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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft die digitale Audio-Rundfunk(DAR)-Technologie
und im Besonderen ein billiges, energiesparendes DAR-Endgerät.
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Hintergrund der Erfindung
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Digitaler
Audio-Rundfunk (DAR) nach dem Eureka 147-Standard ist ein Rundfunksystem,
welches zum Liefern hochwertiger digitaler Audioinformation zusammen
mit dazugehörigen
Programmdaten ausgelegt ist. Es ist auch im Stande, hochratige Datendienste
zu erbringen. Die Aufnahme von DAR auf dem Audiomarkt war jedoch
schleppend, hauptsächlich
aufgrund der hohen Kosten von Empfängern im Verhältnis zu
dem wahrgenommenen Vorteil gegenüber
frequenzmoduliertem (FM) Funk.
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In
letzter Zeit ging jedoch ein erhebliches Interesse von Dienstanbietern
aus, die Datendienste wie beispielsweise Nachrichten, Sport und
andere Multimedia-Information über
ein Rundfunksystem anbieten möchten.
Das Interesse leitet sich ab von den wesentlich geringeren Kosten
für das
Ausstrahlen solcher Information über
Rundfunk an eine große
Anzahl von Benutzern im Vergleich zu einer Punkt-zu-Mehrpunkt-Übermittlung über mobile
Netzwerke wie beispielsweise GSM, GPRS und 3G.
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Weitere
Möglichkeiten
werden wahrgenommen, wenn ein Daten-Rückkanal
bei DAR verwendet werden könnte.
Hochwertigere Dienste, wie sie beispielsweise im elektronischen
Handel eingesetzt werden, können
bei einer Verwendung des Rückkanals
für Dienstauswahl
und Kauftransaktionen bereitgestellt werden. Der Rückkanal
könnte
vom öffentlichen
Telefonnetz (public switched telephone network, PSTN) bereitgestellt
werden oder für
Handybenutzer das Globale System für Mobilkommunikation (GSM),
den Allgemeinen Paketorientierten Funkdienst (GPRS) oder Bluetooth verwenden.
Während die
oben beschriebenen potentiellen Vorteile von DAR anerkannt sind,
hat bisher noch niemand das Problem gelöst, ein billiges, mobiles DAR-Modul
(d.h. batteriebetrieben) bereitzustellen, weil die Kosten und die
Größe von Komponenten
erster Generation und ihr Eigenenergieverbrauch zu hoch sind. Es
besteht daher Bedarf für
eine verbesserte Ausführung von
DAR-Modulen, die billiger ist, einen geringeren Energieverbrauch
hat und tragbar ist.
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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein kleines, billiges, energiesparendes
Originalausrüstungshersteller(original
equipment manufacturer, OEM)-Modul für DAR-Rundfunkempfang, das
in eine Richtung oder mit einem Rückkanal für Audio- und Datendienste verwendet
werden kann. Ein solches Produkt könnte einen wesentlichen Teil
einer Palette von tragbaren und ortsfesten Produkten in einer Anzahl
von Industriesektoren und für
eine Anzahl von Kunden bilden. Beispielsweise bei ausschließlicher
Verwendung von Audiodaten würde
ein solches Modul für tragbare
Radios und ortsfeste Radios, wie beispielsweise Hi-Fi-Systeme oder
Autoradios, nützlich
sein. Systeme, die sowohl Audio- als auch Datendienste abwickeln
können,
wären geeignet
für Mobiltelefone, PDAs,
tragbare PCs, PC-Karten und ortsfeste PCs.
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Die
vorliegende Erfindung umfasst eine Anzahl von Merkmalen, welche
die Systemkomponentenanzahl und damit Größe und Kosten minimieren, und
umfasst bestimmte energiesparende Maßnahmen. Die vorliegende Erfindung
wird unter spezieller Bezugnahme auf den Hitachi-Chip mit der Seriennr. HD
155080TF, dem führenden
DAR-Empfänger-Chip auf
dem Markt, beschrieben werden.
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1 zeigt
eine typische frühere
Implementierung des HD 155080TF-Chips zum Herstellen eines DAR-Moduls.
