JP6788562B2 - 受信回路および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、受信回路および無線通信装置に関する。

近年、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈなど、比較的近距離向けの無線通信では、コストの削減と部品の小型化のため、無線通信装置の構成要素のオンチップ化が進められている。とりわけ、受信信号中のイメージ周波数成分除去に用いられる、イメージ除去フィルタのオンチップ化が求められている。オンチップ化に当たっては、性能の確保と回路面積の抑制が課題となっている。

これまでイメージ除去フィルタには、インダクタが使われることが多かったが、回路面積が大きくなってしまう。回路面積抑制のため、イメージ除去フィルタを送信用パワーアンプの整合回路と共用化することができる。しかし、高出力の送信用パワーアンプはインピーダンスが低く、イメージ除去フィルタの高いインピーダンスとマッチングしない。イメージ除去フィルタのインピーダンスと整合させようとすると、パワーアンプの高出力化が難しくなってしまう。また、共用の回路を使うと、特性の改善が難しい。

一般にＬＣ共振回路の共振周波数と反共振周波数の間隔が共振回路のＱ値に反比例する。このため、Ｑ値の低いオンチップインダクタを用いると、共振周波数と反共振周波数の間隔を小さくするのは難しい。イメージ周波数が受信周波数の近傍にある場合、イメージ周波数に係る妨害波の抑圧性能が低下してしまう。

国際公開ＷＯ２０１６／５４５１００号公報

本発明の実施形態は、イメージ周波数成分の除去機能を備え、受信周波数の信号を効率的に受信する受信回路および無線通信装置を提供する。

本発明の実施形態としての受信回路は、１次側の第１インダクタと、２次側の第２インダクタとを含むトランスと、前記第２インダクタに並列に接続された第１キャパシタとを備え、前記第１インダクタの一端に受信信号が入力される。

第１の実施形態に係る無線通信装置の構成例を示す図。 イメージ除去フィルタの周波数特性の例を示した図。 第１の実施形態に係る回路の構成例を示す図。 第１の実施形態に係る回路の等価回路を示す図。 第１の実施形態に係るトランスの例を示す図。 トランスにキャパシタが接続された例を示す図。 インダクタンス、Ｑ値、抵抗の特性の例を示す図。 第２の実施形態に係る回路の構成例を示す図。 第３の実施形態に係る回路の構成例を示す図。 第４の実施形態に係る回路の構成例を示す図。 可変インダクタの回路の構成例を示す図。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。また、図面において同一の構成要素は、同じ番号を付し、説明は、適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は第１の実施形態に係る無線通信装置の一例を示すブロック図である。

無線通信装置１はホストシステム２と電気的に接続されており、ホストシステム２が出力するデータを無線通信により搬送する。ホストシステム２の形態としては、タブレット、パソコン、スマートフォン、フィーチャーフォン、マウス、キーボード、プリンタ、スキャナ、オーディオ機器、ゲーム機、デジタルカメラ、ビデオカメラ、スマートウォッチ、ヘルスバンド、経路誘導装置、事務機器、生体情報モニタ、ＰＯＳ端末、商品管理用端末、非常用発信器、テレメトリー発信器、センサが搭載されたロボットなどが想定されるが、その他の形態のものであってもよい。

無線通信装置１は、例えばＢｌｕｅｔｏｏｔｈ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙなどの無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）またはこれらの後継規格に準拠した無線通信装置である。なお、無線通信装置１が用いる無線通信規格は、ＺｉｇＢｅｅ、Ｚ−Ｗａｖｅ、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＵＳＢなどの他の無線ＰＡＮ規格や、ＮＦＣ（Ｎｅａｒ ｆｉｅｌｄ ｒａｄｉｏ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）などの近距離無線規格であってもよく、その他の方式であってもよい。

無線通信装置１は、アンテナ１０と、ＲＦ部１ａと、ベースバンド部１ｂと、ホストインタフェース１５１と、制御部１５２とを備えている。無線通信装置１のすべての構成要素または一部の構成要素は、ひとつの半導体チップまたはパッケージ上に実装されていてもよい。

アンテナ１０はＲＦ部１ａと電気的に接続されており、アンテナ１０は、ＲＦ部１ａが出力する電気的な信号を電波として送信する。また、アンテナ１０が受信する電波はＲＦ部１ａへ電気的な信号として入力される。

図１ではアンテナ１０の１本のみが示されているが、無線通信装置１は複数のアンテナを備えてもよい。

アンテナ１０の大きさ及び形状は特に限定されない。また、アンテナ１０は無線通信装置１に内蔵されるものであっても、外付けされるものであってもよい。アンテナ１０としてアレイアンテナを用いてもよい。

ＲＦ部１ａは、受信回路１０１と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０２と、ミキサ１０３と、局部発振器１５０と、ミキサ２０６と、パワーアンプ２０７と、送信用整合回路２０８とを含む。

ＲＦ部１ａは、アンテナ１０が受信した信号を無線周波数からベースバンド周波数に変換し、ベースバンド部１ｂに転送する。ＲＦ部１ａはベースバンド部１ｂから信号を、ベースバンド周波数から無線周波数に変換し、アンテナ１０を用いて送信する。図１の例では、無線周波数から直接ベースバンド周波数への変換が行われているが、無線通信装置１は無線周波数から中間周波数への変換も行う方式のものであってもよい。

ＲＦ部１ａは、無線周波数として常に同じ周波数を使わず、無線周波数を一定の規則にしたがって切り替えてもよい。（周波数ホッピング）この場合、通信先の無線通信装置との間で、周波数切り替えの規則であるホッピング・シーケンスを決める。

受信回路１０１は、低雑音増幅器１０２に入力される信号のインピーダンス整合回路と、イメージ周波数などの不要周波数成分を除去するノッチフィルタを兼ねる。受信回路１０１の構成と機能の詳細については、後述する。

低雑音増幅器１０２は、受信した信号の増幅を行う。受信側のミキサ１０３と、送信側のミキサ２０６と、局部発振器１５０は、周波数の変換に用いられる。無線周波数が変更される場合、局部発振器１５０の発振周波数が調整される。局部発振器１５０の方式は特に問わない。また、受信側のミキサ、送信側のミキサ、局部発振器は１つずつではなく、複数あってもよい。パワーアンプ２０７は、送信前の信号を増幅する。パワーアンプ２０７が出力する送信信号は、送信用整合回路２０８を経由して、アンテナ１０から送信される。

