CN1008869B - 一种镜像频率干扰抑制器 - Google Patents

Abstract

一种镜像频率干扰抑制器，属无线电工程抗干扰技术领域，设置在变频电路之前，用以消除对应于本振基波的镜像频率干扰，该抑制器由电感、电容、电阻连接成桥式滤波电路，镜像频率干扰信号经桥臂输出时被抵消，有用信号经桥臂输出时基本不衰减，当信号频率为中频频率二百倍以下时有良好工作特性，且可以将多个抑制器累接使用以进一步改善性能、该抑制器还可用作吸收电路，吸收能力可通过调整电桥平衡而改变。

Description

本发明属于无线电工程抗干扰技术，主要用在电讯与广播接收设备中消除镜像频率干扰（以下简称镜频干扰）。

在电讯与广播接收设备中，会因为超外差式电路混频器的非线性工作状态而出现镜频干扰。目前抑制对应于本振基波的镜频干扰的方法是在混频（或变频）电路前设置前置选择电路，利用前置选择电路的选择性来衰减镜频干扰。在采用高中频的二次变频电路中，虽然第一变频电路基本不产生镜频干扰，但在第二变频器中仍会出现附加镜频干扰。现行的前置选择电路大多为LC谐振电路或其改进电路，也可采用固体滤波器电路，这些电路也是干扰抑制器，但是当镜频干扰频率与有用工作频率很接近时，上述干扰抑制器抑制镜频干扰的效果不明显。

本发明的目的，是为电讯与广播接收设备提供一种能基本上消除对应本振基波的镜频干扰的新的抑制器，并给出利用普通的电感、电容、电阻构成这种抑制器的电路和元件选择设计方法。

本发明内容如下：

本发明所设计的镜像频率干扰抑制器（以下简称镜频抑制器）是一个由电感、电容、电阻所联接而构成的交流电桥。

采用本发明提出的镜频抑制器来消除镜频干扰。是指在超外差式电路的混频器（或变频器）之前接入一个专门用于消除镜频干扰信号的镜频抑制器，利用镜频抑制器对外部镜频干扰信号的完全吸收能力来消除本机振荡信号基波所产生的镜频干扰。对于工作于一个较宽波段范围的超外式电路，为使镜频抑制器有最佳工作状态，需要将整个波段的信号都转换为一个固定频率信号。这里我们要用采用高中频的二次变频方案。采用高中频的目的是利用前端选择性电路的选择性确保在上述转换过程中不产生新的镜频干扰和其他非线性干扰。对于只工作在一个固定频率的超外差电路，则无须采用高中频的二次高频方案，只消在混频电路前接入镜频抑制器即可。采用镜频抑制器后的中频可以选用很低的中频，信号频率fs和中频频率fz之比可以高达200倍以上。在这种情况下，邻近波道选择性依靠低中频选择性电路来满足。镜频选择性由镜频抑制器保证。由于本发明所设计的镜频抑制器本身也具有一定选择性，所以一般情况下，其他选择性滤波电路可以省去。

图（1）为镜频抑制器在整机电路中的位置。

图（2）为镜频抑制器电路结构。

图（3）是图（2）电路的变形应用例。

图（1）中，1：前置选择性电路;2：第一混频器;3：可调谐第一本振器;4：镜频抑制器或镜频抑制器组;5：第二混频器;6：第二本振器;7：第二中放及选择性电路;8：解调电路及其它电路。图中虚线包含部分在接收一个频率信号的接收设备中可以省去。

图（2）中，L₁：耦合变压器初级电感线圈;L₀：耦合变压器次级电感线圈;Z₁：组合交流复阻抗;Z₂：组合交流复阻抗;C₃：固定电容器;C₄：可微调电容器;C₅：负载分布电容;Z_L：负载阻抗。1、2：输入（或输出）信号端子;3、4：输出（或输入）信号端子。

图（3）中，Z₁：交流复阻抗，纯电阻R₁;Z₂：交流复阻抗，R₂L₂C₂并联电路;C₃：固定电容器;C₄：可微调电容器;C₆：谐振电容器，与L₀并联谐振于有用信号频率;L₀：耦合变压器初级电感线圈;L₁：耦合变压器次级电感线圈;fs：有用信号频率;fss：镜像干扰信号频率。

图（4）是镜频抑制器的输出电压U₀-频率f特性。图中，fs：有用信号频率;fz：中频频率;fss：干扰信号频率。

图（5）是镜频抑制器组。图中1、2、3、4为镜频抑制器接线端子，意义见图（2）。

在图（2）的电路结构中，有用信号和干扰信号同时由端子1、2加至L₁，在L₀中产生感应信号电压，经桥臂复阻抗Z₁和Z₂、电容C₃和C₄加至负载Z_L，C₅是负载端分布电容。有用信号经桥臂输出至负载Z_L时，保持其尽可能大的输出值，干扰信号经过桥臂后加至负载则相互抵消，输出值为零。L₀、C₃、C₄组成谐振回路，可使有用频率信号有最大输出，并通过C₃、C₄取得中点电位，利用C₄来调节电桥平衡。根据本发明人的研究结果，复合阻抗Z₁与Z₂有两种最佳组合方案：