Die Antenne empfängt
ein Eingangssignal mit Funkfrequenz, das von einem Duplexer DUP1
in getrennte L-Band- und VHF-Anteile aufgeteilt wird. Der Empfänger kann
programmiert werden, entweder L-Band-Signale oder VHF-Band III-Signale zu
empfangen.
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Das
L-Band-Signal nimmt den oberen, in 1 gezeigten
Pfad und wird durch das Eingangsfilter Fil 1 bandpassgefiltert und
anschließend
von dem rauscharmen Verstärker
(RAV) A1 verstärkt.
Danach wird das Signal durch das Filter Fil 2 bandpass gefiltert,
bevor es vom Mischer M1 mit einem Lokaloszillatorsignal fester Frequenz,
das von VCO1 und einem zugehörigen
Synthesizer gebildet wird, auf eine VHF-Band III-Frequenz gemischt
wird.
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Auf
der anderen Seite wird das Band III-Signal durch ein spannungsgesteuertes,
mitlaufendes Bandpassfilter Fil 4 gefiltert, bevor es vom RAV A2 verstärkt wird.
Der Zweck des Filterns ist sowohl bei der L-Band- als auch bei der
Band III-Frequenz
das Schützen
des Empfängers
vor großen
Störsignalen besonders
bei den Spiegelfrequenzen des Empfängers.
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Das
bei DAR verwendete, kodierte orthogonale Frequenzmultiplex(coded
orthogonal frequency division multiplex, COFDM)-Modulationsschema ist sehr anfällig für Störungen.
Um diese Störungen beim
Empfangen von Signalen mit großer
Amplitude zu vermeiden, während
der Empfänger
immer noch empfindlich ist und kleine Signale empfangen kann, ist
es notwendig, ein automatisches Verstärkungsregelungs(automatic gain
control, AGC)-System einzuführen.
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Automatische
Verstärkungsregelungs-Systementwürfe haben
typischerweise ein PIN-Dioden-Dämpfungsglied
(ATN1) vor dem Eingangs-Duplexer in Verbindung mit einer Verstärkungsregelung von
A1 und A2 verwendet, um das Niveau des den Mischer M2 erreichenden
Signals, sowohl aus der gewollten Übertragung als auch aus anderen,
ungewollten Störsignalen,
zu regeln. Das verwendete Dämpfungsglied,
das aus einer dualen PIN-Diode, 5 Kondensatoren und 7 Widerständen besteht,
kostet typischerweise etwa 20p.
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Die
nächste
Verarbeitungsstufe des empfangenen Signals des in 1 gezeigten
DAR-Systems ist eine Bandpassfilterung. Das nun auf eine Band III-Frequenz
abwärts
gemischte L-Band-Signal
wird durch ein Filter Fil 3 bandpassgefiltert. Das Band III-Signal
wird durch Filter Fil 5 bandpassgefiltert. Nach dem Filtern werden
beide Signale auf die 38,912 MHz-ZF-Frequenz im Mischer M2 abwärts gemischt.
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Nachdem
das nun kombinierte L-Band/Band III-Signal auf die 38,912 MHz abwärts gemischt
ist, wird das Signal durch Filter Fil 6 gefiltert. Frühere, auf den
HG155080TF-Chip aufbauende Entwürfe
verwenden einen konventionellen, drahtgewickelten Breitbandübertrager
plus zwei drahtgewickelte Induktoren und drei Kondensatoren (ungefähre Kosten 60p),
um dem symmetrischen, auf dem Chip enthaltenen Mischer Energie zuzuführen, und
eine Filterung des lokalen Oszillators und eine Anpassung an die
nächste
Verstärkerstufe
A3 bereitzustellen. Dies ist in 6a gezeigt.
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Das
Signal wird dann von A3 verstärkt
und durch ein AOW-Filter
Fil 7 bandpassgefiltert. Nach dem Filtern wird das Signal vom Haupt-AGC-Verstärker A4
verstärkt.
Nach der Verstärkung
wird das Signal von A5/M3 auf die endgültige ZF-Frequenz von typischerweise
2,048 MHz gemischt. A5/M3 hat einen symmetrischen Ausgang. Bisherige
Entwürfe verwendeten
einen konventionellen, drahtgewickelten Transformator plus eine
große
100μH-RF-Drossel
und etliche Kondensatoren zum Prüfen
und Bereitstellen von Energie an den Mischer und zum Umwandeln des
symmetrischen Signals in eine unsymmetrische (einendige) Version.
