CN103414491A - 基于dagc分集合并的深度扩频与相干快跳频实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及基于DAGC分集合并的深度扩频与相干快跳频实现方法，属于扩频数字通信中的抗干扰技术领域。本发明通过一种相干数字AGC分集合并算法，针对深度扩频与相干快跳频结合抗干扰通信体制，降低了相干合并时，干扰分集信号对其他分集带来的影响，提高了解调信号的信噪比，增强了系统抗干扰能力。

Description

基于DAGC分集合并的深度扩频与相干快跳频实现方法

技术领域

本发明涉及基于DAGC分集合并的深度扩频与相干快跳频实现方法，属于扩频数字通信中的抗干扰技术领域。

背景技术

扩展频谱通信（简称扩频通信）技术具有抗干扰能力强、抗多径、抗截获、多址复用、保密性好、测距精度高和易于组网等一系列优点。根据扩展频谱的方式不同，扩频通信技术主要有直序扩频（Direct Sequence Spread Spectrum，DSSS）和跳频扩频（Frequency Hopping Spread Spectrum，FHSS）两种方式。直序扩频技术存在“远近效应”、扩频带宽受限、受到瞄准式干扰较大等不足，跳频扩频技术存在信号隐蔽性不够好、测距精度低、抗多径效果差等不足。随着对扩频通信系统抗干扰性能要求的进一步提高，于是出现了基于直扩/跳频（DS/FH）的混合扩频通信系统，DS/FH系统综合了DS、FH系统的优点，克服了各自系统的不足，抗干扰性能十分突出。

国外在上世纪50年代中期开始对扩频通信方式进行研究，到上世纪80年代，扩频通信技术已经广泛应用于各种军事通信系统中，成为军事通信中反对抗的一种重要手段。美国80年代中期投入使用的定位报告系统（PLRS）是一种较早采用DS/FH混合扩频技术的自动化战术数据通信系统。美国90年代投入使用的联合战术信息分发系统（JTIDS）也采用DS/FH混合扩频技术，JTIDS具有用户多、容量大、反应速度快、机动性能好、抗干扰能力强、保密性能好、可靠性高等优点，保证了在复杂环境下的通信可靠性。我国从上世纪70年代开始扩频通信方面的研究。我国从上世纪80年代开始了空军地空超短波抗干扰通信系统的研究，该系统采用了DS/FH混合扩频技术。

DS/FH混合扩频系统在近十几年来受到越来越广泛的关注，其抗干扰性能被认为是最具有生命力的通信体制。DS/FH混合扩频系统结合直序扩频和跳频系统的优点，并克服两种扩频系统独立运行时的缺点，具有强大的抗干扰性能。单一扩频系统在达到一定的处理增益（G_DS或G_FH）时，受到硬件电路及处理速度的限制，要进一步提高系统的处理增益会大大提高系统实现复杂度，而DS/FH系统处理增益是两个单独系统处理增益的乘积，G=G_DS*G_FH，能够以较低的系统复杂度实现较高的处理增益。

分集合并算法是增强快跳频系统抗干扰能力的重要途径之一，对快跳频系统的性能有较大影响。常见分集合并算法包括线性合并和自归一合并，具体说明如下：

(1)线性合并

线性合并（Linear Combining）是最简单的合并算法，线性合并将L_H个分集信号线性相加作为判决量进行判决输出。在无干扰的情况下，相干线性分集合并是最优的合并算法，合并后的信号有最大的信噪比。但在强干扰环境下，随着干扰功率增大，被干扰的跳会使相干线性分集合并算法的性能急剧恶化。线性合并算法判决量Z的表达式为：

$Z=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i$

(2)自归一化合并

自归一化合并（Self-Normalization）算法能够对分集噪声进行抑制，提高合并性能。在窄带干扰情况下，跳频频点在干扰频带内的分集受到较大的干扰功率干扰，而其他分集则未收到窄带干扰。采取线性相加的方法会使受到干扰的分集将其干扰能量扩散到所有合并的分集当中，带来显著的合并性能损失。自归一化合并首先对各个分集进行自归一化控制，将每个分集内干扰能量的影响限制在分集内，不对其他分集，特别是未受干扰的分集产生大的影响，从何提高了合并性能。判决量Z的表达式为：

$Z=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{sign}\left[R_i\right],$

$\mathrm{sign}\left[R_i\right]=\left\{\begin{array}{c}1,R_i>0\\ -1,R_i<0\end{array}\right.$

传统快跳频系统由于跳频频点频率跳变时难以保持载波相位的连续性，故传统快跳频系统多采用MFSK的非相干的分集合并与解调方法，非相干合并带来了非相干解调与分集合并性能损失。近几年来相干快跳频技术已经可行，对于深度扩频与相干快跳频结合的系统，采用传统非相干分集合并算法已经不合适。