ベースバンド部１ｂは、バンドパスフィルタ１０４と、増幅器１０５と、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１０６と、復調回路１０７と、復号化回路１０８と、符号化回路２０１と、変調回路２０２と、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）２０３と、増幅器２０４と、バンドパスフィルタ２０５とを含む。

このうち、バンドパスフィルタ１０４、増幅器１０５、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１０６、復調回路１０７、復号化回路１０８は、ベースバンド部１ｂのデータ受信機能に関わる構成要素である。

バンドパスフィルタ１０４は、ベースバンド周波数にダウンコンバートにされた受信信号の不要な周波数成分を除去する。増幅器１０５は、選択された周波数成分の受信信号の増幅を行う。Ａ／Ｄコンバータ１０６は、アナログの受信信号をディジタル信号に変換する。復調回路１０７は、ディジタル化された受信信号の復調を行う。復号化回路１０８は、ディジタル化された受信信号に含まれるデータを復号する。

一方、符号化回路２０１、変調回路２０２、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）２０３、増幅器２０４、バンドパスフィルタ２０５は、ベースバンド部１ｂのデータ送信機能に関わる構成要素である。

符号化回路２０１は、送信データを符号化し、ディジタルの送信信号を生成する。変調回路２０２は、送信信号を変調する。Ｄ／Ａコンバータ２０３は、ディジタルの送信信号をアナログ信号に変換する。増幅器２０４は、送信信号の増幅を行う。バンドパスフィルタ２０５は送信信号のうち、不要な周波数成分を除去する。

なお、図１の例では、Ｄ／Ａコンバータとミキサを用いた送信方式を用いているが、送信回路の方式はこれとは異なっていてもよい。例えば、発振器を直接送信用のパワーアンプに入力する方式を用いることも可能である。

なお、ベースバンド部１ｂで用いられる復変調方式および符号化方式については特に問わない。復変調方式の例としては、ＦＳＫ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＢＰＳＫ、ＱＡＭなどがある。Ａ／Ｄコンバータ１０６、Ｄ／Ａコンバータ２０３の回路方式についても、特に問わない。

ホストインタフェース１５１は、無線通信装置１とホストシステム２との間での電気信号の送受信を行う手段を提供する。ホストインタフェース１５１の例としては、ＰＣＩ Ｅｘｐｒｅｓｓ、ＵＳＢ、ＵＡＲＴ、ＳＰＩ、ＳＤＩＯなどがあるが、その他の規格によるインタフェースを用いてもよい。

制御部１５２は、無線通信装置１の各種設定や動作モードの変更などを行う。制御部１５２が行う設定の例としては、送信出力の変更、受信周波数の変更、送信周波数の変更、復変調方式の変更、符号化方式の変更などがある。また、例えばイメージ周波数、熱雑音、妨害波など、除去対象の周波数成分を特定する機能も有する。制御部１５２は回路に含まれるスイッチの制御、可変キャパシタや可変インダクタのパラメータ制御も行う。制御方法の詳細については後述する。

図１の例では、無線通信装置１がひとつの制御部１５２を備えているが、無線通信装置は複数の制御部を備えていてもよい。複数の制御部がある場合には、各制御部で設定や処理を分担してもよい。また、制御部はＲＦ部１ａやベースバンド部１ｂに配置されていてもよく、制御部の配置場所は特に問わない。

ＲＦ部１ａおよびベースバンド部１ｂの各構成要素は、半導体回路、ＦＰＧＡ、ＰＬＤ、ＡＳＩＣなどのハードウェアにより実装されていてもよいし、マイクロプロセッサ上で動作するファームウェアにより実装されていてもよいし、これらの組み合わせにより実現されていてもよい。

図１の無線通信装置１の構成は一例であり、フィルタ、ミキサ、増幅器の配置や個数が図１の例と異なっていてもよい。無線通信装置１の方式として、スーパーヘテロダイン方式、Ｌｏｗ−ＩＦ（Ｌｏｗ−Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）型、スライディングＩＦ型、直接引込み型、デジタルＰＬＬ再生型、またはその他の方式を用いてもよい。

次に、信号の周波数変換で発生するイメージ周波数（影像周波数）について述べる。以下では、無線周波数の信号をベースバンド周波数の信号に変換する場合を例に説明する。

無線周波数をｆ_ｒ、局部発信器の発振周波数をｆ_ＬＯとする。周波数ｆ_ｒと、ｆ_ＬＯの信号がミキサ１０３で乗算されると、下記の式（１）の関係が成り立つ。

ここで、ω_ｒ＝２πｆ_ｒ、ω_ＬＯ＝２πｆ_ＬＯである。式（１）の右辺より、ミキサ１０３で周波数ｆ_ｈ＝ｆ_ｒ＋ｆ_ＬＯの信号と、周波数ｆ_ｌ＝｜ｆ_ｒ−ｆ_ＬＯ｜の信号が発生することがわかる。ベースバンド周波数ｆ_ＢＦとしては、周波数ｆ_ｈの信号または周波数ｆ_ｌのいずれかの信号を用いる。バンドパスフィルタ１０４などを使って、周波数ｆ_ｌの信号を取り出す。

ミキサ１０３において、周波数ｆ_ｌの近傍に発生する周波数成分をイメージ周波数ｆ_ｉと呼ばれる。イメージ周波数ｆ_ｉは無線周波数ｆ_ｒと異なる周波数成分である。イメージ周波数ｆ_ｉについては、例えばｆ_ｉ＝２×ｆ_ＬＯ−ｆ_ｒの関係が成立する。イメージ周波数ｆ_ｉはミキサ１０３において、無線周波数ｆ_ｒの信号およびベースバンド周波数ｆ_ｉの近傍の周波数成分に変換されるため、無線周波数ｆ_ｒの信号に妨害が発生するおそれがある。妨害が発生すると、データ受信が困難となってしまう。したがって、中間周波数を用いる無線通信装置においては、受信回路にイメージ周波数を除去するフィルタなどを設けることが一般的である。

イメージ除去フィルタとしては、帯域除去フィルタ（バンドストップフィルタ）である、ノッチフィルタを使う。受信周波数に影響しないよう、できる限りＱ値が高いノッチフィルタを使うのが望ましい。図２はイメージ除去フィルタの周波数特性の例を示している。図２には上段と下段に２つのグラフが示されている。縦軸は信号の振幅であり、横軸は信号の周波数である。破線で示されたｆ_ｉはイメージ周波数を示している。