Die Kosten für
diese Bauteile werden auf ungefähr
75p geschätzt.
Sie sind in 7a gezeigt. Zuletzt wird das
Signal durch Filter Fil 8, Verstärker
A6 und einen Analog/Digitalwandler geführt, bevor es die Basisband-Steuereinheit erreicht.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird eine DAR-Empfängerschaltung
bereitgestellt, die ein veränderliches
Mitlauffilter (Fil 4) zum Filtern von Eingangssignalen umfasst,
wobei der Durchlassbereich des Mitlauffilters zum Vergrößern einer
Dämpfung verschoben
wird, wenn die Amplitude des Eingangssignals über eine erste Schwelle steigt,
und zum Verringern einer Dämpfung
auf seine Ausgangsposition zurückgesetzt
wird, wenn die Amplitude des Eingangssignals unter eine zweite Schwelle
fällt,
um eine automatische Signaldämpfung
bereitzustellen.
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Das
Dämpfungsglied
wird durch die Verwendung des Mitlauffilters als ein Dämpfungsglied
für einen
Band III-Empfang vermieden. Beim Empfang von schwachen Signalen
wird das Filter so eingestellt, dass es das Nutzsignal mit wenig
Dämpfung durchlässt. Wenn
der Empfänger
feststellt, dass er ein Signal mit großer Amplitude empfängt, stellt
er das Filter so ein, dass es das große Eingangssignal dämpft, indem
er den Durchlassbereich des Filters auf eine andere Mittelfrequenz
setzt als die Frequenz, auf die der Empfänger eingestellt ist. Beim Empfang
von Signalen mit hohem Pegel wird der Durchlassbereich des Filters
auf eine so weit wie möglich
von der Spiegelfrequenz entfernte Frequenz verschoben, wodurch gewährleistet
wird, dass die relative Dämpfung
der Spiegelfrequenz verglichen mit der Nutzfrequenz erhalten wird.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Beispiele
der vorliegenden Erfindung werden nun detailliert in Bezug auf die
beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
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1 eine
schematische Darstellung eines typischen früheren DAR-Moduls ist;
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2 eine
schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen DAR-Moduls ist;
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3A die
Frequenzantwort für
Filter 4 in 2 bei Empfang eines schwachen
Signals zeigt;
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3B die
Frequenzantwort für
Filter 4 bei Empfang eines Signals mit hohem Pegel zeigt;
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4a detailliert
das kombinierte Filter Fil 3/5 aus 2 zeigt;
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4b detailliert
Filter Fil 3 aus 1 zeigt;
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4c detailliert
Filter Fil 5 aus 1 zeigt;
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5a ein
Flussdiagramm ist, das eine zum Zentrieren der Mitlauffilter gemäß der vorliegenden Erfindung
verwendete Dither-Technik zeigt;
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5b ein
Flussdiagramm für
die Basisband-Verarbeitungs-Entscheidungen
ist, die zum Steuern der Mitlauffilter verwendet werden;
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6a eine
schematische Darstellung von Fil 6 aus 1 ist;
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6b eine
schematische Darstellung des verbesserten Fil 6 aus 2 ist;
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7a die
Verbindung zu M3 in 1 zeigt; und
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7b die
kostenreduzierte Verbindung zu M3 in 2 zeigt.
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Detaillierte Beschreibung
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2 ist
eine schematische Darstellung eines HD155080TF-Chips, an den verschiedene Komponenten
gemäß der vorliegenden
Erfindung angeschlossen sind, um ein DAR-Empfängermodul bereitzustellen.
Einige der folgenden Figuren schreiben diesen Komponenten bestimmte
Werte zu, jedoch wird der Durchschnittsfachmann einsehen, dass diese
Werte nur als Beispiel dienen. Die Erfindung ist nicht auf die spezifischen
angegebenen Werte eingeschränkt.
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Ein
eingehendes Signal wird von der Antenne empfangen und durch DUP1
entweder zu Fil 1 geführt,
wenn es sich um ein L-Band-Signal
handelt, oder zu Fil 4, wenn ein Band III-Signal vorliegt.