与传统扩频、跳频通信系统相比，基于深度扩频与相干快跳频结合通信系统有以下特点：

(1)对信源序列进行直接序列扩频具有很大的扩频比，典型值在10³～10⁵chip/bit之间，大扩频比给系统带来较大的直扩处理增益，提高系统的抗干扰性能。

(2)快跳频扩频在一个数据符号时间内，有多个跳频频率点，因此每个数据符号有多个跳频频率分集，在接收端采用相应的分集合并算法，可降低系统的误码率，提高系统的抗干扰性能。

(3)采用相干快跳频调制，跳频频率点之间频率变化的时候相位连续，在接收机端对每个数据符号的不同分集信号，可采用相干累加的方法将分集信号直接相加，而不是将多个分集的能量进行相加，提高了解调信号的信噪比，因此相干合并比非相干合并具有更好的抗干扰性能。

针对以上情况，本发明采用了一种针对深度扩频与相干快调频相结合通信体制的数字AGC分集合并方法来提高系统抗干扰性能，在接收端利用数字自动增益控制进行分集合并，当干扰为部分频带干扰的条件下，即使信噪比很低，也可以很好的满足抗干扰性能的要求。

发明内容

本发明的目的是针对深度扩频与相干快调频相结合通信体制接收机进行相干解调对信号抗干扰的要求，提出了基于DAGC分集合并的深度扩频与相干快跳频实现方法。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的。

本发明的基于DAGC分集合并的深度扩频与相干快跳频实现方法，该方法的步骤为：

步骤一、相干扩频快跳频信号的调制

在发射机端，首先对信源序列进行基带信号的数字调制，对得到的调制后的数据符号进行直序扩频调制，得到直序扩频信号；在直序扩频信号的基础上，对该直序扩频信号进行相干快跳频调制，得到相干快跳频扩频信号，该相干快跳频扩频信号经过数字上变频以及D/A数模转换模块之后输出相干快跳频扩频模拟信号，发射机将该相干快跳频扩频模拟信号发射至无线信道进行传输；

步骤二、信号解跳与匹配滤波

在接收机端，对从无线信道接收来的模拟信号进行A/D转换以及数字下变频，得到相干快跳频扩频信号序列，该相干快跳频扩频信号序列含有干扰能量；按照与发射机端同步的跳频频率图案对接收机的频率合成器进行控制，对相干快跳频扩频信号序列进行解跳；解跳后的信号存在高频信号分量，故通过匹配滤波器进行匹配滤波以除去高频信号分量，匹配滤波器等效带宽等于直序扩频信号的带宽，解跳后的信号通过匹配滤波器后，得到基带直序扩频信号序列；该基带直序扩频信号序列包含数据符号的不同分集，需要在步骤三中对数据符号的分集进行增益控制；

步骤三、数字AGC处理

发射机端送入无线电信道进行传输的相干快跳频扩频信号，在信道中受到干扰信号的干扰，干扰信号的能量远远大于有用信号的能量，并且相干快跳扩信号的不同频率分集由于窄带干扰、多音干扰等干扰形式的存在，不同分集的受干扰情况也不同；在接收机端，经过步骤二得到的包含不同分集的基带直序扩频信号序列，该基带直序扩频信号序列的不同分集片段含有不同大小的干扰功率，对基带直序扩频信号序列按照其功率大小，经过数字AGC进行相应大小的增益控制；

经过数字AGC增益控制后得到的基带直序扩频信号序列，干扰的能量被很大程度的抑制，而有用信号的能量变化不大，从而提高了信号的信噪比；

步骤四、解扩

与步骤二中相干快跳频扩频信号解跳过程相同，对步骤三得到的基带直序扩频信号序列，乘以与发射机端直接序列扩频模块同步的PN码序列，得到直序解扩后的信源调制信号的分集。

步骤五、相干合并与判决输出

将步骤四得到的每数据符号的分集信号进行相干累加后进行判决，然后解调，得到输出的信源比特序列。

有益效果

本发明通过一种相干数字AGC分集合并算法，针对深度扩频与相干快跳频结合抗干扰通信体制，降低了相干合并时，干扰分集信号对其他分集带来的影响，提高了解调信号的信噪比，增强了系统抗干扰能力。

附图说明

图1——相干快跳扩系统发射机结构框图；

图2——相干快跳扩系统接收机结构框图；

图3——信源序列调制与直扩序列示意图；

图4——相干快跳扩信号频谱图；

图5——接收机解跳后信号频谱；

图6——通过匹配滤波器后信号频谱；

图7——采用不同分集合并算法的系统误码率性能比较；

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明方法作进一步说明。

本深度扩频与相干快跳频结合的系统的发射机模型如图1所示，在发射机端进行相干快跳扩调制，跳频频点间的频率变化时相位连续。系统接收机模型见图2，首先对接收信号进行解跳和匹配滤波得到分集信号，数字自动增益控制模块对分集信号采用数字AGC进行干扰能量的抑制，随后经过直序解扩模块得到信源基带调制信号，对该信号进行相干合并判决，降低了系统的误码率，增强了系统的抗干扰能力。