図２上段は、Ｑ値が高いイメージ除去フィルタの周波数特性を示している。一方、図２下段はＱ値が低いイメージ除去フィルタの周波数特性を示している。図２上段のグラフに係るフィルタでは、急峻な周波数特性を有しており、信号のイメージ周波数ｆ_ｉに係る成分のみが除去され、イメージ周波数ｆ_ｉ近傍の周波数成分が減衰は少ない。しかし、図２下段のグラフに係るフィルタでは、周波数特性が緩やかな曲線となっているため、イメージ周波数ｆ_ｉから離れた周波数成分まで減衰してしまう。

これまでのオンチップ化されたイメージ除去フィルタはＱ値が１０程度となっており、性能が不十分であった。したがって、関連技術によるオンチップのイメージ除去フィルタを使うと、受信周波数とイメージ周波数が近接しているときには、受信信号に係る成分まで除去されてしまい、受信性能が著しく低下する問題があった。

関連技術によるイメージ除去フィルタはインダクタを使って構成されていたが、チップ上の専有面積の大きさも課題となっていた。インダクタの周辺では磁場が発生するため、インダクタの周辺には回路を配置しない、禁止エリアを設ける必要がある。チップ上の禁止エリアが大きいと、実装可能な機能に制約が生じてしまうため、回路の占有面積が大きく増えないイメージ除去フィルタが求められている。

イメージ除去フィルタのＱ値は、イメージ周波数ｆ_ｉの値に依存する。ある周波数では効率的なイメージ周波数成分の除去が可能なフィルタも、他の周波数ではイメージ周波数の除去が難しい場合もある。Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈなどのように無線周波数が変わり、イメージ周波数の値が変化する通信方式では、複数のイメージ周波数において、一定以上のＱ値を確保できる必要がある。

上述の課題を解決するため、本発明の実施形態においてはトランスを用いた受信回路により、イメージ周波数の除去を行う。本実施形態に係る回路の詳細については後述する。

図３は第１の実施形態に係る受信回路の構成例を示している。図３は図１のアンテナ１０、受信回路１０１、低雑音増幅器１０２、パワーアンプ２０７の部分に相当する。なお、図３では、送信用整合回路２０８は省略されているが、アンテナ１０とパワーアンプ２０７の間に整合用回路があってもよい。以下では図に沿って、回路の構成を説明する。

図３の回路は、アンテナ１０と、トランス１１と、キャパシタ１２と、キャパシタ１３と、低雑音増幅器１０２と、パワーアンプ２０７を備えている。トランス１１は、オンチップトランスであり、１次側のインダクタ１１１と、２次側のインダクタ１１２とを含む。インダクタ１１１、１１２は、オンチップインダクタである。インダクタ１１１は、両端に端子１１Ａ、１１Ｂを備える。インダクタ１１２は、両端に端子１１Ｃ、１１Ｄを備える。インダクタ１１１、１１２は、インダクタンスが固定のものであってもよいし、可変インダクタであってもよい。

キャパシタ１２は、静電容量が可変または固定のオンチップキャパシタであり、端子１１Ｃと端子１１Ｄの間に接続されている。さらに端子１１Ｂとグラウンドの間には、キャパシタ１３が接続されている。図３のグラウンドとして、例えば回路全体の基準電位やアナログ回路の基準電位などを使うことができる。

キャパシタ１３も、静電容量が可変または固定のオンチップキャパシタである。なお、静電容量が可変である、可変キャパシタの構成例については後述する。インダクタ１１１の端子１１Ｂは低雑音増幅器１０２の入力端子にも接続されている。キャパシタ１２、１３としては、端子に電圧を印加すると静電容量が変化するバリアブルキャパシタなどを使うことができる。低雑音増幅器１０２のインピーダンスによっては、キャパシタ１３を省略することができる。

インダクタ１１１の端子１Ａには、アンテナ１０と、送信信号用のパワーアンプ２０７が接続されている。図３には明示されていないが、アンテナ１０と、パワーアンプ２０７の間でのインピーダンス整合が必要である場合、端子１４の位置に送信信号用の整合回路（送信用整合回路２０８）が配置されていてもよい。

次に、図３の回路の動作の概略を説明する。

アンテナ１０で、信号が受信され、端子１１Ａから当該信号が受信回路に入力されたとする。このとき、イメージ周波数成分の信号については、トランス１１とキャパシタ１２が並列共振回路を形成するため、入力インピーダンスが大きくなる。イメージ周波数成分の信号の低雑音増幅器１０２への入力は抑制される。

一方、受信周波数の信号については、トランス１１とキャパシタ１２はＱ値が高く、損失の少ないひとつのインダクタと等価であるとみなすことができる。この理由については後述する。

図４は、受信周波数における図３の回路の等価回路を示している。図４では、トランス１１とキャパシタ１２がインダクタ２１に置き換えられている。インダクタ２１とキャパシタ１３は低雑音増幅器１０２の入力インピーダンスを変換し、ノード１１Ａから見るインピーダンスがアンテナ１０のインピーダンスの共役になり、アンテナ１０からの信号が低雑音増幅器１０２へ効率的に伝達される。

次に、図５を参照しながら、トランス１１のインピーダンスの求め方を説明する。

図５はトランス１１の回路図である。インダクタ１１１に流れる電流はｉ_１、インダクタ１１２に流れる電流はｉ_２であるとする。また、インダクタ１１１のインダクタンスはＬ_１、インダクタ１１２のインダクタンスはＬ_２であるとする。インダクタ１１１とインダクタ１１２の間の相互インダクタンスはＭであるとする。これらの関係を使って、インダクタ１１１の両端の電圧ｖ_１とインダクタ１１２の両端の電圧ｖ_２を表すと下記の式（２）、（３）のようになる。

ここで、ωは電流の角周波数である。

相互インダクタンスＭは、下記の式（４）のように表される。

ここで、ｋは結合係数である。

現実のインダクタ１１１、１１２のインピーダンスにはインダクタンスだけでなく、抵抗成分も含む。ここで、インダクタ１１１の抵抗成分をＲ_１（ω）、インダクタ１１２の抵抗成分をＲ_２（ω）と置く。インダクタ１１１、１１２のＱ値をＱと置くと、Ｑ値の関係式Ｑ＝ωＬ／Ｒより、抵抗成分Ｒ_１（ω）、Ｒ_２（ω）は下記の式（５）、（６）のように表される。

