(38~40)은 상기 제2 주파수 대역 인바운드 RF 신호를 상기 소우-리스 RX 섹션(18)의 제2 입력으로 제공한다. 상기 소우-리스 RX 섹션(18)은 도 2를 참조하여 설명된 바와 같이 및/또는 하나 이상의 계속된 도면들을 참조하여 설명될 수 있는 바와 같이 제1 인바운드 데이터 및 제2 인바운드 데이터를 출력시키기 위해 상기 인바운드 RF 신호들을 처리한다.

도 4는 RF 접속부(RF connection; 70)를 통해 FEM 네트워크(60)와 연결된 시스템 온 칩(SOC)(12 또는 52)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(12 또는 52)는 상기 전력 관리 유닛(26), 상기 소우-리스 수신기 섹션(18), 상기 소우-리스 송신기 섹션(20), 상기 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하고, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 RF 접속부(70)는 하나 이상의 동축 케이블(coaxial cable), 플릭시블 파이버 광 케이블(flexible fiber optics cable), 플렉시블 웨이브가이드(flexible waveguide), 및/또는 다른 고주파 전기적 케이블링(high frequency electrical cabling)일 수 있다. 상기 FEM 네트워크(60)는 복수의(예컨대, 둘 이상의) FEM들(62~68)을 포함하고, 각 FEM(62~68)은 복수의 전력 증폭 모듈들(PA), 복수의 RX-TX 분리 모듈들, 적어도 하나의 안테나 튜닝 유닛(ATU), 및 주파수 대역 스위치(SW)를 포함한다. 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 설치될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 각 FEM들(62~68)은 동일한 주파수 대역들, 다른 주파수 대역들, 또는 그것을 결합을 지원할 수 있다. 예를 들어, 두 개의 FEM은 상기 동일한 주파수 대역들(예컨대, 850~900MHz 및 1800~1900MHz)을 지원하며, 두 개의 다른 주파수 대역들은 다른 주파수 대역들(예컨대, 2.4GHz, 5GHz, 60GHz, 등.)을 지원할 수 있다. 이러한 예에서, 상기 SCO(12 또는 52)는 복수의 RF 통신 파라미터들(예컨대, 송신 전력 레벨(transmit power level), 수신 신호 강도(receive signal strength), 대역밖 블록커들(out-of-band blockers), 신호대 잡음비(signal-to-noise ratio), 신호대 방해비(signal-to-interference ratio), 동작 주파수(frequency of operation), 다른 무선 통신들과의 인터페이스, 등) 중 하나 이상에 기초하여 동일한 주파수 대역들을 갖는 상기 FEM들(62~68)중 하나를 선택할 수 있다. 예로서, 상기 SOC(12 또는 52)는 셀 폰 통신들을 위한 현재 최적의 성능 레벨을 가지도록 그것을 제공할 FEM을 선택하고, WLAN, 개인 영역 네트워크(personal area network; PAN), 또는 다른 무선 네트워크 통신들을 위해 현재 최적의 성능 레벨을 갖도록 그것을 제공할 또 다른 FEM을 선택한다.

상기 FEM들(62~68)의 각각은 프로그램화할 수 있기 때문에, 상기 SOC(12 또는 52)는 그 사이의 간섭을 감소시키기 위해 선택된 모듈들을 프로그램할 수 있다. 예를 들어, 셀 폰 통신들을 지원하는 FEM은 무선 영역 네트워크 통신(Wireless Area Network; WAN)들(예컨대, 2.4GHz, 5GHz, 60GHz, 등.)에서 초과 감쇠(extra attenuation)를 가지도록 튜팅될 수 있다. 추가로, 상태들이 변경될 때(예컨대, 간섭, 송신-수신 거리, 안테나 파라미터들, 환경적 요인들, 등.), 상기 SOC(12 또는 52)는 상기 변경에 대해 실질적으로 보상하기 위해 상기 선택된 FEM들의 파라미터들을 적응시킬 수 있다. 대안적으로, 상기 SOC(12 또는 52)는 하나 또는 둘의 통신들에 대해 다른 FEM을 선택할 수 있다.

상기 SOC(12 또는 52)는 MOMO 통신들, SIMO 통신들, 및/또는 MISO 통신들을 지원하기 위해 다중의 FEM들(62~68)을 선택할 수 있다. 예를 들어, 2x2 MIMO 통신에서, 하나의 FEM은 TX/RX MIMO 통신의 하나를 위해 선택되고, 다른 FEM은 다른 TX/RX MIMO 통신을 위해 선택된다.

상기 SOC(12 또는 52)는 또한 하나의 주파수 대역에서의 전송을 지원하기 위해 하나의 FEM을 선택할 수 있고, 동일한 주파수 대역에서의 수신을 지원하기 위해 또 다른 FEM을 선택할 수 있다. 예를 들어, 상기 SOC(12 또는 52)는 1800MHz 셀룰라 전화 송신들을 지원하기 위해 제1 FEM을 선택할 수 있고, 1800MHz 셀룰라 전화 수신들을 지원하기 위해 제2 FEM을 선택할 수 있다. 다른 예로서, 상기 SOC(12 또는 52)는 1800MHz 셀룰라 전화 송신들을 지원하기 위해 제1 FEM을 선택할 수 있고, 900MHz 셀룰라 전화 송신들을 지원하기 위해 제2 FEM을 선택할 수 있고, 1800MHz 셀룰라 전화 송신들을 지원하기 위해 제3 FEM을 선택할 수 있으며, 900MHz 셀룰라 전화 수신들을 지원하기 위해 제4 FEM을 선택할 수 있다. 그러나, 다른 예에서, 상기 SOC(12 또는 52)는 1800MHz 셀룰라 전화 송신들을 지원하기 위해 제1 FEM을 선택할 수 있고, 900MHz 셀룰라 전화 송신들을 지원하기 위해 제2 FEM을 선택할 수 있고, 1800MHz 셀룰라 전화 송신들을 지원하기 위해 제2 FEM을 선택할 수 있으며, 900MHz 셀룰라 전화 수신들을 지원하기 위해 제1 FEM을 선택할 수 있다.

상기 FEM 네트워크(60)는 단일 패키지 기판위에 단일 다이(die)로 구현될 수 있으며, 단일 기판위에 다중 다이들(예컨대, 각 다이에 하나의 FEM)로, 각 FEM은 독립된 IC(integrated circuit)로서 구현될 수 있다. 후자의 경우에서, 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)은 상기 SOC(12 또는 52)로부터 떨어져서 배치될 수 있다. 예를 들면, 상기 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스는 하나 이상의 상기 FEM이 물리적으로 상기 SOC(12 또는 52)로부터 일정 거리(예컨대, >1 미터)에서 배치되는 셀룰라 전화 통신들을 지원하는 무선 팸토셀(femtocell) 송수신기일 수 있다. 더구나, 하나 이상의 다른 FEM들이 다른 무선 통신 디바이스들(예컨대, 셀 폰들)과의 통신에 사용될 수 있는 반면, 기지국(base station)과 통신하기 위해 상기 FEM 중 하나가 사용될 수 있다.

예로서, 상기 디바이스 및 다른 무선 통신 디바이스(들) 사이의 링크들이 다른 주파수 대역을 사용하는 반면, 상기 디바이스(10)는 전형적인 셀룰라 서비스들을 사용하는 기지국(base station; BS)과 통신한다. 상기 SOC 처리 모듈은 다른 디바이스들을 위한 인터넷 및/또는 셀룰라 접속 및 다양한 링크들을 위한 신호 변환들을 코디네이트한다.

다른 예로서, 상기 디바이스(10)는 1 내지 4 셀 폰들 또는 다른 소형 디바이스들(handheld devices)을 위해 무선 팸토셀로서 기능한다. 상기 장치들 사이의 무선 로컬 링크들은 하나 이상의 프로토콜들을 따를 수 있다. 하나의 프로토콜은 전통적인 셀룰라 표준들을 따르도록 한다.(예컨대, 무선 팸토셀이 BS와 같은 로컬 무선 링크들을 할당한다.) 또 다른 프로토콜은 인터넷 프로토콜(Internet protocol; IP) 파이프에 대한 사용자 인터페이스 확장으로서 기능하는 무선 팸토셀 디바이스를 가진다. 핸드셋(handset)은 엑세스 포인트(access point; AP)에 하나의 링크를 가지거나 상기 핸드셋은 교체가능한 수단들에 의해 상기 AP에 논리적으로 접속하기 위해 메쉬(mesh)를 형성하는 다른 디바이스들에 링크된다.

그러나, 다른 실시예로서, 상기 디바이스(10)는 셀 시스템에 무선 접속하는 데이터 콜을 사용하는 무선 팸토셀(예컨대, AP)로서 기능하여, 상기 AP가 상기 인터넷상에서 어느 곳에서나 그것을 응용 서버들에 논리적으로 연결하도록 IP 파이프가 제공된다. 예를 들면, 캐리어는 음성 호(voice call)들을 위한 전화 통화(telephony) 시스템 인터페이스를 제공할 필요가 없다. IP 파이프는 상기 필드에서 인터넷 폰 클라이언트와 같은 어떤 것이 상기 인터넷 폰 네트워크에 접속하도록 AP를 통해 동작한다. 상기 AP로부터 상기 캐리어에 대한 상기 데이터 파이프의 부하(load) 및 용량(capacity)은 하나의 AP로부터 지원되는 액티브 핸드셋(active handset)들의 수를 결정한다.

이러한 예에서, 상기 AP로부터 상기 지원되는 무선 디바이스들로의 링크는 상기 셀룰라 대역에서가 아니라, 전통적인 셀룰라 표준들(즉, 상기 핸드셋 클라이언트가 상기 지원되는 무선 디바이스상에서 동작하는 동안, 상기 AP가 BS 처럼 보여서, 변환기 기능을 수행한다.)을 사용한다. 대안적으로, 상기 디바이스(10)와 지원되는 무선 디바이스들 사이의 링크는 상기 셀룰라 표준이 아닌 호 절차(call procedure)들의 독점적인 셋(proprietary set)을 사용한다. 이러한 예에서, 상기 AP는 상기 디바이스 클라이언트를 운영하고 있고, 상기 디바이스는 IP 파이프에 대해 단지 원거리 UI의 연장이다.

그러나 다른 예에서와 같이, 상기 디바이스(10)는 다른 무선 디바이스들을 위한 팸토셀이 되어야 하는지 여부를 결정한다. 이러한 예에서, 상기 디바이스(10)는 자격의 문턱값(qualification threshold)(예컨대, 상기 캐리어에 양호하고 일정한 신호를 가짐, 양호한 배터리 수명을 가짐, 셀 콜을 위해 사용될 것 같지 않음, 등)을 만족하는지 여부를 결정한다. 그런 다음, 만족한다면, 주어진 지리적 위치에서 팸토셀로서 상기 캐리어에 등록한다. 일단 등록이되면, 피어 투 피어 와이어리스(peer-to-peer wireless)(60GHz, TVWS, 2.4GHz, 등)의 경로 근처에서 무선 디바이스(예컨대, 셀 폰들)을 찾는다. 그것이 식별하는 디바이스들을 위해, 상기 디바이스(10)는 상기 캐리어(예컨대, 그것이 상기 정보를 전달한다)와 함께 각 무선 디바이스들의 신호 세기(strength)를 결정한다. 상기 캐리어와 함께(예컨대, 상기 캐리어의 BS와 함께) 약하거나 없는 신호 세기를 갖는 각 무선 디바이스를 위해, 상기 디바이스(10)는 상기 무선 디바이스를 위한 팸토셀 호스트가 되도록 제공한다. 만약, 상기 무선 디바이스가 상기 디바이스(10)가 자신의 팸토셀이 되기를 원한다면, 상기 디바이스(10)는 상기 캐리어를 갖는 상기 와이러리스 디바이스에 대해 팸토셀로 기능하도록 등록한다. 이것은 몇몇 디바이스들 사이에 동적인 처리가 되어, 하나의 디바이스가 다른 디바이스들을 위한 팸토셀 AP로 기능할 수 있다는 것을 주목해야 한다. 상태들이 변한다면, 다른 디바이스들 중 하나는 상기 디바이스들을 위한 팸토셀 AP가 될 수 있고, 상기 팸토셀 AP였던 상기 디바이스는 새로운 팸토셀 AP의 클라이언트가 된다.

그러나 다른 예에서와 같이, 다중 디바이스들은 팸토 네트워크를 형성하기 위해 함께 메쉬(mesh)될 수 있다. 이러한 예에서, 하나의 디바이스는 상기 무선 팸토셀 AP로 기능하는 상기 디바이스에 접속하기 위해 하나 이상의 다른 디바이스들을 위한 릴레이(relay)로 기능한다. 대안적으로, 메싱(meshing)은 로컬 디바이스들에 대해 호스트로서 제공하는 다중 무선 팸토셀 디바이스들을 포함할 수 있으며, 그들은 접속을 제공하기 위해 다른 AP들과 링크하고 있다. 그러한 공유는 상기 무선 팸토셀 디바이스들 중 하나가 셀룰라 음성 접속들을 제공하고, 또 다른 하나는 셀룰라 데이터 접속들을 제공하고, 세번째는 WLAN 접속들을 제공하는 것일 수 있다.

그러나 다른 예에서, 다중 디바이스들은 한정된 지리적 영역(예컨대, 차 안, 방 안, 등.)에 있고, 어느 디바이스가 다른 디바이스들을 위한 무선 팸토셀 AP로서 기능하는지 및 무슨 서비스들이 제공되는지를 결정하기 위해 프로토콜을 이용한다. 예를 들면, (적어도 하나가 팸토 AP가 될 수 있는) 디바이스들의 그룹은 그들 사이에서 피어 투 피어 링크(peer to peer link)(60GHz, TVWS, 2.4GHz, 등)를 설정하고, 그런 다음 그들 링크들이 시간이 지나도 지속가능한지 여부 및 그들이 시간이 지나 그룹으로서 활동하는 셀 사이트들에서의 노트(note)들과 비교함으로써 실질적으로 함께(예컨대, 동일한 차 또는 기차 내에서 등) 이동하고 있는지 여부를 결정한다. 그들이 만약 동일한 이동하는 교통수단 내에 있다고 결정하면, 각각 서로 그들의 특정 평균 캐리어 품질 매트릭스(average carrier quality metrics)를 보고할 것이다. 상기 메트릭스에 기초하여, 그들은 어떠한 핸드셋이 캐리어에 대해 가장 좋은 전체적인 신호를 가지고 있는지를 결정할 것이다. 각 디바이스는 다른 캐리어에 있을 수 있거나, 동일한 캐리어에 모두 있을 수 있다. 어느 쪽이든 교통수단 내에 위치하고 그것이 있을 수 있는 신체에 얼마나 가까이 있는지 등과 같은 많은 변수들의 기능으로서 상기 신호가 다른 디바이스에 대해 하나의 디바이스와 큰 차이가 있을 수 있다. 만약, 주어진 디바이스가 직접 캐리어 링크를 통해 할 수 있는 것보다 최상의 신호가 실질적으로 더 좋다면, 상기 최상의 신호를 갖는 디바이스에 의해 호스트 되는 것이 필요하다. 일단 상기 등록들이 완료되면, 호(call)들은 상기 AP 호스트를 통해 다른 디바이스들로 통과될 수 있다. 만약, 상기 캐리어 신호가 문턱값 미만으로 떨어진다면, 상기 처리가 반복되고, 다른 디바이스가 새로운 호스트로 선정될 수 있다. 이러한 특별한 경우에서, 모든 디바이스들은 적어도 그들이 서로 범위를 벗어날 때까지 어떤 다른 디바이스들이 테스트되는지를 안다.

그러나 다른 예로서, 웹 컨퍼런스에 참여하는 디바이스들에 대해, 각각은 한 번에 한 사람(즉, 상기 디바이스 사용자)에게 사용자 인터페이스를 제공한다. 그와 같이, 각 디바이스는 기본적으로 상기 캐리어와 동일한 일대일 무선 접속을 지원하고 있다. 잉여 트래픽을 감소시키고, 네트워크 용량을 개선함으로써 비용을 낮추기 위해, 상기 웹 컨퍼런스의 제1 디바이스는 상기 동일한 지리적 영역 내에서 다른 디바이스들을 위해 무선 팸토셀 AP가 되도록 제공한다. 수락된다면, 상기 제1 디바이스는 상기 캐리어로 등록하고, 그 후로 상기 웹 컨퍼런스를 위해 다른 디바이스들에 대해 무선 팸토셀 AP로서 기능한다. 이러한 개념의 확장은 주어진 지리적 영역 내에 있는 다중 사용자들이 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스를 통해 상기 컨퍼런스에 참가하게 되는 오디오 및/또는 비디오 컨퍼런스의 어떤 유형에도 적용될 수 있다. 추가적인 확장은 서버 기반의 애플리케이션을 다른 디바이스들과 공유하는 것을 포함할 수 있다(예컨대, 하나의 디바이스는 인터넷 호스트된 애플리케이션(예컨대, 데이터베이스, 비디오 게임, 등.)에 접속하기 위한 무선 팸토셀 AP이고, 상기 다른 디바이스들은 상기 무선 팸토셀 AP를 통해 상기 인터넷 호스트된 애플리케이션에 접속한다)

그러나 다른 예로서, 무선 팸토셀 AP로서 사용되고 있는 디바이스는 그것의 환경(예컨대, 사무실에서, 집에서, 차 안에서, 공공 장소, 사적인 장소에서 사용되는 것, 공적인 사용, 사적인 사용, 등.)에 기반하여 설정된다. 상기 설정 옵션들은 주파수 사용 패털들, 송신 전력, 지원하는 유닛들의 수, 중심화된 팸토셀 제어, 분산된 팸토셀 제어, 할당된 용량, 부호화 레벨, 심볼들, 및/또는 채널 접속을 포함한다. 예를 들면, 공공 장소에서라면 상기 디바이스들은 공공 무선 팸토셀 또는 사설 무선 팸토셀로서 사용될 수 있다. 상기 디바이스가 사설 팸토셀을 위해 사용될 때, 그것이 지원하는 통신들의 프라이버시를 보장하는 설정을 선택한다.

도 5는 RF 접속부(90)를 통해 FEM 네트워크(80)와 연결된 시스템 온 칩(SOC)(12 또는 52)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(12 또는 52)는 상기 전력 관리 유닛(26), 상기 소우-리스 수신기 섹션(18), 상기 소우-리스 송신기 섹션(20), 상기 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하고, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 RF 접속부(90)는 하나 이상의 동축 케이블(coaxial cable), 플릭시블 파이버 광 케이블(flexible fiber optics cable), 플렉시블 웨이브가이드(flexible waveguide), 및/또는 다른 고주파 전기적 케이블링(high frequency electrical cabling)일 수 있다. 상기 FEM 네트워크(80)는 복수의(예컨대, 둘 이상의) FEM들(62~68) 및 주파수 변환 모듈(82)을 포함한다. 상기 주파수 변환 모듈(82)은 하나 이상의 바이-패서블(by-passible) RF-RF 번환 모듈(86)을 포함한다. 상기 각 FEM(62~68)은 복수의 전력 증폭 모듈들(PA), 복수의 RX-TX 분리 모듈들, 적어도 하나의 안테나 튜닝 유닛(ATU), 및 주파수 대역 스위치(SW)를 포함한다. 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 설치될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 SOC(12 또는 52) 및 상기 FEM들(62~68)은 도 4의 SOC(12 또는 52) 및 상기 FEM들(62~68)과 유사하게 기능한다. 이러한 실시예에서, FEM으로부터의 인바운드 RF 신호 및/또는 상기 SOC(12 또는 52)로부터의 아웃바운드 신호는 상기 SOC(12 또는 52) 및 상기 대응되는 FEM 사이에서 라우트되기(routed) 전에 주파수 변환될 수 있다. 예를 들어, 상기 SOC(12 또는 52)는 2.4GHz의 캐리어 주파수를 갖는 인바운드 및 아웃바운드 RF 신호들을 처리하도록 설계될 수 있지만, 복수의 표준화된 무선 프로토콜들 및/또는 독립적인 프로토콜들에 따른 심볼 스트림들을 출력하기 위해 기저대역 능력들(baseband capabilities)을 가진다. 이러한 예에서, 상기 SOC(12 또는 52)는 주어진 무선 프로토콜에 따라 아웃바운드 심볼 스트림을 생성하고, 상기 심볼 스트림을 2.4GHz 캐리어 주파수를 갖는 RF 신호로 상향 변환시킨다.

국부 발진기(local oscillator), 혼합 모듈(mixing module), 및 필터링부(filtering)를 포함하는 상기 RF-RF 주파수 변환 모듈(86)은 혼합된 신호를 출력시키기 위해 상기 아웃바운드 RF 신호를 상기 국부 발진기와 혼합한다. 상기 필터링 섹션은 원하는 캐리어 주파수(예컨대, 900MHz, 1800MHz, 1900MHz, 5GHz, 60GHz, 등.)에서 상기 아웃바운드 RF 신호를 출력시키기 위해 상기 혼합된 신호를 필터링한다. 상기 주파수 변환 모듈(82)은 복수의(상기 캐리어 주파수를 단계적으로 증가(step up)시키기 위한 및/또는 상기 캐리어 주파수를 단계적으로 감소(step down)시키기 위한 하나 이상의) RF-RF 변환 모듈(86)을 포함할 수 있다. 이와 관련하여, 통칭의 SOC(12 또는 52)는 다양한 휴대용 컴퓨팅 통신 장치들을 생산하기 위해 상기 FEM 네트워크(80)의 다양한 구현들(예컨대, FEM 모듈들(62~68)의 수, RF-RF 변환 모듈들(86)의 수, 등.)과 연결될 수 있도록 구현될 수 있다.

도 6은 RF 접속부(78)를 통해 FEM 네트워크(60)와 연결된 복수의 시스템 온 칩(SOC)(12 또는 52)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 각 SOC(12 또는 52)는 상기 전력 관리 유닛(26), 상기 소우-리스 수신기 섹션(18), 상기 소우-리스 송신기 섹션(20), 상기 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하고, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 RF 접속부(78)는 하나 이상의 동축 케이블(coaxial cable), 플릭시블 파이버 광 케이블(flexible fiber optics cable), 플렉시블 웨이브가이드(flexible waveguide), 및/또는 다른 고주파 전기적 케이블링(high frequency electrical cabling)일 수 있다. 상기 FEM 네트워크(60)는 복수의(예컨대, 둘 이상의) FEM들(62~68)을 포함하고, 각각은 복수의 전력 증폭기 모듈들(PA), 복수의 RX-TX 분리 모듈들, 적어도 하나의 안테나 튜닝 유닛(ATU), 및 주파수 대역 스위치(SW)를 포함한다. 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 설치될 수 있음을 주목해야 한다.

이러한 실시예에서, 상기 SOC들(12 또는 52) 중 하나는 하나 이상의 무선 통신들(예컨대, 셀 폰, WLAN, WPAN, 등.)을 지원하기 위해 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)을 이용하며, 또 다른 SOC(12 또는 52)는 하나 이상의 다른 무선 통신들을 지원하기 위해 하나 이상의 다른 FEM들(62~68)을 이용한다. 무선 통신들 사이의 간섭을 줄이고, 상기 무선 통신들 각각을 최적화시키기 위해, 하나 이상의 상기 SOC들(12 또는 52)은 그것의 특성(properties)을 적응하도록 제어 신호들을 상기 FEM들(62~68)로 제공한다. 다른 FEM들(62~68)을 이용하는 각 SOC(12 또는 52)에 대한 대안으로서, 둘 이상의 SOC들(12 또는 52)은 시분할(time division) 방법으로 스위칭 모듈(미도시)을 통해 FEM(62~68)을 공유할 수 있다. 그러나 다른 대안으로서, 하나의 SOC(12 또는 52)가 FEM(62~68)의 한 경로를 이용하고, 또 다른 SOC(12 또는 52)가 상기 FEM(62~68)의 다른 경로들 중 하나를 이용할 수 있다.

도 7은 RF 접속부(90)를 통해 FEM 네트워크(80)와 연결된 복수의 시스템 온 칩(SOC)(12 또는 52)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(12 또는 52)는 상기 전력 관리 유닛(26), 상기 소우-리스 수신기 섹션(18), 상기 소우-리스 송신기 섹션(20), 상기 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하고, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 RF 접속부(90)는 하나 이상의 동축 케이블(coaxial cable), 플릭시블 파이버 광 케이블(flexible fiber optics cable), 플렉시블 웨이브가이드(flexible waveguide), 및/또는 다른 고주파 전기적 케이블링(high frequency electrical cabling)일 수 있다. 상기 FEM 네트워크(80)는 복수의(예컨대, 둘 이상의) FEM들(62~68) 및 주파수 변환 모듈(82)을 포함한다. 상기 주파수 변환 모듈(82)은 하나 이상의 바이-패서블(by-passible) RF-RF 번환 모듈(86)을 포함한다. 상기 각 FEM(62~68)은 복수의 전력 증폭 모듈들(PA), 복수의 RX-TX 분리 모듈들, 적어도 하나의 안테나 튜닝 유닛(ATU), 및 주파수 대역 스위치(SW)를 포함한다. 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 설치될 수 있음을 주목해야 한다.

이러한 실시예에서, 상기 SOC들(12 또는 52) 중 하나는 하나 이상의 무선 통신들(예컨대, 셀 폰, WLAN, WPAN, 등.)을 지원하기 위해 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)을 이용하며, 또 다른 SOC(12 또는 52)는 하나 이상의 무선 통신들을 지원하기 위해 하나 이상의 다른 FEM들(62~68)을 이용한다. 무선 통신들 사이의 간섭을 줄이고, 상기 무선 통신들 각각을 최적화시키기 위해, 하나 이상의 상기 SOC들(12 또는 52)은 그것의 특성(properties)을 적응하도록 제어 신호들을 상기 FEM들(62~68)로 제공한다. 추가로, 하나 이상의 상기 무선 통신들은 상기 무선 통신들의 상기 캐리어 주파수를 단계적으로 증가시키거나 감소시키기 위해 상기 주파수 변환 모듈(82)을 통과할 수 있다.

도 8은 RF 접속부(70)를 통해 FEM 네트워크(60)와 연결된 시스템 온 칩(SOC)(100)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(100)는 상기 전력 관리 유닛(26), 복수의 소우-리스 수신기 섹션(18-1, 18-2), 복수의 소우-리스 송신기 섹션(20-1, 20-2), 하나 이상의 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하고, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 RF 접속부(70)는 하나 이상의 동축 케이블(coaxial cable), 플릭시블 파이버 광 케이블(flexible fiber optics cable), 플렉시블 웨이브가이드(flexible waveguide), 및/또는 다른 고주파 전기적 케이블링(high frequency electrical cabling)일 수 있다. 상기 FEM 네트워크(60)는 복수의(예컨대, 둘 이상의) FEM들(62~68)을 포함하고, 각각은 복수의 전력 증폭 모듈들(PA), 복수의 RX-TX 분리 모듈들, 적어도 하나의 안테나 튜닝 유닛(ATU), 및 주파수 대역 스위치(SW)를 포함한다. 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 설치될 수 있음을 주목해야 한다.

이러한 실시예에서, 상기 SOC(100)는 하나 이상의 FEM들(62~68)을 사용하여 다중의 동시 무선 통신들을 할 수 있다. 예를 들어, 한 쌍의 소우-리스 송신기 및 수신기는 WLAN 통신들을 위해 사용될 수 있고, 또 다른 소우-리스 송신기 및 수신기는 850 또는 900MHz 셀룰라 전화 통신들을 위해 사용될 수 있다. 또 다른 예에서, 한 쌍의 소우-리스 송신기 및 수신기는 셀룰라 음성 통신들을 위해 사용될 수 있고, 다른 한 쌍의 소우-리스 송신기 및 수신기는 셀룰라 데이터 통신들을 위해 사용될 수 있다. 상기 동시 무선 통신들은 다른 캐리어 주파수들을 갖는 동일한 주파수 대역 및/또는 다른 주파수 대역들일 수 있음을 주목해야 한다.

도 9는 RF 접속부(70)를 통해 FEM 네트워크(80)와 연결된 시스템 온 칩(SOC)(100)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(100)는 상기 전력 관리 유닛(26), 복수의 소우-리스 수신기 섹션(18-1, 18-2), 복수의 소우-리스 송신기 섹션(20-1, 20-2), 하나 이상의 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하고, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 RF 접속부(70)는 하나 이상의 동축 케이블(coaxial cable), 플릭시블 파이버 광 케이블(flexible fiber optics cable), 플렉시블 웨이브가이드(flexible waveguide), 및/또는 다른 고주파 전기적 케이블링(high frequency electrical cabling)일 수 있다. 상기 FEM 네트워크(80)는 복수의(예컨대, 둘 이상의) FEM들(62~68) 및 주파수 변환 모듈을 포함한다. 상기 주파수 변환 모듈(86)은 하나 이상의 바이-패서블(by-passible) RF-RF 번환 모듈(86)을 포함한다. 상기 각 FEM(62~68)은 복수의 전력 증폭 모듈들(PA), 복수의 RX-TX 분리 모듈들, 적어도 하나의 안테나 튜닝 유닛(ATU), 및 주파수 대역 스위치(SW)를 포함한다. 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 설치될 수 있음을 주목해야 한다.

이러한 실시예에서, 상기 SOC(100)는 하나 이상의 FEM들(62~68)을 사용하여 다중의 동시 무선 통신들을 할 수 있으며, 하나 이상의 상기 무선 통신들의 상기 캐리어 주파수는 상기 주파수 변환 모듈(82)에 의해 변환될 수 있다. 예를 들어, 한 쌍의 소우-리스 송신기 및 수신기는 WLAN 통신들을 위해 사용될 수 있고, 또 다른 쌍의 소우-리스 송신기 및 수신기는 850 또는 900MHz 셀룰라 전화 통신들을 위해 사용될 수 있다. 또 다른 예에서, 한 쌍의 소우-리스 송신기 및 수신기는 셀룰라 음성 통신들을 위해 사용될 수 있고, 다른 한 쌍의 소우-리스 송신기 및 수신기는 셀룰라 데이터 통신들을 위해 사용될 수 있다. 이러한 실시예들 중에서, 하나 이상의 상기 무선 통신들의 상기 캐리어 주파수들은 상기 주파수 변환 모듈(82)에 의해 단계적으로 증가 또는 감소될 수 있다.