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Fil
4 ist ein einstellbares Filter, und seine Frequenzantwort wird angepasst,
um ein automatisches Dämpfungssystem
bereitzustellen. Dies ist detaillierter in 3A und 3B gezeigt.
Wenn das eingehende Signal eine kleine Amplitude hat, wird Fil 4
so angepasst, dass es das Nutzsignal mit geringer Dämpfung durchlässt, wie
in 3A gezeigt. Wenn der Empfänger jedoch feststellt, dass
das Eingangssignal eine große
Amplitude aufweist, wird Fil 4 so angepasst, dass der Durchlassbereich
bei einer anderen Mittelfrequenz als das Nutzsignal liegt. Wie in 3B gezeigt,
bedeutet dies, dass das Nutzsignal in viel größerem Maße gedämpft wird. Auf diese Weise
kann die relative Dämpfung
der Spiegelfrequenz verglichen mit der gesuchten Frequenz erhalten
werden. Wenn in einer einfachen Ausführungsform der Erfindung die
Eingangssignalamplitude unter einen ersten Schwellenwert fällt, wird
das Filter zentriert wie in 3A, und
wenn sie über
einen zweiten, höheren
Schwellenwert steigt, wird das Filter wie in 3B um
einen festen Betrag verschoben, wobei die beiden Schwellenwerte
durch die Amplituden-Messschaltung gesetzt werden, um eine Hysterese
bereitzustellen. Die Erfindung stellt eine automatische Dämpfung für Eingangssignale
bereit, die groß genug
zum Verursachen von Überlastungen und
Störungen
im System sind, wobei Kosten durch die Eliminierung von ATN1 in 1 gespart
werden.
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Wiederum
in Bezug auf 2, wird das L-Band-Signal durch
das Eingangsfilter Fil 1 bandpassgefiltert, vom rauscharmen Verstärker (RAV)
A1 verstärkt
und dann durch Fil 2 bandpassgefiltert. Dann wird das L-Band-Signal
vom Mischer M1 mit dem von VCO1 und einem zugehörigen Synthesizer gebildeten
Lokaloszillator fester Frequenz auf eine VHF-Band III-Frequenz gemischt.
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Das
Band III-Signal wird von einem spannungsgesteuerten, mitlaufenden
Bandpassfilter Fil 4 wie oben beschrieben gefiltert, bevor es vom
RAV A2 verstärkt
wird. Der Zweck des Filterns sowohl bei L-Band- als auch bei Band
III-Frequenzen ist der Schutz des Empfängers vor großen Störsignalen,
besonders bei den Spiegelfrequenzen des Empfängers.
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Das
nun auf eine Band III-Frequenz gemischte L-Band-Signal wird dann
durch Fil 3/Fil 5 gefiltert. Die Struktur dieses kombinierten Filters
Fil 3/Fil 5 ist in 4a gezeigt. Das Filter ist ein
induktiv gekoppeltes, duales Resonatorfilter. Der erste Resonator
wird von L1, L2 und C2 gebildet. Der zweite Resonator wird von L5
und C3 gebildet. Sowohl C2 als auch C3 sind als Varaktordioden implementiert,
was ein Einstellen der Resonatoren auf eine beliebige Frequenz innerhalb
des empfangenen Frequenzbands ermöglicht. Im Betrieb sind beide
Resonatoren auf dieselbe Frequenz eingestellt. Die Resonatoren haben
bei einer Resonanz eine hohe Impedanz und dämpfen das Signal nicht. Bei
anderen Frequenzen haben die Resonatoren eine niedrige Impedanz
und dämpfen
das Signal. Um 4a, 4b und 4c zu
vereinfachen, sind Details der zum Gleichstromisolieren und zum
Einstellen der Varaktordioden erforderlichen Bauteile nicht gezeigt.
Diese Details sind für 4a und 4b äquivalent.
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M1
wird über
Induktoren L1 und L2 mit Gleichstrom versorgt, und A2 über L1.
Zu jeder beliebigen Zeit ist A2 oder M1 ausgeschaltet. Wenn entweder
M1 oder A2 ausgeschaltet sind, ist der jeweilige Ausgang hochohmig.