図６は、図５にインダクタ１１１、１１２の抵抗成分１１１ａ、１１２ａと、キャパシタ１２を書き加えたものである。図６の回路は、図３、図４で示した受信回路の要素のうち、キャパシタ１３を除いた部分に相当する。図６において、端子１１Ａと端子１１Ｂ間のインピーダンスＺを求めると、下記の式（７）が得られる。

ここで、Ｘ＝ω^２Ｌ_２Ｃ_２である。

インピーダンスＺの実部と虚部を求めると、下記の式（８）、（９）のようになる。インピーダンスＺの実部は抵抗成分Ｒ_ｃになり、虚部はインダクタンス成分Ｌ_ｃになる。

式（９）より、Ｘが１以下であれば、インピーダンスＺの虚部は正数となる。したがって、Ｘが１以下であれば、インピーダンスＺはインダクタ性となる。

次に、式（８）、（９）を用いて図６の回路のＱ値を求めると、下記の式（１０）のようになる。

ここで、Ｑ_ｚはインピーダンスＺのＱ値である。

式（１０）より、Ｘ＝１のとき、Ｑ_ｚ（図６の回路のＱ値）は下記の式（１１）のようになる。

Ｑ値は一般に１より大きい数であるため、Ｘ＝１のとき、Ｑ_ｚは１未満となる。このため、Ｘ＝１のとき、端子１１Ａと端子１１Ｂ間のインピーダンスＺにおいて抵抗成分Ｒ_ｃが相対的に大きくなる。

一方、Ｘが０．５以下の時、Ｑ_ｚは式（１０）より下記の式（１２）のようになる。

Ｘ≦０．５のとき、Ｘ（１−Ｘ）＞Ｘ^２となるため、式（１２）のｂの値は、１より大きくなる。したがって、Ｑ_ｚ＞Ｑが成立し、図６の回路を使うと、インダクタ１１１またはインダクタ１１２のみを用いる場合に比べて高いＱ値が得られることがわかる。

これまで、Ｘの値によって、回路のインピーダンスやＱ値が変わることを述べた。次にＸの値を用いた回路設計の方法を説明する。

図７は、Ｑ＝１０、ｋ＝０．９５の場合における、図６の回路のインダクタンス成分Ｌ_ｃのグラフと、図６の回路のＱ値Ｑ_ｚのグラフと、抵抗成分の値を示したグラフである。図７のそれぞれのグラフの横軸はＸを示している。比較のため、グラフの縦軸の値は、インダクタ１１１に係る値で正規化されている。

例えば、図７上段のグラフでは、縦軸がインダクタ１１１のインダクタンスωＬ_１で正規化された、Ｌ_ｃ／ωＬ_１となっている。図７中段のグラフでは、縦軸がインダクタ１１１のＱ値で正規化されたＱ_ｚ／Ｑとなっている。図７下段のグラフでは、縦軸がインダクタ１１１の抵抗成分で正規化されたＲ_ｃ／Ｒ_１になっている。

図７のそれぞれのグラフの実線で描かれた曲線が、本実施形態に係る回路の特性を示している。なお、図７中段の破線７０で描かれた特性は、関連技術に係る回路のＱ値の特性である。図７中段のグラフをみると、本実施形態に係る回路の方がＱ値の値を大きく設定でき、受信信号中のイメージ周波数ｆ_ｉに係る成分を選択に除去できる可能性があることがわかる。

Ｘはω^２に比例しているため、受信信号の周波数が高くなるほど、Ｘの値も大きくなる。図７の各グラフの特性を参考にして、図６の回路の設計を行うことができる。

例えば、ベースバンド周波数ｆ_ＢＦとしてｆ_ｌ＝｜ｆ_ｒ−ｆ_ＬＯ｜が使われ、イメージ周波数ｆ_ｉがｆ_ｈ＝ｆ_ｒ＋ｆ_ＬＯに等しく、受信周波数ｆ_ｒより高い場合（ｆ_ｒ＜ｆ_ｉ）を想定する。この場合、イメージ周波数ｆ_ｉから求められるＸの値は、受信周波数ｆ_ｒから求められるＸの値の値より大きくなる。

ｆ_ｒ＜ｆ_ｉが成立するときには、受信回路の抵抗成分Ｒ_ｃに係る、図７下段のグラフを参照する。当該グラフにおいて、受信周波数ｆ_ｒから求められるＸの値が０．５以下になり、イメージ周波数ｆ_ｉから求められるＸの値が１．０になるよう、インダクタ１１２のインダクタンスＬ_２と、キャパシタ１２の静電容量Ｃ_２の値を調整する。

これにより、受信周波数における受信回路の抵抗成分は小さくなるため、受信信号を効率的に低雑音増幅器１０２へ入力することができる。一方、イメージ周波数における受信回路の抵抗成分は大きくなる。したがって受信信号中のイメージ周波数成分はアンテナ１０のインピーダンスとの不整合により、反射されるか、抵抗成分により消費される。このように、受信信号のイメージ周波数成分の低雑音増幅器１０２への漏れを少なくすることができる。

上述のＸの設定値の決定は無線通信装置の設計または調整に関わる事項である。Ｘの設定値として、以下のような例が考えられる。

第１の例ではイメージ周波数においてＸ＝１となるように、無線通信装置の設計または調整を行う。これにより、無線通信装置に係るイメージ周波数成分の除去性能が高くなる。第２の例では受信周波数ｆ_ｒにおいてＸ＝０．３になるよう、無線通信装置の設計または調整を行う。これにより、受信周波数ｆ_ｒに係る信号成分におけるＱ値を大きくし、受信信号の受信感度を高めることができる。第３の例では、Ｘの値を第１の例と第２の例の中間値に設定する。Ｘの値は、必要なイメージ周波数の除去能力と受信信号の受信感度に基づき、決定する。これらのＸの設定値は例であり、他の設定値を用いてもよい。

図７のようなグラフは、回路シミュレーションを行うことで得られるため、周波数ホッピングなどが行われ、複数の受信周波数が使われていても、本実施形態に係る受信回路の設計を容易に行うことができる。