도 10은 RF 접속부(122)를 통해 FEM 네트워크(120)와 연결된 시스템 온 칩(SOC)(110)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(110)는 상기 전력 관리 유닛(26), IF-BB 수신기 섹션(intermediate frequency(IF) to baseband(BB) receiver section)(112), BB-IF 송신기 섹션(BB to IF transmitter section)(114), 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하고, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 RF 접속부(122)는 하나 이상의 동축 케이블(coaxial cable), 플릭시블 파이버 광 케이블(flexible fiber optics cable), 플렉시블 웨이브가이드(flexible waveguide), 및/또는 다른 고주파 전기적 케이블링(high frequency electrical cabling)일 수 있다.

상기 FEM 네트워크(120)는 복수의(예컨대, 둘 이상의) FEM들(62~68) 및 복수의 RF-IF TX 및 RX 섹션들(124~138)의 쌍을 포함한다. 상기 각 FEM(62~68)은 복수의 전력 증폭 모듈들(PA), 복수의 RX-TX 분리 모듈들, 적어도 하나의 안테나 튜닝 유닛(ATU), 및 주파수 대역 스위치(SW)를 포함한다. 상기 각 TX IF-RF 섹션들(132~138)은 폴라-기초된 토폴로지, 카테시안-기초된 토폴로지, 하이브리드 폴라-카테시안-기초된 토폴로지, 또는 혼합부, 필터링부, 및 결합 모듈을 포함한다. 상기 RX RF-IF 섹션들(124~130) 각각은 저잡음 증폭기(low noise amplifier) 섹션 및 하향 변환 섹션(down-conversion section)을 포함한다. 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 설치될 수 있음을 주목해야 한다.

이러한 실시예에서, 상기 기저대역 처리 모듈(22)은 하나 이상의 무선 통신 프로토콜들에 따라 아웃바운드 데이터를 하나 이상의 아웃바운드 심볼 스트림들로 변환시킨다. 상기 TX BB-IF 섹션(114)은 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)을 송신 IF 국부 발진(IF local oscillation)(예컨대, 수십 MHz 내지 수십 GHz의 주파수를 갖는 발진)과 혼합하여 하나 이상의 아웃바운드 IF 신호들을 출력시킨다.

상기 SOC(110)는 상기 RF 접속부(122)를 통해 상기 FEM 네트워크(120)로 상기 아웃바운드 IF 신호(들)을 제공한다. 추가로, 상기 SOC(110)는 상기 RX-TX 섹션 쌍들(124~130) 중에서 가리키는 선택 신호를 제공하고, 대응하는 FEM(62~68)이상기 무선 통신을 지원한다. 상기 선택된 TX IF-RF 섹션(132~138)은 상기 IF 신호를 제2 국부 발진(예컨대, RF-IF의 주파수를 갖는 발진)과 혼합하여, 하나 이상의 혼합된 신호들을 출력한다. 상기 결합 및 필터링 섹션은 상기 하나 이상의 혼합된 신호들을 결합하고, 그런다음, 필터링하여, 상기 대응하는 FEM(62~68)에 제공되는 상기 전-PA 아웃바운드 RF 신호를 출력시킨다.

인바운드 RF 신호에 대해, FEM(62~68)에 관련된 상기 안테나는 상기 신호를 수신하고, 만약 포함된다면 그것을 상기 주파수 대역 스위치(frequency band switch; SW)로 제공하고, 스위치가 포함되지 않는다면 상기 ATU로 제공한다. 상기 FEM(62~68)은 상기 인바운드 RF 신호를 이전 상술한 바와 같이 처리하고, 상기 대응하는 RX RF 쪽의 상기 처리된 인바운드 RF 신호를 IF 섹션(124~130)으로 제공한다. 상기 RX RF-IF 섹션(124~130)은 상기 인바운드 RF 신호를 제2 RX 국부 발진(예컨대, RF-IF의 주파수를 갖는 발진)과 혼합하여, 하나 이상의 인바운드 IF 혼합된 신호들(예컨대, I 및 Q 혼합된 신호 성분들 또는 IF(예컨대,

)에서 폴라-포맷티드 신호)을 출력한다.

상기 SOC(110)의 상기 RX IF-BB 섹션(112)은 하나 이상의 인바운드 IF 혼합된 신호들을 수신하고, 그것들을 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들로 변환시킨다. 상기 기저대역 처리 모듈(22)은 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 인바운드 데이터로 변환시킨다. 상기 SOC(110)는 다중의 동시 무선 통신들을 지원하기 위해 복수의 RX IF-BB 및 TX BB-IF 섹션들을 포함할 수 있음을 주목해야 한다.

도 11은 RF 접속부(152~154)를 통해 FEM 네트워크(142)와 연결된 시스템 온 칩(SOC)(140)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(140)는 상기 전력 관리 유닛(26), IF-BB 수신기 섹션(intermediate frequency(IF) to baseband(BB) receiver section)(114), BB-IF 송신기 섹션(BB to IF transmitter section)(146), 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하고, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 RF 접속부(152~154)는 하나 이상의 동축 케이블(coaxial cable), 플릭시블 파이버 광 케이블(flexible fiber optics cable), 플렉시블 웨이브가이드(flexible waveguide), 및/또는 다른 고주파 전기적 케이블링(high frequency electrical cabling)일 수 있다.

상기 FEM 네트워크(142)는 복수의(예컨대, 둘 이상의) FEM들(62~68) 및 복수의 RF-IF TX 및 RX 섹션들(148~150)의 쌍을 포함한다. 상기 각 FEM(62~68)은 복수의 전력 증폭 모듈들(PA), 복수의 RX-TX 분리 모듈들, 적어도 하나의 안테나 튜닝 유닛(ATU), 및 주파수 대역 스위치(SW)를 포함한다. 상기 TX IF-RF 섹션(150)은 폴라-기초된 토폴로지, 카테시안-기초된 토폴로지, 하이브리드 폴라-카테시안-기초된 토폴로지, 또는 혼합부, 필터링부, 및 결합 모듈을 포함한다. 상기 RX RF-IF 섹션(148)은 저잡음 증폭기(low noise amplifier) 섹션 및 하향 변환 섹션(down-conversion section)을 포함한다. 하나 이상의 상기 FEM들(62~68)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 설치될 수 있음을 주목해야 한다.

이러한 실시예에서, 상기 기저대역 처리 모듈(22)은 하나 이상의 무선 통신 프로토콜들에 따라 아웃바운드 데이터를 하나 이상의 아웃바운드 심볼 스트림들로 변환시킨다. 상기 TX BB-IF 섹션(146)은 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)을 송신 IF 국부 발진(IF local oscillation)(예컨대, 수십 MHz 내지 수십 GHz의 주파수를 갖는 발진)과 혼합하여 하나 이상의 아웃바운드 IF 신호들을 출력시킨다.

상기 SOC(140)는 상기 RF 접속부(152~154)를 통해 상기 FEM 네트워크(142)로 상기 아웃바운드 IF 신호(들)을 제공한다. 상기 TX IF-RF 섹션(150)은 상기 IF 신호를 제2 국부 발진(예컨대, RF-IF의 주파수를 갖는 발진)과 혼합하여, 하나 이상의 혼합된 신호들을 출력한다. 상기 결합 및 필터링 섹션은 상기 하나 이상의 혼합된 신호들을 결합하고, 그것들을 필터링하여, 상기 FEM들(62~68) 중 선택된 하나로 제공되는 상기 전-PA 아웃바운드 RF 신호를 출력시킨다.

인바운드 RF 신호에 대해, FEM(62~68)에 관련된 상기 안테나는 상기 신호를 수신하고, 만약 포함된다면 그것을 상기 주파수 대역 스위치(frequency band switch; SW)로 제공하고, 스위치가 포함되지 않는다면 상기 ATU로 제공한다. 상기 FEM(62~68)은 상기 인바운드 RF 신호를 이전 상술한 바와 같이 처리하고, 상기 RX RF 쪽의 상기 처리된 인바운드 RF 신호를 IF 섹션(148)으로 제공한다. 상기 RX RF-IF 섹션(148)은 상기 인바운드 RF 신호를 제2 RX 국부 발진(예컨대, RF-IF의 주파수를 갖는 발진)과 혼합하여, 하나 이상의 인바운드 IF 혼합된 신호들(예컨대, I 및 Q 혼합된 신호 성분들 또는 IF(예컨대,

)에서 폴라-포맷티드 신호)을 출력한다.

상기 SOC(140)의 상기 RX IF-BB 섹션(112)은 하나 이상의 인바운드 IF 혼합된 신호들을 수신하고, 그것들을 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들로 변환시킨다. 상기 기저대역 처리 모듈(22)은 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 인바운드 데이터로 변환시킨다. 상기 SOC(140)는 다중의 동시 무선 통신들을 지원하기 위해 복수의 RX IF-BB(144) 및 TX BB-IF 섹션(146)들을 포함할 수 있음을 주목해야 한다.

도 12는 RF 접속부(176)를 통해 FEM 네트워크(162)와 연결된 시스템 온 칩(SOC)(160)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(160)는 상기 전력 관리 유닛(26), 소우-리스 수신기(RX) 하향 변환 섹션(SAW-less receiver down-conversion section)(164), 소우-리스 수신기(RX) 상향 변환 섹션(SAW-less receiver up-conversion section)(166), 기저대역 처리 유닛(22)을 포함하고, 상기 처리 모듈을 더 포함할 수 있다. 상기 RF 접속부(176)는 하나 이상의 동축 케이블(coaxial cable), 플릭시블 파이버 광 케이블(flexible fiber optics cable), 플렉시블 웨이브가이드(flexible waveguide), 및/또는 다른 고주파 전기적 케이블링(high frequency electrical cabling)일 수 있다.

상기 FEM 네트워크(162)는 복수의(예컨대, 둘 이상의) FEM들(168~174) 및 복수의 RF-IF TX 및 RX 섹션들의 쌍을 포함한다. 상기 각 FEM(168~174)은 복수의 전력 증폭기 드라이버들(PAD), 복수의 저잡음 증폭기들(low noise amplifiers; LNA), 복수의 전력 증폭기 모듈들(PA), 및 주파수 대역 스위치(SW)를 포함한다. 하나 이상의 상기 FEM들(168~174)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 설치될 수 있음을 주목해야 한다.

이러한 실시예에서, 상기 기저대역 처리 모듈(22)은 하나 이상의 무선 통신 프로토콜들에 따라 아웃바운드 데이터를 하나 이상의 아웃바운드 심볼 스트림들로 변환시킨다. 상기 전력 증폭기 드라이버가 없는 상기 소우-리스 TX 섹션과 유사하게 구현될 수 있는 상기 소우-리스 TX 상향 변환 섹션(166)은 상기 아웃바운드 심볼 스트림(들)을 하나 이상의 아웃바운드 상향 변환된 신호들로 변환시킨다.

상기 SOC(160)는 상기 RF 접속부(176)를 통해 상기 FEM 네트워크(162)로 상기 아웃바운드 상향 변환된 신호(들)을 제공한다. 상기 SOC(160)는 또한 상기 FEM 네트워크(162)로 FEM 선택 신호를 제공할 수 있다. 상기 선택된 FEM 모듈은 상기 전력 증폭기 드라이버(PAD)를 통해 상기 아웃바운드 상향 변환된 신호(들)을 수신한다. 상기 PAD는 상기 아웃바운드 상향 변환된 신호(들)을 증폭시켜, 상기 전-PA 아웃바운드 RF 신호들을 출력하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 FEM(168~174)에 의해 이후 처리된다.

인바운드 RF 신호에 대해, FEM(168~174)에 관련된 상기 안테나는 상기 신호를 수신하고, 만약 포함된다면 그것을 상기 주파수 대역 스위치(frequency band switch; SW)로 제공하고, 스위치가 포함되지 않는다면 상기 ATU로 제공한다. 상기 ATU 및 RX-TX 분리 모듈은 이전 상술한 바와 같이 상기 인바운드 RF 신호를 처리하고, 상기 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 LNA로 제공한다. 상기 LNA는 상기 인바운드 RF 신호(들)을 증폭하여 증폭된 인바운드 RF 신호(들)을 출력한다.

(상기 LNA가 없는 상기 소우-리스 수신기 섹션과 유사하게 구현될 수 있는 상기 소우-리스 RX 섹션(164)은 상기 하나 이상의 증폭된 인바운드 IF 혼합된 신호들을 수신하여, 그것들을 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들로 변환시킨다. 상기 기저대역 처리 모듈(22)은 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 인바운드 데이터로 변환시킨다. 상기 기저대역 처리 유닛(22) 및/또는 상기 처리 모듈은 rm 특성(예컨대, 이득(gain), 선형성(linearity), 대역폭(bandwidth), 효율(efficiency), 잡음(noise), 출력 동작 범위(output dynamic range), 슬루 레이트(slew rate), 라이즈 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot), 안정성 팩터(stability factor), 등)을 적응시키기 위해 상기 각 FEM들(168~174)의 상기 LNA 및/또는 상기 PAD로 제어 신호들을 제공할 수 있음을 주목해야 한다.

도 13은 FEM(182)과 연결된 시스템 온 칩(SOC)(180)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스(10)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(180)는 복수의 소우-리스 수신기 섹션들(상기 수신기 섹션의 상기 LNA 및 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)만이 도시됨), 복수의 소우-리스 송신 섹션들(단지 상기 전력 증폭기 드라이버(PAD)만 도시됨), 상기 처리 모듈, 상기 기저대역 처리 모듈(미도시 또는 상기 처리 모듈에 포함된), 및 상기 전력 관리 유닛(미도시)을 포함한다.

상기 FEM(182)은 저주파 대역(low frequency band; LB) 경로, 고주파 대역(high frequency band; HB), 및 주파수 대역 스위치(frquency band switch; FB SW)를 포함한다. 상기 LB 경로는 전력 증폭기 모듈(power amplifier module; PA), 저 대역 임피던스 스테이지(low band impedance stage; LB Z), 저 대역 저역 통과 필터(low band low pass filter; LB LPF), 스위치(switch; SW), 송신-수신 분리 모듈(TX-RX ISO)(예컨대, 듀플렉서(duplexer)), 제2 스위치(SW), 및 안테나 튜닝 유닛(antenna tuning unit; ATU)을 포함한다. 상기 HB 경로는 전력 증폭기 모듈(power amplifier module; PA), 고 대역 임피던스 스테이지(high band impedance stage; HB Z), 고 대역 저역 통과 필터(high band low pass filter; HB LPF), 스위치(switch; SW), 송신-수신 분리 모듈(TX-RX ISO)(예컨대, 듀플렉서(duplexer)), 제2 스위치(SW), 및 안테나 튜닝 유닛(antenna tuning unit; ATU)을 포함한다. 상기 저 대역 경로는 저 대역 GSM, EDGE, 및/또는 WCDMA 무선 통신들을 지원하기 위해 사용될 수 있으며, 상기 고 대역 경로는 고 대역 GSM, EDGE, 및/또는 WCDMA 무선 통신들을 지원하기 위해 사용될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 SOC(180)는 전-PA 아웃바운드 RF 신호들을 출력하도록 기능하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 인바운드 RF 신호들을 칩력하도록 기능한다. 상기 FEM(182)은 상기 LB 경로 또는 HB 경로를 통해 상기 전-PA 아웃바운드 RF 신호들을 수신하고, 그것들을 대응하는 PA 모듈을 통해 증폭시킨다. 상기 임피던스 스테이지(LB Z 또는 HB Z)는 상기 PA 모듈들의 출력에 원하는 부하(load)를 제공하고, 상기 저역 통과 필터(LB LPF 또는 HP LPF)와 연결된다. 상기 LPF들은 상기 아웃바운드 RF 신호를 필터링하여, 상기 TX-RX ISO 모듈로 또는 상기 스위치들(SW)의 설정에 따라 ATU로 제공된다. 만약, 스위치들이 상기 LPF를 상기 TX-RX ISO 모듈로 연결하면, 상기 TX-RX 모듈은 그것들을 상기 ATU로 제공하기 전에 상기 아웃바운드 RF신호들을 감쇠시킨다. 상기 ATU는 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 기능한다.

상기 SOC(180) 및상기 FEM(182) 사이에는 별도의 구성요소들이 없다는 것을 주목해야 한다. 특히, 상기 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스는 현재 셀룰라 전화 구현들에서 요구되는 것과 같은 별도의 소우-필터(SAW-filter)들을 필요로 하지 않는다. 상기 소우-리스 수신기, 상기 소우-리스 송신기, 및/또는 상기 FEM(182)의 다양한 구성요소들의 프로그램화할 수 있는 것(programmability) 중 하나 이상의 구성(architecture)이 소우 필터들 및/또는 다른 통상의 외부적 구성요소들을 제거하는 데 기여한다.

도 14는 FEM(192)과 연결된 시스템 온 칩(SOC)(190)을 포함하는 휴대용 컴퓨팅 통신 디바이스의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(190)는 복수의 소우-리스 수신기 섹션들(상기 수신기 섹션의 상기 LNA 및 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)만이 도시됨), 복수의 소우-리스 송신 섹션들(단지 상기 전력 증폭기 드라이버(PAD)만 도시됨), 상기 처리 모듈, 상기 기저대역 처리 모듈(미도시 또는 상기 처리 모듈에 포함된), 및 상기 전력 관리 유닛(미도시)을 포함한다.

상기 FEM(192)은 저주파 대역(low frequency band; LB) 경로, 고주파 대역(high frequency band; HB), 및 주파수 대역 스위치(frquency band switch; FB SW)를 포함한다. 상기 LB 경로는 전력 증폭기 모듈(power amplifier module; PA), 저 대역 임피던스 스테이지(low band impedance stage; LB Z), 스위치(switch; SW), 저 대역 저역 통과 필터(low band low pass filter; LB LPF), 송신-수신 분리 모듈(TX-RX ISO)(예컨대, 듀플렉서(duplexer)), 제2 스위치(SW), 및 안테나 튜닝 유닛(antenna tuning unit; ATU)을 포함한다. 상기 HB 경로는 전력 증폭기 모듈(power amplifier module; PA), 고 대역 임피던스 스테이지(high band impedance stage; HB Z), 스위치(switch; SW), 고 대역 저역 통과 필터(high band low pass filter; HB LPF), 송신-수신 분리 모듈(TX-RX ISO)(예컨대, 듀플렉서(duplexer)), 제2 스위치(SW), 및 안테나 튜닝 유닛(antenna tuning unit; ATU)을 포함한다. 상기 저 대역 경로는 저 대역 GSM, EDGE, 및/또는 WCDMA 무선 통신들을 지원하기 위해 사용될 수 있으며, 상기 고 대역 경로는 고 대역 GSM, EDGE, 및/또는 WCDMA 무선 통신들을 지원하기 위해 사용될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 SOC(190)의 다양한 실시예들에서, 충분히 제공되는 상기 SOC(190)의 상기 수신 섹션에서 상기 주파수 변환된 대역통과 필터는 원하는 신호에 무시할 정도의 영향으로 상기 먼 블록커들(far-out blockers)을 필터링하고, 상기 이미지 신호를 필터링한다. 이것은, 상기 수신 섹션(상기 기저대역 처리 모듈의 출력단 또는 상기 RX BB의 IF 섹션으로의 입력단에서)의 아날로그 디지털 변환기(analog to digital converter)들의 동적 범위 요구를 감소시킨다. 상기 수신기 섹션의 슈퍼 헤테로다인 구성(architecture)은 비교할만한 방향 전환 수신 섹션과 비교하여 전력 소모 및 다이 영역(die area)을 줄이는 데 최적이다.

도 15는 (트랜스포머 T1, 튜너블 캐패시터 네트워크 C1, 및/또는 저잡음 증폭 모듈(LNA)(206)을 포함하는) FEM 모듈, 혼합 모듈(208), 혼합된 버퍼들(210, 212), (FTBPF(222) 및/또는 추가적인 버퍼들(214~220)을 포함하는) 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF) 회로 모듈, 및 수신기 IF-BB 섹션(224)을 포함하는 SOC(200)의 RF-IF 수신기 섹션(204)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(200)는 또한 상기 소우-리스 송신기 섹션(202)을 포함하고, 상기 기저대역 처리 유닛, 상기 처리 모듈, 및 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

동작의 실시예에서, 인바운드 RF 신호는 상기 안테나를 통해 수신된다. 상기 인바운드 RF 신호는 RF에서 희망하는 신호 성분 및 RF 초과 또는 미만(미도시)의 주파수에서 희망하지 않는 성분을 포함한다. 상기 RF-IF 섹션(204)(예컨대, f_LO)의 국부 발진을 고려하여, 신호가 r_RF-2f_IF에 존재한다면 이미지 신호 성분이 발생할 수 있다. 여기 본 발명의 설명을 통해 사용된 바와 같이, RF는 3GHz 까지 상기 무선 주파수 대역에서의 주파수들 및 3GHz에서 300GHz까지 밀리미터(또는 마이크로웨이브) 주파수에서의 주파수들을 포함한다.

상기 안테나는 상기 인바운드 RF 신호를 상기 FEM으로 제공하고, 그것을 앞서 설명된 방법으로 및/또는 하나 이상의 계속된 도면들을 참조하여 설명된 방법으로 처리한다. 상기 트랜스포머 T1은 상기 FEM에서 처리한 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 차동 신호(differential signal)로 변환시키며, 튜너블 캐패시터 네트워크 C1(예컨대, 복수의 연속하는 연결된 스위치들 및 캐패시터들, 복수는 병렬로 연결된다)에 의해 필터링된다. 상기 튜너블 캐패시터 네트워크 C1은 희망하는 캐패시턴스가 가능하도록 상기 기저대역 처리 유닛 및/또는 상기 처리 모듈로부터 제어 신호를 수신한다.

하나 이상의 조잡음 증폭기들이 직렬 및/또는 병렬로 연결되는 상기 저잡음 증폭기 모듈(LNA)(206)은 상기 인바운드 RF 신호를 증폭시켜, 증폭된 인바운드 RF 신호를 출력시킨다. 상기 LNA(206)는 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 수신할 수 있고, 상기 제어 신호는 이득(gain), 선형성(linearity), 대역폭(bandwidth), 효율(efficiency), 잡음(noise), 출력 동작 범위(output dynamic range), 슬루 레이트(slew rate), 라이즈 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot) 및 안정성 팩터(stability factor) 중 적어도 하나를 위한 설정(setting)을 가리킨다.

상기 혼합 모듈(208)은 상기 증폭된 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 π/2 위상 쉬프터(phase shifter) 또는 다른 유형의 위상 조정 회로(phase manipulation circuit)와 같은 변환 모듈을 사용하여 동위상(in-phase)(I) 신호 성분 및 직교(quadrature)(Q) 신호 성분으로 변환시킨다. 상기 혼합 모듈(208)의 혼합기는 상기 I 신호 성분을 국부 발진(local oscillation)(예컨대, f_LO)의 I 신호 성분과 혼합하여, I 혼합된 신호를 출력시키고, 다른 혼합기는 상기 Q 신호 성분을 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하여, Q 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 혼합 모듈(208)의 혼합기들은 각각 밸런스된 혼합기(balanced mixer), 더블 밸런스된 혼합기(double balanced mixer), 수동 스위치 혼합기(passive switch mixer), 길버트 셀 혼합기(Gilbert cell mixer), 또는 두 개의 사인 곡선의(sinusoidal) 신호들을 곱하여(multiply), '주파수들의 합' 신호 성분 및 '주파수들의 차' 신호 성분을 출력시키는 다른 유형의 회로일 수 있다는 것을 주목해야 한다. 상기 I 및 Q 혼합된 신호들은 차동 신호(differential signal)들 또는 단일 단 신호(single ended signal)들일 수 있으며, 차동 신호들은 미도시된다.

상기 혼합기 버퍼들(210~212)은 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링 및/또는 버퍼링하여, 그 후에 상기 TFBPF 구조(예컨대, 상기 버퍼들(214~220) 및 상기 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)(222))로 제공된다. 상기 각 I 및 Q 혼합된 신호들은 상기 희망하는 신호(desired signal) 성분의 IF 버전(version)을 포함하고, 또한 상기 이미지 신호(image signal) 성분의 IF 버전을 포함할 수 있음을 주목해야 한다. 상기 혼합 모듈(208) 및/또는 상기 혼합기 버퍼들(210~212)은 상기 IF 신호 성분들에 최소의 영향을 주도록 상기 비희망 신호(undesired signal)를 감쇠시키기 위한 필터링을 포함할 수 있다는 것을 더 주목해야 한다.

상기 FTBPF(222)(이후 몇몇 도면들에서 도시될 다양한 실시예들)는 상기 이미지 IF 신호 성분을 감쇠시키고, 상기 희망하는 IF 신호 성분을 통과시켜, 실질적으로 비감쇠되도록 함으로써 상기 IF 신호를 필터링한다. 예를 들어, 상기 FTBPF 주파수가 협대역 기저대역 대역통과 필터(narrow band baseband bandpass filter) 응답을 IF(예컨대, RF-LO) 필터 응답으로 변환한다고 가정해보자. 이러한 예에서, RF는 2GHz, LO2는 1900MHz, 및 RF_image 는 1800MHz라고 더 가정해보자. 이러한 가정에 기초하여, 상기 혼합 모듈(208)은 상기 희망하는 신호 및 상기 이미지 신호의 결합인 I 혼합된 신호 및 Q 혼합된 신호를 출력시킬 것이다. 단순화된 용어로서, I 혼합된 신호(예컨대, cos(RF)*cos(LO2))는 상기 희망하는 신호 성분으로부터 ½cos(2000-1900) + ½cos(2000+1900) 및 상기 이미지 신호 성분으로부터 ½cos(1800-1900) + ½cos(1800+1900)를 포함하고, Q 혼합된 신호(예컨대, sin(RF)*sin(LO))는 상기 희망하는 신호 성분으로부터 ½cos(2000-1900) - ½cos(2000+1900) 및 ½cos(1800-1900) - ½cos(1800+1900)를 포함한다. 2000+1900에서의 주파수 성분들은 상기 혼합기 뒤의 상기 버퍼에 의해 제거(filter out)된다.

상기 FTBPF의 좁은 대역(narrow band)은 (1800-1900) 및 상기 비희망 신호 성분에서 상기 이미지 주파수를 제거하고, 상기 성분들을 상기 희망하는 신호 성분의 (2000-1900)에서 주파수를 가지도록 남겨둔다. 특히, 남겨진 것은 상기 I 혼합된 신호로부터 ½cos(2000-1900) 및 상기 Q 혼합된 신호로부터 ½cos(2000-1900)이다. 상기 FTBPF(222)는 상기 희망하는 신호 성분(예컨대, ½cos(2000-1900) + ½cos(2000-1900) = cos(2000-1900))으로부터 상기 항들(terms)을 함께 효과적으로 합하고, 상기 이미지 신호 성분(예컨대, ½cos(1800-1900) - ½cos(1800-1900) = 0(이상적으로))으로부터 상기 항들을 함께 효과적으로 합하기 위해 이러한 두 입력들을 이용한다. 그와 같이, 상기 희망하는 신호 성분이 실질적으로 비감쇠되어 통과하는 동안 상기 이미지 신호 성분은 감쇠된다.

상기 FTBPF(222)의 상기 필터링을 향상시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 하나 이상의 제어 신호들을 수신할 수 있다. 상기 제어 신호(들)은 상기 FTBPF(222)를상기 기저대역 필터 응답의 중심 주파수에 적응하도록 하여, 상기 필터의 품질 계수(quality factor)를 변경시키고, 상기 이득(gain)을 변경시키고, 상기 대역폭(bandwidth)을 변경시키는 등을 야기할 수 있다.

상기 수신기 IF-BB 섹션(224)은 혼합 섹션 및 결합과 필터링 섹션을 포함한다. 상기 혼합 섹션은 상기 인바운드 IF 신호를 제2 국부 발진과 혼합하여 I 및 Q 혼합된 신호들을 출력시킨다. 상기 결합 및 필터링 섹션은 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하여 결합된 신호를 출력시키고, 그런 다음 상기 결합된 신호를 필터링하여 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 출력시킨다.

상기 현재 RF-IF 섹션(204)이 SISO(single input single output) 통신들을 위한 단일 안테나와 연결되는 것으로 도시되는 반면, 상기 개념들은 MISO(multiple input single output) 통신들 및 MIMO(multiple input multiple output) 통신들에 적용될 수 있다. 이러한 예에서, 복수의(예컨대, 2 이상의) 안테나들은 대응하는 수(또는 FEM 내의 상기 수신 경로에 따른 FEM들보다 적은 수)의 FEM들에 연결된다. 상기 FEM들은 IF 섹션들에 대해 복수(안테나의 수와 동일한 수)의 수신기 RF에 연결되며, 수신기 IF-BB 섹션들(224)의 대응하는 수에 차례로 연결된다. 상기 기저대역 처리 유닛은 상기 다중 심볼 스트림들을 처리하여 상기 인바운드 데이터를 출력시킨다.

상기 RX RF-IF 섹션(204)은 하나 이상의 다음 이점들을 제공하거나 및/또는 하나 이상의 다음 특성들을 포함한다. 상기 슈퍼-헤테로다인 수신기 아키텍쳐는 다이 영역(die area) 및 대응하는 직접 변환 수신기보다 전력 소모에 대하여 더 최적이며, 상기 FTBPF(222)에서의 복소 기저대역 임피던스의 사용은 상기 대역통과 필터의 중심 주파수에 대해 쉬프트(shifted) 되어, 상기 온-칩(on-chip) 하이(high)-Q 이미지 거절 필터의 중심이 상기 희망하는 주파수로 튜닝되도록 하고, 그리고 상기 하향 변환 혼합기 및 상기 FFTPF(222)를 위해 사용될 수 있는 신호 국부 발진만이 요구된다.