1.Z₁为纯电阻R₁，Z₂为R₂L₂C₂并联谐振电路;

2.Z₂为R₂L₂C₂并联谐振电路，Z₁也为R₁L₁C₁并联谐振电路。

图（2）所示的交流电桥作为滤波器的原理，以第二种组合方案为例简述如下：

当Z₁为R₁L₁C₁并联电路，Z₂为R₂L₂C₂并联电路时，它们的阻抗特性分别为两个圆。如果Z₁和Z₂谐振阻抗一样，则两圆直径相同并重合。且令两阻抗的矢量末端在干扰频率fss处重合，电桥平衡无输出。当f变化至信号频率fs时，由于我们的设计，使两阻抗矢量末端绕阻抗圆进行速度不一样，因此阻抗Z₁与Z₂之间有了较大差异。设计时，已令，此时电桥输出电压将接近其最大可能输出电压。这样，作滤波器的电桥同时工作在平衡和不平衡两种状态，所以也将这种电路称为桥式滤波电路或桥式滤波器。

图（2）提供的基本电路，在具体应用中可以有种种变形。图（3）即是一例。此例中，Z₁为纯电阻R₁，Z₂为R₂L₂C₂并联谐振电路。L₀C₆谐振于有用信号频率fs，Z₂谐振于干扰信号频率fss。建议以使用图（2）提供的基本电路为好。

为确保镜频抑制器的工作满足本发明要求，图（2）电路中各元件必须按下面给出的设计方法确定其数值。

令ω＝2πf，设有用信号角频率为ω_s，镜频干扰角频率为ω_ss，且ω_ss＞ω_s，取C₃＝C₄，C₄为可微调电容，有

1.当Z₁为电阻R₁，Z₂为R₂L₂C₂并联电路时

式中Q₂为电感L₂品质因数。

2.当Z₁为R₁L₁C₁并联电路，Z₂为R₂L₂C₂并联电路时，令Z₁和Z₂的谐振电阻相等，且为R₀;令Z₁谐振角频率ω₁为ω_s和ω_ss的算术平均值。有

式中，Q₁、Q₂分别为电感L₁、L₂品质因数。

图（2）电路的输出信号电压特性和抑制镜频干扰能力如下。

1.对Z₁为纯电阻，Z₂为R₂L₂C₂并联电路的组合，输出信号电压U₀为

式中，i-流过L₀绕组的等效电流;

ω＝2πf，角频率。

抑制镜频干扰能力N为

式中，Δω为偏离ω_ss的量，ω＝ω_ss±△ω。

2.对Z₁为R₁L₁C₁并联电路，Z₂为R₂L₂C₂并联电路的组合，输出信号电压U₀为

式中，i-流过L₀绕组的等效电流;

R₀-Z₁、Z₂的谐振电阻;

抑制镜频干扰能力N为

式中，Δω为偏离ω_ss的量，ω＝ω_ss±Δω。

镜频抑制器的输出特性曲线具有图（4）曲线所示的形状。

图（2）所示的镜频抑制器也可以串联使用，称镜频抑制器组。镜频抑制器组的带宽抑制能力N可近似用下式表示：

式中：Fz-所选中的频频率;

2ΔF-信号通频带宽度;

n-串联的镜频抑制器个数，通常n≤2、

将多个抑制器串联使用的目的，可以是因为下述原因之一：

1.单个抑制器的抑制干扰能力，特别是在信号带宽边缘上F_SS±ΔF处的抑制干扰能力不能满足要求时;

2.抑制器在生产过程中不能作精细调节，或考虑到元件参数因某种原因发生变化，使单个抑制器抑制干扰能力达不到要求时。

两个镜频抑制器串联使用时可采用图（5）的连接方式，串联时，同名端子相连接。

从（15）式知道，按本发明所设计的镜频抑制器具有很强的抑制能力，而且与混频器工作的有用信号频率无关。例如，采用高中频二次变频方式，第二中频F_Z＝465KHz，ΔF＝10KHz，-N可达40db左右，二级镜频抑制器串联，-N可达80db左右。在ΔF＝0处，-N→∞db，这是任何一种滤波器或陷波器装置不能与之相比的。

本发明中的镜频抑制器在研究时已经考虑过分布电容影响和引线电感影响，现有的电路结构基本上不再受外电路分布电容影响和引线电感影响，因此镜频抑制器可以做成独立的部件，并在进入主机电路前予调好，然后封固，只留下四个端子作外部连接用。