Das Filter weist einen symmetri schen Eingang für das Signal von M1 auf. Das unsymmetrische
Signal von A2 mit derselben Frequenz wie die Frequenz des ersten,
von L1, L2 und C2 gebildeten Resonators wird vom ersten Resonator
in ein symmetrisches Signal umgewandelt. Das Filter hat einen symmetrischen
Ausgang für
eine Verbindung mit M2.
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Die
Struktur der früheren,
in 1 gezeigten Filter Fil 3 und Fil 5 sind in 4b bzw. 4c gezeigt.
Fil 3 hat eine ähnliche
Struktur wie Fil3/Fil5 und arbeitet grundsätzlich auf dieselbe Weise.
Fil 3 ist im Wesentlichen aus zwei Resonatoren gebildet, welche bei
einer Resonanz hochohmig sind und daher das Signal nicht dämpfen.
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Fil
5 hat eine andere Struktur. C1, C2, C3, L1 und L2 bilden ein Tiefpassfilter.
Die Werte von C1 und C3 sind variabel, und sie sind als Varaktordioden
implementiert. Dies ermöglicht
eine Einstellung der Grenzfrequenz des Filters. Ein Übertrager
T1 gleichstromisoliert M2 von A2, wandelt das unsymmetrische (ein-endige)
Signal in ein symmetrisches Signal um und ermöglicht eine Gleichstromversorgung
von A2.
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Bei
einem Vergleich von Fil3/Fil5 mit Fil3 und Fil5 ist einfach ersichtlich,
dass das kombinierte Fil3/Fil5 alle der Komponenten von Fil 5 aus
dem Gesamtentwurf eliminiert. Dies ergibt signifikante Kosten- und
Energieeinsparungen.
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Die
Mitlauffilter Fil 4 und Fil 3/5 werden unter Verwendung einer Dithering-Technik
eingestellt. Wie in 2 gezeigt, ist die Einstellspannung
dieser Filter eine Kombination einer Band III-VCO-Einstellspannung
und einer Spannung aus dem Basisband. Die kombinierte Spannung wird
zunächst
ungefähr
auf den korrekten Wert gesetzt, der durch die zum Einstellen des
Band III-Synthesizers verwendete Spannung und eine Nachschlagtabelle
im Basisband ermittelt wird. Während
des Betriebs wird die Einstellspannung der Filter kontinuierlich
angepasst, um sie in kleinen Schritten zu erhöhen oder zu verringern. Der
Basisbandprozessor überwacht
die Qualität
des Nutzsignals, welches das Basisband erreicht, um festzustellen,
ob jede kleine Anpassung die es erreichende Signalqualität verglichen
mit einem früheren Wert
verbessert oder verschlechtert. Wenn die Anpassung die das Basisband
erreichende Signalqualität
verbessert, dann weiß der Basisbandprozessor, dass
das Filter dann präziser
auf das Nutzsignal zentriert ist. Dann verwendet der Basisbandprozessor diese
neue Spannung als die Basis für
eine anschließende
Anpassung der Einstellspannung nach oben öder unten. Diese Technik wird
von 5a illustriert und lässt eine weitere Toleranz für die Mitlauffilterkomponenten
zu und stellt eine zuverlässigere
Leistung durch Mitverfolgen jeder Änderung der Filterleistung
mit der Temperatur, Zeit etc. bereit. Die Feststellung der Signalqualität kann auf
der Basis der Signalamplitude, -energie, -bitfehlerrate oder einer
Kombination dieser Maße
getroffen werden. 5b zeigt ein Flussdiagramm eines
möglichen,
vom Basisbandprozessor implementierten Entscheidungsalgorithmus
zum Steuern der Mitlauffilter, jedoch sind andere Algorithmen möglich. Die
Spannung wird zunächst
von einer Nachschlagtabelle gesetzt, und die Signalqualität wird gemessen
und gespeichert. Dann wird die Spannung um einen kleinen Schritt
erhöht, und
die Signalqualität
wird gemessen und mit der gespeicherten Signalqualität verglichen.
Wenn sich die Signalqualität
verbessert hat, wird die neue Signalqualität gespeichert, und der Vorgang
durch erneutes Erhöhen
der Spannung wiederholt. Wenn sich die Signalqualität nicht
verbessert, wird die Spannung um einen kleinen Schritt reduziert,
und die neue Signalqualität
wird gemessen und mit der gespeicherten Signalqualität verglichen.