도 16은 (트랜스포머 T1 및 튜너블 캐패시터 C1을 포함하는) FEM 모듈, 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)(234), 저잡음 증폭기 모듈(LNA)(206), (혼합 모듈(208) 및/또는 혼합된 버퍼들(210~212)을 포함하는) 혼합 섹션을 포함하는 SOC(230)의 RF-IF 수신기 섹션(232)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(230)는 또한 수신기 IF-BB 섹션(224), 상기 소우-리스 송신기 섹션(202)을 포함하고, 상기 기저대역 처리 유닛, 상기 처리 모듈, 및/또는 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

동작의 실시예에서, 인바운드 RF 신호는 상기 안테나를 통해 수신된다. 상기 인바운드 RF 신호는 RF에서 희망하는 신호 성분 및 RF 초과 또는 미만(미도시)의 주파수에서 희망하지 않는(비희망) 성분을 포함한다. 상기 RF-IF 섹션(232)(예컨대, f_LO)의 국부 발진을 고려하여, 신호가 r_RF-2f_IF에 존재한다면 이미지 신호 성분이 발생할 수 있다. 상기 안테나는 상기 인바운드 RF 신호를 상기 FEM으로 제공하고, 그것을 앞서 설명된 방법으로 및/또는 하나 이상의 계속된 도면들을 참조하여 설명된 방법으로 처리한다. 상기 트랜스포머 T1은 상기 FEM에서 처리한 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 차동 신호(differential signal)로 변환시키며, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호들에 기초하여 상기 튜너블 캐패시터 네트워크 C1에 의해 필터링된다.

상기 FTBPF(234)(이것의 다양한 실시예들이 이후 몇몇 도면들에서 도시될 것이다)는 상기 이미지 IF 신호 성분 및 비희망 신호 성분을 감쇠시키고, 희망하는 RF 신호 성분을 통과시켜, 실질적으로 비감쇠되도록 함으로써 상기 인바운드 RF 신호를 필터링한다. 예를 들어, 상기 FTBPF 주파수가 협대역 기저대역 대역통과 필터(narrow band baseband bandpass filter) 응답을 RF(예컨대, 상기 희망하는 신호 성분의 캐리어 주파수)로 변환하여, 하이-Q RF 필터 응답을 출력시킨다고 가정해보자. 상기 협대역 하이-Q RF 필터는 상기 이미지 신호 성분과 상기 비희망 신호 성분을 제거하고, 상기 희망하는 신호 성분을 통과시켜 실질적으로 비감쇠시킨다.

상기 저잡음 증폭기 모듈(LNA)(206)은 상기 희망하는 인바운드 RF 신호 성분을 증폭시켜, 증폭된 희망하는 인바운드 RF 신호를 출력시킨다. 상기 LNA(206)는 상기 SOC(230) 처리 리소스들로부터 제어 신호를 수신할 수 있고, 상기 제어 신호는 이득(gain), 선형성(linearity), 대역폭(bandwidth), 효율(efficiency), 잡음(noise), 출력 동작 범위(output dynamic range), 슬루 레이트(slew rate), 라이즈 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot) 및 안정성 팩터(stability factor) 중 적어도 하나를 위한 설정(setting)을 가리킨다.

상기 혼합 모듈(208)은 상기 증폭된 희망하는 인바운드 RF 신호를 수신하여, 증폭된 희망하는 인바운드 RF 신호를 출력시킨다. 상기 LNA(206)는 상기 SOC(230) 처리 리소스들로부터 제어 신호를 수신할 수 있고, 상기 제어 신호는 이득(gain), 선형성(linearity), 대역폭(bandwidth), 효율(efficiency), 잡음(noise), 출력 동작 범위(output dynamic range), 슬루 레이트(slew rate), 라이즈 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot) 및 안정성 팩터(stability factor) 중 적어도 하나를 위한 설정(setting)을 가리킨다.

상기 혼합 모듈(208)은 상기 증폭된 희망하는 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 π/2 위상 쉬프터(phase shifter) 또는 다른 유형의 위상 조정 회로(phase manipulation circuit)와 같은 변환 모듈을 사용하여 동위상(in-phase)(I) 신호 성분 및 직교(quadrature)(Q) 신호 성분으로 변환시킨다. 상기 혼합 모듈(208)의 혼합기는 상기 I 신호 성분을 국부 발진(local oscillation)(예컨대, f_LO)의 I 신호 성분과 혼합하여, I 혼합된 신호를 출력시키고, 다른 혼합기는 상기 Q 신호 성분을 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하여, Q 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 I 및 Q 혼합된 신호들은 차동 신호(differential signal)들 또는 단일 단 신호(single ended signal)들일 수 있음을 주목해야 하며, 차동 신호들은 미도시된다.

상기 혼합기 버퍼들은 I 및 Q 혼합된 신호들을 버퍼링하고, 상기 신호들은 그 후에 상기 필터들(예컨대, 대역통과 필터들)로 제공된다. 상기 필터들(236, 238)은 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하고, 상기 신호들은 이후 상기 RX IF-BB 섹션(224)으로 제공된다.

상기 수신기 IF-BB 섹션(224)은 혼합 섹션 및 결합과 필터링 섹션을 포함한다. 상기 혼합 섹션은 상기 인바운드 IF 신호를 제2 국부 발진과 혼합하여 I 및 Q 혼합된 신호들을 출력시킨다. 상기 결합 및 필터링 섹션은 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하여 결합된 신호를 출력시키고, 그런 다음 상기 결합된 신호를 필터링하여 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 출력시킨다.

상기 현재 RF-IF 섹션(232)이 SISO(single input single output) 통신들을 위한 단일 안테나와 연결되는 것으로 도시되는 반면, 상기 개념들은 MISO(multiple input single output) 통신들 및 MIMO(multiple input multiple output) 통신들에 적용될 수 있다. 이러한 예에서, 복수의(예컨대, 2 이상의) 안테나들은 대응하는 수(또는 FEM 내의 상기 수신 경로에 따른 FEM들보다 적은 수)의 FEM들에 연결된다. 상기 FEM들은 IF 섹션들에 대해 복수(안테나의 수와 동일한 수)의 수신기 RF에 연결되며, 수신기 IF-BB 섹션들의 대응하는 수에 차례로 연결된다. 상기 기저대역 처리 유닛은 상기 다중 심볼 스트림들을 처리하여 상기 인바운드 데이터를 출력시킨다.

도 17은 (트랜스포머 T1 및/또는 튜너블 캐패시터 C1을 포함할 수 있는) 프론트 엔드 모듈 인터페이스, 한 쌍의 인버터 기반의 저잡음 증폭기 모듈들(LNA)(244, 246), 혼합 모듈(248), 및 한 쌍의 트랜스임피던스 증폭기 모듈(transimpedance amplifier module)들(250, 252)(각각은 트랜스임피던스 증폭기들(TIA), 임피던스(impedance; Z)(254, 256), 및/또는 버퍼(258, 260)를 포함할 수 있다)을 포함하는 SOC(240)의 RF-IF 수신기 섹션(242)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(240)는 또한 수신기 IF-BB 섹션(224), 상기 소우-리스 송신기 섹션(202)을 포함하고, 상기 기저대역 처리 유닛, 상기 처리 모듈, 및 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

동작의 실시예에서, 인바운드 RF 신호는 상기 안테나를 통해 수신된다. 상기 인바운드 RF 신호는 RF에서 희망하는 신호 성분 및 RF 초과 또는 미만의 주파수(미도시)에서 희망하지 않는(비희망) 성분을 포함한다. 상기 RF-IF 섹션(예컨대, f_LO)의 국부 발진을 고려하여, 신호가 r_RF-2f_IF에 존재한다면 이미지 신호 성분이 발생할 수 있다. 상기 안테나는 상기 인바운드 RF 신호를 상기 FEM으로 제공하고, 그것을 앞서 설명된 방법으로 및/또는 하나 이상의 계속된 도면들을 참조하여 설명된 방법으로 처리한다. 상기 트랜스포머 T1은 상기 FEM에서 처리한 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 차동 신호(differential signal)로 변환시키며, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호들에 기초하여 상기 튜너블 캐패시터 네트워크 C1에 의해 필터링된다.

제1 LNA(244)는 상기 인바운드 RF 신호의 포지티브 레그(positive leg)를 증폭하여, 포지티브 레그 전류 RF 신호를 출력시키고, 상기 제2 LNA(246)는 상기 인바운드 RF 신호의 네거티브 레그(negative leg)를 증폭하여, 네거티브 레그 전류 RF 신호를 출력시킨다. 상기 LNA들(244, 246) 각각은 상기 SOC(240) 처리 리소스들로부터 제어 신호를 수신할 수 있고, 상기 제어 신호는 이득(gain), 선형성(linearity), 대역폭(bandwidth), 효율(efficiency), 잡음(noise), 출력 동작 범위(output dynamic range), 슬루 레이트(slew rate), 라이즈 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot) 및 안정성 팩터(stability factor) 중 적어도 하나를 위한 설정(setting)을 가리킨다.

상기 혼합 모듈(248)은 상기 포지티브 레그 전류 RF 신호 및 네거티브 레그 전류 RF 신호를 수신하고, 그것들을 π/2 위상 쉬프터(phase shifter) 또는 다른 유형의 위상 조정 회로(phase manipulation circuit)를 사용하여 동위상(in-phase)(I) 전류 신호 성분 및 직교(quadrature)(Q) 전류 신호로 변환시킨다. 상기 혼합 모듈(248)의 혼합기는 상기 I 전류 신호 성분을 국부 발진(local oscillation)(예컨대, f_LO)의 I 전류 신호와 혼합하여, I 혼합된 전류 신호(예컨대, i_{BB -I})를 출력시키고, 상기 Q 전류 신호를 국부 발진의 Q 전류 신호와 혼합하여, Q 혼합된 신호(예컨대, i_{BB -Q})를 출력시킨다. 상기 I 및 Q 혼합된 전류 신호들은 차동 신호(differential signal)들 또는 단일 단 신호(single ended signal)들일 수 있으며, 차동 신호들은 미도시된다. 상기 I 및 Q 혼합된 전류 신호들 각각은 이미지 성분 및 희망하는 성분을 포함한다.

(하나 이상의 이후 도면들을 참조하여 설명하는 하나 이상의 실시예들 중) 상기 TIA들(250, 252)은 I 및 Q 혼합된 전류 신호들을 수신하고, 그것들을 상기 임피던스(z)를 통해 전압들로 변환시켜, 결과적인 I 및 Q 전압은 감쇠된 이미지 성분 및 실질적으로 비감쇠된 희망하는 성분을 갖는 신호들을 혼합한다. 상기 임피던스들(z)과의 결합에서 상기 TIA들(250, 252)의 구조는 상기 IF 미만의 주파수들에 대해서는 그것들의 입력들로부터 참조 전위(reference potential)(예컨대, Vdd 또는 접지(ground))로 낮은 임피던스 경로를 제공하며, 상기 IF 초과의 주파수들에 대해서는 그것들의 개별 입력들 사이에 낮은 임피던스 경로를 제공한다. 상기 IF에 가까운쪽 주파수들에 대해, 상기 TIA(250, 252)는 그것들을 증폭시키고, 그것들을 전압 신호로 변환시킨다. 상기 버퍼들은 그것들을 인바운드 심볼 스트림으로 변환시키는 상기 RX IF-BB 섹션(224)으로 상기 I 및 Q 전압 신호 성분들을 제공한다.

상기 RX RF-IF 섹션(224)은 하나 이상의 다음 이점들을 제공하거나 및/또는 하나 이상의 다음 특성들을 포함한다. 상기 슈퍼-헤테로다인 수신기 아키텍쳐는 다이 영역(die area) 및 대응하는 직접 변환 수신기보다 전력 소모에 대하여 더 최적이며, 슈퍼 헤테로다인 수신기의 내재적 문제들인 오프셋 및 플릭커 잡음(flicker noise)을 실질적으로 제거한다.

도 18은 (트랜스포머 T1 및/또는 튜너블 캐패시터 C1을 포함할 수 있는) FEM 인터페이스 모듈, RF 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)(272), 한 쌍의 인버터 기반의 저잡음 증폭기 모듈들(LNA)(274, 276), 혼합 모듈(278), 한 쌍의 트랜스임피던스 증폭기 모듈(transimpedance amplifier module)들(280, 282)(각각은 트랜스임피던스 증폭기들(TIA), 임피던스(impedance; Z)(284, 286), 및/또는 버퍼(280~286)을 포함할 수 있다), 및 IF FTBPR(288)을 포함하는 SOC(270)의 RF-IF 수신기 섹션(271)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(270)는 또한 수신기 IF-BB 섹션(224), 상기 소우-리스 송신기 섹션(202)을 포함하고, 상기 기저대역 처리 유닛, 상기 처리 모듈, 및 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

이러한 실시예에서, 상기 RF FTBPF(272)는 도 16을 참조하여 설명된 바와 같이 기능하며, 상기 TIA들(280, 282)은 도 17을 참조하여 설명된 바와 같이 기능한다. 상기 IF FTBPF(288)는 RF 클록으로부터 클록(clock)되고, RF에서 그 중심 주파수를 가진다. 상기 IF FTBPF(288)의 대역폭은 상기 이미지 신호가 실질적으로 감쇠되고, 상기 희망하는 신호 성분이 실질적으로 비감쇠되어 통과된 것과 같다. 그와 같이, 상기 이미지는 상기 RF FTBPF(272), 상기 TIA들(280, 282) 및 그런 다음 상기 IF FTBPF(288)에 의해 3번 필터링된다.

상기 RX RF-IF 섹션(271)은 하나 이상의 다음 이점들을 제공하거나 및/또는 하나 이상의 다음 특성들을 포함한다. 두 개의 클록들(예컨대, RF 및 LO2)을 사용하고, 상기 슈퍼-헤테로다인 수신기 아키텍쳐는 다이 영역(die area) 및 대응하는 직접 변환 수신기보다 전력 소모에 대하여 더 최적이며, 플릭커 잡음이 중요하지 않아 상기 기저대역 회로들이 작아질 것이며, 인덕터 없는 LNA(inductor-less LAN)들(274, 276)을 사용할 수 있으며(예컨대, LNA들은 인버터들로서 구현될 수 있다), DC 오프셋 문제(issue)가 없으며, 그러므로, 영역이 넓은 오프셋 상쇄 회로가 제거되며, 수신기 아키텍쳐가 직접 변환 수신기로서 비교적 주파수 설계 유연성(frequency planning flexibility)을 가지며, 상기 RX 체인에 대해 점진적인 대역통과 필터링 스테이지들(progressive bandpass filtering stages)을 포함하며, SOC(270)에 용이하게 집적될 수 있다.

도 19는 (트랜스포머 T1 및/또는 튜너블 캐패시터 C1을 포함할 수 있는) FEM 인터페이스 모듈, RF 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)(272), 한 쌍의 인버터 기반의 저잡음 증폭기 모듈들(LNA)(274, 276), 혼합 모듈(278), 한 쌍의 트랜스임피던스 증폭기 모듈(transimpedance amplifier module)들(280, 282)(각각은 트랜스임피던스 증폭기들(TIA), 임피던스(impedance; Z)(284, 286), 및/또는 버퍼(280~286)을 포함할 수 있다), 및 IF FTBPR(294)을 포함하는 SOC(290)의 RF-IF 수신기 섹션(292)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(290)는 또한 수신기 IF-BB 섹션(224), 상기 소우-리스 송신기 섹션(202)을 포함하고, 상기 기저대역 처리 유닛, 상기 처리 모듈, 및 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

이러한 실시예에서, 상기 IF FTBPF(294)는 도 15을 참조하여 설명된 바와 같이 기능하며, 상기 TIA들은 도 17을 참조하여 설명된 바와 같이 기능한다. 상기 RF FTBPF(272)는 LO 클록으로부터 클록(clock)되고, IF에서 그 중심 주파수를 가진다. 상기 RF FTBPF(272)의 대역폭은 상기 이미지 신호가 실질적으로 감쇠되고, 상기 희망하는 신호 성분이 실질적으로 비감쇠되어 통과된 것과 같다. 그와 같이, 상기 이미지는 상기 RF FTBPF(272), 상기 TIA들(280, 282) 및 그런 다음 상기 IF FTBPF(294)에 의해 3번 필터링된다.

상기 RX RF-IF 섹션(292)은 하나 이상의 다음 이점들을 제공하거나 및/또는 하나 이상의 다음 특성들을 포함한다. 하나의 클록(예컨대, LO2)을 사용하고, 상기 슈퍼-헤테로다인 수신기 아키텍쳐는 다이 영역(die area) 및 대응하는 직접 변환 수신기보다 전력 소모에 대하여 더 최적이며, 플릭커 잡음이 중요하지 않아 상기 기저대역 회로들이 작아질 것이며, 인덕터 없는 LNA(inductor-less LAN)들을 사용할 수 있으며(예컨대, LNA들은 인버터들로서 구현될 수 있다), DC 오프셋 문제(issue)가 없으며, 그러므로, 영역이 넓은 오프셋 상쇄 회로가 제거되며, 수신기 아키텍쳐가 직접 변환 수신기로서 비교적 주파수 설계 유연성(frequency planning flexibility)을 가지며, 상기 RX 체인에 대해 점진적인 대역통과 필터링 스테이지들을 포함하며, SOC(290)에 용이하게 집적될 수 있다.

도 20은 (트랜스포머 T1 및/또는 튜너블 캐패시터 C1을 포함할 수 있는) FEM 인터페이스 모듈, RF 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)(304), 한 쌍의 저잡음 증폭기 모듈들(LNA)(306, 308), 및 (한 쌍의 혼합 모듈들(310, 312), 혼합 버퍼들(314~320), 및/또는 필터들(322~328)을 포함할 수 있는) 혼합 섹션을 포함하는 SOC(300)의 RF-IF 수신기 섹션(302)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(300)는 또한 수신기 IF-BB 섹션(224), 상기 소우-리스 송신기 섹션(202)을 포함하고, 상기 기저대역 처리 유닛, 상기 처리 모듈, 및 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

동작의 실시예에서, 인바운드 RF 신호가 상기 안테나를 통해 수신된다. 상기 인바운드 RF 신호는 하나 이상의 희망하는 신호 성분들(예컨대, f_RF1에서 하나, f_RF2에서 다른 성분) 및 RF 초과 또는 미만의 주파수(미도시)에서 비희망 성분(들)을 포함한다. 상기 RF-IF 섹션의 상기 국부 발진들(상기 제1 희망하는 RF 신호에 대해 하나 및 상기 제2 희망하는 RF 신호에 대해 또 하나 - f_LO1 및 f_LO2)에 대하여, 신호가 r_RF1-2f_IF1 및/또는 r_RF2-2f_IF2에 존재한다면 하나 이상의 이미지 신호 성분들이 발생할 수 있다. 상기 안테나는 상기 인바운드 RF 신호를 상기 FEM으로 제공하고, 그것을 앞서 설명된 방법으로 및/또는 하나 이상의 계속된 도면들을 참조하여 설명된 방법으로 처리한다. 상기 트랜스포머 T1은 상기 FEM에서 처리한 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 차동 신호(differential signal)로 변환시키며, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호들에 기초하여 상기 튜너블 캐패시터 네트워크 C1에 의해 필터링된다.

상기 FTBPF(304)(이것의 다양한 실시예들이 이후 몇몇 도면들에서 도시될 것이다)는 상기 이미지 IF 신호 성분 및 비희망 신호 성분을 감쇠시키고, 희망하는 RF 신호 성분을 통과시켜 실질적으로 비감쇠되도록 함으로써 상기 인바운드 RF 신호를 필터링한다. 예를 들어, 상기 FTBPF 주파수가 협대역 기저대역 대역통과 필터(narrow band baseband bandpass filter)를 RF1 및 RF2(예컨대, 상기 희망하는 신호 성분의 캐리어 주파수)로 변환하여, 하이-Q RF 필터들을 출력시킨다고 가정해보자. 상기 협대역 하이-Q RF 필터들은 각각 상기 이미지 신호 성분과 상기 비희망 신호 성분을 제거하고, 상기 희망하는 신호 성분을 통과시켜 실질적으로 비감쇠시킨다.

제1 저잡음 증폭기 모듈(LNA)은 상기 희망하는 인바운드 RF1 신호 성분이 상기 인바운드 RF 신호에 포함된 때 증폭시켜, 증폭된 희망하는 인바운드 RF1 신호를 출력시키고, 제2 LNA는 상기 희망하는 인바운드 RF2 신호 성분이 상기 인바운드 RF 신호에 포함된 때 증폭시켜, 증폭된 희망하는 인바운드 RF2 신호를 출력시키다. 상기 각 LNA들은 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 수신할 수 있고, 상기 제어 신호는 이득(gain), 선형성(linearity), 대역폭(bandwidth), 효율(efficiency), 잡음(noise), 출력 동작 범위(output dynamic range), 슬루 레이트(slew rate), 라이즈 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot) 및 안정성 팩터(stability factor) 중 적어도 하나를 위한 설정(setting)을 가리킨다.

상기 혼합 섹션의 제1 혼합 모듈은 상기 증폭된 희망하는 인바운드 RF1 신호를 수신하고, 그것을 π/2 위상 쉬프터(phase shifter) 또는 다른 유형의 위상 조정 회로(phase manipulation circuit)와 같은 변환 모듈을 사용하여 동위상(in-phase)(I) 신호 성분 및 직교(quadrature)(Q) 신호 성분으로 변환시킨다. 상기 제1 혼합 모듈의 혼합기는 상기 I 신호 성분을 국부 발진(local oscillation)(예컨대, f_LO1)의 I 신호 성분과 혼합하여, 제1 I 혼합된 신호를 출력시키고, 상기 Q 신호 성분을 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하여, 제1 Q 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 제1 I 및 Q 혼합된 신호들은 차동 신호(differential signal)들 또는 단일 단 신호(single ended signal)들일 수 있으며, 차동 신호들은 미도시된다.

상기 혼합 섹션의 제2 혼합 모듈은 상기 증폭된 희망하는 인바운드 RF2 신호를 수신하고, 그것을 π/2 위상 쉬프터(phase shifter) 또는 다른 유형의 위상 조정 회로(phase manipulation circuit)와 같은 변환 모듈을 사용하여 동위상(in-phase)(I) 신호 성분 및 직교(quadrature)(Q) 신호 성분으로 변환시킨다. 상기 제2 혼합 모듈의 혼합기는 상기 I 신호 성분을 국부 발진(local oscillation)(예컨대, f_LO2)의 I 신호 성분과 혼합하여, 제2 I 혼합된 신호를 출력시키고, 상기 Q 신호 성분을 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하여, 제2 Q 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 제2 I 및 Q 혼합된 신호들은 차동 신호(differential signal)들 또는 단일 단 신호(single ended signal)들일 수 있으며, 차동 신호들은 미도시된다.

상기 혼합기들 각각은 I 및 Q 혼합된 신호들을 버퍼링하고, 상기 신호들은 그 후에 상기 필터들(예컨대, 대역통과 필터들)로 제공된다. 상기 필터들은 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하고, 상기 신호들은 이후 상기 RX IF-BB 섹션(224)으로 제공된다.

상기 현재 RF-IF 섹션(302)이 SISO(single input single output) 통신들을 위한 단일 안테나와 연결되는 것으로 도시되는 반면, 상기 개념들은 MISO(multiple input single output) 통신들 및 MIMO(multiple input multiple output) 통신들에 적용될 수 있다. 이러한 예에서, 복수의(예컨대, 2 이상의) 안테나들은 대응하는 수(또는 FEM 내의 상기 수신 경로들에 따른 FEM들보다 적은 수)의 FEM들에 연결된다. 상기 FEM들은 IF 섹션들에 대해 복수(안테나의 수와 동일한 수)의 수신기 RF에 연결되며, 수신기 IF-BB 섹션들의 대응하는 수에 차례로 연결된다. 상기 기저대역 처리 유닛은 상기 다중 심볼 스트림들을 처리하여 상기 인바운드 데이터를 출력시킨다.

상기 RX RF-IF 섹션(302)은 하나 이상의 다음 이점들을 제공하거나 및/또는 하나 이상의 다음 특성들을 포함한다. 단일 RF 입력 섹션을 사용하여 두 개의 인바운드 RF 신호들을 수신할 수 있으며, 두 개의 외부적 소우 필터(SAW filter)들을 필요성을 제거하며, 하나의 FTBPF(304)로 두 개의 채널들(예컨대, RF1 및 RF2 신호들)을 필터링하며, 상기 두개의 하이-Q RF 필터들 모두의 중심 주파수가 상기 국부 발진 클록들에 의해 제어되며, SOC(300)에 용이하게 집적될 수 있다.

도 21은 (트랜스포머 T1 및/또는 튜너블 캐패시터 C1을 포함할 수 있는) FEM 인터페이스 모듈, 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)(338)을 갖는 저잡음 증폭기 모듈들(LNA)(336), 네거티브 저항(negative resistance)(334)을 갖는 RF 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF), 및 (혼합 모듈(340), 혼합된 버퍼들(342, 344), 및/또는 필터들(346, 348)을 포함할 수 있는) 혼합 섹션을 포함하는 SOC(330)의 RF-IF 수신기 섹션(332)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(330)는 또한 수신기 IF-BB 섹션(224), 상기 소우-리스 송신기 섹션(202)을 포함하고, 상기 기저대역 처리 유닛, 상기 처리 모듈, 및 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

이러한 실시예에서, 기생 저항(papasitic resistance; Rp)는 (예컨대, 상기 FTBPF의) 스위치 손실 및/또는 인덕터 손실을 나타내기 위해 상기 FEM 인터페이스 모듈과 연결되는 것으로 도시된다. 상기 인덕터 손실은 주로 상기 트랜스포머(예컨대, 기판위의 금속 트레이스들)의 권선(winding)의 옴 저항(ohmic resistance)에 기인하거나, 및/또는 상기 트랜스포머 아래(underneath) 및 상기 캐패시터 C1의 튜닝을 갖는 기판 손실은 RF에서 임피던스의 주된 성분이다. 낮은 기생 저항은 필터링하는 품질 계수를 감소시키고, RF로부터 떨어진 주파수들의 극단적인(far-out) 감쇠를 감소시킨다. 상기 FTBPF(334)의 네거티브 저항은 상기 기생 저항을 효과적으로 증가시키고, 그에 의해 상기 품질 계수 및 극단적인 감쇠를 증가시킨다.

동작의 실시예에서, 인바운드 RF 신호가 상기 안테나를 통해 수신된다. 상기 인바운드 RF 신호는 RF에서 희망하는 신호 성분 및 RF 초과 또는 미만의 주파수(미도시)에서 비희망 성분(들)을 포함한다. 상기 RF-IF 섹션의 상기 국부 발진(예컨대, f_LO)에 대하여, 신호가 r_RF-2f_IF에 존재한다면 이미지 신호 성분들이 발생할 수 있다. 상기 안테나는 상기 인바운드 RF 신호를 상기 FEM으로 제공하고, 그것을 앞서 설명된 방법으로 및/또는 하나 이상의 계속된 도면들을 참조하여 설명된 방법으로 처리한다. 상기 트랜스포머 T1은 상기 FEM에서 처리한 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 차동 신호(differential signal)로 변환시키며, 상기 SOC(330) 처리 리소스들로부터 제어 신호들에 기초하여 상기 튜너블 캐패시터 네트워크 C1에 의해 필터링된다.

상기 FTBPF(334)(이것의 다양한 실시예들이 이후 몇몇 도면들에서 도시될 것이다)는 이미지 IF 신호 성분 및 비희망 신호 성분을 감쇠시키고, 희망하는 RF 신호 성분을 통과시켜 실질적으로 비감쇠되도록 함으로써 상기 인바운드 RF 신호를 필터링한다. 예를 들어, 상기 FTBPF(334) 주파수가 협대역 기저대역 대역통과 필터(narrow band baseband bandpass filter)를 RF(예컨대, 상기 희망하는 신호 성분의 캐리어 주파수)로 변환하여, 하이-Q RF 필터들을 출력시킨다고 가정해보자. 상기 협대역 하이-Q RF 필터들은 상기 이미지 신호 성분과 상기 비희망 신호 성분을 제거하고, 상기 희망하는 신호 성분을 통과시켜 실질적으로 비감쇠시킨다. 추가로, 상기 FTBPF(334)는 기생 저항(Rp)과 비교될 수 있는 네거티브 저항(negative resistance)을 포함하며, 상기 기생 저항에 의해 나타나는 상기 손실들을 보상한다.(예컨대, 필터링하는 품질 계수를 증가시키고, RF로부터 떨어진 주파수들의 극단적인(far-out) 감쇠를 증가시킨다) 상기 네거티브 저항은 다양한 상기 기생 저항에 기초한 상기 SOC(330) 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 동적으로 적응될 수 있다.

상기 저잡음 증폭기 모듈(336)(LNA)은 상기 희망하는 인바운드 RF 신호 성분을 증폭시켜, 증폭된 희망하는 인바운드 RF 신호를 출력시킨다. 상기 LNA(336)는 상기 SOC(330) 처리 리소스들로부터 제어 신호를 수신할 수 있고, 상기 제어 신호는 이득(gain), 선형성(linearity), 대역폭(bandwidth), 효율(efficiency), 잡음(noise), 출력 동작 범위(output dynamic range), 슬루 레이트(slew rate), 라이즈 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot) 및 안정성 팩터(stability factor) 중 적어도 하나를 위한 설정(setting)을 가리킨다. 추가로, 상기 LNA(336)는 상기 이미지 신호 성분을 더 감쇠시키기 위해 앞서 설명한 RF FTBPF(334)와 유사하게 기능하는 RF FTBPF(338)을 포함할 수 있다.

상기 혼합 모듈(340)은 상기 증폭된 희망하는 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 π/2 위상 쉬프터(phase shifter) 또는 다른 유형의 위상 조정 회로(phase manipulation circuit)를 사용하여 동위상(in-phase)(I) 신호 성분 및 직교(quadrature)(Q) 신호 성분으로 변환시킨다. 상기 혼합 모듈(340)의 혼합기는 상기 I 신호 성분을 국부 발진(local oscillation)(예컨대, f_LO)의 I 신호 성분과 혼합하여, I 혼합된 신호를 출력시키고, 상기 Q 신호 성분을 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하여, Q 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 I 및 Q 혼합된 신호들은 차동 신호(differential signal)들 또는 단일 단 신호(single ended signal)들일 수 있음을 주목해야 하며, 차동 신호들은 미도시된다.

상기 혼합기 버퍼들은 I 및 Q 혼합된 신호들을 버퍼링하고, 상기 신호들은 그 후에 상기 필터들(예컨대, 대역통과 필터들)로 제공된다. 상기 필터들(236, 238)은 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하고, 상기 신호들은 이후 상기 RX IF-BB 섹션(224)으로 제공된다.