本发明所提出的镜频抑制器也可作其他用途。因为镜频抑制器是一个吸收性能良好的陷波电路，所以也可以作为陷波器使用，其吸收能力可通过调整电桥的平衡而改变。此外，如果两个镜频抑制器串联使用而各自的抑制频率对称于有用信号频率，则可以利用抑制特性曲线在工作频率与吸收频率之间一段有很大斜率的特点得到矩形系数接近于1的通带宽度可调的带通滤波器，这种带通滤波器可以工作在非常高的频率上。作为镜频抑制器的电路也可以是其他性能优良的陷波电路或专门为抑制镜频干扰而设计的滤波装置如声表面波滤波器等。

本发明与现有抗镜频干扰技术相比，具有以下一些优点：

1.抑制镜频干扰的能力高于其他任何方法，而且抑制的效果还可以通过串联单个的镜频抑制器来大大提高。

2.本发明提出的镜频抑制器设计灵活，生产工艺简单;成本低，只是利用普通电阻、电容、电感即可实现，而且无须采用高品质因数电感;调试容易，适合于大批量生产。

3.可以避免使用制造困难、价格高的晶体滤波器作为高中频二次变频电路的第一中频滤波器，特别是第一中频高于50MHz时、采用晶体滤波器在技术上带来很大困难，不易实现。

4.采用本发明的镜频抑制器用于高中频二次变频电路，高中频的频率可以大大提高。这就使这种方法不局限在短波接收范围内使用。同时只须采用两次变频就可以达到对抑制镜频干扰要求和邻波道选择性要求，无须采用二次以上变频。这是因为第二中频频率基本上不受第一中频的约束。对于只接收一个信号的设备如载波电话，只采用一次变频即可，可取消前置滤波电路，所以，采用本发明可以简化接收设备构造，提高设备的可靠性。

5.采用本发明可以实现镜频反射技术，配合使用性能优良的混频元件和混频电路，可以大大提高接收质量和设备抗干扰能力。本发明由于上述各种优点，所以能够很容易被通讯接收设备和广播接收设备所采纳。尤其是对广播接收设备，因为受成本限制不能采用复杂的电路结构而使其镜频抑制能力很低。就调幅广播接收设备而言，采用本发明就可以实现采用高中频的二次变频接收方案再配合使用性能良好的混频器件和电路，可以有最少组合频率干扰的高接收质量。这就为今后普及高音质的调幅立体声广播创造了极为有利条件。由于可以选用很简单的前置选择电路，就可以省去大量高频线圈及电容器，省去故障率较高的多接点波段开关，免去统调过程，使接收设备高频部分结构大为简化，可靠性大为提高。同时，将因为只有第一本振一个可调谐回路，所以可以很方便地采用简单电调谐电路 及其它新技术如电台的预选存贮，键盘式直接寻台等。当然，这些好处是因为采用高中频的结果，但实现调幅广播接收设备的高中频化又是以采用本发明为前提。所以本发明是具有一定的社会意义的。另一方面，通信广播波段电台密集，十分拥挤，如接收设备普遍采用本发明，镜象频率不再形成干扰，波段中所有频率都可以因不考虑镜频干扰的存在而加以充分利用，这对通信工作愈来愈重要的现代社会是有重大现实意义的。

要实现本发明，必须按本说明书给出的设计方法计算镜频抑制器各元件数值，实现元件数值应按计算值四舍五入保留三位有效数字作为元件基准数值，允许元件实际值与基准值的误差不大于5%，以便于大批量生产。元件误差带来的影响可以在调整工作中消除，然后按图（2）电路连接，完成镜频抑制器本体，再按图（1）整机结构方案进入主机。

镜频抑制器能否实现图（4）的工作特性，准确地彻底抑制镜频干扰，最后还取决于整定的精细程度。本发明的镜频抑制器有三个整定目标：1.桥式滤波电路的相位平衡;2.桥式滤波电路的幅值平衡;3.镜频抑制器输出的有用信号值应最大。现对照图（2）镜频抑制器的电路结构予以说明。

要实现第一个整定目标，是依靠调整复阻抗Z₁与Z₂的谐振频率来达到。对Z₁为纯电阻，Z₂为R₂L₂C₂并联电路的组合，要精确调整Z₂，使其准确地谐振在干扰频率上。对Z₁为R₁L₁C₁并联电路，Z₂为R₂L₂C₂并联电路的组合，Z₁的谐振频率为有用信号频率和干扰信号频率的算术平均值，Z₂的谐振频率为有用信号频率，无须使Z₁和Z₂精确地谐振在规定频率上，但其中之一应能作精细调节，使两者阻抗矢量在干扰频率处重合，RLC并联电路的调整可以调C，也可以调L，如L采用磁芯，则调L易获得精细调节。