上述のインダクタンスＬ_１、Ｌ_２、静電容量Ｃ_２などのパラメータ調整は、無線通信装置１の設計段階で行ってもよいし、無線通信装置１の製造後に行われてもよい。可変インダクタや可変キャパシタが用いられている場合には、無線通信装置１の製造後にも、一定の範囲でパラメータ調整を行うことができる。具体的な可変インダクタと可変キャパシタの構成については後述する。

可変インダクタや可変キャパシタのパラメータ調整は、無線通信装置１の制御部１５２が行うことができる。制御部１５２による、パラメータ調整は周波数ホッピングや無線周波数の変更動作と連動させることができる。

パラメータの調整値の決定は、例えば、制御部１５２内の記憶部に設けたテーブルを参照して行うことができる。この記憶部は、レジスタ、ＳＲＡＭ、ＤＲＡＭなどの揮発性メモリでも、ＮＡＮＤ、ＭＲＡＭ、ＦＲＡＭ、ＥＦＵＳＥなどの不揮発性メモリでもよい。またハードディスク、ＳＳＤなどのストレージ装置でもよい。

テーブルには例えば複数のＸの値と、それぞれのＸの値に対応する受信回路のＱ値Ｑ_ｚ、受信回路のインピーダンスＺや受信回路の抵抗成分Ｒ_ｃの値を格納する。なお、Ｘ＝ω^２Ｌ_２Ｃ_２である。以下ではイメージ周波数ｆ_ｉにおける抵抗成分Ｒ_ｃを最大にしたい場合を例に説明する。

テーブルを参照したところ、抵抗成分Ｒ_ｃが最大値をとるＸの値は１．０であったとする。キャパシタ１２が可変キャパシタであり、インダクタ１１２のインダクタンスＬ_２は固定であるのであれば、キャパシタ１２の静電容量を調整することにより、イメージ周波数ｆ_ｉにおける抵抗成分Ｒ_ｃを大きくすることができる。この場合には、Ｃ_２＝Ｘ／（ω^２Ｌ_２）＝（１．０）／（４π^２ｆ_ｉ ^２Ｌ_２）の値を求めることにより、キャパシタ１２の静電容量の設定値を求めることができる。なお、インダクタ１１２のインダクタンスも可変であれば、複数のＬ_２の設定値について、上述の計算を行い、用いるＣ_２とＬ_２の設定値を決定してもよい。

受信周波数ｆ_ｒにおける抵抗成分Ｒ_ｃを最小にしたい場合や、イメージ周波数ｆ_ｉにおけるＱ_ｚを最大にしたい場合に行われる処理は上述と同様である。

本実施形態に係る受信回路を用いることにより、選択的にイメージ周波数などの不要周波数成分の除去が可能となる。本実施形態においては、関連技術によるオンチップのイメージ除去フィルタに比べ、高いＱ値を得ることができる。本実施形態に係る受信回路はさらに受信信号用のインピーダンス整合回路の機能も兼ねている。したがって、本実施形態に係る受信回路を受信信号用の増幅器の前段に入れると、増幅器の特性劣化や受信感度の低下を防ぐことができる。

また、本実施形態に係る受信回路では、トランスが使われている。ウェーハー上にオンチップトランスを配置する場合にも、周囲に配線禁止スペースを設ける必要があるが、占有面積はインダクタ１つの約１．３倍であり、２つのトランスを使う場合に比べ、面積の増加を抑えることができる。

なお、上述では、本実施形態に係る受信回路をイメージ周波数の除去に用いる場合を例にとり、説明を行ったが、除去対象は、イメージ周波数以外の熱雑音、妨害波などのノイズ成分であってもよい。

（第１の変形例）
第１の変形例において用いられる受信回路の構成は、第１の実施形態に係る受信回路と同様である。ただし、第１の変形例では、第１の実施形態で説明した方法とは異なる方法で受信回路の設計またはパラメータ調整を行う。

図３の回路を参照すると、受信回路１０１のキャパシタ１２とインダクタ１１２が並列に接続されていることがわかる。これより、受信回路１０１へ入力される信号の周波数によっては、キャパシタ１２とインダクタ１１２が並列共振回路を形成することがある。並列共振回路では共振周波数において、回路のインピーダンスが最大となる。

したがって、上述の並列共振回路の共振周波数をイメージ周波数などの不要な周波数成分の周波数と一致させると、不要な周波数成分の低雑音増幅器１０２への入力を抑制することができる。

現実の回路には、寄生容量、寄生インダクタンス、寄生抵抗などが存在する。このため、キャパシタ１２とインダクタ１１２が並列接続された回路の理論的な共振周波数で、受信回路１０１の入力インピーダンスが最大になるとは限らない。したがって計算機シミュレーションなどを行って、各素子のパラメータの設定値を決めてもよい。

（第２の変形例）
第２の変形例において用いられる受信回路の構成は、第１の実施形態に係る受信回路と同様である。ただし、第２の変形例では、第１の実施形態で説明した方法とは異なる方法で受信回路の設計またはパラメータ調整を行う。

第２の変形例においては、少なくともインダクタ１１１、１１２、キャパシタ１２のいずれかのパラメータを調整し、受信周波数ｆ_ｒにおいて、トランス１１のＱ値が最大になるように受信回路を設計する。トランス１１のＱ値が最大になると、トランス１１の抵抗成分が最小になる。このため、受信回路１０１から受信周波数ｆ_ｒに係る信号成分を低雑音増幅器１０２へ効率的に入力することができる。

トランス１１のＱ値の計算には、例えば上述の式（１０）を用いることができる。素子のパラメータ調整には、図７のようなグラフを用いることができる。例えば図７中段のグラフにおいて、受信周波数ｆ_ｒから求められるＸの値が０．３になるように、インダクタ１１２とキャパシタ１２のパラメータを調整する。

第２の変形例による受信回路では、受信周波数ｆ_ｒにおける、低雑音増幅器１０２の雑音指数、利得などの特性改善を最優先にしている。一方、上述の第１の変形例では、不要な周波数成分の抑止を最優先に設計を行う。

（第２の実施形態）
第１の実施形態に係る受信回路を現実の無線通信機に適用する場合、基本的な構成は維持しつつ、一部の構成要素の変更や追加することが考えられる。第２の実施形態に係る受信回路は、第１の実施形態に係る受信回路へ構成要素の置き換えと追加を中心とした変形を行い、回路の実用性を高めたものである。