상기 현재 RF-IF 섹션(332)이 SISO(single input single output) 통신들을 위한 단일 안테나와 연결되는 것으로 도시되는 반면, 상기 개념들은 MISO(multiple input single output) 통신들 및 MIMO(multiple input multiple output) 통신들에 적용될 수 있다. 이러한 예에서, 복수의(예컨대, 2 이상의) 안테나들은 대응하는 수(또는 FEM 내의 상기 수신 경로에 따른 FEM들보다 적은 수)의 FEM들에 연결된다. 상기 FEM들은 IF 섹션들에 대해 복수(안테나의 수와 동일한 수)의 수신기 RF에 연결되며, 수신기 IF-BB 섹션들의 대응하는 수에 차례로 연결된다. 상기 기저대역 처리 유닛은 상기 다중 심볼 스트림들을 처리하여 상기 인바운드 데이터를 출력시킨다.

상기 RX RF-IF 섹션(322)은 하나 이상의 다음 이점들을 제공하거나 및/또는 하나 이상의 다음 특성들을 포함한다. 오프-칩(off-chip) 소우 필터(SAW filter)들 및 매칭하는 구성요소들에 대한 필요성을 제거하며, 상기 FTBPF(334)의 품질 계수가 상기 네거티브 저항에 의해 향상되며, 인덕터 손실이 보상될 수 있으며, 그러므로 인덕터들이 낮은 공차(tolerance)를 가질 수 있으며, 두꺼운 금속 층들의 수에 대한 필요성을 감소시켜 공정 비용들(fabrication costs)을 감소시키며, 상기 두개의 하이-Q RF 필터들 모두의 중심 주파수가 상기 국부 발진 클록들에 의해 제어되며, SOC(300)에 용이하게 집적될 수 있다.

도 22는 (트랜스포머 T1 및/또는 튜너블 캐패시터 C1을 포함할 수 있는) FEM 인터페이스 모듈, 복소 기저대역(baseband; BB) 임피던스를 갖는 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)(354), 저잡음 증폭기 모듈들(LNA)(356), (혼합 모듈(340) 및/또는 혼합된 버퍼들(342, 344)을 포함할 수 있는) 혼합 섹션을 포함하는 SOC(350)의 RF-IF 수신기 섹션(352)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 SOC(350)는 또한 수신기 IF-BB 섹션(224), 상기 소우-리스 송신기 섹션(202)을 포함하고, 상기 기저대역 처리 유닛, 상기 처리 모듈, 및 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

동작의 실시예에서, 인바운드 RF 신호가 상기 안테나를 통해 수신된다. 상기 인바운드 RF 신호는 RF에서 희망하는 신호 성분 및 RF 초과 또는 미만의 주파수(미도시)에서 비희망 성분(들)을 포함한다. 상기 RF-IF 섹션의 상기 국부 발진(예컨대, f_LO)에 대하여, 신호가 r_RF-2f_IF에 존재한다면 이미지 신호 성분들이 발생할 수 있다. 상기 안테나는 상기 인바운드 RF 신호를 상기 FEM으로 제공하고, 그것을 앞서 설명된 방법으로 및/또는 하나 이상의 계속된 도면들을 참조하여 설명된 방법으로 처리한다. 상기 트랜스포머 T1은 상기 FEM에서 처리한 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 차동 신호(differential signal)로 변환시키며, 상기 SOC(350) 처리 리소스들로부터 제어 신호들에 기초하여 상기 튜너블 캐패시터 네트워크 C1에 의해 필터링된다.

상기 FTBPF(354)(이것의 다양한 실시예들이 이후 몇몇 도면들에서 도시될 것이다)는 이미지 IF 신호 성분 및 비희망 신호 성분을 감쇠시키고, 희망하는 RF 신호 성분을 통과시켜 실질적으로 비감쇠되도록 함으로써 상기 인바운드 RF 신호를 필터링한다. 예를 들어, 상기 FTBPF(354) 주파수가 협대역 기저대역 대역통과 필터(narrow band baseband bandpass filter)를 RF(예컨대, 상기 희망하는 신호 성분의 캐리어 주파수)로 변환하여, 하이-Q RF 필터들을 출력시킨다고 가정해보자. 상기 협대역 하이-Q RF 필터들은 상기 이미지 신호 성분과 상기 비희망 신호 성분을 제거하고, 상기 희망하는 신호 성분을 통과시켜 실질적으로 비감쇠시킨다. 복소 기저대역 임피던스(354)의 사용으로, 상기 협대역 기저대역 BPF의 중심 주파수가 적응될 수 있다. 예를 들어, 상기 대역통과 영역은 상기 복소 BB 임피던스(354)에 대한 적응들에 기초하여 주파수상에서 더 높게 또는 더 낮게 쉬프트될 수 있다.

상기 저잡음 증폭기 모듈(356)(LNA)은 상기 희망하는 인바운드 RF 신호 성분을 증폭시켜, 증폭된 희망하는 인바운드 RF 신호를 출력시킨다. 상기 LNA(356)는 상기 SOC(350) 처리 리소스들로부터 제어 신호를 수신할 수 있고, 상기 제어 신호는 이득(gain), 선형성(linearity), 대역폭(bandwidth), 효율(efficiency), 잡음(noise), 출력 동작 범위(output dynamic range), 슬루 레이트(slew rate), 라이즈 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot) 및 안정성 팩터(stability factor) 중 적어도 하나를 위한 설정(setting)을 가리킨다.

상기 혼합 모듈(340)은 상기 증폭된 희망하는 인바운드 RF 신호를 수신하고, 그것을 π/2 위상 쉬프터(phase shifter) 또는 다른 유형의 위상 조정 회로(phase manipulation circuit)를 사용하여 동위상(in-phase)(I) 신호 성분 및 직교(quadrature)(Q) 신호 성분으로 변환시킨다. 상기 혼합 모듈(340)의 혼합기는 상기 I 신호 성분을 국부 발진(local oscillation)(예컨대, f_LO)의 I 신호 성분과 혼합하여, I 혼합된 신호를 출력시키고, 상기 Q 신호 성분을 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하여, Q 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 I 및 Q 혼합된 신호들은 차동 신호(differential signal)들 또는 단일 단 신호(single ended signal)들일 수 있음을 주목해야 하며, 차동 신호들은 미도시된다.

상기 혼합기 버퍼들(342, 344)은 I 및 Q 혼합된 신호들을 버퍼링하고, 상기 신호들은 그 후에 상기 필터들(예컨대, 대역통과 필터들)로 제공된다. 상기 필터들(346, 348)은 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하고, 상기 신호들은 이후 상기 RX IF-BB 섹션(224)으로 제공된다.

상기 현재 RF-IF 섹션(352)이 SISO(single input single output) 통신들을 위한 단일 안테나와 연결되는 것으로 도시되는 반면, 상기 개념들은 MISO(multiple input single output) 통신들 및 MIMO(multiple input multiple output) 통신들에 적용될 수 있다. 이러한 예에서, 복수의(예컨대, 2 이상의) 안테나들은 대응하는 수(또는 FEM 내의 상기 수신 경로에 따른 FEM들보다 적은 수)의 FEM들에 연결된다. 상기 FEM들은 IF 섹션들에 대해 복수(안테나의 수와 동일한 수)의 수신기 RF에 연결되며, 수신기 IF-BB 섹션들의 대응하는 수에 차례로 연결된다. 상기 기저대역 처리 유닛은 상기 다중 심볼 스트림들을 처리하여 상기 인바운드 데이터를 출력시킨다.

상기 RX RF-IF 섹션(352)은 하나 이상의 다음 이점들을 제공하거나 및/또는 하나 이상의 다음 특성들을 포함한다. 상기 슈퍼-헤테로다인 수신기는 최소 영역 및 대응하는 직접 변환 수신기보다 전력 소모에 대하여 최적화되며, 상기 FTBPF(354)에서의 복소 기저대역 임피던스의 사용은 상기 대역통과 필터의 중심 주파수에 대해 쉬프트(shifted) 되도록 하며, 상기 복소 기저대역 임피던스(354)는 스위치들 및 캐패시터들로 구현될 수 있으며, 그것의 중심은 상기 LO 클록에 의해 제어되며, 상기 온-칩(on-chip) 하이-Q 이미지 거절 필터(예컨대, FTBPF)의 중심이 상기 하향 변환 혼합기에 의해 사용되는 상기 동일한 LO 클록을 사용하여 상기 희망하는 주파수로 튜닝되도록 하고, RF-IF 섹션들(352)은 단일 위상 고정 루프(phase locked loop; PLL)를 사용하며, 그리고 SOC(350)로 용이하게 집적될 수 있다.

도 23은 상향 변환 혼합 모듈(up-conversion mixing module; 362), 송신기 국부 발진 모듈(transmitter local oscillation module; LO)(364), 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)(366), (캐패시터 어레이들(368, 370) 및/또는 트랜스포머 T1을 포함할 수 있는) 출력 모듈(output module), 및 전력 증폭기 드라이버(power amplifier driver; PAD)(372)를 포함하는 SOC(360)의 송신기 섹션의 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 PAD(372)는 도시된 바와 같이 연결된 트랜지스터(transistor)들(Q1, Q2), 저항(resistor)(R1), 및 캐패시터(capacitor)(C1)를 포함한다. 상기 캐패시터(C1) 및/또는 저항(R1)은 하나 이상의 트랜지스터들(Q1, Q2)을 사용하여 구현될 수 있다. 상기 SOC(360)는 또한 소우-리스 수신기 섹션(364)을 포함하고, 상기 기저대역 처리 유닛, 상기 처리 모듈, 및 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

동작의 실시예에서, 상기 상향 변환 혼합 모듈(362)은 기저대역(baseband; BB) I 및 Q 신호들(예컨대, 아웃바운드 심볼 스트림의 아날로그 및 직교(quadrature) 표현)을 수신한다. 상기 상향 변환 혼합 모듈(362)은 상기 BB I 및 Q 신호들을 상기 원하는 RF에서 캐리어 주파수를 갖는 상향 변환된 신호로 변환시키기 위해 직접 변환 토폴로지 또는 슈퍼 헤테로다인 토폴로지를 수행할 수 있다.

상기 FTBPF(366)(이것의 다양한 실시예들이 이후 몇몇 도면들에서 도시될 것이다)는 대역 외(out-of-band) 신호 성분들을 감쇠시키고, 상기 상향 변환된 신호를 통과시켜 실질적으로 비감쇠되도록 함으로써 상기 상향 변환된 신호를 필터링한다. 예를 들어, 상기 FTBPF(366) 주파수가 협대역 기저대역 대역통과 필터(narrow band baseband bandpass filter)를 RF(예컨대, 상기 상향 변환된 신호의 캐리어 주파수)로 변환하여, 하이-Q RF 필터를 출력시킨다고 가정해보자. 상기 협대역 하이-Q RF 필터는 상기 대역 외 신호들을 제거하고, 상기 상향 변환된 신호를 통과시켜 실질적으로 비감쇠시킨다.

상기 캐패시터 어레이들(368, 370)은 공통 모드 잡음(common-mode noise) 및/또는 라인 잡음(line noise)을 필터링하는 적응적 저역 통과 필터(low pass filter)를 제공한다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 차동 상향 변환된 신호를 단일 단 신호(single-ended signal)로 변환하고, 상기 신호는 이후 상기 PAD(372)에 의해 증폭된다. 상기 PAD(372)는 상기 FEM에 상기 증폭된 상향 변환된 신호를 제공하고, 그것을 더 증폭하며, 인바운드 RF 신호로부터 분리하여, 송신을 위한 안테나로 제공한다.

상기 TX 섹션은 하나 이상의 다음 이점들을 제공하거나 및/또는 하나 이상의 다음 특성들을 포함한다. 상기 송신기 상향 변환기 혼합기의 LC 로드에서 상기 TX LO(364)에 의해 클록된 FTBPF(366)의 사용은 상기 희망하는 TX 신호에 최소 영향으로 송신기 잡음 및 RX 주파수에서의 대역 외 신호들을 감소시키며, 하이-Q FTBPF(366)의 기저대역 임피던스들은 캐패시터들을 사용하여 구현될 수 있고, 그것의 중심 주파수는 상기 TX LO(364)에 의해 제어되며, TX 소우 필터들은 제거되고, 그리고 상기 SOC(360)로의 집적을 용이하게 제공한다.

도 24는 상향 변환 혼합 모듈(up-conversion mixing module; 362), 송신기 국부 발진 모듈(transmitter local oscillation module; LO), 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF), (캐패시터 어레이들(368, 370) 및/또는 트랜스포머 T1을 포함할 수 있는) 출력 모듈(output module), 및 전력 증폭기 드라이버(power amplifier driver; PAD)(372)를 포함하는 SOC(380)의 송신기 섹션(382)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 PAD(372)는 도시된 바와 같이 연결된 트랜지스터(transistor)들, 저항(resistor), 및 캐패시터(capacitor)를 포함한다. 상기 캐패시터 및/또는 저항은 하나 이상의 트랜지스터들을 사용하여 구현될 수 있다. 상기 SOC(380)는 또한 소우-리스 수신기 섹션(364)을 포함하고, 상기 기저대역 처리유닛, 상기 처리 모듈, 및 상기 전력 관리 유닛을 더 포함할 수 있다.

이러한 실시예에서, 상기 상향 변환 혼합 모듈은 도시된 바와 같이 50% 듀티사이클(duty cycle) LO 클록으로부터 작동될 수 있는 상기 수동 혼합 구조를 포함한다. 동작의 실시예에서, 상기 LO I 및 Q 신호 성분들은 상기 도면의 좌측에 있는 회로를 통해 혼합되고, 상기 BB I 및 Q 신호 성분들은 상기 도면의 우측에 있는 회로를 통해 혼합된다. 그런 다음, 상기 혼합된 LO 신호 성분들은 상기 혼합된 BB 신호들 성분들과 혼합되어 상기 상향 변환된 신호를 출력시킨다. 예로서, 상기 LO_I+는 그 대응하는 캐패시터로 에너지를 밀어내며, 상기 LO_I-는 상기 캐패시터로부터 에너지를 밀어내어(또는 그 역도 마찬가지로), 상기 LO에 대응하는 비율로 상기 캐패시터를 가로질러 변화하는 전압을 출력시킨다. 상기 LO_Q+ 및 LO_Q- 는 그것들의 캐패시터에 관하여 동일한 기능을 하며, 단지 90˚만 쉬프트된다. 상기 캐패시터들을 가로질러 변화하는 전압들은 상기 합쳐지는 노드를 통해 함게 더해져서, 상기 혼합된 LO 신호들 성분들을 출력시킨다. 유사한 처리가 상기 혼합기의 기저대역 측에서도 일어난다.

상기 TX 섹션(382)은 하나 이상의 다음 이점들을 제공하거나 및/또는 하나 이상의 다음 특성들을 포함한다. Vb1 및 Vb2에 의해 유도된 트랜지스터들은 높은 전압 트랜지스터들(예컨대, Vds 전압 > 2.5 볼트(volts))이고, 상기 TX 아키텍쳐는 낮은-전력 영역-효율의 설계를 제공하며, 50% 듀티-사이클 LO 클록들에 의해 유도되는 수동 혼합기를 사용하며, 이는 20% 듀티-사이클 클록에 의해 유도된 혼합기와 비교할 때 전력 소모를 감소시킨다.

도 25는 단일단(single ended) FTBPF(394)를 포함하는 IF 수신기 섹션에 대해 RF 부분(portion)의 일 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 상기 트랜스포머(T1), 상기 가변 캐패시터 네트워크(variable capacitor network)(C1) 및 상기 LNA(392)를 포함한다. 상기 FTBPF(394)는 복수의 트랜지스터들(예컨대, 스위칭 네트워크) 및 복수의 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))(396~402)을 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 인바운드 RF 신호를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM(390) 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머(T1)로 제공한다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨을 단계적으로 증가 또는 감소시기고, 이후, 상기 가변 캐패시터 네트워크(C1)에 의해 필터링된다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨의 적응이 필요하지 않거나 및/또는 상기 트랜스포머(T1)에 의해 제공되는 분리가 필요하지 않는다면, 생략될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 FTBPF(394)는 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하는 하이-Q(quality factor) RF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(392)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 기저대역 임피던스들((Z_BB(s))(396~402)은 대응하는 필터 응답을 갖는 로우-Q 기저대역 필터를 제공하고, 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기(404)에 의해 제공되는 클록 신호들을 통해 상기 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 27은 하이-Q RF 필터 응답에 대한 로우-Q 기저대역 필터의 주파수 변환을 나타내고, 도 26은 상기 클록 생성기(404)의 일 실시예를 나타낸다.

도 26에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(404)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(404)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호로 하향 변환하는데 사용된다.

도 25의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(394)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 그것들 각각의 기저대역 임피던스들이 상기 인바운드 RF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들과 연결된다. RF(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 기저대역 임피던스 영향들(예컨대, 선택적으로 상기 로우-Q 대역통과 필터)이 상기 하이-Q RF 대역통과 필터를 생성하는 RF로 쉬프트된다.

도 28은 4개의 트랜지스터들 및 4개의 캐패시터들을 포함하여 상기 기저대역 임피던스들을 제공하는 단일단(single-ended) FTBPF(410)의 일 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 4개의 캐패시터들은 선택적인 기저대역 임피던스를 가지며, 이는 도 29에 도시된 바와 같이 로우-Q 기저대역 대역통과 필터를 제공한다. 특히, 캐패시터(또는 병렬로 4개)의 임피던스는 1/sC이며, 상기 s는 2πf이다. 그러므로, 상기 주파수(f)가 0에 근접함에 따라, 캐패시터의 임피던스는 무한대에 근접하며, 상기 주파수(f)가 증가함에 따라, 상기 캐패시터의 임피던스는 감소한다. 더구나, 상기 캐패시터의 위상은 0 주파수에서 +90˚부터 +90˚까지 변한다.

도 28의 설명으로 돌아가서, 상기 클록 신호들이 상기 트랜지스터듣ㄹ에 적용될 때, 상기 캐패시터들은 상기 FTBPF(410)의 공통 노드(common node)(예컨대, 상기 FTBPF의 입력)에 연결된다. 이러한 방법으로, 상기 캐패시터(들)의 특성들은 도 30에 도시된 바와 같이 상기 클록 신호들(예컨대, f_LO)의 비율로 주파수에 대해 쉬프트된다. 특히, 상기 캐패시터의 (및 병렬로 상기 4개의 캐패시터들의) 임피던스는 상기 클록들의 주파수에 대해 쉬프트된다. LO에서 무한대 부근의 임피던스를 가지고, 상기 FTBPF(410)는 LO에서 높은 임피던스를 가지며, 그리고 그와 같이, LO에 비교하여 캐리어 주파수를 갖는 신호 성분들에 거의 영향을 주지 않는다. 상기 주파수가 LO로부터 벗어남에 따라, 상기 FTBPF(410)의 임피던스는 감소하며, 그리고 그와 같이, 상기 FTBPF(410)는 LO에 비교되지 않는 캐리어 주파수를 갖는 신호 성분들을 효과적으로 줄인다('short').

도 31은 차동(differential) FTBPF(frequency translated bandpass filter)(412)를 포함하는 IF 수신기 섹션에 대해 RF 부분(portion)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 상기 트랜스포머(T1), 상기 가변 캐패시터 네트워크(variable capacitor network)(C1) 및 상기 LNA(393)를 포함한다. 상기 FTBPF(412)는 복수의 트랜지스터들 및 복수의 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))(414~420)을 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 인바운드 RF 신호를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM(390) 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머(T1)로 제공한다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 단일단 인바운드 RF 신호를 차동 인바운드 RF 신호로 변환시킨다.

상기 FTBPF(412)는 상기 차동 인바운드 RF 신호를 필터링하는 차동 하이-Q(quality factor) RF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(393)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들, 등.)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 기저대역 임피던스들((Z_BB(s))(414~420)은 대응하는 필터 응답을 갖는 로우-Q 기저대역 필터를 제공하고, 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기(422)에 의해 제공되는 상기 클록 신호들을 통해 상기 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 33은 하이-Q RF 필터에 대한 로우-Q 기저대역 필터의 주파수 변환을 나타내고, 도 32는 상기 클록 생성기(422)의 일 실시예를 나타낸다.

도 32에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(422)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(422)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호로 하향 변환하는데 사용된다.

도 31의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(412)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 그것들 각각의 기저대역 임피던스들이 상기 인바운드 RF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들과 연결된다. RF(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 기저대역 임피던스 영향들(예컨대, 선택적으로 상기 로우-Q 대역통과 필터)이 상기 하이-Q RF 대역통과 필터를 생성하는 RF로 쉬프트된다.

도 34는 단일단(single-ended) FTBPF(frequency translated bandpass filter)(430)를 포함하는 IF 수신기 섹션에 대해 RF 부분(portion)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 상기 트랜스포머(T1), 상기 가변 캐패시터 네트워크(variable capacitor network)(C1) 및 상기 LNA(392)를 포함한다. 상기 FTBPF(430)는 복수의 트랜지스터들 및 복소 기저대역 필터(432)를 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 인바운드 RF 신호를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM(390) 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머(T1)로 제공한다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨을 단계적으로 증가 또는 감소시기고, 이후, 상기 가변 캐패시터 네트워크(C1)에 의해 필터링된다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨의 적응이 필요하지 않거나 및/또는 상기 트랜스포머(T1)에 의해 제공되는 분리가 필요하지 않는다면, 생략될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 FTBPF(430)는 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하는 하이-Q(quality factor) RF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(392)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 복소 기저대역 필터(432)는 0 주파수로부터 그것의 대역통과 영역 오프셋을 가질 수 있는 로우-Q 기저대역 필터를 제공한다. 상기 복소 기저대역 필터(432)의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수, 주파수 오프셋, 등.)이 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기(434)에 의해 제공되는 클록 신호들을 통해 주파수 오프셋 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 36은 주파수 오프셋 하이-Q RF 필터에 대한 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터의 주파수 변환을 나타내고, 도 35는 상기 클록 생성기(434)의 일 실시예를 나타낸다.

도 35에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(434)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(434)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호로 하향 변환하는데 사용된다. 대안적으로, 상기 FTBPF(430)를 위한 하나 이상의 상기 클록 신호들이 상기 LO 클록 신호들을 위해 사용될 수 있다.

도 34의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(430)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 상기 복소 기저대역 필터를 상기 인바운드 RF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들에 연결된다. RF(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 복소 기저대역 필터(432)의 응답은 상기 하이-Q RF 대역통과 필터를 생성하는 RF로(및/또는 LO로) 쉬프트된다.

도 37은 차동(differential) FTBPF(frequency translated bandpass filter)(440)를 포함하는 IF 수신기 섹션에 대해 RF 부분(portion)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 상기 트랜스포머(T1), 상기 가변 캐패시터 네트워크(variable capacitor network)(C1) 및 상기 LNA(392)를 포함한다. 상기 차동 FTBPF(440)는 복수의 트랜지스터들 및 복소 기저대역 필터(442)를 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 인바운드 RF 신호를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM(390) 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머(T1)로 제공한다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 단일단(single-ended) 인바운드 RF 신호를 차동(differential) 인바운드 RF 신호로 변환시킨다.

상기 차동 FTBPF(440)는 상기 차동 인바운드 RF 신호를 필터링하는 하이-Q(quality factor) RF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(393)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 복소 기저대역 필터(442)는 0 주파수로부터 그것의 대역통과 영역 오프셋을 가질 수 있는 로우-Q 기저대역 필터를 제공한다. 상기 복소 기저대역 필터(442)의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수, 주파수 오프셋, 등.)이 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기(444)에 의해 제공되는 클록 신호들을 통해 주파수 오프셋 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 39는 주파수 오프셋 하이-Q RF 필터에 대한 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터의 주파수 변환을 나타내고, 도 38은 상기 클록 생성기(444)의 일 실시예를 나타낸다.

도 38에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(444)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(444)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호로 하향 변환하는데 사용된다. 대안적으로, 상기 FTBPF(430)를 위한 하나 이상의 상기 클록 신호들이 상기 LO 클록 신호들을 위해 사용될 수 있다.

도 37의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(440)는 상기 클록 신호들(442)을 수신하며, 이는 상기 복소 기저대역 필터를 상기 인바운드 RF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들에 연결된다. RF(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 복소 기저대역 필터(442)의 응답은 상기 하이-Q RF 대역통과 필터를 생성하는 RF로(및/또는 LO로) 쉬프트된다.

도 40은 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(440)를 포함하는 IF 수신기 섹션에 대해 RF 부분(portion)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 상기 트랜스포머(T1), 상기 가변 캐패시터 네트워크(variable capacitor network)(C1) 및 상기 LNA(393)를 포함한다. 상기 차동 FTBPF(440)는 복수의 트랜지스터들 및 복소 기저대역 필터(442)를 포함한다. 상기 복소 기저대역 필터(442)는 복수의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))(450~456), 포지티브 이득 스테이지(positive gain stage)(Gm)(458), 및 네거티브 이득 스테이지(negative gain stage)(-Gm)(460)를 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 인바운드 RF 신호를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM(390) 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머(T1)로 제공한다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 단일단(single-ended) 인바운드 RF 신호를 차동(differential) 인바운드 RF 신호로 변환시킨다.

상기 차동 FTBPF(440)는 상기 차동 인바운드 RF 신호를 필터링하는 하이-Q(quality factor) RF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(393)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 복소 기저대역 필터(442)는 상기 이득 스테이지들 및 상기 기저대역 임피던스들 사이의 비율에 기초하여 0 주파수로부터 그것의 대역통과 영역 오프셋을 가질 수 있는 로우-Q 기저대역 필터를 제공한다. 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 더 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호들을 통해 적응될 수 있음을 보다 더 주목해야 한다.

상기 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기(444)에 의해 제공되는 클록 신호들을 통해 주파수 오프셋 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 42는 주파수 오프셋 하이-Q RF 필터에 대한 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터의 주파수 변환을 나타내고, 도 41은 상기 클록 생성기(444)의 일 실시예를 나타낸다.

도 41에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(444)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(444)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호로 하향 변환하는데 사용된다. 대안적으로, 상기 FTBPF(440)를 위한 하나 이상의 상기 클록 신호들이 상기 LO 클록 신호들을 위해 사용될 수 있다.

도 40의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(440)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 상기 복소 기저대역 필터(442)를 상기 인바운드 RF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들에 연결된다. RF(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 복소 기저대역 필터(442)의 응답은 상기 하이-Q RF 대역통과 필터를 생성하는 RF로(및/또는 LO로) 쉬프트된다.

도 43은 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(440)를 포함하는 IF 수신기 섹션에 대해 RF 부분(portion)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 상기 트랜스포머(T1), 상기 가변 캐패시터 네트워크(variable capacitor network)(C1) 및 상기 LNA(393)를 포함한다. 상기 차동 FTBPF(440)는 복수의 트랜지스터들 및 복소 기저대역 필터(442)를 포함한다. 상기 복소 기저대역 필터(442)는 복수의 캐패시터들, 포지티브 이득 스테이지(positive gain stage)(Gm)(458), 및 네거티브 이득 스테이지(negative gain stage)(-Gm)(460)를 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 인바운드 RF 신호를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM(390) 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머(T1)로 제공한다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 단일단(single-ended) 인바운드 RF 신호를 차동(differential) 인바운드 RF 신호로 변환시킨다.

상기 차동 FTBPF(440)는 상기 차동 인바운드 RF 신호를 필터링하는 하이-Q(quality factor) RF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(393)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 복소 기저대역 필터(442)는 상기 이득 스테이지들 및 상기 캐패시터들 사이의 비율에 기초하여 0 주파수로부터 그것의 대역통과 영역 오프셋을 가질 수 있는 로우-Q 기저대역 필터를 제공한다. 상기 각 캐패시터들 중 상기 캐패시턴스(capacitance)는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 더 주목해야 한다. 상기 각 캐패시터들 중 상기 캐패시턴스(capacitance)는 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호들을 통해 적응될 수 있음을 보다 더 주목해야 한다.

상기 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기(444)에 의해 제공되는 클록 신호들을 통해 주파수 오프셋 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 44에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(444)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(444)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호로 하향 변환하는데 사용된다. 대안적으로, 상기 FTBPF(440)를 위한 하나 이상의 상기 클록 신호들이 상기 LO 클록 신호들을 위해 사용될 수 있다.

도 43의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(440)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 상기 복소 기저대역 필터(442)를 상기 인바운드 RF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들에 연결된다. RF(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 복소 기저대역 필터(442)의 응답은 상기 하이-Q RF 대역통과 필터를 생성하는 RF로(및/또는 LO로) 쉬프트된다.

도 45는 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(440)를 포함하는 IF 수신기 섹션에 대해 RF 부분(portion)의 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 상기 트랜스포머(T1), 상기 가변 캐패시터 네트워크(variable capacitor network)(C1), 제어 모듈(470) 및 상기 LNA(393)를 포함한다. 상기 차동 FTBPF(440)는 복수의 트랜지스터들 및 복소 기저대역 필터(442)를 포함한다. 상기 복소 기저대역 필터(442)는 복수의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))(450~456), 포지티브 이득 스테이지(positive gain stage)(Gm)(458), 및 네거티브 이득 스테이지(negative gain stage)(-Gm)(460)를 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 인바운드 RF 신호를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM(390) 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머(T1)로 제공한다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 단일단(single-ended) 인바운드 RF 신호를 차동(differential) 인바운드 RF 신호로 변환시킨다.

상기 차동 FTBPF(440)는 상기 차동 인바운드 RF 신호를 필터링하는 하이-Q(quality factor) RF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(393)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 복소 기저대역 필터(442)는 상기 제어 모듈(470)에 의해 제공되는 제어 신호들에 의한 설정에 따라 상기 이득 스테이지들 및 상기 캐패시터들 사이의 비율에 기초하여 0 주파수로부터 그것의 대역통과 영역 오프셋을 가질 수 있는 로우-Q 기저대역 필터를 제공한다.

상기 SOC 처리 리소스들의 부분이 될 수 있는 상기 제어 모듈(470)은 상기 인바운드 RF 신호의 신호대 잡음비(signal to noise ratio; SNR), 상기 인바운드 RF 신호의 신호대 간섭비(signal-to-interference ratio; SIR), 수신된 신호 세기(received signal strength), 비트 에러 레이트, 등 중에서 하나 이상에 기초하여 상기 로우-Q 대역통과 필터를 위한 희망하는 응답(예컨대, 이득, 대역폭, 품질 계수, 주파수 오프셋 등)을 결정한다. 상기 희망하는 응답으로부터, 상기 제어 모듈(470)은 상기 기저대역 임피던스들 및/또는 상기 이득 모듈들을 위한 설정들(settings)을 결정한다. 상기 제어 모듈(470)은 그것이 모니터하는 다양한 팩터들에서의 변화들에 기초하여 상기 희망하는 응답을 계속적으로 갱신할 수 있으며, 주기적으로 및/또는 성능 특성 기준(performance characteristic criterion)이 만족될 때(예컨대, 송신 전력 레벨이 변하거나, SNR이 문턱값 미만으로 떨어지거나, SIR이 문턱값 미만으로 떨어지거나, 수신된 신호 세기가 문턱값 미만으로 감소하는 등.) 갱신들이 수행될 수 있다.