Wenn sich die Signalqualität verbessert
hat, wird die neue Signalqualität
gespeichert, und der Vorgang wird durch erneutes Reduzieren der
Spannung wiederholt. Wenn sich die Signalqualität nicht erhöht hat, wird die Spannung um
einen kleinen Schritt erhöht,
und der Vorgang wird wiederum wiederholt.
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Das
kombinierte L-Band-, Band III-Signal von Filter 3/5 wird von Mischer
M2 auf die 38,912 MHz ZF-Frequenz abwärts gemischt. Danach wird es durch
Filter Fil 6 geführt.
Die Struktur von Fil 6 ist in 6b detaillierter
gezeigt. Die typische frühere
Implementierung ist in 6a gezeigt.
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In
Bezug auf Filter 6, wie es in 6a gezeigt
ist, wird die Primärseite
von Übertrager
T1 durch C2 auf die Ausgangsfrequenz, 38,9 MHz, von M2 eingestellt.
L1 fungiert als eine RF-Drossel,
die den Weg nach VCC oder Erde für
RF-Signale bloc kiert. L2 koppelt die sekundäre Seite des Übertragers
mit dem A3-Eingang und passt die Impedanz an. C3 fungiert als Gleichstrom-Blockierung.
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Das
in 6b gezeigte Filter 6 besteht aus einem aus zwei
mehrlagigen Induktoren und einem Kondensator bestehenden Schmalbandübertrager und
sorgt für
eine Filterung und eine Impedanzanpassung an A3. Die Induktoren
L1 und L2 in Kombination mit einem Kondensator C2 schwingen bei
38,9 MHz, was das Entwickeln einer Potentialdifferenz bei 38,9 MHz über dem
Kondensator C2 ermöglicht.
Energie von beiden Ausgängen
des Mischers wird durch einen Kondensator C3 in A3 eingekoppelt.
Bei anderen Frequenzen schwingt die Schaltung nicht, und daher fungiert
die Schaltung als ein 38,9 MHz-Bandpassfilter. Da der Filtergrad
nicht entscheidend ist, können
Induktoren niedriger Qualität
verwendet werden, wodurch Kosten gespart werden.
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Das
Signal wird dann vom Verstärker
A3 verstärkt,
und durch ein AOW-Filter Fil 7 bandpassgefiltert. Nach dem Filtern
wird das Signal vom Haupt-AGC-Verstärker A4 verstärkt. Nach
dieser Verstärkung
wird das Signal von M3 auf die endgültige RF-Frequenz von typischerweise 2,048 MHz
gemischt. Das Signal wird dann von Filter 8 gefiltert. Die komplizierte
und teure Verbindung, die in der Vergangenheit typischerweise verwendet
wurde, ist in 7a gezeigt. Die Primärseite von Übertrager
T1 wird von C2 und C3 auf die Ausgangsfrequenz von M3, 2,048 MHz,
eingestellt. Beiden Ausgänge
von M3 wird über
den Übertrager
Energie zugeführt.
L1 fungiert als eine RF-Drossel, die den Pfad nach VCC oder Erde
für RF-Signale
blockiert. L1 muss einen großen
Wert haben, typischerweise 100 μH,
und deshalb groß sein,
um bei 2,048 MHz effektiv zu sein. Signale von M3 werden durch den Übertrager
mit Fil 8 gekoppelt, der eine Gleichstromisolierung zwischen dem
Filter und M3 bereitstellt.
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Da
das Eingangssignal in diese Stufe bandpassgefiltert wird und aufgrund
des AGC-Verstärkers A4
von fester Amplitude, ist der dynamische Bereich und die Verstärkung dieser
Stufe nicht kritisch für
die Leistung des Entwurfs. Die Verbindung mit M3 gemäß der vorliegenden
Erfindung ist daher sehr einfach und verwendet zwei parallele Widerstände zum Bereitstellen
einer Last und zum Zuführen
von Energie an den Mischer. Dies ist in 7b gezeigt
und ist offensichtlich weniger kompliziert und weniger teuer als
die frühere
Verbindung.