図８は、第２の実施形態に係る受信回路の構成例を示している。以下では、図８を参照しながら、第１の実施形態との差異点を中心に説明をする。

第２の実施形態に係る受信回路の基本的な構成は、以下の違いを除けば、第１の実施形態に係る受信回路と同様である。第１の違いは第１の実施形態に係るキャパシタ１２が、第２の実施形態ではキャパシタバンク３０に置き換えられている点である。第２の違いは、端子１１Ｄが配線３１を介してグラウンドに接続されている点である。配線３１が接続されるグラウンドの例としては、回路全体の基準電位やアナログ回路の基準電位などがある。

キャパシタバンク３０は、キャパシタ３０Ａとスイッチ３０Ｂが直列に接続された、複数のパス（ｐａｔｈ）を含む。スイッチ３０Ｂとしては、例えばＭＯＳトランジスタ、ダイオード、ＪＦＥＴ（ジャンクション型電界効果トランジスタ）などの半導体スイッチを用いることができる。スイッチ３０Ｂはその他の素子または素子の組み合わせにより実現してもよく、実装方法は特に問わない。スイッチ３０Ｂのオン／オフ（閉／開）操作は、無線通信装置１が備える制御部１５２が行う。

図８のキャパシタバンク３０は、パス＃１、パス＃２、パス＃３からパス＃ｎまでのｎ本のパスを備えている。パスは複数あればよく、特に本数は問わない。

信号の受信と送信に共通のアンテナを使う無線通信装置には、アンテナの接続先を受信用回路と送信用回路との間で切り替える、スイッチが設けられていることがある。切り替えスイッチを設けることにより、例えば送信用のパワーアンプとして高出力のタイプが使われていても、受信側の回路を高い電圧から保護することができる。

一般に、アンテナと送受信回路の間にスイッチが設置されていると、スイッチの挿入損失に起因した性能劣化が生ずる。受信時には受信感度が低下し、送信時には送信効率が低下するため、パワーアンプの消費電力が増大する。これらの物理的要因のため、アンテナの手前に切り替えスイッチを設けると、無線通信装置の性能を改善するのが難しくなってしまう。

したがって、送信用アンテナと受信用アンテナが共用される無線通信装置では、本発明の各実施形態のように、アンテナと送受信回路間の切り替えスイッチをなくした設計が好ましい。そこで、第２の実施形態に係る受信回路では、無線通信装置１の送信状態、受信状態に合わせ、キャパシタバンク３０のスイッチ３０Ｂを操作する。

無線通信装置１が送信を行うとき、キャパシタバンク３０のすべてのパスに係るスイッチ３０Ｂをオン（閉状態）にする。これにより、送信用のパワーアンプ２０７の出力する信号の電圧が、スイッチ３０Ｂの耐圧を超えていても、スイッチ３０Ｂが破損するのを防ぐことができる。スイッチ３０Ｂの耐圧の例としては、ＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間の絶対最大定格の電圧などがある。このような保護機能を受信回路に設けることにより、送信用のパワーアンプ２０７に高出力タイプのものを使い、送信電力を大きくすることが可能となる。

無線通信装置１が受信を行うときは、キャパシタバンク３０の一部のパスに係るスイッチ３０Ｂをオン（閉状態）にし、他のパスに係るスイッチ３０Ｂをオフ（開状態）にすることができる。オン／オフするスイッチ３０Ｂを変更することにより、キャパシタバンク３０の静電容量の調節が可能となる。オン／オフするスイッチ３０Ｂは、スイッチ３０Ｂの数で決定してもよいし、パス番号で特定してもよい。これにより、受信周波数ｆ_ｒやイメージ周波数ｆ_ｉに合わせ、上述のＱ値の調整、受信回路の抵抗成分の調整、共振周波数などを行うことができる。

同じ回路構成を有するチップであっても、プロセスばらつきにより、特性が異なるのが一般的である。また、プロセスばらつきを考慮して、オン／オフするスイッチ３０Ｂの数を調整することもできる。

例えば、キャパシタバンク３０の静電容量の設定値と、オン／オフするスイッチ３０Ｂとの対応を示すテーブルを制御部内の記憶部に設けることができる。

また、各キャパシタ３０Ａの大きさがほぼ等しいのであれば、静電容量の設定値を、数式に入力し、オン／オフするスイッチ３０Ｂの数を決定してもよい。テーブルの値や、数式のパラメータの調整を行うことで、プロセスばらつきによるチップ間の特性の違いを吸収することができる。なお、条件次第で受信時にすべてのスイッチ３０Ｂをオフにしてもよいし、すべてのスイッチ３０Ｂをオンにしてもよい。

なお、周波数ホッピングが行われると、受信周波数や送信周波数が変更されるため、受信回路のＱ値、抵抗成分の大きさ、共振周波数などの再調整を行う必要がある。したがって、無線通信装置１が受信状態であるときに、制御部が行うスイッチ３０Ｂのオン／オフ制御は、周波数ホッピングや無線周波数の変更動作に連動していてもよい。

第１の実施形態に係るキャパシタ１２の静電容量Ｃ_２を、上述のキャパシタバンク３０の静電容量の設定値に置き換えれば、第１の実施形態で述べたキャパシタなどのパラメータ調整を行うことができる。これにより、イメージ周波数ｆ_ｉにおける抵抗成分Ｒ_ｃを最大にしたり、受信周波数ｆ_ｒにおける抵抗成分Ｒ_ｃを最小にしたり、イメージ周波数ｆ_ｉにおけるＱ_ｚを最大になるよう、キャパシタバンク３０の静電容量を調整できる。

このように、第２の実施形態に係る受信回路を使えば、アンテナと送受信回路の間の切り替えスイッチがなくても、パワーアンプ２０７が出力する高電圧の送信信号から、受信回路を保護することができる。

（第３の実施形態）
第２の実施形態に係る受信回路では、送信用パワーアンプが出力する送信信号の電圧からキャパシタバンク内のスイッチを保護していた。第３の実施形態に係る受信回路は、送信用パワーアンプの出力がさらに高くなり、受信側の低雑音増幅器を高電圧から保護しなくてはならないときに用いることができる。

図９は第３の実施形態に係る受信回路の構成例を示している。以下では図９を参照しながら、本実施形態に係る受信回路を説明する。

第３の実施形態に係る受信回路では、低雑音増幅器の破損を防ぐため、低雑音増幅器１０２の前段とグラウンドとの間を結ぶ配線上にスイッチ３２を設けている。その他の構成は、第２の実施形態に係る受信回路と同様である。スイッチ３２としては、例えばダイオード、ＪＦＥＴ（ジャンクション型電界効果トランジスタ）などの半導体スイッチ用いることができる。スイッチ３２はその他の素子または素子の組み合わせにより実現してもよく、実装方法は特に問わない。