일단 상기 로우-Q 기저대역 필터의 주파수 응답이 결정(또는 갱신)되면, 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어, 클록 생성기(476)에 의해 제공되는 상기 클록 신호들을 통해 주파수 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 46에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(476)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(476)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호로 하향 변환하는데 사용된다. 대안적으로, 상기 FTBPF(440)를 위한 하나 이상의 상기 클록 신호들이 상기 LO 클록 신호들을 위해 사용될 수 있다.

도 43의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(440)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 상기 복소 기저대역 필터(442)를 상기 인바운드 RF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들에 연결된다. RF(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 복소 기저대역 필터(442)의 응답은 상기 하이-Q RF 대역통과 필터를 생성하는 RF로(및/또는 LO로) 쉬프트된다.

도 47은 복수의 적응형 기저대역 임피던스들(adjustable baseband impedances; 480~486), 적응형 포지티브 이득 스테이지(adjustable positive gain stage; 488), 및 적응형 네거티브 이득 스테이지(adjustable negative gain stage; 490)를포함하는 복소 기저대역(baseband; BB) 필터(442)의 일실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 각 적응형 기저대역 임피던스들은 하나 이상의 선택가능 캐패시터 네트워크(selectable capacitor network; 492)(예컨대, 튜너블 캐패시터), 프로그램가능 스위치드 캐패시터 네트워크(programmable switched capacitor network; 494), 프로그램가능 스위치드 캐패시터 필터(programmable switched capacitor filter; 496)(1차~n차), 및 희망하는 기저대역 주파수 응답을 제공하는 구성요소들(예컨대, 인덕터들, 캐패시터들, 저항들)의 어떤 조합을 포함할 수 있다.

상기 적응형 이득 스테이지들(+Gm 및 -Gm)(488, 490)은 거기에 연결되는 이득 네트워크를 갖는 증폭기를 각각 포함할 수 있다. 상기 게인 네트워크는 하나 이상의 저항(resister), 캐패시터(capacitor), 가변 저항(variable capacitor), 가변 캐패시터(variable capacitor) 등을 포함할 수 있다. 이와 관련하여, 상기 각 이득 스테이지들의 이득은 상기 복소 기저대역 필터(442)의 특성들(properties)을 변경하도록 적응될 수 있다. 특히, 상기 적응형 임피던스들의 임피던스에 관한 이득을 변경할 때, 상기 로우-Q 대역통과 필터의 주파수 오프셋은 변경될 수 있다. 추가로, 또는 대안적으로, 상기 복소 기저대역 필터(442)의 상기 대역폭, 이득, 슬루 레이트, 품질 계수, 및/또는 다른 특성들은 상기 제어 모듈(470)에 의해 제공되는 제어 신호들을 통해 변경될 수 있다.

도 48은 상기 복소 BB 필터(442)의 주파수 응답을 도 47의 상기 적응형 복소 기저대역 필터(442)를 갖는 FTBPF(440)를 포함하는 RX RF-IF 섹션을 위한 하이-Q RF 필터에 대한 주파수 응답으로 변환시키는 일실시예의 도면이다. 이 도면에서, 상기 복소 기저대역 필터(442)에 의해 제공되는 상기 로우-Q 기저대역 필터는 그것의 적응된 대역폭, 적응된 슬루 레이트, 적응된 이득, 적응된 주파수 오프셋, 및/또는 적응된 다른 특성들을 가질 수 있다. 상기 로우-Q 대역통과 필터의 적응하는 및 적응된 양태(aspect)들은 RF(또는 LO)로 변환된다. 이와 관련하여, 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들을 적응시킴으로써, 상기 대응하는 하이-Q 기저대역 필터의 특성들이 유사하게 적응된다.

도 49는 FTBPF(412)(frequency translated bandpass filter) 모듈을 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 부분에 대한 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 I(504) 및 Q RF-IF 혼합기들(500), 및 혼합기 버퍼들(502)을 포함한다. 상기 FTBPF 모듈은 FTBPF 및 추가적인 버퍼들을 포함한다. 상기 FTBPF는 복수의 트랜지스터들 및 복수의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))(414, 416, 418 및 420)을 포함한다.

동작의 실시예로서, 상기 I 혼합기(504)는 상기 인바운드 RF 신호의 I 성분을 상기 국부 발진(예컨대, f_LO2=f_RF-f_IF)(500)의 I 성분과 혼합하여, I 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 I 혼합기 버퍼는 상기 I 혼합된 신호를 버퍼링하고, 상기 버퍼링된 I 혼합된 신호를 상기 FTBPF 모듈(412)로 제공한다. 마찬가지로, 상기 Q 혼합기는 상기 인바운드 RF 신호의 Q 성분을 상기 국부 발진(예컨대, f_LO2=f_RF-f_IF)의 Q 성분과 혼합하여, Q 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 Q 혼합기 버퍼는 상기 I 혼합된 신호를 버퍼링하고, 상기 버퍼링된 I 혼합된 신호를 상기 FTBPF 모듈(412)로 제공한다.

상기 FTBPF(412)는 상기 인바운드 IF 신호(예컨대, 상기 I 및 Q 혼합된 신호들)를 필터링하는 하이-Q(quality factor) IF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 기저대역 임피던스들((Z_BB(s))(414, 416, 418 및 420)은 기저대역 필터 응답을 갖는 로우-Q 기저대역 필터를 제공하고, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 IF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기(510)에 의해 제공되는 클록 신호들을 통해 상기 주파수 오프셋 하이-Q IF 필터를 출력시킨다. 도 51은 상기 주파수 오프셋 하이-Q IF 필터에 대한 상기 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터의 주파수 변환을 나타내고, 도 50은 상기 클록 생성기(510)의 일 실시예를 나타낸다.

도 50에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(404)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 IF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(510)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호(예컨대, LO2)로 하향 변환하는데 사용된다. 대안적으로, 상기 FTBPF(412)의 하나 이상의 상기 클록 신호들은 상기 LO 클록 신호들로 사용될 수 있다.

도 49의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(412)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 상기 기저대역 임피던스들이 상기 인바운드 IF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들과 연결된다. IF(예컨대, 상기 인바운드 IF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 복소 기저대역 필터의 응답이 상기 하이-Q IF 대역통과 필터를 생성하는 IF로(및/또는 LO2로) 쉬프트된다.

도 52는 IF FTBPF(frequency translated bandpass filter) 모듈(530)을 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 부분에 대한 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 I 및 Q RF-IF 혼합기들, 및 혼합기 버퍼들을 포함한다. 상기 IF FTBPF(530) 모듈은 차동(differential) IF FTBPF(530) 및 추가적인 버퍼들을 포함한다. 상기 차동 IF FTBPF(530)는 복수의 트랜지스터들 및 복수의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))을 포함한다.

동작의 실시예로서, 상기 I 혼합기(522)는 상기 인바운드 RF 신호의 I 성분을 상기 국부 발진(예컨대, f_LO2=f_RF-f_IF)(520)의 I 성분과 혼합하여, I 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 I 혼합기 버퍼(522)는 상기 I 혼합된 신호를 버퍼링하고, 상기 버퍼링된 I 혼합된 신호를 상기 FTBPF(530) 모듈로 제공한다. 마찬가지로, 상기 Q 혼합기는 상기 인바운드 RF 신호의 Q 성분을 상기 국부 발진(예컨대, f_LO2=f_RF-f_IF)(521)의 Q 성분과 혼합하여, Q 혼합된 신호를 출력시킨다. 상기 Q 혼합기 버퍼는 상기 I 혼합된 신호를 버퍼링하고, 상기 버퍼링된 I 혼합된 신호를 상기 FTBPF(530) 모듈로 제공한다.

상기 FTBPF(530)는 상기 인바운드 IF 신호(예컨대, 상기 I 및 Q 혼합된 신호들)를 필터링하는 하이-Q(quality factor) IF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 기저대역 임피던스들((Z_BB(s))(532, 534, 536, 538, 540, 542, 544 및 546)은 선택적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하고, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 주파수 오프셋 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 IF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 클록 신호들을 통해 주파수 오프셋 하이-Q IF 필터를 출력시킨다. 도 53에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(550)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 12.5% 듀티 사이클 및 순차적으로 45˚만큼 위상 오프셋을 갖는 8개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 IF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(550)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호(예컨대, LO2)로 하향 변환하는데 사용된다. 대안적으로, 상기 FTBPF의 하나 이상의 상기 클록 신호들은 상기 LO 클록 신호들로 사용될 수 있다.

도 52의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(530)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 상기 기저대역 임피던스들이 상기 인바운드 IF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들과 연결된다. IF(예컨대, 상기 인바운드 IF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 복소 기저대역 필터의 응답이 상기 하이-Q IF 대역통과 필터를 생성하는 IF로(및/또는 LO2로) 쉬프트된다.

도 54는 네거티브 저항을 포함하는 단일단(single-ended) FTBPF(frequency translated bandpass filter)(560)을 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 부분에 대한 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 트랜스포머, 상기 가변 캐패시터 네트워크, 및 상기 LNA를 포함한다. 상기 FTBPF(560)는 복수의 트랜지스터들 및 복수의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))(562, 564, 566, 및 568)을 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 인바운드 RF 신호를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM(390) 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머로 제공한다. 상기 트랜스포머는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨을 단계적으로 증가 또는 감소시기고, 이후, 상기 가변 캐패시터 네트워크에 의해 필터링된다. 상기 트랜스포머(T1)는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨의 적응이 필요하지 않거나 및/또는 상기 트랜스포머에 의해 제공되는 분리가 필요하지 않는다면, 생략될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 FTBPF(560)는 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하는 하이-Q(quality factor) RF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(392)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 기저대역 임피던스들((Z_BB(s))(562, 564, 566, 및 568)은 선택적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하고, 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들의 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들의 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

추가로, 상기 FTBPF(560)은 인덕턴스 손실을 보상, 스위치 손실을 보상 및/또는 상기 로우-Q 대역통과 필터의 선택성(selectivity) 및/또는 품질 계수를 개선시키기 위해 네거티브 저항(negative resistance)(예컨대, -2R)을 포함한다. 상기 네거티브 임피던스(negative impedance)는 도 56의 도시된 바와 같이 복수의 트랜지스터들을 포함하도록 구현될 수 있다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들을 통해 상기 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 55에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(572)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호로 하향 변환하는데 사용된다.

도 54의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(560)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 그것들 각각의 기저대역 임피던스들이 상기 인바운드 RF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들과 연결된다. RF(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 기저대역 임피던스 영향들(예컨대, 선택적으로 상기 로우-Q 대역통과 필터)이 상기 하이-Q RF 대역통과 필터를 생성하는 RF로 쉬프트된다.

도 57은 네거티브 저항을 포함하는 차동(differential) FTBPF(frequency translated bandpass filter)(580)을 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 부분에 대한 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 트랜스포머, 상기 가변 캐패시터 네트워크, 및 상기 LNA(393)를 포함한다. 상기 차동 FTBPF(580)는 복수의 트랜지스터들 및 복수의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))을 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 인바운드 RF 신호를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머로 제공한다. 상기 트랜스포머는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨을 단계적으로 증가 또는 감소시기고, 이후, 상기 가변 캐패시터 네트워크에 의해 필터링된다. 상기 트랜스포머는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨의 적응이 필요하지 않거나 및/또는 상기 트랜스포머에 의해 제공되는 분리가 필요하지 않는다면, 생략될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 FTBPF(580)는 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하는 하이-Q(quality factor) RF 필터를 제공하고, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(393)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 그러한 필터를 얻기 위해, 상기 기저대역 임피던스들((Z_BB(s))은 선택적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하고, 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들의 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들의 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

추가로, 상기 FTBPF(580)은 인덕턴스 손실을 보상, 스위치 손실을 보상 및/또는 상기 로우-Q 대역통과 필터의 선택성(selectivity) 및/또는 품질 계수를 개선시키기 위해 네거티브 저항(negative resistance)(예컨대, -2R)을 포함한다. 상기 네거티브 임피던스(negative impedance)는 도 56의 도시된 바와 같이 구현될 수 있다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기(582)에 의해 제공되는 상기 클록 신호들을 통해 상기 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 58에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(582)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호의 캐리어 주파수에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다. 상기 클록 생성기(582)는 또한 국부 발진 클록 신호들(미도시)를 생성할 수 있으며, 이는 상기 인바운드 RF 신호를 인바운드 IF 신호로 하향 변환하는데 사용된다.

도 57의 설명으로 돌아가서, 상기 FTBPF(580)는 상기 클록 신호들을 수신하며, 이는 그것들 각각의 기저대역 임피던스들이 상기 인바운드 RF 신호에 순차적으로 연결되도록 상기 트랜지스터들과 연결된다. RF(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 성분의 캐리어 주파수(들))에서의 상기 클록 비율로, 상기 기저대역 임피던스 영향들(예컨대, 선택적으로 상기 로우-Q 대역통과 필터)이 상기 하이-Q RF 대역통과 필터를 생성하는 RF로 쉬프트된다.

도 59는 이중 대역(dual band) FTBPF(frequency translated bandpass filter)(590)을 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 부분에 대한 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 상기 트랜스포머, 상기 가변 캐패시터 네트워크, 및 상기 LNA(392-1, 및 392-2)를 포함한다. 상기 FTBPF(590)는 복수의 트랜지스터들 및 복수의 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))(592, 594, 596, 및 598)을 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 396)은 안테나를 통해 이중 대역 인바운드 RF 신호(예컨대, f_RF1 및 f_RF2)를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머로 제공한다. 상기 트랜스포머는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨을 단계적으로 증가 또는 감소시기고, 이후, 상기 가변 캐패시터 네트워크(C1)에 의해 필터링된다. 상기 트랜스포머는 상기 인바운드 RF 신호의 전압 레벨의 적응이 필요하지 않거나 및/또는 상기 트랜스포머에 의해 제공되는 분리가 필요하지 않는다면, 생략될 수 있음을 주목해야 한다.

상기 FTBPF(590)는 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하는 두 개의 하이-Q(quality factor) RF 필터들(하나는 f_RF1에서 중심이 맞춰지고, 다른 하나는 f_RF2에서 중심이 맞춰진다)을 제공하고, 상기 이중 대역 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(392-1, 및 392-2)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 상기 두 개의 하이-Q RF 필터들은 복수의 기저대역 임피던스들((Z_BB(s))(592, 594, 596, 및 598) 및 복수의 트랜지스터들에 의해 출력되고, 상기 각 기저대역 임피던스들은 복수의 제2 기저대역 임피던스들((Z'_BB(s))(592, 594, 596, 및 598) 및 복수의 제2 트랜지스터들을 포함한다. 상기 복수의 제2 기저대역 임피던스들((Z'_BB(s))(592, 594, 596, 및 598)은 로우-Q 기저대역 필터를 제공하고, 상기 복수의 제2 기저대역 임피던스들 각각은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들의 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들의 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수(예컨대, f_D=(f_LO1-f_LO2)/2))로 주파수 변환되어 클록 생성기(600)에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(f_D 에서)을 통해 상기 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 60에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(600)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들(예컨대, LO'₁ 에서 LO'₄)을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호(예컨대, f_RF1 또는 f_LO1)의 상기 제1 주파수 대역의 상기 캐리어 주파수에서 상기 인바운드 RF 신호(예컨대, f_RF2 또는 f_LO2)의 상기 제2 주파수 대역의 상기 캐리어 주파수를 뺀 차의 ½에 대응하는 주파수를 가지며, 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다.

상기 복수의 제1 트랜지스터들이 f_c의 비율로 LO₁-LO₄에 의해 클록될 때(도 60의 상기 클록생성기(600)에 의해 출력될 때) 복수의 상기 제1 기저대역 임피던스들에 의해 출력되는 상기 하이-Q RF 필터가 더 높은 희망하는 RF 주파수들로 주파수 변환되며, 이때 f_c=(f_LO1 + f_LO2)/2 이다. 도 61을 참조한 예에서, 상기 복수의 제2 기저대역 임피던스들에 의해 출력된 상기 로우-Q 기저대역 필터는 +/-f_D로 주파수 변환된다. 그와 같이, 상기 제1 하이-Q 대역통과 필터의 응답은 또한 도시된 대로 3차 고조파(harmonic)들을 가지며, +/-f_D 에서 중심을 가진다. 도 62를 참조하면, 상기 제1 하이-Q 대역통과 필터가 f_C-f_D 및 f_C+f_D로 주파수 변환되고, 두 개의 하이-Q 대역통과 필터들을 출력시킨다. f_C=(f_LO1 + f_LO2)/2 및 f_D=(f_LO1-f_LO2)/2 이기 때문에, f_C-f_D=LO₂ 및 f_C+f_D=LO₁ 이다. 그러므로, 상기 하이-Q 대역통과 필터들 중 하나는 LO₂(또는 f_RF2)에서 중심화(또는 중심으로부터 벗어나게)되고, 다른 하이-Q 대역통과 필터는 LO₁(또는 f_RF1)에서 중심화(또는 중심으로부터 벗어나게)된다. 그와 같이, 상기 제1 하이-Q 대역통과 필터는 LO₂(또는 f_RF2)에서 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들을 통과시키고, 상기 제2 하이-Q 대역통과 필터는 LO₁(또는 f_RF1)에서 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들을 통과시키다.

도 63은 이중 대역(dual band) 차동(differential) FTBPF(frequency translated bandpass filter)(610)을 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 부분에 대한 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 RX RF-IF 섹션의 부분은 상기 트랜스포머, 상기 가변 캐패시터 네트워크, 및 상기 LNA(393-1, 및 393-2)를 포함한다. 상기 FTBPF(610)는 복수의 트랜지스터들 및 복수의 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))(612, 614, 616, 및 618)을 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 프론트 엔드 모듈(FEM; 390)은 안테나를 통해 이중 대역 인바운드 RF 신호(예컨대, f_RF1 및 f_RF2)를 수신하고, 이전 논의된 바와 같이 및/또는 후술하는 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명되는 바와 같이 상기 신호를 처리하며, 상기 FEM 처리된 인바운드 RF 신호를 상기 트랜스포머(T1)로 제공한다. 상기 트랜스포머는 상기 인바운드 RF 신호를 차동 인바운드 RF 신호로 변환시킨다.

상기 FTBPF(610)는 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하는 두 개의 하이-Q(quality factor) RF 필터들(하나는 f_RF1에서 중심이 맞춰지고, 다른 하나는 f_RF2에서 중심이 맞춰진다)을 제공하고, 상기 이중 대역 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 상기 LNA(393-1, 및 393-2)로 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다. 상기 두 개의 하이-Q RF 필터들은 복수의 기저대역 임피던스들((Z_BB(s))(612, 614, 616, 및 618) 및 복수의 트랜지스터들에 의해 출력되고, 상기 각 기저대역 임피던스들은 복수의 제2 기저대역 임피던스들((Z'_BB(s))(612, 614, 616, 및 618) 및 복수의 제2 트랜지스터들을 포함한다. 상기 복수의 제2 기저대역 임피던스들((Z'_BB(s))(612, 614, 616, 및 618)은 로우-Q 기저대역 필터를 제공하고, 상기 복수의 제2 기저대역 임피던스들 각각은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들의 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들의 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수(예컨대, f_D=(f_LO1-f_LO2)/2))로 주파수 변환되어 클록 생성기(600)에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(f_D 에서)을 통해 상기 하이-Q RF 필터를 출력시킨다. 도 60에 도시된 바와 같이, 상기 클록 생성기(600)(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들(예컨대, LO'₁ 에서 LO'₄)을 출력시킨다. 상기 클록 신호들은 상기 인바운드 RF 신호(예컨대, f_RF1 또는 f_LO1)의 상기 제1 주파수 대역의 상기 캐리어 주파수에서 상기 인바운드 RF 신호(예컨대, f_RF2 또는 f_LO2)의 상기 제2 주파수 대역의 상기 캐리어 주파수를 뺀 차의 ½에 대응하는 주파수를 가지며, 하나 또는 양쪽의 상기 캐리어 주파수를 더 잘 추적하도록 적응될 수 있다.

상기 복수의 제1 트랜지스터들이 f_c의 비율로 LO₁-LO₄에 의해 클록될 때(도 60의 상기 클록생성기에 의해 출력될 때) 복수의 상기 제1 기저대역 임피던스들에 의해 출력되는 상기 하이-Q RF 필터가 더 높은 희망하는 RF 주파수들로 주파수 변환되며, 이때 f_c=(f_LO1 + f_LO2)/2 이다. 그러므로, 상기 하이-Q 대역통과 필터들 중 하나는 LO₂(또는 f_RF2)에서 중심화(또는 중심으로부터 벗어나게)되고, 다른 하이-Q 대역통과 필터는 LO₁(또는 f_RF1)에서 중심화(또는 중심으로부터 벗어나게)된다. 그와 같이, 상기 제1 하이-Q 대역통과 필터는 LO₂(또는 f_RF2)에서 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들을 통과시키고, 상기 제2 하이-Q 대역통과 필터는 LO₁(또는 f_RF1)에서 상기 인바운드 RF 신호의 희망하는 신호 성분들을 통과시키다.

도 64는 트랜스포머, 가변 캐패시터 네트워크, 한 쌍의 인버터 기반의 LNA들(395), 혼합기, 및 출력 버퍼(output buffer)들(또는 단일 이득 드라이버들(unity gain drivers))을 포함하는 RF-IF 수신기 섹션의 부분에 대한 또 다른 실시예의 계략적인 블록도이다. 상기 혼합기는 복수의 트랜지스터들, 한 쌍의 트랜스임피던스 증폭기(transimpedance amplifier; TIA)들(622, 및 624), 및 동반된 임피던스들(Z)(626 및 628)을 포함한다.

동작의 실시예에서, 상기 LNA들(395)은 상기 혼합기로 차동 전류(i_RF 및 -i_RF)를 제공한다. 전류 영역(current domain)에서의 동작으로, 상기 혼합기는 상기 차동 전류를 상기 국부 발진(local oscillation)(예컨대, LO_IP 및 LO_IN)의 상기 차동 I(630) 성분과 혼합하여, I 혼합된 전류 신호를 출력시킨다. 상기 혼합기는 또한 상기 차동 전류를 상기 국부 발진(예컨대, LO_QP 및 LO_PN)의 상기 차동 Q(632) 성분과 혼합하여, Q 혼합된 전류 신호를 출력시킨다.

상기 제1 TIA(622 및 624)는 상기 I 혼합된 전류 신호를 증폭시키고, 상기 연결된 임피던스(Z)(626 및 628)을 통해 전압 영역 I 혼합된 신호를 출력시킨다. 유사하게, 상기 제2 TIA는 상기 Q 혼합된 전류 신호를 증폭시키고, 상기 연결된 임피던스(Z)(626 및 628)을 통해 전압 영역 Q 혼합된 신호를 출력시킨다.

도 65는 상기 RF-IF 수신기 섹션을 위한 클록 생성기(634)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 클록 생성기(다양한 실시예들이 이후 하나 이상의 도면들을 참조하여 설명될 것이다)는 도시된 바와 같이 각각 25% 듀티 사이클 및 순차적으로 90˚만큼 위상 오프셋을 갖는 4개의 클록들 신호들(예컨대, LO_IP; LO_IN; LO_IP; 및 LO_IN)을 출력시킨다.

도 66은 트랜스임피던스 증폭기(transimpedance amplifier; TIA) 및 동반된 임피던스들(Z)(640 및 642)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 TIA는 전류 소스들, 주파수 종속 임피던스(frequency dependent amplifier)들(-A(s)), IF 트랜지스터(T_IF), 및 저주파 트랜지스터(low frequency transistor)들(T_LF)를 포함한다. 상기 동반된 임피던스는 각각의 출력 레그에서 저항, 캐패시터, 및 트랜지스터를 포함한다.

동작의 일실시예에서, 상기 차동 입력 전류는 in- 및 in+에서 수신된다. 상기 네거티브 입력 노드에서의 전류 노드 분석(예컨대, KCL - Kirchoff's current law(키르히호프의 전류 법칙))은 상기 전류 소스 전류(ib)가 상기 입력 전류(i_IN) + 상기 캐패시터를 통한 전류(i_C) + 상기 T_IF를 통한 전류(i_OUT) + 상기 T_LF를 통한 전류와 같음을 나타낸다. 상기 포지티브 출력(out+)에서의 KVL(Kirchoff's voltage law(키르히호프의 전압 법칙))은 상기 출력 전압(Vout+)이 V_dd - Z * I_OUT(즉, 상기 T_IF를 통한 전류)와 같음을 나타낸다.

높은 주파수들(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 r_RF 초과)에서, 상기 캐패시터의 임피던스는 두드러져서 상기 입력들이 기본적으로 함께 줄어든다. 그러므로, 상기 출력 전류(i_OUT)는 기본적으로 고주파 성분들을 포함하지 않는다. 낮은 주파수들(예컨대, 상기 인바운드 RF 신호의 r_RF 미만)에서, 상기 증폭기 및 저주파 트랜지스터는 T_IF와 관련되어 구현되며, T_IF는 기본적으로 낮은 주파수 전류들을 위한 오픈 회로이다. 이것은, 상기 트랜지스터들을 사이징(sizing)하고, 상기 증폭기들을 바이어싱(biasing)함으로써 얻어질 수 있으며, 낮은 주파수들에서의 T_LF는 Z + T_IF 보다 훨씬 더 작은 임피던스를 가진다.

상기 희망하는 주파수 범위(예컨대, f_RF)에서의 주파수들에 대해, 상기 캐패시터 및 T_LF는 T_IF의 임피던스 및 상기 대응하는 임피던스 Z(640, 642)에 비해 높은 임피던스들을 가진다. 그에 따라, i_OUT = i_b - i_IN 및 v_OUT = Z * i_OUT 이다. 따라서, 상기 TIA 및 대응하는 Z(640, 642)는 하이-Q RF 대역통과 필터를 제공하도록 튜닝될 수 있다. 상기 TIA의 하나 이상의 성분들이 상기 하이-Q 기저대역 필터의 특성들을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들에 의해 제공되는 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

도 67은 FTBPF(650, 672, 674, 및 678)을 포함하는 저잡음 증폭기(LNA)(670)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 LNA(670)는 전류 소스(current source), 한 쌍의 입력 트랜지스터들(T3 & T4), 한 쌍의 바이어싱 트랜지스터들(T1 & T2), 및 출력 임피던스들(저항들이 도시되었으나, 인덕터들, 트랜지스터들, 캐패시터들, 및/또는 그의 결합일 수도 있다)을 포함한다. 상기 전류 소스는 수동 디바이스(예컨대, 저항, 인덕터, 캐패시터, 및/또는 그의 결합)으로 대체되거나 생략될 수 있다는 것을 주목해야 한다. 상기 FTBPF(650, 672, 674, 및 678)은 도시된 바와 같이 하나 또는 다양한 위치들에서 상기 LNA(670) 내에 위치될 수 있다.

도 68은 복수의 트랜지스터들 및 4개의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))(682, 684, 686, 및 688)을 포함하는 차동 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(680)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))(682, 684, 686, 및 688)은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하며, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기(404)에 의해 제공되는 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₄)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 차동 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 69는 신호 피드-스루 하모닉들(feed-through harmonics) 및 폴딩 신호 하모닉들(folding signal harmonics)을 나타내는 4-위상 FTBPF(680)에 대한 주파수 응답의 일 실시예의 도면이다. 상기 신호 피드-스루 하모닉들(692)은 +/-3, +/-5, +/-7, 및 +/-9에 있으며, 상기 폴딩 신호 하모닉들(690)은 -3, -5, -7, 및 -9에 있다.

도 70은 복수의 트랜지스터들 및 3 개의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))(702, 704, 706)을 포함하는 3-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(700)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))(702, 704, 706)은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하며, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 상기 도 71에 도시된 바와 같이 및 클록 생성기에 의해 제공되는 바와 같이 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₆)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 차동 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 72는 신호 피드-스루 하모닉들(feed-through harmonics) 및 폴딩 신호 하모닉들(folding signal harmonics)을 나타내는 3-위상 FTBPF(700)에 대한 주파수 응답의 일 실시예의 도면이다. 상기 신호 피드-스루 하모닉들(708)은 +/-5, 및 +/-7에 있으며, 상기 폴딩 신호 하모닉들(710)은 5 및 7에 있다.

도 73은 복수의 트랜지스터들 및 4 개의 캐패시터들을 포함하는 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(712)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 캐패시터들은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공한다. 상기 각 캐패시터들의 캐패시턴스(capacitance)는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 캐패시터들의 캐패시턴스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₄)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 차동 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 74는 도시된 바와 같이 복수의 트랜지스터들 및 상기 트랜지스터들에 연결된 두 개의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))를 포함하는 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(714)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하며, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₄)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 차동 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 75는 복수의 트랜지스터들 및 4 개의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))을 포함하는 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(716)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하며, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₄)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 차동 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 76은 복수의 트랜지스터들 및 복소 기저대역 임피던스(예컨대, Z_{BB ,C}(ω))를 포함하는 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(720)의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 복소 기저대역 임피던스는 0으로부터 ω0C 만큼 오프셋 되는 로우-Q 기저대역 필터를 제공한다. 상기 복소 기저대역 임피던스는 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수, 주파수 오프셋, 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₄)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 차동 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 77은 FTBPF(frequency translated bandpass filter)를 위한 복소 기저대역 임피던스의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 복소 기저대역 임피던스(726)는 제1 기저대역 임피던스(예컨대, Z_BB(s)), 네거티브 이득 스테이지(예컨대, -jGm(ω)V_IE(ω)), 제2 기저대역 임피던스(예컨대, Z_BB(s)), 및 포지티브 이득 스테이지(예컨대, jGm(ω)V_RE(ω))를 포함한다. 그와 같이, 상기 복소 기저대역 임피던스는 실수 성분(real component; RE) 및 허수 성분(imaginary component; IM)를 포함한다. 상기 복소 기저대역 임피던스는 도시된 바와 같이 상기 주파수 응답을 갖는 로우-Q 기저대역 필터를 제공하며, 상기 실수 성분은 상기 ω>0 인 곡선으로 표현되고, 상기 네거티브 성분은 ω<0 인 곡선으로 표현된다.