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Die
vorliegende Erfindung stellt ein billiges, energiesparendes, eigenständiges DAR-Modul
bereit. Bisher hat niemand ein eigenständiges DAR-Modul bereitgestellt,
das mit einer Batterie betrieben werden kann, und die vorliegende
Erfindung geht einen Schritt in Richtung dieses Ziels.
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Figurenlegende
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(Übersetzung der Begriffe ins
Deutsche, falls diese im Englischen und Deutschen nicht die gleiche
Bedeutung haben)
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1
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- detector – Detektor
- loop filter – Schleifenfilter
- control interface – Steuerungsschnittstelle
- local oscillator – Lokaloszillator
- external AGC – externe
AGC
- baseband processing and control IC – Basisbandverarbeitung und
Steuerungsschnittstelle
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2
-
- detector – Detektor
- loop filter – Schleifenfilter
- control interface – Steuerungsschnittstelle
- local oscillator – Lokaloszillator
- external AGC – externe
AGC
- baseband processing and control IC – Basisbandverarbeitung und
Steuerungsschnittstelle
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3a
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- filter attenuation – Filterdämpfung
- wanted signal – Nutzsignal
- signal at image frequency – Signal
bei Spiegelfrequenz
- Fil4 image rejection – Fil4
Spiegelfrequenzunterdrückung
- frequency – Frequenz
- Fil4's frequency
response – Frequenzantwort
von Fil 4
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3b
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- filter attenuation – Filterdämpfung
- wanted signal – Nutzsignal
- signal at image frequency – Signal
bei Spiegelfrequenz
- frequency – Frequenz
- attenuation of wanted signal by offsetting filter – Dämpfung des
Nutzsignals durch Verschieben des Filters
- Fil 4 image rejection, similar to low level signal reception
case – Fil
4 Spiegelfrequenzunterdrückung, ähnlich wie
bei Empfang eines schwachen Signals
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4a
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- from M1 balanced output – von M1, symmetrischer Ausgang
- from A2 single ended output – von A2, unsymmetrischer Ausgang
- C1, RF decouple – C1,
RF Entkopplung
- to the balanced input of M2 – zum symmetrischen Eingang
von M2
- 5 to 25pF – 5
bis 25 pF
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4b
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- from M1 balanced output – von M1, symmetrischer Ausgang
- C1, RF decouple – C1,
RF Entkopplung
- to the balanced input of M2 – zum symmetrischen Eingang
von M2
- 5 to 25pF – 5
bis 25 pF
-
4c
-
- C4, RF decouple – C4,
RF Entkopplung
- to the balanced input of M2 – zum symmetrischen Eingang
von M2
- 5 to 25pF – 5
bis 25 pF
- from A2 – von
A2
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5a
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- input signal – Eingangssignal
- wide-band tracking filter – Breitband-Mitlauffilter
- Narrow-band channel selection – Schmalband-Kanalauswahl
- voltage summer – Spannungsaddierer
- Band 3 VCO tuning voltage – Band
3-VCO-Einstellspannung
- Baseband – Basisband
- wanted signal power measurement – Nutzsignalstärkemessung
- filter tuning control voltage set by dither technique in combination
with a look up table – Filtereinstell-Steuerspannung, gesetzt
durch Dithering-Technik in Kombination mit einer Nachschlagtabelle
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5b
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- set voltage by look-up – Setze
Spannung durch Nachschlagen
- measure signal quality – Messe
Signalqualität
- store quality value – Speichere
Qualitätswert
- increase voltage 1 step – Erhöhe Spannung
um 1 Schritt
- Quality better? – Qualität besser?
- Yes – Ja
- No – Nein
- decrease voltage 1 step – Verringere
Spannung um 1 Schritt
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6a
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- C1, RF decouple – C1,
RF Entkopplung
- C3, DC block – C3,
Gleichstromblockierung
- M2 balanced output – M2,
symmetrischer Ausgang
- A3 input – A3,
Eingang
-
6b
-
- C1, RF decouple – C1,
RF Entkopplung
- M2 balanced output – M2,
symmetrischer Ausgang
- A3 input – A3,
Eingang
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7a
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- C1, RF decouple – C1,
RF Entkopplung
- M3 balanced output – M3,
symmetrischer Ausgang
-
7b
-
- C1, RF decouple – C1,
RF Entkopplung
- M3 balanced output – M3,
symmetrischer Ausgang