一般に、微細化の進んだＣＭＯＳプロセスでは、ドレイン・ソース間電圧の絶対最大定格値よりも、ゲート電圧の絶対最大定格値の方が高くなっている。したがって、パワーアンプ２０７の出力する最大電圧が、低雑音増幅器１０２で使われているＭＯＳトランジスタのゲート電圧の絶対最大定格値未満であるのであれば、低雑音増幅器１０２の保護は必須ではない。

しかし、パワーアンプ２０７の出力する最大電圧が、低雑音増幅器１０２で使われているＭＯＳトランジスタのゲート電圧の絶対最大定格値以上になる可能性がある場合には、無線通信装置１の送信動作中に低雑音増幅器１０２が故障してしまうおそれがある。このようなリスクを防止するため、上述の図９の例のような回路を用いることができる。

無線通信装置１の制御部は、当該無線通信装置が、アンテナ１０を介して信号を受信する、受信状態にあるときに、スイッチ３２をオフ（開状態）にする。また、無線通信装置１の制御部は、当該無線通信装置が、パワーアンプ２０７から信号を出力する、送信状態にあるときに、スイッチ３２をオン（閉状態）にする。

（第４の実施形態）
第４の実施形態では、無線通信装置が送信状態にあるとき、送信信号が受信回路に入り込むのを防止するため、受信回路の入力インピーダンスの調整を行う。図１０は、第４の実施形態に係る回路の構成例を示している。図１０の回路は、送信用のパワーアンプ２０７とアンテナ１０の間に位置する、送信用整合回路２０８が明示されている点を除けば、第３の実施形態に係る回路と同様である。

パワーアンプ２０７のインピーダンスと、アンテナ１０のインピーダンスが異なる場合には、パワーアンプ２０７とアンテナ１０の間にインピーダンス整合を行う送信用整合回路２０８を配置する必要がある。しかし、本実施形態や上述の各実施形態のようにアンテナが受信と送信で共用されており、切り替えスイッチがない構成においては、次の２つの要件を満たした設計を行う必要がある。

第１の要件は、受信周波数ｆ_ｒにおいて、端子１１Ａからみた受信回路のインピーダンスより、送信用整合回路２０８のインピーダンスが高いことである。これにより、無線通信装置１が受信をしているときに、受信周波数ｆ_ｒの信号成分が送信用整合回路２０８ではなく、受信回路の方に入力されるようになる。本要件を満たすためには、受信周波数ｆ_ｒにおける送信用整合回路２０８のインピーダンスが高くなるよう、回路設計を行う必要がある。

第２の要件は送信周波数ｆ_ｔにおいて、アンテナ１０のインピーダンスより、端子１１Ａからみた受信回路のインピーダンスが高いことである。これにより、無線通信装置１が送信をしているときに、送信周波数ｆ_ｔの信号成分が受信回路ではなく、アンテナ１０に入力されるようになる。本要件を満たすためには、送信周波数ｆ_ｔにおける受信回路のインピーダンスが高くなるよう、パラメータ調整など回路設計を行う必要がある。

第４の実施形態に係る回路においても、無線通信装置１の送信時にはキャパシタバンク３０のすべてのパスに係るスイッチ３０Ｂをオン（閉状態）にする。したがって、送信用のパワーアンプ２０７が送信信号を出力しているときのキャパシタバンク３０の静電容量はすべてのパスに係るキャパシタ３０Ａの静電容量の和に等しくなる。

送信周波数ｆ_ｔにおいて、端子１１Ａからみた受信回路のインピーダンスが最大となるよう、受信回路に含まれる素子のパラメータ調整を行うことにより、受信回路が信号送信処理に与える影響を最小限に抑えることができる。そこで、少なくともキャパシタバンク３０の静電容量、インダクタ１１１のインダクタンス、インダクタ１１２のインダクタンスのいずれかを調整し、送信周波数ｆ_ｔの信号で、並列共振回路を形成するようにする。これにより、パワーアンプ２０７の出力する送信信号の受信回路への漏れを最小限にし、アンテナ１０へ効率的に送信信号が入力される。

本実施形態のようなパラメータ調整を受信回路について行うことにより、上述の設計に係る２要件のうち、ふたつめの要件を満たすことができ、無線通信装置の回路設計に係る難易度を軽減することができる。

なお、上述の各実施形態に係る可変キャパシタとして、例えば強誘電体と電極を積層したデバイスなどを用いることができる。また、可変キャパシタはその他の種類のデバイスであってもよい。静電容量が可変であれば、可変キャパシタの種類や形態は特に問わない。可変キャパシタへの印加電圧と静電容量の対応関係を格納したテーブルなどを使えば、可変キャパシタの静電容量を任意の値に調整することができる。この調整処理は、それぞれの可変キャパシタが備える制御部が行ってもよいし、回路全体の制御部が行ってもよい。

（第５の実施形態）
第１の実施形態から第４の実施形態では、回路の素子のパラメータを調整し、Ｑ値や共振周波数を変更可能にした回路について述べた。したがって各実施形態に係るインダクタとして、インダクタンスが可変なものを使ってもよい。第５の実施形態ではインダクタンスが可変な可変インダクタの一例を説明する。

図１１は、可変インダクタの回路の構成例を示している。以下では図１１を参照しながら説明を行う。

図１１には、可変インダクタ６０が示されている。可変インダクタ６０はインダクタ列６１、６２を有する。インダクタ列６１とインダクタ列６２は端子Ｖ１と端子Ｖ２において両端が接続されている。したがって、可変インダクタ６０は回路であるが、全体としてひとつのインダクタとして機能する。インダクタ列６１は、直列に接続されたインダクタ６１ａ、６１ｂ、６１ｃ、６１ｄを含む。同様に、インダクタ列６２は、直列に接続されたインダクタ６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、６２ｄを含む。図１１の例では全部で８つのインダクタが示されているが、インダクタの数はこれより多くてもよい。