도 78은 캐패시터들을 통해 구현된 상기 기저대역 임피던스를 갖는 상기 복소 기저대역 임피던스를 포함하는 4-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 복소 기저대역 임피던스는 상기 이득(Gm) 및 상기 캐패시터(C_BB)의 임피던스의 비율에 기초하여 0으로부터 ω0C 만큼 오프셋 되는 로우-Q 기저대역 필터를 제공한다. 상기 복소 기저대역 임피던스는 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수, 주파수 오프셋, 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터의 주파수 오프셋은 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₄)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 차동 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 79는 복수의 트랜지스터들 및 m 개(이때, m=> 2)의 캐패시터들을 포함하는 m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 캐패시터들은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공한다. 상기 각 캐패시터들의 캐패시턴스(capacitance)는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 캐패시터들의 캐패시턴스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO_M)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 차동 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 80은 복수의 트랜지스터들 및 m 개의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))을 포함하는 m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(734)의 일 실시예의 개략적인 블록도이며, m은 4의 정수배이고, 4보다 크다. 상기 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하며, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO_M)을 통해 상기 하이-Q IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 상기 IF 신호의 차동 I 신호 성분 및 차동 Q 신호 성분을 필터링하며, 상기 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 81은 복수의 트랜지스터들 및 m/2 개(m>=4)의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))을 포함하는 m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(736)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하며, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₄)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 상기 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 82는 복수의 트랜지스터들 및 m 개(m>=2)의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))을 포함하는 m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(738)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하며, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₄)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 상기 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 83은 복수의 트랜지스터들 및 m 개(m>=2)의 기저대역 임피던스들(예컨대, Z_BB(s))을 포함하는 단일단(single-ended) m-위상 FTBPF(frequency translated bandpass filter)(740)의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 기저대역 임피던스들(Z_BB(s))은 전체적으로 로우-Q 기저대역 필터를 제공하며, 상기 각 기저대역 임피던스들은 캐패시터, 스위치드 캐패시터 필터, 스위치 캐패시터 저항, 및/또는 복소 임피던스일 수 있다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 각각의 임피던스는 동일하거나, 다르거나, 그것의 결합이 될 수 있음을 주목해야 한다. 상기 각 기저대역 임피던스들 중 상기 임피던스들은 상기 로우-Q 기저대역 필터의 특성들(예컨대, 대역폭, 감쇠율, 품질 계수 등.)을 적응시키기 위해, 상기 SOC 처리 리소스들로부터 제어 신호를 통해 적응될 수 있음을 더 주목해야 한다.

상기 로우-Q 기저대역 필터는 상기 희망하는 RF 주파수로 주파수 변환되어 클록 생성기에 의해 제공되는 상기 클록 신호들(예컨대, LO₁-LO₄)을 통해 상기 하이-Q RF 또는 IF 필터를 출력시킨다. 상기 차동 하이-Q RF 필터는 차동 RF 또는 IF 신호를 필터링하며, 상기 RF 또는 IF 신호의 희망하는 신호 성분들은 실질적으로 비감쇠하여 통과되며, 비희망 신호 성분들(예컨대, 블록커들, 이미지들 등)은 감쇠된다.

도 84는 주파수가 높은 주파수(예컨대, f_LO)로 변환되는 상기 로우-Q 대역통과 필터를 도시하는 m-위상 FTPBF(740)에 대한 주파수 응답의 일 실시예의 도면이다. f_LO는 대응되는 RF 주파수, IF 주파수, 국부 발진, 또는 그것의 조합일 수 있다.

도 85는 m-위상 FTBPF(750)을 위한 클록 생성기의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 클록 생성기는 복수의 플립플롭(flip-flop)들(DFF)(752, 754, 및 756), 및 복수의 펄스 네로우워(pulse narrower)(758, 760, 및 762)를 포함한다. 상기 플립플롭들(752, 754, 및 756)은 m*f_RF의 비율로 클록 신호(clk) 및 클록-바(clock-bar) 신호(clkb)에 의해 클록(clocked)된다. 각 플립플롭(752, 754, 및 756)으로부터 결과적인 클록 펄스들은 상기 대응하는 펄스 네로우워에 의해 펄스폭이 좁아진다(pulse narrowered).

상기 펄스 네로우워(758, 760, 및 762)는 도시된 바와 같이 두 쌍의 트랜지스터들을 포함한다. 상기 더 작은 왼쪽 트랜지스터는 다른 것들보다 더 작아서 상기 상승 시간(rise time)이 하강 시간(fall time)보다 더 늦어지고, 그에 의해 상기 펄스를 좁게 한다.

도 86은 m-위상 FTBPF(770)을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 클록 생성기는 복수의 플립플롭(flip-flop)들(DFF)(772, 774, 및 776), 및 복수의 AND 게이트(gate)들을 포함한다. 상기 플립플롭들(772, 774, 및 776)은 ½*m*f_RF의 비율로 클록 신호(clk) 및 클록-바(clock-bar) 신호(clkb)에 의해 클록(clocked)된다. 상기 AND 게이트들은 상기 제1 플립플롭(772)으로부터 비인버티드(non-inverted) 출력을 수신하고, 계속된 클록 펄스들이 겹치지 않는 것을 보장하기 위해 다음 플립플롭(774)의 인버티드 출력을 수신한다.

도 87은 m-위상 FTBPF(790)을 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 클록 생성기는 링 발진기(ring oscillator)(792) 및 복수의 논리 회로들(logic circuits)을 포함한다. 각 논리 회로는 AND 게이트 및 인버터들 또는 버퍼들을 포함한다. 상기 링 발진기(792)는 m*f_RF의 클록 비율로 게이트된다(m은 3 또는 더 큰 홀수이다). 상기 각 논리 회로들은 계속된 클록 펄스들이 겹치지 않도록 링 발진기(792)의 계속된 펄스들을 수신한다.

도 88은 링 발진기(792) 및 복수의 논리 회로들을 포함하는 3-위상 FTBPF(800)를 위한 클록 생성기의 일 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 각 논리 회로들은 AND 게이트 및 버퍼들 및/또는 인버터들의 조합을 포함한다. 예들 들어, 상기 각 논리 회로들은 AND 게이트, 인버터, 및 버퍼를 포함한다. 상기 링 발진기(792)는 3*f_RF의 클록 비율로 게이트된다. 상기 논리 회로들을 통해, 상기 AND 게이트들은 1/3 듀티 사이클(duty cycle) 비오버래핑 클록(non-overlapping clock)(예컨대, clk 1(802), clk 2(806), 및 clk 3(804))을 출력시키기 위해 스큐(skew)된다.

도 89는 두 개의 링 발진기들(792) 및 복수의 논리 게이트들을 포함하는 3-위상 FTBPF(810)를 위한 클록 생성기의 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 각 논리 회로들은 AND 게이트 및 버퍼들 및/또는 인버터들의 조합을 포함한다. 예들 들어, 상기 각 논리 회로들은 AND 게이트, 인버터, 및 버퍼를 포함한다. 상기 제1 링 발진기(792)는 3*f_RF의 클록 비율로 게이트되고, 상기 제2 링 발진기(792)는 3*f_RF의 역(inversion)(예컨대, -3*f_RF)으로 게이트된다. 이러한 설정에서, 클록 신호 1 내지 3(812, 814, 816)은 도 88에 도시된 바와 같으며, 클록 신호들 4 내지 6(818, 820, 822)은 각각 클록들 1 내지 3의 역(inversion)이다.

도 90은 프론트-엔드 모듈(FEM)(810) 및 SOC(812) 각각의 부분에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(810) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA)(814), 듀플렉서, 밸런스 네트워크(818), 및 공통 모드 감지 회로를 포함한다. 듀플렉서는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서 및/또는 전기 밸런스 듀플렉서와 같은 다른 구조)를 포함하고, 밸런싱 네트워크(818)는 적어도 하나의 가변 저항 및 적어도 하나의 가변 캐패시터를 포함한다. 공통 모드 감지 회로는 트랜스포머의 2차 측에 가로질러 연결된 한 쌍의 저항들을 포함한다. SOC(812) 부분은 피크 검출기(820), 튜닝 엔진(822), 및 저잡음 증폭기 모듈(low noise amplifier module; LNA)을 포함한다. 대안적으로, 피크 검출기(820) 및/또는 튜닝 엔진(822)은 FEM(810) 내부에 있을 수 있다.

동작의 예에서는, PA(814)가 아웃바운드(outbound) RF 신호를 트랜스포머의 2중 권선 1차 측의 중앙 탭(center tap)에 공급한다. 아웃바운드 RF 신호의 전류는 안테나 및 밸런싱 네트워크(818) 사이의 임피던스 차이에 비례하여 2개의 권선들 사이에서 분리된다. 밸런싱 네트워크(818)의 임피던스가 안테나의 임피던스와 실질적으로 일치하면, 전류는 2개의 권선들 사이에서 본질적으로 동등하게 분리된다.

도시된 바와 같은 권선 구성에 있어서, 1차 권선들의 전류들이 실질적으로 일치하면, 그 자기장들은 2차 권선에서 서로 본질적으로 상쇄된다. 따라서, 2차 측은 아웃바운드 RF 신호의 실질적으로 감쇠된 표시를 가진다. 인바운드 RF 신호에 대하여, 1차 측의 2개의 권선들은 인바운드 RF 신호의 전류에 대응하는 자기장을 생성한다. 이 예에서, 자기장들이 추가되고, 이에 따라, 1차 측에서보다 2차 측에서 2배의 전류를 생성한다(권선들 각각이 동일 수의 회전들을 갖는 것으로 가정함). 이와 같이, 트랜스포머는 인바운드 RF 신호를 증폭한다.

안테나의 임피던스 및 밸런싱 네트워크(818)의 임피던스 사이에 불균형이 존재하면, 아웃바운드 RF 신호 전류 성분이 2차 측에 존재할 것이다(예를 들어, TX 누설). 예를 들어, 권선을 통한 인덕터까지의 전류가 i_P1이고, 권선을 통한 밸런스 네트워크(818)까지의 전류가 i_P2라고 가정한다. TX 누설은 i_P1 - i_P2로 표현될 수 있다. 공통 모드 감지 회로의 저항들은 TX 누설을 감지한다. 예를 들어, 저항들의 주앙 노드에서의 전압은 VS - (R₁*2i_R + R₁*i_P2 - R₂*i_P1)과 동일하고, VS는 2차 측의 전압이고, 2i_R은 수신된 인바운드 RF 신호로부터의 전류이다. R₁ = R₂ 및 i_P1 = i_P2인 것으로 가정하면, 중앙 노드에서의 전압은 VS의 1/2과 동일하다. 그러나, i_P1이 i_P2와 동일하지 않으면, 저항들의 중앙 노드에서의 전압은 그 차이에 비례하여 1/2 VS로부터 벗어날 것이다.

검출기(820)는 저항들의 중앙 노드에서 1/2 VS로부터 전압의 차이를 검출하고, 그 차이의 표시를 튜닝 엔진(822)에 제공한다. 튜닝 엔진(822)은 상기 차이를 해독하고, 밸런스 네트워크의 임피던스를 조절하기 위한 제어 신호를 생성한다. 예를 들어, i_P1가 i_P2보다 크면, 감지 회로의 공통 모드 전압(예를 들어, 저항들의 중앙 노드)은 1/2 VS보다 클 것이고, 이것은 밸런스 네트워크(818)의 임피던스가 너무 높음을 나타낸다. 이와 같이, 튜닝 엔진(822)은 밸런스 네트워크(818)의 임피던스를 감소시키는 제어 신호를 생성한다. 또 다른 예로서, i_P1가 i_P2보다 작으면, 감지 회로의 공통 모드 전압은 1/2 VS보다 작을 것이고, 이것은 밸런스 네트워크의 임피던스가 너무 낮음을 나타낸다. 이와 같이, 튜닝 엔진(822)은 밸런스 네트워크(818)의 임피던스를 증가시키는 제어 신호를 생성한다.

튜닝 엔진(822)은 공통 모드 전압 편차를 해독하고, 밸런스 네트워크(818)에 대한 희망 임피던스를 결정하고, 이에 대응하여 제어 신호를 생성할 수 있다. 대안적으로, 튜닝 엔진(822)은 희망 임피던스가 달성될 때까지 밸런싱 네트워크(818)의 임피던스를 단계적으로 조절하는 제어 신호들을 반복적으로 생성할 수 있다. 어느 하나의 방법에 의해, 튜닝 엔진(822)은 TX 누설을 최소화하기 위해 (시간, 이용, 및/또는 환경적 조건들에 따라 변동하는) 안테나의 임피던스와 실질적으로 일치하는 밸런스 네트워크(818)의 임피던스를 유지하도록 기능한다.

도 91은 프론트-엔드 모듈(FEM)(830) 및 SOC(832) 각각의 부분에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(830) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA)(836), 듀플렉서(838), 밸런스 네트워크(842), 안테나 튜닝 유닛(antenna tuning unit; ATU)(840), 및 공통 모드 감지 회로를 포함한다. 듀플렉서(838)는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서(838) 및/또는 전기적 밸런스 듀플렉서(838)와 같은 다른 구조)를 포함하고, 밸런싱 네트워크는 적어도 하나의 가변 저항 및 적어도 하나의 가변 캐패시터를 포함한다. 공통 모드 감지 회로는 트랜스포머의 2차 측을 가로질러 연결되는 한 쌍의 저항들을 포함한다. SOC(832) 부분은 피크 검출기(848), 튜닝 엔진(850), 룩업 테이블(look up table; LUT)(844), 처리 모듈(846), 및 저잡음 증폭기 모듈(low noise amplifier module; LNA)(852)을 포함한다. 대안적으로, 피크 검출기(848) 및/또는 튜닝 엔진(850)은 FEM(830)의 내부에 있을 수 있다.

(도 90을 참조하여 설명된 바와 같이) 밸런스 네트워크(842)의 임피던스를 안테나의 임피던스와 밸런스를 맞추기 위하여 공통 모드 감지 회로(즉, 저항들), 검출기(848), 튜닝 엔진(850), 및 밸런스 네트워크(842)에 의해 제공되는 기능에 추가하여, FEM(830)은 ATU(840)를 포함한다. ATU(840)는 하나 이상의 고정된 수동 컴포넌트들 및/또는 하나 이상의 가변 수동 컴포넌트들을 포함한다. 예를 들어, ATU(840)는 가변 캐패시터-인덕터 회로, 가변 캐패시터, 가변 인덕터 등을 포함할 수 있다.

동작의 예에서는, PA(836)가 증폭된 아웃바운드 RF 신호를 듀플렉서(838)에 제공하고, 이 듀플렉서(838)는 도 90을 참조하여 설명된 바와 같이 기능하는 트랜스포머를 포함할 수 있다. 듀플렉서(838)는 증폭된 아웃바운드 RF 신호를 ATU(840)에 출력하고, 희망하는 안테나 정합 회로를 제공하기 위해 LUT(844)에 저장된 설정들(예를 들어, 임피던스 정합, 품질 계수, 대역폭 등)을 통해 튜닝된다. ATU(840)는 송신을 위해 아웃바운드 RF 신호를 안테나에 출력한다.

인바운드 RF 신호에 대하여, 안테나는 신호를 수신하고, 이를 ATU(840)에 제공하고, 그 이후에 그것을 듀플렉서(838)에 제공한다. 듀플렉서(838)는 인바운드 RF 신호를 LNA(852) 및 공통 모드 감지 회로에 출력한다. 공통 모드 감지 회로, 검출기(848), 튜닝 엔진(850), 및 밸런스 네트워크(842)는 도 90을 참조하여 이전에 설명된 바와 같이 기능한다.

처리 모듈(846)은 FEM(830)의 다양한 파라미터들을 감시하도록 동작가능하다. 예를 들어, 처리 모듈(846)은 안테나 임피던스, 송신 전력, PA(836)의 성능(예를 들어, 이득, 선형성, 대역폭, 효율, 잡음, 출력 동적 범위, 슬루 레이트(slew rate), 상승 레이트, 정착 시간, 오버슈트, 안정 계수, 등), 수신된 신호 강도, SNR, SIR, 튜닝 엔진(850)에 의해 행해진 조절들 등을 감시할 수 있다. 처리 모듈(846)은 FEM(830)의 성능이 더욱 최적화될 수 있는지를 결정하기 위해 파라미터들을 해독한다. 예를 들어, 처리 모듈(846)은 ATU(840)에 대한 조절이 PA(836) 성능을 향상시킬 것이라고 결정할 수 있다. 이 경우, 처리 모듈(846)은 희망 설정을 ATU(840)에 제공하기 위해 LUT(844)의 어드레스를 지정한다. ATU(840)에서의 이러한 변경이 ATU(840) 및 밸런스 네트워크(842) 사이의 임피던스 밸런스에 영향을 준다면, 튜닝 엔진(850)은 적절한 조절을 행한다.

대안적인 실시예에서, 처리 모듈(846)은 튜닝 엔진(850)의 기능을 제공하고, FEM(830)의 희망하는 성능을 달성하기 위하여 ATU(840) 및 밸런스 네트워크(842)에 대한 조절들의 밸런스를 맞춘다. 또 다른 대안적인 실시예에서, 밸런스 네트워크(842)는 고정되고, 임피던스 밸런스를 달성하고 FEM(830)의 희망하는 성능을 달성하기 위하여, ATU(840)는 FEM(830)에서의 희망하는 조절들을 제공한다.

도 92는 2G 및 3G 셀룰러 전화 동작들을 위한 프론트-엔드 모듈(FEM)(860) 및 SOC(862) 각각의 부분에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(860) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA)(866), 듀플렉서, 밸런스 네트워크, 및 공통 모드 감지 회로를 포함한다. 듀플렉서는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서 및/또는 전기적 밸런스 듀플렉서와 같은 다른 구조)를 포함하고, 밸런싱 네트워크는 스위치, 적어도 하나의 가변 저항, 및 적어도 하나의 가변 캐패시터를 포함한다. 공통 모드 감지 회로는 트랜스포머의 2차 측을 가로질러 연결된 한 쌍의 저항들을 포함한다. SOC(862) 부분은 피크 검출기(872), 튜닝 엔진(874), 스위치, 및 저잡음 증폭기 모듈(LNA)(876)을 포함한다. 대안적으로, 피크 검출기(872) 및/또는 튜닝 엔진(874)은 FEM(860) 내부에 있을 수 있다.

본 실시예에서, 듀플렉서는 주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex; FDD)에 대해 최적화되어 있고, 이 FDD는 3G 셀룰러 전화 응용들에서 이용되고, 밸런싱 네트워크 스위치 및 LNA(876) 스위치는 개방되어 있다. 2G 셀룰러 전화 응용들에서 이용되는 시분할 듀플렉스(time division duplex)에서는, 밸런싱 네트워크가 스위치를 통해 단락(short)된다. 이것은 본질적으로 3-dB의 이론적 삽입 손실 한계를 제거하고, 단지 구현 손실을 남긴다. 2G 송신들을 위하여, LNA(876) 스위치가 닫히고, 2G 수신들을 위하여, LNA(876) 스위치가 개방된다는 것을 주목한다. 또한, 3G 모드를 위하여, FEM 및 SOC(862)는 도 90 및/또는 도 91을 참조하여 이전에 논의된 바와 같이 기능한다는 것을 주목한다.

도 93은 2G TX 모드인 도 92의 프론트-엔드 모듈(FEM)(860) 및 SOC(862) 각각의 부분에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 상기 모드에서, LNA(876) 스위치는 LNA(876)를 단락시키고, 밸런스 네트워크 스위치는 밸런스 네트워크를 단락시킨다. 2차 권선을 가로지른 단락에 의해, 1차 권선들은 본질적으로 단락된다. 따라서, PA(866)는 안테나에 효율적으로 직접 연결된다.

도 94는 2G RX 모드인 도 92의 프론트-엔드 모듈(FEM)(860) 및 SOC(862) 각각의 부분에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 이 모드에서, LNA 스위치는 개방되고, 밸런스 네트워크 스위치는 닫히므로, 밸런스 네트워크가 단락된다. 이 구성에서, 트랜스포머는 수신기 섹션을 위한 트랜스포머 발룬(transformer balun)으로서 기능한다.

도 95는 복수의 트랜지스터들, 복수의 저항들, 및 복수의 캐패시터들을 포함하는 소신호(small signal) 밸런싱 네트워크(880)에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 밸런스 네트워크 내에 포함하기 위한 저항들의 선택은 멀티-비트 신호(예를 들어, 10비트)에 의해 제어될 수 있고, 밸런스 네트워크에서 포함하기 위한 캐패시터들의 선택은 또 다른 멀티-비트 신호(예를 들어, 5비트)에 의해 제어될 수 있다.

예를 들어, 밸런스 네트워크의 저항 측이 4개의 저항-트랜지스터 회로들을 포함하면, 저항-트랜지스터 회로들 중의 하나의 공통 노드는 선행하는 저항-트랜지스터 회로들의 게이트에 연결된다. 이 예에서, 게이트들의 각각은 또한 4-비트 제어 신호의 비트를 수신하도록 연결된다. 예를 들어, 좌측의 가장 외부의 저항-트랜지스터 회로의 게이트는 최상위 비트(most significant bit)를 수신하고, 그 다음의 가장 좌측 저항-트랜지스터 회로의 게이트는 그 다음의 최상위 비트를 수신하는 등등과 같이 진행된다. 또한, 가장 좌측의 저항-트랜지스터 회로의 저항은 R4이고, 그 다음의 가장 좌측의 저항-트랜지스터 회로의 저항은 R3인 것과 같이 된다. 따라서, 이 예에 대해서는, 4-비트 제어 신호가 0001이면, 가장 우측의 저항 트랜지스터 회로만 온(on)이고, 그 저항인 R1은 결과적인 저항을 제공한다. 4-비트 제어 신호가 0011이면, 2개의 가장 우측의 저항 트랜지스터 회로들이 온(on)이고, 결과적인 저항은 R1//R2이다. 4-비트 제어 신호가 0111이면, 3개의 가장 우측 저항-트랜지스터 회로들이 온(on)이고 결과적인 저항은 R1//R2//R3이다. 4-비트 제어 신호가 1111이면, 모든 4개의 저항-트랜지스터 회로들이 온(on)이고, 결과적인 저항은 R1//R2//R3//R4이다. 밸런스 네트워크의 캐패시터 측은 유사한 방식으로 기능한다.

대안적인 실시예로서, 각각의 저항-트랜지스터 회로 및 각각의 캐패시터-트랜지스터 회로는 대응하는 제어 신호들의 비트에 의해 독립적으로 제어될 수 있다. 본 명세서에서 변형된 바와 같이 선행 단락에서 설명된 4개의 저항-트랜지스터 회로 구성에 대하여, 1000의 제어 신호는 R4의 저항을 산출할 것이고, 0100의 제어 신호는 R3의 저항을 산출할 것이고, 1010의 제어 신호는 R4//R2의 저항을 산출하는 것과 같이 될 것이다.

도 96은 RLC(저항-인덕터-캐패시터) 네트워크 및 복수의 트랜지스터들을 포함하는 대신호(large signal) 밸런싱 네트워크(882)에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 트랜지스터들은 밸런스 네트워크의 희망 임피던스를 제공하기 위하여 RIC 네트워크의 저항들, 인덕터들, 및/또는 캐패시터들의 상이한 조합들을 제공하도록 게이트 온(on) 및 오프(off) 된다. 이 예에서, 트랜지스터들은 비교적 작은 전압 스윙(swing)을 가지며, 이에 따라, 더 낮은 전압 트랜지스터들이 이용될 수 있다.

도 97은 프론트-엔드 모듈(FEM)(890) 및 SOC(892) 각각의 부분에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(890) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA)(896), 듀플렉서(898), 밸런스 네트워크(900), 및 공통 모드 감지 회로를 포함한다. 듀플렉서(898)는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서(898) 및/또는 전기적 밸런스 듀플렉서(898)와 같은 다른 구조)를 포함하고, 밸런싱 네트워크는 적어도 하나의 가변 저항 및 적어도 하나의 가변 캐패시터를 포함한다. 공통 모드 감지 회로는 트랜스포머의 2차 측을 가로질러 연결된 한 쌍의 저항들을 포함한다. SOC 부분은 피크 검출기(902), 튜닝 엔진(904), 누설 검출(906) 모듈, 및 저잡음 증폭기(LNA)(908)를 포함한다. 대안적으로, 피크 검출기(902), 누설 검출(906) 모듈, 및/또는 튜닝 엔진(904)은 FEM(890) 내부에 있을 수 있다.

이 실시예는 누설 검출(906) 모듈을 포함하는 것에 의해 도 90의 실시예와 유사하게 기능한다. 누설 모듈은 PA(896) 출력에 따라 밸런스 네트워크(900) 내의 회로들의 트랜지스터 온-저항(transistor on-resistance)의 변동들을 검출하도록 기능한다. 예를 들어, PA(896) 출력이 증가할수록, 밸런스 네트워크(900) 내의 트랜지스터들의 온-저항이 변화되도록 한다. 이러한 변화들은 밸런스 네트워크(900)의 전체 임피던스에 영향을 미친다. 따라서, 누설 검출(906) 모듈은 온-저항 변화들을 검출하고, 대표적인 신호를 튜닝 엔진(904) 및/또는 (도 91에 도시된 바와 같은) 처리 모듈에 제공한다.

누설 검출(906) 모듈에 대한 입력에 기초하여, 튜닝 엔진(904)은 밸런스 네트워크(900)의 임피던스를 조절한다. 대안적으로 또는 부가적으로, 처리 모듈은 ATU의 설정을 조절하기 위해 누설 검출(906) 모듈로부터의 입력을 이용한다. 특정 방법에 관계없이, 밸런스 네트워크(900)의 트랜지스터들 및/또는 전력 증폭기의 트랜지스터들의 온-저항에 있어서의 변동들이 보상된다.

도 98은 프론트-엔드 모듈(FEM)(910) 및 SOC(912) 각각의 부분에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(910) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA)(916), 듀플렉서(918), 밸런스 네트워크(920), 및 공통 모드 감지 회로를 포함한다. 듀플렉서(918)는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서(918) 및/또는 전기적 밸런스 듀플렉서(918)와 같은 다른 구조)를 포함하고, 밸런싱 네트워크는 적어도 하나의 가변 저항 및 적어도 하나의 가변 캐패시터를 포함한다. 공통 모드 감지 회로는 트랜스포머의 2차 측을 가로질러 연결된 한 쌍의 저항들을 포함한다. SOC(912) 부분은 피크 검출기(922), (튜닝 엔진의 기능을 포함하는) 처리 모듈(926), 및 저잡음 증폭기 모듈(LNA)(924)을 포함한다. 대안적으로, 피크 검출기(922) 및/또는 튜닝 엔진은 FEM(910) 내부에 있을 수 있다.

이 실시예는 듀플렉서(918)의 TX 감쇠 및/또는 RX 이득을 조절하기 위한 능력에 의해 도 90의 것과 유사하게 기능한다. 예를 들어, 송신 전력이 비교적 낮을 때(예를 들어, 인바운드 RF 신호에 대한 더 작은 차단기이고, 및/또는 인바운드 RF 신호의 신호 강도에 있어서 비교적 높을 때), 처리 모듈(926)은 듀플렉서(918)가 TX 감쇠를 감소시키도록 듀플렉서(918)에 신호를 제공하며, 이에 따라, 삽입 손실을 감소시킨다.

하나의 예에서, 듀플렉서(918)가 도 90의 트랜스포머, 및/또는 다른 유형의 주파수 선택적 듀플렉서(918)를 포함하는 경우, 적은 분리를 희생하면서 손실을 향상시키기 위하여 필터 부분이 단락될 수 있다. 또 다른 예에서, 듀플렉서(918)가 전기적 밸런스 듀플렉서를 포함하는 경우, 밸런싱 네트워크로부터의 분리를 위해 상기 분리가 타협(trade-off)될 수 있다.

도 99는 프론트-엔드 모듈(FEM)(930) 및 SOC(932) 각각의 부분에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(930) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA)(936), 듀플렉서(938), 및 밸런스 네트워크(940)를 포함한다. 듀플렉서(938)는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서(938) 및/또는 전기적 밸런스 듀플렉서(938)와 같은 다른 구조), 기생 캐패시턴스, 및 보상 캐패시터들을 포함하고, 밸런싱 네트워크는 적어도 하나의 가변 저항 및 적어도 하나의 가변 캐패시터를 포함한다. SOC(932) 부분은 피크 검출기, (튜닝 엔진의 기능을 포함하는) 처리 모듈, 및 저잡음 증폭기 모듈(LNA)(940)을 포함한다. LNA(940)만 도시되어 있다.

이 실시예에서, 보상 캐패시터들은 1차 측의 권선들(예를 들어, L1 및 L2) 사이의 불일치로 인해 유발될 수 있는 기생 캐패시턴스들(예를 들어, Cp1 및 Cp2)의 불일치를 보상하기 위해 추가되어 있다. 이와 같이, 보상 캐패시터들(Cc1 및 Cc2)은 Cp1 + Cc1 = Cp2 + Cc2가 되도록 선택된다. 보상 캐패시터들을 추가함으로써, 듀플렉서(938)의 분리 대역폭은 보상 캐패시터들을 갖지 않는 것보다 더 크다.

도 100은 프론트-엔드 모듈(FEM)(950) 및 LNA(952) 각각의 부분에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(950) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA)(954), 듀플렉서(956), 및 밸런스 네트워크(958)를 포함한다. 듀플렉서(956)는 기생 캐패시턴스(Cp3 및 Cp4)를 갖는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서 및/또는 전기적 밸런스 듀플렉서(956)와 같은 다른 구조)를 포함한다. LNA(952)는 기생 캐패시턴스(Cp), 바이어스 트랜지스터들, 인덕터(L3) 및 부하 임피던스들(Z)을 갖는 입력 트랜지스터들을 포함한다. LNA(952) 내의 L3의 삽입에 의해, 듀플렉서(956) 및 LNA(952)의 공통 모드 분리는 통상적인 LNA(952) 입력 구성들에 비해 향상된다.