实现第二个整定目标，要依靠调整C₄的值来达到。调C₄可改变C₃与C₄的容量比值，也即改变了中点电位，实现幅值平衡调整。为提高C₄的整定精度，通常采用一个固定电容与一个精细微调电容并联的办法，前者容量为计算值的0.95，后者容量为计算值的0.1。

实现第三个整定目标，是调节L₀C₃C₄回路的自然谐振频率，使其谐振于有用信号频率，在L₀不可调时，可以与L₀并联一个小容量微调电容来实现。

下面以在调幅广播接收机中实施本发明为例说明实施中的细节及效益。

接收波段：0～20MHz，第一中频选50MHz，第二中频取465KHz，由于前端电路选择性，第一混频器不产生镜频干扰。第二混频器的镜频干扰频率为50.930MHz，由镜频抑制器来消除。现设计镜频抑制器。

取C₃＝C₄＝20pF，由公式（1）求得L₀＝1.0132118μH。

1.Z₁为纯电阻R₁，Z₂为R₂L₂C₂并联电路，取R₁＝5KΩ。选取R₁时要考虑到对L₀C₃C₄谐振电路的影响不能过小，又要考虑到负载Z_L的影响不能过大。由公式（2）求得L₂＝0.575938369μH，由公式（3）求得C₂＝16.95574586pF。如L₂品质因数Q＝100，由公式（4）求得R₂＝6.861479261KΩ。当Δf＝10KHz时，由公式（12）求得带宽抑制能力N＝-36.44db，由公式（11）求得带宽抑制能力N＝-40db，后者值高于前者是设计了L₀C₃C₄谐振回路的作用，实际抑制能力应在二者之间。

各元件基准值如下：C₃＝C₄＝20pF、L₀＝1μH、R₁＝5KΩ、R₂＝6.8KΩ、L₂＝0.576μH、C₂＝17.0pF。令L₀L₂C₄为可调元件。调整方法如下：1.输入镜频干扰信号，反复调L₂、L₄，使输出干扰信号为零;2.输入50MHz信号，调L₀，使输出值最大。

2.Z₁为R₁L₁C₁并联电路，Z₂为R₂L₂C₂并联电路。令电感L₁、L₂品质因数Q₁＝Q₂＝100，Z₁、Z₂谐振电阻R₀＝10KΩ。利用公式（5）～（10）分别求得L₁＝0.5785425927μH、C₁＝17.191959pF、R₁＝21.98396553KΩ、L₂＝1.173301614μH、C₂＝8.635561603pH、R₂＝13.72275866KΩ。当Δf＝10KHz时，由公式（14）求得带宽抑制能力N＝-42.38db，由公式（13）求得带宽抑制能力N＝-50db。后者高于前者，是计入了L₀C₃C₄谐振回路的影响，以及Z₁、Z₂失谐的影响，实际抑制能力介于二者之间。

如果第一中频重新选为100MHz，其它条件不变，重新计算电路元件参数后按公式（14）算出带宽抑制能力N仍为-42.38db，可见镜频抑制器的工作能力与第一中频的选择无多大关系。 各元件基准值如下：L₁＝0.579μH、C₁＝17.2pF、R₁＝22KΩ、L₂＝1.17μH、C₂＝6.64pF、R₂＝13.7KΩ，令L₀、C₄、L₂、C₁、为可调元件，调整方法如下：1.调C₁，使R₁L₁C₁谐振于50.465MHz、2.输入镜频干扰率信号，反复调L₂、C₄、使输出干扰信号为零;3.输入50MHz信号，调L₀，使输出值最大。

从以上比较可知，第二种组合方案抑制镜频干扰能力明显高于第一种组合方案，但调整较麻烦，且多用元件。因此，在对镜频抑制能力要求可以放低时宜采用第一种组合方案，在对镜频抑制能力要求较高时，采用第一种组合方案构成的镜频抑制器组较为合理。另外尚要注意必须将Z₁、Z₂所含电感品质因数Q值测量准确。

Claims (3)

1、一种抑制镜像频率干扰的抑制器，该抑制器接成桥式滤波电路，连接在混频器的前面，其特征是该桥式滤波电路是由电感、电容、电阻为主体构成，它有两个能实现抵消干扰信号的复阻抗桥臂Z₁、Z₂，并可有多种组合方式与变形，该桥式电路通过桥臂电容C₃、C₄取得中点电位，利用C₄调节电桥平衡，输入信号由端子1、2加到L₁、在L₀中感应的信号经电桥加至负载Z_L。

2、根据权利要求1的抑制器，其特征是两个组合交流复阻抗桥臂的阻抗矢量末端在干扰频率处重合而在有用频率处有较大差异。

3、根据权利要求1的抑制器，其特征是可以累接使用以改善抑制干扰的性能。