インダクタ６１ａ、６１ｂ間のノード６５は、ＭＯＳＦＥＴ６３のドレインに接続される。一方、インダクタ６２ａ、６２ｂ間のノード６４は、ＭＯＳＦＥＴ６３のソースに接続される。ＭＯＳＦＥＴ６３は、ノード６５、６４間のスイッチとして動作する。すなわち、端子ＣＴＲに印加される電圧により、ＭＯＳＦＥＴ６３のソース・ドレイン間を導通させることもできるし、遮断させることができる。なお、図１１の例ではＮＭＯＳＦＥＴが使われているが、ＰＭＯＳのＦＥＴを用いてもよい。また、バイポーラトランジスタやＣＭＯＳの回路でスイッチを作ってもよく、スイッチ機能を実現方法は特に問わない。

ＭＯＳＦＥＴ６３をＯＮ（閉状態）にすると、複数のインダクタの接続関係が変わるため、ＭＯＳＦＥＴ６３がＯＦＦ（開状態）であるときに比べて端子Ｖ１−Ｖ２間のインダクタンスが低くなる。図１１の例では、ノード間のスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）がひとつしかないが、ノード間のスイッチを複数設けてもよい。

例えば、図１１のノード６５ａ、６４ａ間にもうひとつスイッチを作ると、スイッチのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせにより、インダクタの接続関係を４種類作れるようになる。したがって、ノード間のスイッチの数を増やすと、設定可能なインダクタンス値のバリエーションを増やすことができる。インダクタの数とノード間スイッチの数を増やすほど、細かいインダクタンスの調整ができるようになる。

なお、図１１に示した可変インダクタは一例であり、これとは異なる構造や方式による可変インダクタを用いることを妨げるものではない。

なお、本発明は上記各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記各実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、各実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１ 無線通信装置
２ ホストシステム
１ａ ＲＦ部
１ｂ ベースバンド部
１０ アンテナ
１１ トランス
１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄ、１４、２１Ａ、２１Ｂ 端子
１２、１３、３０Ａ キャパシタ
３０ キャパシタバンク
３０Ｂ、３２ スイッチ
３１、４０、５３ 配線
６０ 可変インダクタ
６１、６２ インダクタ列
６３ ＭＯＳＦＥＴ
６４、６４ａ、６５、６５ａ ノード
７０ 破線
１０１ 受信回路
１０２ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１０３、２０６ ミキサ
１０４、２０５ バンドパスフィルタ
１０５、２０４ 増幅器
１０６ Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）
１０７ 復調回路
１０８ 復号化回路
２１、６１ａ、６１ｂ、６１ｃ、６１ｄ、６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、６２ｄ、１１１、１１２ インダクタ
１１１ａ、１１２ａ 抵抗成分
１５０ 局部発振器
１５１ ホストインタフェース
１５２ 制御部
２０１ 符号化回路
２０２ 変調回路
２０３ Ｄ／Ａコンバータ
２０７ パワーアンプ
２０８ 送信用整合回路

Claims (13)

1. １次側の第１インダクタと、２次側の第２インダクタとを含み、前記第１インダクタは第１端子及び第２端子を含み、前記第１端子はアンテナに接続されるトランスと、
   前記第２インダクタに並列に接続された第１キャパシタと、
   前記第１インダクタの前記第２端子に接続された増幅器と、を備える、
   受信回路。
2. 前記第１キャパシタの静電容量は可変であり、少なくとも前記アンテナの受信信号の周波数または除去対象の信号の周波数のいずれかに基づき、前記第１キャパシタの静電容量を変更する、
   請求項１に記載の受信回路。
3. 前記第２インダクタのインダクタンスは可変であり、少なくとも前記アンテナの受信信号の周波数または除去対象の信号の周波数のいずれかに基づき、前記インダクタンスを変更する、
   請求項１または２に記載の受信回路。
4. １次側の第１インダクタと、２次側の第２インダクタとを含み、前記第１インダクタは第１端子及び第２端子を含み、前記第２インダクタは第３端子及び第４端子を含み、前記第１端子はアンテナに接続されるトランスと、
   第５端子及び第６端子を含み、前記第５端子は前記第３端子に接続される複数の第２キャパシタと、
   前記第４端子及び前記第６端子の間に接続される複数の第１スイッチと、
   前記第１インダクタの前記第２端子に接続された増幅器と、を備える
   受信回路。
5. 請求項４の受信回路と、送信信号を増幅するパワーアンプと、
   前記送信信号の送信および前記アンテナの受信信号の受信をするアンテナとを備え、
   前記第１インダクタの前記第１端子が前記パワーアンプの出力端子または、前記アンテナと前記パワーアンプの出力間のインピーダンス整合回路に接続されている、
   無線通信装置。
6. 送信時にはすべての前記第１スイッチがオンにする、
   請求項５に記載の無線通信装置。
7. 受信時は、少なくとも前記受信信号の周波数または除去対象の信号の周波数のいずれかに基づき、オフにする前記第１スイッチと、オンにする前記第１スイッチを決定する、
   請求項６に記載の無線通信装置。
8. 前記送信時には、前記送信信号の周波数における、前記第１インダクタの前記第１端子からみたインピーダンスの値に基づき、オフにする前記第１スイッチと、オンにする前記第１スイッチを決定する、
   請求項６または７に記載の無線通信装置。
9. 受信時には、前記受信信号の周波数における、前記第１インダクタの前記第１端子からみたインピーダンスの値に基づき、オフにする前記第１スイッチと、オンにする前記第１スイッチを決定する、
   請求項６ないし８のいずれか一項に記載の無線通信装置。
10. 前記第２インダクタのインダクタンスは可変であり、受信時には、少なくとも前記受信信号の周波数または除去対象の信号の周波数のいずれかに基づき、前記インダクタンスを変更する、
    請求項６ないし９のいずれか一項に記載の無線通信装置。
11. 前記送信時には、前記送信信号の周波数における、前記第１インダクタの前記第１端子からみたインピーダンスの値に基づき、前記インダクタンスを変更する、
    請求項１０に記載の無線通信装置。
12. 前記受信時には、前記受信信号の周波数における、前記第１インダクタの前記第１端子からみたインピーダンスの値に基づき、前記インダクタンスを変更する、
    請求項１０または１１に記載の無線通信装置。
13. 前記増幅器の入力とグラウンド間を結ぶ配線上に位置する第２スイッチを備え、
    前記送信時には、前記第２スイッチをオンにし、受信時には、前記第２スイッチをオフにする、
    請求項６ないし１２のいずれか一項に記載の無線通信装置。

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