도 101은 도 100의 프론트-엔드 모듈(FEM) 및 LNA 각각의 부분의 등가 회로에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 이 도면은 공통 모드 분리가 어떻게 향상되는지를 예시한다. 트랜스포머의 기생 캐패시턴스(Cp3 및 Cp4)에 의해 2차 권선(L)에 연결된 밸런스가 맞지 않는 전류들은 입력 트랜지스터들의 인덕터(L3) 및 기생 캐패시턴스에 의해 형성되는 탱크 회로(tank circuit)들을 분리하기 위해 연결된다. 탱크 회로들은 높은 차동 임피던스와, 낮은 공통 모드 임피던스를 제공한다.

도 102는 프론트-엔드 모듈(FEM)(960) 및 SOC(962) 각각의 부분에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(960) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA), 듀플렉서, 밸런스 네트워크(970), 및 공통 모드 감지 회로를 포함한다. 듀플렉서는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서 및/또는 전기적 밸런스 듀플렉서와 같은 다른 구조)를 포함하고, 밸런싱 네트워크는 적어도 하나의 가변 저항 및 적어도 하나의 가변 캐패시터를 포함한다. 공통 모드 감지 회로는 트랜스포머의 2차 측을 가로질러 연결된 한 쌍의 저항들을 포함한다. SOC(962) 부분은 피크 검출기(974), (튜닝 엔진의 기능을 수행하는) 처리 모듈(976), 및 싱글-엔디드(single-ended) 저잡음 증폭기 모듈(LNA)(972)을 포함한다. 대안적으로, 피크 검출기(974) 및/또는 튜닝 엔진은 FEM(960)의 내부에 있을 수 있다.

이 실시예에서, 공통 모드 분리는 싱글-엔디드 LNA(972)의 이용에 의해 실질적으로 제거된다. 이 도면에 도시된 FEM(960) 및 SOC(962)의 다른 컴포넌트들은 이전에 논의된 바와 같이 기능한다.

도 103은 듀플렉서의 트랜스포머에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 트랜스포머는 1차 권선들(L1 및 L2) 및 2차 권선(L2)을 포함한다. 1차 권선들은 각각 동일한 회전 수를 가지며, 2차 권선은 1차 권선과 동일한 회전 수 또는 상이한 회전 수를 가질 수 있다. 권선들의 방향은 도시된 바와 같다.

도 104는 집적 회로의, IC 패키징 기판의, 및/또는 인쇄 회로 기판 상의 4개의 두꺼운 금속 레이어들 상에서 구현되는 트랜스포머에 대한 구현예의 도면이다. 1차 권선들은 상부의 2개의 레이어들 상에 있고, 2차 권선은 2개의 하부 레이어들 상에 있다. 하나의 레이어 상의 2차 측의 제 1 권선은 다른 레이어 상의 2차 측의 다른 권선과 직렬로 또는 병렬로 접속될 수 있다.

도 105는 IC의, IC 패키지 기판의, 및/또는 인쇄 회로 기판의 3개의 두꺼운 금속 레이어들 상의 트랜스포머에 대한 또 다른 구현예의 도면이다. 1차 권선들은 상부 레이어 상에 있고 상호 접속들을 위해 다음 레이어를 이용한다. 1차 권선들의 1개 또는 2개는 90°회전될 수 있다. 2차 권선은 세 번째 레이어 상에 있다.

도 106은 프론트-엔드 모듈(FEM)(990) 및 SOC(992) 각각의 부분에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(990) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA)(994), 듀플렉서(996), 밸런스 네트워크(1000), 톤 인젝션(998) 모듈, 및 공통 모드 감지 회로를 포함한다. 듀플렉서(996)는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서(996) 및/또는 전기적 밸런스 듀플렉서(996)와 같은 다른 구조)를 포함하고, 밸런싱 네트워크는 적어도 하나의 가변 저항 및 적어도 하나의 가변 캐패시터를 포함한다. 공통 모드 감지 회로는 트랜스포머의 2차 측을 가로질러 연결된 한 쌍의 저항들을 포함한다. SOC k의 부분은 피크 검출기(1002), (튜닝 엔진의 기능을 수행하는) 처리 모듈(1004), 기저대역 처리 유닛, 및 저잡음 증폭기 모듈(LNA)(1006)을 포함한다. 대안적으로, 피크 검출기(1002) 및/또는 튜닝 엔진은 FEM(990) 내부에 있을 수 있다.

동작의 예에서, 공통 모드 감지 회로, 튜닝 엔진, 검출기(1002) 및 밸런스 네트워크(1000)는 이전에 논의된 바와 같이 기능한다. 여러 사례들에서, 이 컴포넌트들은 LNA(1006)의 잡음 바닥(noise floor) 미만 또는 이에 필적하는 수신기 대역에서 송신기(TX) 및/또는 수신기(RX) 잡음을 감소시킨다. 잡음 바닥의 또는 그 미만의 TX 및/또는 RX 잡음에 의해 추적하는 것은 어려우며, 이것은 안테나의 임피던스를 추적하는 것을 어렵게 한다.

안테나 임피던스의 추적을 향상시키기 위하여, 톤 인젝션(998) 모듈은 수신기 주파수 대역에서 톤(예를 들어, Acos(ω_{RX _ RF}(t)))을 인젝션한다. 듀플렉서(996)는 RX 대역이고 듀플렉서(996) 및 밸런스 네트워크(1000)는 TX 대역에 대해 튜닝되므로, 듀플렉서(996)는 TX 신호와는 상이하게 RX 톤을 감쇠시킨다. 이와 같이, 용이하게 검출가능한 누설 신호는 듀플렉서(996)의 RX 측 상에서(예를 들어, 트랜스포머의 2차 측 상에서) 생성된다.

RX 톤 기반의 누설 신호는 기저대역 신호로 변환될 때까지 수신기 섹션을 통해 전파된다. 기저대역에서, 톤 진폭은 RX 대역 분리의 척도이다. RX 대역 분리의 척도로부터, 안테나의 임피던스가 결정될 수 있다. 안테나 임피던스가 변화하므로, 안테나 튜닝 유닛 및/또는 밸런스 네트워크(1000)는 안테나의 임피던스를 추적하도록 조절될 수 있다. 톤은 기저대역에서 용이하게 제거될 수 있음에 주목한다.

도 107은 프론트-엔드 모듈(FEM)(1010) 및 SOC(1012) 각각의 부분에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. FEM(1010) 부분은 전력 증폭기 모듈(PA)(1014), 듀플렉서(1016), 밸런스 네트워크(1018), 및 공통 모드 감지 회로(도시하지 않음)를 포함한다. 듀플렉서(1016)는 트랜스포머(또는 주파수 선택적 듀플렉서(1016) 및/또는 전기적 밸런스 듀플렉서(1016)와 같은 다른 구조)를 포함한다. 공통 모드 감지 회로는 트랜스포머의 2차 측을 가로질러 연결된 한 쌍의 저항들을 포함한다. SOC(1012) 부분은 피크 검출기(1002)(도시하지 않음), (튜닝 엔진의 기능을 수행하는) 처리 모듈(1020), 및 저잡음 증폭기 모듈(LNA)(1022)을 포함한다. 대안적으로, 피크 검출기(1002) 및/또는 튜닝 엔진은 FEM(1010) 내부에 있을 수 있다.

밸런스 네트워크(1018)는 복수의 가변 저항들, 복수의 가변 캐패시터들, 및 적어도 하나의 인덕터를 갖는 RLC 네트워크를 포함한다. 이 실시예에서, 밸런스 네트워크(1018)는 안테나의 임피던스에 대한 더욱 양호한 정합을 가능하게 하기 위하여 폭넓게 다양한 임피던스를 제공하도록 튜닝될 수 있다.

도 108은 밸런스 네트워크의 저항-트랜지스터(R-T) 회로의 임피던스에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 캐패시터는 트랜지스터의 기생 캐패시턴스에 대응한다. R-T 회로가 실제 수동 저항을 포함하므로, 그것은 삽입 손실에 대한 3dB 이론적 한계에 기여한다.

도 109는 밸런스 네트워크의 저항-트랜지스터(R-T) 회로의 임피던스에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 이 실시예에서, R-T 회로는 유도성 감축되는 공통-소스 트랜지스터(inductively degenerated common-source transistor)를 포함한다. 이와 같이, 그것은 능동 저항이고, 삽입 손실에 대한 3dB 이론적 한계에 기여하지 않는다. 따라서, 밸런스 네트워크로 인한 손실만 구현 손실이다.

도 110은 임피던스 상향 변환기(1032) 및 하나 이상의 기저대역 임피던스들(Zbb)(1034)을 포함하는 밸런스 네트워크(1030)에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 임피던스 상향 변환기는 희망 주파수(예를 들어, f_LO 또는 f_RF)에서 클록된다. 임피던스 상향 변환기(1032) 및 기저대역 임피던스의 조합은 이전에 논의된 바와 같은 m-위상 주파수 변환된 대역통과 필터와 유사한 방식으로 구현될 수 있다.

도 111은 2개의 임피던스 상향 변환기들(1042, 1044) 및 대응하는 기저대역 임피던스들(Zbb)(1046, 1048)을 포함하는 밸런스에 대한 또 다른 실시예의 개략적인 블록도이다. 임피던스 상향 변환기들의 각각은 희망 주파수(예를 들어, f_{RF _ TX} 및 f_{RF_RX})에서 클록된다. 임피던스 상향 변환기들(1042, 1044) 및 하나 이상의 기저대역 임피던스들의 조합들의 각각은 이전에 논의된 바와 같은 m-위상 주파수 변환된 대역통과 필터와 유사한 방식으로 구현될 수 있다.

도 112는 밸런스 네트워크에서 이용하기 위한 네거티브 임피던스(1050)에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 회로는 도 56에 도시된 것과 같은 기저대역 네거티브 임피던스(1050) 회로를 포함하고, 임피던스 상향 변환기(1052)는 이전에 논의된 바와 같은 m-위상 주파수 변환된 기저대역 필터와 유사한 방식으로 구현될 수 있다.

도 113은 위상 고정 루프(phase locked loop; PLL)(1068), 아날로그-디지털 변환들(ADC)(1064, 1066), 위상 처리 모듈(1062), 피크 검출기(1070), 및 진폭 처리 모듈(1062)을 포함하는 폴라 수신기(polar receiver)(1060)에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. PLL(1068)은 위상 및 주파수 검출기(phase and frequency detector; PFD), 전하 펌프, 루프 필터, 전압 제어 발진기(voltage controlled oscillator; VCO), (1:1 분할기일 수 있는) 분할기, 합산 모듈, 및 시그마-델타(sigma-delta) 모듈을 포함한다.

동작의 예에서, 안테나는 인바운드 RF 신호(예를 들어, A(t) cos(ω_RF(t) +θ(t)))를 수신하고, FEM(도시하지 않음)을 통해 수신기 섹션의 PLL(1068) 및 피크 검출기(1070)에 제공한다. 포락선 검출기(envelope detector)일 수 있는 피크 검출기(1070)는 진폭 항(예를 들어, A(t))을 분리한다. 다음으로, 진폭 항은 ADC(1064, 1066)를 통해 디지털 신호로 변환된다. PLL(1068)은 위상 정보(예를 들어, θ(t))를 추출하기 위하여 인바운드 RF 신호의 cos(ω_RF(t) + θ(t))를 처리한다. 처리 모듈(1062)은 송신된 데이터를 재구성하기 위하여 진폭 정보 및 위상 정보를 해독한다.

도 114는 국부 발진기의 PLL(1082)을 하향 변환 혼합 모듈의 혼합기들 및/또는 상향 변환 혼합 모듈에 연결하기 위해 이용될 수 있는 버퍼 회로에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 버퍼 회로는 차동 버퍼 및 위브드 접속(weaved connection)(1086)을 포함한다. 위브드 접속(1086)은 희망하지 않는 고주파수 성분들이 혼합기들에 제공되는 것을 약화시키는 (병렬 트레이스들에 비해) 증가된 인덕턴스(inductance)를 도입한다. 또한, 튜닝 및 분포된 L-C 회로를 생성하기 위하여 트레이스들 사이의 희망하는 캐패시턴스를 얻도록 위브드 접속(1086)의 크기 및 형상이 선택될 수 있다.

도 115는 기판(예를 들어, 다이, 패키지 기판 등)의 하나의 레이어 상의 제 1 트레이스 및 기판의 또 다른 레이어 상의 또 다른 트레이스를 갖는 위브드 접속(1100)에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 트레이스들은 2개의 레이어들 사이의 자기 커플링(magnetic coupling)을 향상시키기 위해 2개의 레이어들 상에서 삽입될 수 있다. 또한, 하나 이상의 트레이스들은 그 인덕턴스를 증가시키기 위한 유도성 루프(inductive loop)를 포함할 수 있다.

도 116은 입력 섹션, 하향 변환 혼합 섹션, 및 트랜스임피던스 증폭기들(TIA 1126, 1128)을 포함하는 수신기에 대한 실시예의 개략적인 블록도이다. 입력 섹션은 MN 1112, 이득 모듈, 인덕터들, 및 캐패시터들을 포함한다. 하향 변환 혼합 섹션은 혼합기들 및 국부 발진기를 포함한다. TIAs 1126, 1128의 각각은 도시된 바와 같이 연결된 트랜지스터들 및 저항들을 포함한다. 포지티브 입력은 포지티브 출력 레그(leg) 상의 저항 및 트랜지스터 사이의 공통 노드에 연결될 수도 있고, 네거티브 입력은 네거티브 출력 레그 상의 저항 및 트랜지스터 사이의 공통 노드에 연결될 수도 있음에 주목한다.

본 명세서에서 이용될 수 있는 바와 같이, 용어들 "실질적으로" 및 "대략"은 그 대응하는 용어에 대한 산업상 허용되는 공차(tolerance) 및/또는 항목들 사이의 상대성(relativity)을 제공한다. 이러한 산업상 허용되는 공차는 1% 미만으로부터 50%까지의 범위이고, 컴포넌트 값들, 집적 회로 프로세스 변동값들, 온도 변동값들, 상승 및 하강 시간들, 및/또는 열 잡음에 대응하지만, 이것으로 한정되지는 않는다. 항목들 사이의 이러한 상대성은 수 %의 차이로부터 큰 차이들까지의 범위이다. 또한, 본 명세서에서 이용될 수 있는 바와 같이, 용어(들) "~에 동작가능하게 연결된", "~에 연결된" 및/또는 "연결하는"은 항목들 사이의 직접적인 연결 및/또는 중개 항목(예를 들어, 항목은 컴포넌트, 소자, 회로, 및/또는 모듈을 포함하지만, 이것으로 한정되지 않는다)을 통한 항목들 사이의 간접적인 연결을 포함하고, 간접적인 연결을 위하여, 중개 항목은 신호의 정보를 수정하지는 않지만 그 전류 레벨, 전압 레벨, 및/또는 전력 레벨을 조절할 수 있다. 본 명세서에서 추가적으로 이용될 수 있는 바와 같이, 추론된 연결(즉, 하나의 소자가 추론에 의해 또 다른 소자에 연결되는 경우)은 "~에 연결된"과 동일한 방식으로 2개의 항목들 사이의 직접적인 연결 및 간접적인 연결을 포함한다. 본 명세서에서 추가적으로 이용될 수 있는 바와 같이, 용어 "~하도록 동작가능한" 또는 "동작가능하게 연결된"은, 활성화될 경우에 하나 이상의 그 대응하는 기능들을 수행하기 위하여, 항목이 전력 접속부들, 입력(들), 출력(들) 등 중의 하나 이상을 포함하고, 하나 이상의 다른 항목들에 대한 추론된 연결을 더 포함할 수 있음을 나타낸다. 본 명세서에서 추가적으로 이용될 수 있는 바와 같이, 용어 "~와 관련된"은 별개의 항목들 및/또는 또 다른 항목 내에 내장되는 하나의 항목의 직접적인 연결 및/또는 간접적인 연결을 포함한다. 본 명세서에서 이용될 수 있는 바와 같이, 용어 "양호하게 비교한다"는 2개 이상의 항목들, 신호들 등의 사이의 비교가 희망하는 관계를 제공함을 나타낸다. 예를 들어, 희망하는 관계가 신호 1이 신호 2보다 큰 크기를 가진다는 것일 때, 양호한 비교는 신호 1의 크기가 신호 2의 크기보다 클 때, 또는 신호 2의 크기가 신호 1의 크기보다 작을 때에 달성될 수 있다.

위에서 설명된 도면(들)의 트랜지스터들은 전계 효과 트랜지스터(field effect transistor; FET)들로서 도시되어 있지만, 당업자가 인식하는 바와 같이, 트랜지스터들은 바이폴라(bipolar), 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터들(metal oxide semiconductor field effect transistors; MOSFET), N-웰(N-well) 트랜지스터들, P-웰(P-well) 트랜지스터들, 증가형 모드(enhancement mode), 공핍형 모드(depletion mode), 및 제로 전압 임계(voltage threshold; VT) 트랜지스터들을 포함하지만 이것으로 한정되지는 않는 임의의 유형의 트랜지스터 구조를 이용하여 구현될 수 있다.

본 발명은 상술된 기능들 및 그 관계들의 성능을 예시하는 방법 단계들을 이용하여 위에서 설명되었다. 이 기능적인 구성 블록들 및 방법 단계들의 경계들 및 순서는 설명의 편의를 위해 본 명세서에서 임의로 정의되었다. 상술된 기능들 및 관계들이 적절하게 수행되기만 한다면, 대안적인 경계들 및 순서들이 정의될 수 있다. 따라서, 임의의 이러한 대안적인 경계들 또는 순서들은 청구된 발명의 범위 및 취지 내에 있다.

본 발명은 적어도 부분적으로 하나 이상의 실시예들에 의해 설명되었다. 본 명세서에서는, 본 발명, 그 양태, 그 특징, 그 개념, 및/또는 그 예를 예시하기 위하여 본 발명의 실시예가 이용되고 있다. 본 발명을 구체화하는 장치, 제조 물ㅍ품, 기계, 및/또는 프로세스의 물리적인 실시예는 본 명세서에서 논의된 하나 이상의 실시예들을 참조하여 설명된 하나 이상의 양태들, 특징들, 개념들, 사례들 등을 포함할 수 있다.

본 발명은 어떤 중요한 기능들의 성능을 예시하는 기능적인 구성 블록들을 이용하여 위에서 설명되었다. 이 기능적인 구성 블록들의 경계들은 설명의 편의를 위해 임의로 정의되었다. 어떤 중요한 기능들이 적절하게 수행되기만 한다면, 대안적인 경계들이 정의될 수 있다. 이와 유사하게, 순서도 블록들이 어떤 중요한 기능을 예시하기 위하여 본 명세서에서 임의로 정의되었다. 이용되는 한도까지는, 순서도 블록 경계들 및 순서가 달리 정의될 수 있으며, 어떤 중요한 기능을 여전히 수행할 수 있다. 이에 따라, 기능적인 구성 블록들과, 순서도 블록들 및 순서들의 이러한 대안적인 정의들은 청구된 발명의 범위 및 취지 내에 있다. 또한, 당업자는 기능적인 구성 블록들과, 본 명세서의 다른 예시적인 블록들, 모듈들 및 컴포넌트들이 예시된 바와 같이 구현될 수 있거나, 또는 이산 컴포넌트들, 주문형 집적 회로들(application specific integrated circuits), 적절한 소프트웨어 등을 싫행하는 프로세서들, 또는 그 임의의 조합에 의해 구현될 수 있음을 인식할 것이다.

추가적인 양태에 따르면, 소우-리스(surface acoustic wave(SAW)-less) 수신기는,

인바운드 무선 주파수(inbound radio frequency(RF)) 신호를 수신하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈(front end module; FEM) 인터페이스 모듈;

포지티브 레그 전류(positive leg current) RF 신호를 생성하기 위해 상기 인바운드 RF 신호의 포지티브 레그를 증폭하도록 동작가능한 제 1 인버터 기반의 저잡음 증폭기 모듈과, 네거티브 레그 전류(negative leg current) RF 신호를 생성하기 위해 상기 인바운드 RF 신호의 네거티브 레그를 증폭하도록 동작가능한 제 2 인버터 기반의 저잡음 증폭기 모듈과, 상기 포지티브 및 네거티브 레그 전류 RF 신호들을 동위상(in-phase)(I) 혼합된 전류 신호 및 직교(quadrature)(Q) 혼합된 전류 신호로 변환하도록 동작가능한 혼합 모듈과, 상기 I 혼합된 전류 신호를 I 혼합된 전압 신호로 변환하도록 동작가능한 제 1 트랜스임피던스(transimpedance) 증폭기 모듈과, 상기 Q 혼합된 전류 신호를 Q 혼합된 전압 신호로 변환하도록 동작가능한 제 2 트랜스임피던스 증폭기 모듈을 포함하는 무선 주파수(RF)-중간 주파수(IF) 수신기 섹션; 및

상기 I 및 Q 혼합된 전압 신호들을 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들로 변환하도록 동작가능한 수신기 IF-기저대역 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 FEM 인터페이스 모듈은,

수신된 RF 신호를 생성하기 위해 RF 신호를 수신하도록 동작가능한 트랜스포머; 및

상기 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 수신된 RF 신호를 필터링하도록 동작가능한 튜닝가능 캐패시터 네트워크를 포함한다.

바람직하게는, 상기 제 1 및 제 2 인버터 기반의 저잡음 증폭기 모듈들의 각각은,

제어 신호를 수신하고;

상기 제어 신호에 기초하여, 이득, 선형성, 대역폭, 효율, 잡음, 출력 동적 범위, 슬루 레이트(slew rate), 상승 레이트(rise rate), 정착 시간(settling time), 오버슈트(overshoot), 및 안정 계수(stability factor) 중의 적어도 하나를 조절하도록 추가적으로 동작가능하다.

바람직하게는, 상기 혼합 모듈은,

상기 포지티브 레그 전류 RF 신호를 동위상(I) 전류 신호로 변환하고, 상기 네거티브 레그 전류 RF 신호를 직교(Q) 전류 신호로 변환하도록 동작가능한 위상 쉬프팅(phase shifting) 모듈; 및

상기 I 혼합된 전류 신호를 생성하기 위해 상기 I 전류 신호를 국부 발진의 I 전류 신호와 혼합하고, 상기 Q 혼합된 전류 신호를 생성하기 위해 상기 Q 전류 신호를 상기 국부 발진의 Q 전류 신호와 혼합하도록 동작가능한 혼합기를 포함한다.

바람직하게는, 상기 혼합기 모듈은,

포지티브 혼합된 신호 및 네거티브 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 포지티브 및 네거티브 레그 전류 RF 신호들을 국부 발진의 복수의 위상-오프셋 성분들과 혼합하도록 동작가능한 스위칭 네트워크;

상기 포지티브 혼합된 신호를 상기 I 혼합된 전류 신호로 변환하도록 동작가능한 제 1 트랜스임피던스 증폭기;

상기 네거티브 혼합된 신호를 상기 Q 혼합된 신호로 변환하도록 동작가능한 제 2 트랜스임피던스 증폭기;

상기 제 1 트랜스임피던스 증폭기의 출력에 연결된 제 1 임피던스; 및

상기 제 2 트랜스임피던스 증폭기의 출력에 연결된 제 2 임피던스를 포함한다.

바람직하게는, 상기 제 1 및 제 2 트랜스임피던스 증폭기들의 각각은,

트랜스임피던스 증폭기; 및

상기 트랜스임피던스 증폭기에 연결된 임피던스를 포함하고,

상기 트랜스임피던스 증폭기 및 임피던스의 조합은,

상기 트랜스임피던스 증폭기의 입력들로부터 IF보다 낮은 주파수들을 갖는 신호들을 위한 기준 전위까지의 로우 임피던스 경로(low impedance path);

IF보다 높은 주파수들을 갖는 신호들을 위한 입력들 사이의 로우 임피던스 경로를 제공하고,

상기 트랜스임피던스 증폭기는 상기 I 및 Q 혼합된 전압 신호들의 각각의 하나를 생성하기 위해 상기 IF에 근접한 주파수들을 갖는 신호들을 증폭한다.

바람직하게는, 상기 트랜스임피던스 증폭기는,

네거티브 레그 바이어스 트랜지스터(negative leg bias transistor);

상기 네거티브 레그 바이어스 트랜지스터에 연결된 네거티브 레그 소스 팔로워 증폭기(negative leg source follower amplifier);

상기 트랜스임피던스 증폭기의 네거티브 입력을 제공하기 위해 상기 네거티브 레그 소스 팔로워 증폭기 및 상기 네거티브 레그 바이어스 트랜지스터의 공통 노드(common node)에 연결된 네거티브 레그 전류 소스;

포지티브 레그 바이어스 트랜지스터(positive leg bias transistor);

상기 포지티브 레그 바이어스 트랜지스터에 연결된 포지티브 레그 소스 팔로워 증폭기(positive leg source follower amplifier);

상기 트랜스임피던스 증폭기의 포지티브 입력을 제공하기 위해 상기 포지티브 레그 소스 팔로워 증폭기 및 상기 포지티브 레그 바이어스 트랜지스터의 공통 노드에 연결된 포지티브 레그 전류 소스; 및

상기 네거티브 및 포지티브 레그 전류 소스들에 연결된 캐패시터를 포함한다.

바람직하게는, 상기 소우-리스 수신기는,

희망하지 않는 RF 신호로부터 상기 인바운드 RF 신호를 분리하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈(front end module)을 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 수신기 IF-BB 섹션은,

I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 전압 신호들을 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션(mixing section); 및

결합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고, 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 생성하기 위해 상기 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 결합 및 필터링 섹션을 포함한다.

또 다른 양태에 따르면, 소우-리스(SAW(surface acoustic wave)-less) 수신기는,

인바운드 무선 주파수(RF) 신호를 수신하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈(front end module; FEM) 인터페이스 모듈;

상기 인바운드 RF 신호를 포지티브 레그 전류 RF 신호 및 네거티브 레그 전류 RF 신호로 변환하고, 상기 포지티브 및 네거티브 레그 전류 RF 신호들을 동위상(I) 혼합된 전류 신호 및 직교(Q) 혼합된 전류 신호로 변환하고, 상기 I 혼합된 전류 신호를 I 혼합된 전압 신호로 변환하고, 상기 Q 혼합된 전류 신호를 Q 혼합된 전압 신호로 변환하도록 동작가능한 무선 주파수(RF)-중간 주파수(IF) 수신기 섹션; 및

상기 I 및 Q 혼합된 전압 신호들을 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들로 변환하도록 동작가능한 수신기 IF-기저대역 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 FEM 인터페이스 모듈은,

수신된 RF 신호를 생성하기 위해 RF 신호를 수신하도록 동작가능한 트랜스포머; 및

상기 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 수신된 RF 신호를 필터링하도록 동작가능한 튜닝가능 캐패시터 네트워크를 포함한다.

바람직하게는, 상기 RF-IF 수신기 섹션은,

상기 포지티브 레그 전류 RF 신호를 동위상(I) 전류 신호로 변환하고;

상기 네거티브 레그 전류 RF 신호를 직교(Q) 전류 신호로 변환하고;

상기 I 혼합된 전류 신호를 생성하기 위해 상기 I 전류 신호를 국부 발진의 I 전류 신호와 혼합하고;

상기 Q 혼합된 전류 신호를 생성하기 위해 상기 Q 전류 신호를 상기 국부 발진의 Q 전류 신호와 혼합함으로써, 상기 포지티브 및 네거티브 레그 전류 RF 신호들을 변환한다.

바람직하게는, 상기 RF-IF 수신기 섹션은,

포지티브 혼합된 신호 및 네거티브 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 포지티브 및 네거티브 레그 전류 RF 신호들을 국부 발진의 복수의 위상-오프셋 성분들과 혼합하고;

상기 포지티브 혼합된 신호를 상기 I 혼합된 전류 신호로 변환하고;

상기 네거티브 혼합된 신호를 상기 Q 혼합된 신호로 변환함으로써, 상기 포지티브 및 네거티브 레그 전류 RF 신호들을 변환한다.

바람직하게는, 상기 소우-리스(SAW-less) 수신기는,

희망하지 않는 RF 신호로부터 상기 인바운드 RF 신호를 분리하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈을 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 수신기 IF-BB 섹션은,

I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 전압 신호들을 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션; 및

결합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고, 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 생성하기 위해 상기 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 결합 및 필터링 섹션을 포함한다.

또 다른 양태에 따르면, 무선 주파수(RF)-중간 주파수(IF) 수신기 섹션은,

포지티브 레그 전류 RF 신호를 생성하기 위해 인바운드 RF 신호의 포지티브 레그를 증폭하도록 동작가능한 제 1 인버터 기반의 저잡음 증폭기 모듈;

네거티브 레그 전류 RF 신호를 생성하기 위해 상기 인바운드 RF 신호의 네거티브 레그를 증폭하도록 동작가능한 제 2 인버터 기반의 저잡음 증폭기 모듈;

상기 포지티브 및 네거티브 레그 전류 RF 신호들을 동위상(I) 혼합된 전류 신호 및 직교(Q) 혼합된 전류 신호로 변환하도록 동작가능한 혼합 모듈;

상기 I 혼합된 전류 신호를 I 혼합된 전압 신호로 변환하도록 동작가능한 제 1 트랜스임피던스 증폭기 모듈; 및

상기 Q 혼합된 전류 신호를 Q 혼합된 전압 신호로 변환하도록 동작가능한 제 2 트랜스임피던스 증폭기 모듈을 포함한다.

바람직하게는, 상기 제 1 및 제 2 인버터 기반의 저잡음 증폭기 모듈들의 각각은,

제어 신호를 수신하고;

상기 제어 신호에 기초하여, 이득, 선형성, 대역폭, 효율, 잡음, 출력 동적 범위, 슬루 레이트, 상승 레이트, 정착 시간, 오버슈트, 및 안정 계수 중의 적어도 하나를 조절하도록 추가적으로 동작가능하다.

바람직하게는, 상기 혼합 모듈은,

상기 포지티브 레그 전류 RF 신호를 동위상(I) 전류 신호로 변환하고, 상기 네거티브 레그 전류 RF 신호를 직교(Q) 전류 신호로 변환하도록 동작가능한 위상 쉬프팅 모듈; 및

상기 I 혼합된 전류 신호를 생성하기 위해 상기 I 전류 신호를 국부 발진의 I 전류 신호와 혼합하고, 상기 Q 혼합된 전류 신호를 생성하기 위해 상기 Q 전류 신호를 상기 국부 발진의 Q 전류 신호와 혼합하도록 동작가능한 혼합기를 포함한다.

바람직하게는, 상기 혼합기 모듈은,

포지티브 혼합된 신호 및 네거티브 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 포지티브 및 네거티브 레그 전류 RF 신호들을 국부 발진의 복수의 위상-오프셋 성분들과 혼합하도록 동작가능한 스위칭 네트워크;

상기 포지티브 혼합된 신호를 상기 I 혼합된 전류 신호로 변환하도록 동작가능한 제 1 트랜스임피던스 증폭기;

상기 네거티브 혼합된 신호를 상기 Q 혼합된 신호로 변환하도록 동작가능한 제 2 트랜스임피던스 증폭기;

상기 제 1 트랜스임피던스 증폭기의 출력에 연결된 제 1 임피던스; 및

상기 제 2 트랜스임피던스 증폭기의 출력에 연결된 제 2 임피던스를 포함한다.

바람직하게는, 상기 제 1 및 제 2 트랜스임피던스 증폭기들의 각각은,

트랜스임피던스 증폭기; 및

상기 트랜스임피던스 증폭기에 연결된 임피던스를 포함하고,

상기 트랜스임피던스 증폭기 및 임피던스의 조합은,

상기 트랜스임피던스 증폭기의 입력들로부터 IF보다 낮은 주파수들을 갖는 신호들을 위한 기준 전위까지의 로우 임피던스 경로;

IF보다 높은 주파수들을 갖는 신호들을 위한 입력들 사이의 로우 임피던스 경로를 제공하고,

상기 트랜스임피던스 증폭기는 상기 I 및 Q 혼합된 전압 신호들의 각각의 하나를 생성하기 위해 상기 IF에 근접한 주파수들을 갖는 신호들을 증폭한다.

바람직하게는, 상기 트랜스임피던스 증폭기는,

네거티브 레그 바이어스 트랜지스터;

상기 네거티브 레그 바이어스 트랜지스터에 연결된 네거티브 레그 소스 팔로워 증폭기;

상기 트랜스임피던스 증폭기의 네거티브 입력을 제공하기 위해 상기 네거티브 레그 소스 팔로워 증폭기 및 상기 네거티브 레그 바이어스 트랜지스터의 공통 노드에 연결된 네거티브 레그 전류 소스;

포지티브 레그 바이어스 트랜지스터;

상기 포지티브 레그 바이어스 트랜지스터에 연결된 포지티브 레그 소스 팔로워 증폭기;

상기 트랜스임피던스 증폭기의 포지티브 입력을 제공하기 위해 상기 포지티브 레그 소스 팔로워 증폭기 및 상기 포지티브 레그 바이어스 트랜지스터의 공통 노드에 연결된 포지티브 레그 전류 소스; 및

상기 네거티브 및 포지티브 레그 전류 소스들에 연결된 캐패시터를 포함한다.

또 다른 양태에 따르면, 소우-리스(SAW-less) 수신기는,

제 1 RF 대역 신호 성분 및 제 2 RF 대역 신호 성분 중의 적어도 하나를 포함하는 인바운드 무선 주파수(RF) 신호를 수신하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈(FEM) 인터페이스 모듈;

스위칭 네트워크와, 기저대역 필터 응답을 갖는 복수의 기저대역 임피던스들을 포함하는 주파수 변환된 대역통과 필터(frequency translated bandpass filter; FTBPF)로서, 상기 스위칭 네트워크는 상기 기저대역 필터 응답을 제 1 RF 대역 주파수 응답 및 제 2 RF 주파수 대역 응답으로 주파수 변환하도록 동작가능하고, 상기 FTBPF는 제 1 필터링된 인바운드 RF 신호 및 제 2 필터링된 인바운드 RF 신호 중의 적어도 하나를 생성하기 위해 상기 인바운드 RF 신홀르 필터링하여 상기 제 1 및 제 2 RF 대역 신호 성분들 중의 실질적으로 감쇠되지 않은 적어도 하나를 통과시키는, 상기 주파수 변환된 대역통과 필터; 제 1 증폭된 인바운드 RF 신호 및 제 2 증폭된 인바운드 RF 신호 중의 적어도 하나를 생성하기 위해 상기 제 1 및 제 2 필터링된 인바운드 RF 신호들 중의 적어도 하나를 증폭하도록 동작가능한 저잡음 증폭기 모듈(low noise amplifier module; LNA); 제 1 인바운드 IF 신호 및 제 2 인바운드 IF 신호 중의 적어도 하나를 생성하기 위해 상기 제 1 및 제 2 증폭된 인바운드 RF 신호들 중의 적어도 하나를, 대응하는 제 1 또는 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션을 포함하는 RF-중간 주파수(IF) 수신기 섹션; 및

상기 제 1 및 제 2 인바운드 IF 신호들 중의 적어도 하나를 하나 이상의 제 1 인바운드 심볼 스트림들 및 하나 이상의 제 2 인바운드 심볼 스트림들 중의 적어도 하나로 변환하도록 동작가능한 수신기 IF-기저대역 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 FEM 인터페이스 모듈은,

트랜스포머; 및

상기 트랜스포머의 2차 측에 동작가능하게 연결되고, 상기 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 수신된 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위한 튜닝가능 캐패시터 네트워크(C1)를 포함한다.

바람직하게는, 상기 소우-리스 수신기는,

희망하지 않는 RF 신호로부터 상기 인바운드 RF 신호를 분리하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈을 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 수신기 IF-BB 섹션은,

제 1 I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 제 1 혼합 섹션;

제 1 결합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고, 상기 하나 이상의 제 1 인바운드 심볼 스트림들을 생성하기 위해 상기 제 1 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 제 1 결합 및 필터링 섹션;

제 2 I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 제 3 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 제 2 혼합 섹션; 및

제 2 결합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고, 상기 하나 이상의 제 2 인바운드 시스템 스트림들을 생성하기 위해 상기 제 2 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 제 2 결합 및 필터링 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 소우-리스 수신기는,

제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들 및 제 2 복수의 위상-오프셋 신호들을 생성하도록 동작가능한 클록 생성기를 더 포함하고,

상기 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트는 상기 제 1 및 제 2 인바운드 RF 신호 성분들의 주파수들의 차 함수(difference function)에 대응하고, 상기 제 2 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트는 상기 제 1 및 제 2 인바운드 RF 신호 성분들의 주파수들의 합 함수(sum function)에 대응하고, 상기 스위칭 네트워크는 상기 기저대역 필터 응답을 상기 제 1 RF 대역 주파수 응답으로 주파수 변환하기 위해 상기 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들을 통해 클록(clock)되고, 상기 기저대역 필터 응답을 상기 제 2 RF 주파수 대역 응답으로 주파수 변환하기 위해 상기 제 2 복수의 위상-오프셋 클록 신호들을 통해 클록된다.

바람직하게는, 상기 혼합 섹션은,

상기 제 1 증폭된 인바운드 RF 신호를 제 1 동위상(I) 신호 성분 및 제 1 직교(Q) 신호 성분으로 변환하고, 제 1 I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 I 신호 성분을 제 1 국부 발진의 제 1 I 신호 성분과 혼합하고, 제 1 Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 Q 신호 성분을 상기 제 1 국부 발진의 제 1 Q 신호 성분과 혼합하도록 동작가능한 제 1 혼합 모듈;

상기 제 1 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하도록 동작가능한 제 1 필터 모듈;

상기 제 2 증폭된 인바운드 RF 신호를 제 2 I 신호 성분 및 제 2 Q 신호 성분으로 변환하고, 제 2 I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 I 신호 성분을 제 2 국부 발진의 제 2 I 신호 성분과 혼합하고, 제 2 Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 Q 신호 성분을 상기 제 2 국부 발진의 제 2 Q 신호 성분과 혼합하도록 동작가능한 제 2 혼합 모듈; 및

상기 제 2 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하도록 동작가능한 제 2 필터 모듈을 포함한다.

바람직하게는, 상기 FTBPF는,

상기 복수의 기저대역 임피던스들 중의 적어도 일부에 연결된 포지티브 이득 스테이지; 및

상기 기저대역 필터 응답을 갖는 로우(low)-Q 기저대역 필터를 생성하기 위해 상기 복수의 기저대역 임피던스들 중의 적어도 일부에 연결된 네거티브 이득 스테이지를 더 포함하고,

상기 기저대역 필터 응답은 상기 포지티브 및 네거티브 이득 스테이지들 사이의 비율에 기초하여 제로 주파수(zero frequency)로부터 오프셋되어 있다.

바람직하게는, 상기 복수의 기저대역 임피던스들의 기저대역 임피던스는,

캐패시터;

가변 캐패시터;

스위치드 캐패시터 필터;

스위치 캐패시터 저항; 및

복소 임피던스 중의 적어도 하나를 포함한다.

바람직하게는, 상기 복수의 기저대역 임피던스들은,

기저대역 임피던스들의 제 1 집합(set)으로서, 상기 스위칭 네트워크는, 제 1 IF 클록의 제 1 클록 간격 동안에 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 기저대역 임피던스들의 제 1 집합 중의 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 1 IF 클록의 제 2 클록 간격 동안에 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 기저대역 임피던스들의 제 1 집합 중의 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 1 IF 클록의 제 3 클록 간격 동안에 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴과 반대로 연결하고, 상기 제 1 IF 클록의 제 4 클록 간격 동안에 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴과 반대로 연결하도록 동작가능한, 상기 기저대역 임피던스들의 제 1 집합; 및

기저대역 임피던스들의 제 2 집합으로서, 상기 스위칭 네트워크는, 제 2 IF 클록의 제 1 클록 간격 동안에 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 기저대역 임피던스들의 제 2 집합 중의 제 5 및 제 7 기저대역 임피던스들을 제 3 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 2 IF 클록의 제 2 클록 간격 동안에 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 기저대역 임피던스들의 제 2 집합 중의 제 6 및 제 8 기저대역 임피던스들을 제 4 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 2 IF 클록의 제 3 클록 간격 동안에 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 5 및 제 7 기저대역 임피던스들을 제 3 연결 패턴과 반대로 연결하고, 상기 제 2 IF 클록의 제 4 클록 간격 동안에 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 6 및 제 8 기저대역 임피던스들을 제 4 연결 패턴과 반대로 연결하도록 동작가능한, 상기 기저대역 임피던스들의 제 2 집합을 포함한다.

또 다른 양태에 따르면, 소우-리스(surface acoustic wave(SAW)-less) 수신기는,

제 1 RF 대역 신호 성분 및 제 2 RF 대역 신호 성분 중의 적어도 하나를 포함하는 인바운드 무선 주파수(RF) 신호를 수신하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈(FEM) 인터페이스 모듈;

제 1 증폭된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 RF 대역 신호 성분을 증폭하고, 제 2 증폭된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 RF 대역 신호 성분을 증폭하고, 기저대역 필터 응답을 제 1 RF 필터 응답으로 상향 변환하고, 상기 기저대역 필터 응답을 제 2 RF 필터 응답으로 상향 변환하고, 제 1 필터링된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 RF 필터 응답에 기초하여 상기 제 1 증폭된 인바운드 RF 신호를 필터링하고, 제 2 필터링된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 RF 필터 응답에 기초하여 상기 제 2 증폭된 인바운드 RF 신호를 필터링하고, 상기 인바운드 RF 신호가 상기 제 1 인바운드 RF 신호를 포함할 경우에 상기 제 1 필터링된 인바운드 RF 신호를 제 1 인바운드 IF 신호로 하향 변환하고, 상기 인바운드 RF 신호가 상기 제 2 인바운드 RF 신호를 포함할 경우에 상기 제 2 필터링된 인바운드 RF 신호를 제 2 인바운드 IF 신호로 하향 변환하도록 동작가능한 RF-중간 주파수(IF) 수신기 섹션;

상기 제 1 필터링된 인바운드 IF 신호를 하나 이상의 제 1 인바운드 심볼 스트림들로 변환하고, 상기 제 2 필터링된 인바운드 IF 신호를 하나 이상의 제 2 인바운드 심볼 스트림들로 변환하도록 동작가능한 수신기 IF-기저대역 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 FEM 인터페이스 모듈은,

수신된 RF 신호를 생성하기 위해 RF 신호를 수신하도록 동작가능한 트랜스포머;

상기 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 수신된 RF 신호를 필터링하도록 동작가능한 튜닝가능 캐패시터 네트워크를 포함한다.

바람직하게는, 상기 소우-리스 수신기는,

희망하지 않는 RF 신호로부터 상기 인바운드 RF 신호를 분리하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈을 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 수신기 IF-BB 섹션은,

제 1 I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 제 1 혼합 섹션;

제 1 결합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고, 상기 하나 이상의 제 1 인바운드 심볼 스트림들을 생성하기 위해 상기 제 1 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 제 1 결합 및 필터링 섹션;

제 2 I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 제 3 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 제 2 혼합 섹션; 및

제 2 결합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고, 상기 하나 이상의 제 2 인바운드 심볼 스트림들을 생성하기 위해 상기 제 2 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 제 2 결합 및 필터링 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 RF-IF 수신기 섹션은,

상기 제 1 RF 필터 응답을 생성하기 위해 상기 기저대역 필터 응답을 갖는 제 1 필터를 클록하는 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들을 생성하도록 동작가능하고, 상기 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트는 상기 제 1 및 제 2 인바운드 RF 신호 성분들의 주파수들의 차 함수에 대응하고;

상기 제 2 RF 필터 응답을 생성하기 위해 상기 기저대역 필터 응답을 갖는 제 2 필터를 클록하는 제 2 복수의 위상-오프셋 신호들을 생성하도록 동작가능하고, 상기 제 2 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트는 상기 제 1 및 제 2 인바운드 RF 신호 신호 성분들의 주파수들의 합 함수에 대응한다.

바람직하게는, 상기 RF-IF 수신기 섹션은,

상기 제 1 필터링된 인바운드 RF 신호를 제 1 동위상(I) 신호 성분 및 제 1 직교(Q) 신호 성분으로 변환하고, 제 1 I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 I 신호 성분을 제 1 국부 발진의 I 신호 성분과 혼합하고, 제 1 Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 Q 신호 성분을 상기 제 1 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하고, 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링함으로써, 상기 제 1 필터링된 인바운드 RF 신호를 하향 변환하고,

상기 제 2 필터링된 인바운드 RF 신호를 제 2 I 신호 성분 및 제 2 Q 신호 성분으로 변환하고, 제 2 I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 I 신호 성분을 제 2 국부 발진의 I 신호 성분과 혼합하고, 제 2 Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 Q 신호 성분을 상기 제 2 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하고, 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링함으로써, 상기 제 2 필터링된 인바운드 RF 신호를 하향 변환하도록 추가적으로 동작가능하다.

바람직하게는, RF-IF 수신기 섹션은,

상기 제 1 및 제 2 RF 대역 신호 성분들의 주파수들의 차 함수에 대응하는 제 1 클록의 제 1 클록 간격 동안에 제 1 기저대역 필터 모듈 및 제 3 기저대역 필터 모듈을 제 1 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 1 클록의 제 2 클록 간격 동안에 제 2 기저대역 필터 모듈 및 제 4 기저대역 필터 모듈을 제 2 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 1 클록의 제 3 클록 간격 동안에 상기 제 1 기저대역 필터 모듈 및 상기 제 3 기저대역 필터 모듈을 제 1 연결 패턴과 반대로 연결하고, 상기 제 1 클록의 제 4 클록 간격 동안에 상기 제 2 기저대역 필터 모듈 및 상기 제 4 기저대역 필터 모듈을 제 2 연결 패턴과 반대로 연결함으로써, 기저대역 필터 응답을 상기 제 1 RF 필터 응답으로 상향 변환하고,

상기 제 1 및 제 2 RF 대역 신호 성분들의 주파수들의 합 함수에 대응하는 제 2 클록의 제 1 클록 간격 동안에 제 5 기저대역 필터 모듈 및 제 7 기저대역 필터 모듈을 제 3 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 2 클록의 제 2 클록 간격 동안에 제 6 기저대역 필터 모듈 및 제 8 기저대역 필터 모듈을 제 4 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 2 클록의 제 3 클록 간격 동안에 상기 제 5 기저대역 필터 모듈 및 상기 제 7 기저대역 필터 모듈을 제 3 연결 패턴과 반대로 연결하고, 상기 제 2 클록의 제 4 클록 간격 동안에 상기 제 6 기저대역 필터 모듈 및 상기 제 8 기저대역 필터 모듈을 제 4 연결 패턴과 반대로 연결함으로써, 상기 기저대역 필터 응답을 상기 제 2 RF 필터 응답으로 상향 변환하도록 추가적으로 동작가능하다.

바람직하게는, 상기 소우-리스 수신기는,

적어도 하나의 기저대역 임피던스를 포함하는 상기 제 1 내지 제 8 기저대역 필터 모듈들 각각을 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 기저대역 임피던스는,

캐패시터;

선택가능 캐패시터 네트워크;

프로그램가능 스위치드 캐패시터 네트워크(programmable switched capacitor network); 및

프로그램가능 스위치드 캐패시터 필터 중의 적어도 하나를 포함한다.

또 다른 양태에 따르면, 무선 주파수(RF)-중간 주파수(IF) 수신기 섹션은,

스위칭 네트워크와, 기저대역 필터 응답을 갖는 복수의 기저대역 임피던스들을 포함하는 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)로서, 상기 스위칭 네트워크는 상기 기저대역 필터 응답을 제 1 RF 대역 주파수 응답 및 제 2 RF 주파수 대역 응답으로 주파수 변환하도록 동작가능하고, 상기 FTBPF는 제 1 필터링된 인바운드 RF 신호 및 제 2 필터링된 인바운드 RF 신호 중의 적어도 하나를 생성하기 위해 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하여 상기 제 1 및 제 2 RF 대역 신호 성분들 중의 실질적으로 감쇠되지 않은 적어도 하나를 통과시키는, 상기 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF);

제 1 증폭된 인바운드 RF 신호 및 제 2 증폭된 인바운드 RF 신호 중의 적어도 하나를 생성하기 위해 상기 제 1 및 제 2 필터링된 인바운드 RF 신호들 중의 적어도 하나를 증폭하도록 동작가능한 저잡음 증폭기 모듈(LNA); 및

제 1 인바운드 IF 신호 및 제 2 인바운드 IF 신호 중의 적어도 하나를 생성하기 위해 상기 제 1 및 제 2 증폭된 인바운드 RF 신호들 중의 적어도 하나를 대응하는 제 1 또는 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션을 포함한다.

바람직하게는, 상기 혼합 섹션은,

상기 제 1 증폭된 인바운드 RF 신호를 제 1 동위상(I) 신호 성분 및 제 1 직교(Q) 신호 성분으로 변환하고, 제 1 I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 I 신호 성분을 제 1 국부 발진의 제 1 I 신호 성분과 혼합하고, 제 1 Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 Q 신호 성분을 상기 제 1 국부 발진의 제 1 Q 신호 성분과 혼합하도록 동작가능한 제 1 혼합 모듈;

상기 제 1 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하도록 동작가능한 제 1 필터 모듈;

상기 제 2 증폭된 인바운드 RF 신호를 제 2 I 신호 성분 및 제 2 Q 신호 성분으로 변환하고, 제 2 I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 I 신호 성분을 제 2 국부 발진의 제 2 I 신호 성분과 혼합하고, 제 2 Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 Q 신호 성분을 상기 제 2 국부 발진의 제 2 Q 신호 성분과 혼합하도록 동작가능한 제 2 혼합 모듈;

상기 제 2 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하도록 동작가능한 제 2 필터 모듈을 포함한다.

바람직하게는, 상기 FTBPF는,

상기 복수의 기저대역 임피던스들 중의 적어도 일부에 연결된 포지티브 이득 스테이지; 및

상기 기저대역 필터 응답을 갖는 로우-Q 기저대역 필터를 생성하기 위해 상기 복수의 기저대역 임피던스들 중의 적어도 일부에 연결된 네거티브 이득 스테이지를 더 포함하고,

상기 기저대역 필터 응답은 상기 포지티브 및 네거티브 이득 스테이지들 사이의 비율에 기초하여 제로 주파수(zero frequency)로부터 오프셋되어 있다.

바람직하게는, 상기 복수의 기저대역 임피던스들의 기저대역 임피던스는,

캐패시터;

가변 캐패시터;

스위치드 캐패시터 필터;

스위치 캐패시터 저항; 및

복소 임피던스 중의 적어도 하나를 포함한다.

바람직하게는, 상기 복수의 기저대역 임피던스들은,

기저대역 임피던스들의 제 1 집합으로서, 상기 스위칭 네트워크는, 제 1 IF 클록의 제 1 클록 간격 동안에 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 기저대역 임피던스들의 제 1 집합 중의 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 1 IF 클록의 제 2 클록 간격 동안에 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 기저대역 임피던스들의 제 1 집합 중의 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 1 IF 클록의 제 3 클록 간격 동안에 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴과 반대로 연결하고, 상기 제 1 IF 클록의 제 4 클록 간격 동안에 상기 제 1 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴과 반대로 연결하도록 동작가능한, 상기 기저대역 임피던스들의 제 1 집합; 및

기저대역 임피던스들의 제 2 집합으로서, 상기 스위칭 네트워크는, 제 2 IF 클록의 제 1 클록 간격 동안에 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 기저대역 임피던스들의 제 2 집합 중의 제 5 및 제 7 기저대역 임피던스들을 제 3 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 2 IF 클록의 제 2 클록 간격 동안에 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 기저대역 임피던스들의 제 2 집합 중의 제 6 및 제 8 기저대역 임피던스들을 제 4 연결 패턴으로 연결하고, 상기 제 2 IF 클록의 제 3 클록 간격 동안에 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 5 및 제 7 기저대역 임피던스들을 제 3 연결 패턴과 반대로 연결하고, 상기 제 2 IF 클록의 제 4 클록 간격 동안에 상기 제 2 인바운드 IF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 6 및 제 8 기저대역 임피던스들을 제 4 연결 패턴과 반대로 연결하도록 동작가능한, 상기 기저대역 임피던스들의 제 2 집합을 포함한다.

Claims (15)

1. 인바운드 무선 주파수(inbound radio frequency(RF)) 신호를 수신하도록 동작가능한 FEM(front end module; 프론트 엔드 모듈) 인터페이스 모듈;
   스위칭 네트워크와, 기저대역 필터 응답을 형성하는 복수의 기저대역 임피던스(impedance)들을 포함하는 주파수 변환된 대역통과 필터(frequency translated bandpass filter; FTBPF)로서, 상기 스위칭 네트워크는 상기 인바운드 RF 신호를 RF 대역통과 필터링하여 필터링된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 복수의 위상-오프셋(phase-offset) RF 클록 신호들에 따라 상기 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 FEM 인터페이스에 연결하도록 동작가능한, 상기 주파수 변환된 대역통과 필터; 증폭된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 필터링된 인바운드 RF 신호를 증폭하도록 동작가능한 저잡음 증폭기 모듈(low noise amplifier module; LNA); 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 증폭된 인바운드 RF 신호를 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션(mixing section)을 포함하는 RF-중간 주파수(IF) 수신기 섹션; 및
   상기 인바운드 IF 신호를 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림(symbol stream)들로 변환하도록 동작가능한 수신기 IF-기저대역 섹션을 포함하는, 소우-리스(SAW(surface acoustic wave)-less) 수신기.
2. 청구항 1에 있어서,
   상기 FEM 인터페이스 모듈은,
   트랜스포머(transformer); 및
   상기 트랜스포머의 2차 측에 동작가능하게 연결되고, 상기 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 수신된 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위한 튜닝가능(tunable) 캐패시터 네트워크(C1)를 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
3. 청구항 1에 있어서,
   희망하지 않는 RF 신호로부터 상기 인바운드 RF 신호를 분리하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈을 더 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
4. 청구항 1에 있어서,
   상기 수신기 IF-BB 섹션은,
   I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 인바운드 IF 신호를 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션; 및
   결합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고; 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림(symbol stream)들을 생성하기 위해 상기 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 결합 및 필터링 섹션을 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
5. 청구항 1에 있어서,
   상기 복수의 위상-오프셋 클록 신호들을 생성하도록 동작가능한 클록 생성기를 더 포함하고,
   상기 스위칭 네트워크는 상기 복수의 위상-오프셋 클록 신호들에 기초하여 상기 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 FEM 인터페이스 모듈 및 상기 LNA에 주기적으로 연결하고, 상기 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트(rate)는 상기 인바운드 RF 신호의 주파수에 대응하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
6. 청구항 1에 있어서,
   상기 혼합 섹션은,
   상기 증폭된 인바운드 RF 신호를 동위상(in-phase)(I) 신호 성분 및 직교(quadrature)(Q) 신호 성분으로 변환하고, I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 신호 성분을 국부 발진의 I 신호 성분과 혼합하고, Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 Q 신호 성분을 상기 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하도록 동작가능한 혼합 모듈; 및
   상기 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하도록 동작가능한 필터 모듈을 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
7. 청구항 1에 있어서,
   상기 스위칭 네트워크는,
   상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 1 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 복수의 기저대역 임피던스들의 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴으로 연결하고;
   상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 2 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 복수의 기저대역 임피던스들의 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴으로 연결하고;
   상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 3 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 1 및 제 3 기저대역 임피던스들을 제 1 연결 패턴과 반대로 연결하고;
   상기 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들 중의 제 4 신호 동안에 상기 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위해 상기 제 2 및 제 4 기저대역 임피던스들을 제 2 연결 패턴과 반대로 연결하도록 추가적으로 동작가능한, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
8. 청구항 7에 있어서,
   상기 복수의 기저대역 임피던스들의 기저대역 임피던스는,
   캐패시터;
   가변 캐패시터;
   스위치드 캐패시터 필터(switched capacitor filter);
   스위치 캐패시터 저항(switch capacitor resistance); 및
   복소 임피던스(complex impedance) 중의 적어도 하나를 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
9. 청구항 1에 있어서,
   상기 FTBPF는,
   제어 신호를 수신하도록 동작가능한 제어 모듈을 더 포함하고,
   상기 제어 신호는 상기 기저대역 필터 응답의 품질 계수(quality factor), 상기 기저대역 필터 응답의 이득, 상기 기저대역 필터 응답의 대역폭(bandwidth), 및 상기 기저대역 필터 응답의 감쇠 기울기(attenuation slope) 중의 하나 이상을 조절하기 위한 제어 정보를 제공하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
10. 인바운드 무선 주파수(inbound radio frequency(RF)) 신호를 수신하도록 동작가능한 FEM(front end module; 프론트 엔드 모듈) 인터페이스 모듈;
    제 1 스위칭 네트워크와, 제 1 기저대역 필터 응답을 형성하는 제 1 복수의 기저대역 임피던스들을 포함하는 RF 주파수 변환된 대역통과 필터(FTBPF)로서, 상기 제 1 스위칭 네트워크는 상기 인바운드 RF 신호를 RF 대역통과 필터링하여 필터링된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 복수의 위상-오프셋 RF 클록 신호들에 따라 상기 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 FEM 인터페이스에 연결하도록 동작가능한, 상기 RF 주파수 변환된 대역통과 필터; 증폭된 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 상기 필터링된 인바운드 RF 신호를 증폭하도록 동작가능한 저잡음 증폭기 모듈(LNA); 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 증폭된 인바운드 RF 신호를 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션; 제 2 스위칭 네트워크와, 제 2 기저대역 필터 응답을 형성하는 제 2 복수의 기저대역 임피던스들을 포함하는 IF FTBPF로서, 상기 제 2 스위칭 네트워크는 상기 인바운드 IF 신호를 IF 대역통과 필터링하여 필터링된 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 복수의 위상-오프셋 IF 클록 신호들에 따라 상기 제 2 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 혼합 섹션으로 연결하도록 동작가능한, 상기 IF FTBPF를 포함하는 RF-중간 주파수(IF) 수신기 섹션; 및
    상기 필터링된 인바운드 IF 신호를 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들로 변환하도록 동작가능한 수신기 IF-기저대역 섹션을 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
11. 청구항 10에 있어서,
    상기 FEM 인터페이스 모듈은,
    트랜스포머; 및
    상기 트랜스포머의 2차 측에 동작가능하게 연결되고, 상기 인바운드 RF 신호를 생성하기 위해 수신된 인바운드 RF 신호를 필터링하기 위한 튜닝가능 캐패시터 네트워크(C1)를 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
12. 청구항 10에 있어서,
    희망하지 않는 RF 신호로부터 상기 인바운드 RF 신호를 분리하도록 동작가능한 프론트 엔드 모듈을 더 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
13. 청구항 10에 있어서,
    상기 수신기 IF-BB 섹션은,
    I 및 Q 혼합된 신호들을 생성하기 위해 상기 인바운드 IF 신호를 제 2 국부 발진과 혼합하도록 동작가능한 혼합 섹션; 및
    결합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 결합하고, 상기 하나 이상의 인바운드 심볼 스트림들을 생성하기 위해 상기 결합된 신호를 필터링하도록 동작가능한 결합 및 필터링 섹션을 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
14. 청구항 10에 있어서,
    상기 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들을 생성하도록 동작가능하고, 상기 제 1 스위칭 네트워크는 상기 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들에 기초하여 상기 제 1 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 FEM 인터페이스 모듈 및 상기 LNA로 주기적으로 연결하고, 상기 제 1 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트는 상기 인바운드 RF 신호의 주파수에 대응하도록 하고,
    상기 제 2 복수의 위상-오프셋 클록 신호들을 생성하도록 동작가능하고, 상기 제 2 스위칭 네트워크는 상기 제 2 복수의 위상-오프셋 클록 신호들에 기초하여 상기 제 2 복수의 기저대역 임피던스들을 상기 혼합 모듈로 주기적으로 연결하고, 상기 제 2 복수의 위상-오프셋 클록 신호들의 레이트는 상기 인바운드 IF 신호의 주파수에 대응하도록 하는 클록 생성기를 더 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.
15. 청구항 10에 있어서,
    상기 혼합 섹션은,
    상기 증폭된 인바운드 RF 신호를 동위상(I) 신호 성분 및 직교(Q) 신호 성분으로 변환하고, I 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 I 신호 성분을 국부 발진의 I 신호 성분과 혼합하고, Q 혼합된 신호를 생성하기 위해 상기 Q 신호 성분을 상기 국부 발진의 Q 신호 성분과 혼합하도록 동작가능한 혼합 모듈; 및
    상기 인바운드 IF 신호를 생성하기 위해 상기 I 및 Q 혼합된 신호들을 필터링하도록 동작가능한 필터 모듈을 포함하는, 소우-리스(SAW-less) 수신기.

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