本发明的内容包括以下步骤：

步骤一、相干快跳扩信号调制

信源速率为R_b=1/T_b（T_b为1比特时间），经调制器进行基带数据调制后，与直序扩频PN码相乘得到直序扩频信号，直序扩频信号速率R_c=L_c×R_b=1/T_c（T_c为1个码片时间），L_c为直序扩频PN码的长度。基带信号、调制信号与直序扩频信号示意图如图3所示。该信号和频率合成器合生的频率为f_H的载波进行混频，其中频率合成器由跳频PN码控制，每T_h=T_b/L_h秒在所有N_h个跳频频率单元中选择一个新的频率f_h，L_h为每数据符号跳频频点数，跳频频点之间相位变化连续，得到相干快跳扩调制信号的总传输带宽为W_SS=N_h×B（B为每一跳频频率带宽），如图4所示。该信号经数字上变频后通过DA进行数模转换，得到射频信号发射至无线电信道进行传输。

由B=2×R_c，则系统总传输带宽可写为：

W_SS=2×N_h×R_c。

则发射信号的表达式如下：

$S\left(t\right)=D_{[\mathrm{INT}\left(\frac{t}{T_d}\right)+1]}\&times;P_{[\mathrm{INT}\left(\frac{t}{T_c}\right)+1]}\&times;\cos [{2\mathrm{\&pi;F}}_{[\mathrm{INT}\left(\frac{t}{T_h}\right)+1]}\&times;t]$

其中，S表示扩跳频信号；D为数据符号，INT(·)表示取整运算，T_d为数据符号周期；P为直扩伪码，T_c为直扩码位宽度；F为跳频中心频点，F=F₀+n×f_B，F₀为跳频中心频点下限，n为跳频PN码控制的跳频点序号，n=0,1,2,…,L_h-1，L_h为跳频点数，T_h为跳频驻留时间。

步骤二、信号解跳与匹配滤波

对于某一数据符号的第l次跳频，经过解跳后最终收到的基带信号R_l(t)可表示为：

R_l(t)=S(t)+N_l(t)+J_l(t),(l-1)T_h≤t≤lT_h

其中，N_l(t)为等效基带噪声，J_l(t)为等效基带干扰信号。

接收机解跳模块按照与发射端跳频调制模块同步的跳频图案，对该信号每T_h=T_b/L_h秒与频率合成器产生的相应频率fh'混频进行解跳处理，得到的信源调制信号直序扩频序列含有跳频频率的高倍频率分量，如图5所示。该信号通过一个匹配滤波器（等效低通滤波器），匹配滤波器的带宽与信源调制序列经过直序扩频后的基带直序扩频信息序列带宽相同，则匹配滤波器的冲击响应时域表达式为：

h(t)=rect(T_h-t)

其中，rect(·)表示矩形方波。

将对应于每数据符号的L_c个码片分成L_h个部分（即对应于跳频信号解跳以前每数据符号的L_h个跳频），假设每一跳里共有K_h个采样点，从而得到的基带直序扩频信息序列，如图6所示。则每个部分码片序列中含有不同功率大小的干扰信号，需在下一步对其进行数字AGC增益控制。

步骤三、数字AGC处理

将每一跳里K_h个采样点分段，每N点一段，，N取αT_h内的采样点数（α一般取

）。则对每一段的直接扩频序列R(iN+j)按照各自分段功率大小进行数字AGC，即：

$R^{\&prime;}(\mathrm{iN}+j)=\frac{R(\mathrm{iN}+j)}{\sqrt{\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|R(\mathrm{iN}+j)\right|}^2}}$

其中，i=0,1,…,K-1，K为每一跳里的分段数。j=0,1,…,N-1。

进行数字AGC处理后的每个分段中受干扰的分段干扰的能量被抑制，而未受干扰的分段有用信号的能量变化不大，因此提高了解调信号的信噪比。

步骤四、解扩

将步骤三得到的已经进行过数字AGC的直序扩频码片序列进行数字下采样，使得直序扩频序列的每个chip里只有一个采样点。具体实现方式可以是将原每个chip里的所有采样值的平均值作为这个chip的新的唯一的采样值。

将经过数字下采样后的直序扩频序列R''(mL+l)和直扩PN码序列相乘进行直序解扩，以一跳为单位进行解扩，解扩后得到每数据符号的L_h个分集信号。即：

$R_m=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}^{\&prime;\&prime;}(\mathrm{mL}+l)P(\mathrm{mL}+l)$

其中，R_m为第m个分集信号，m=0,1,…,L_h-1，L为每一跳里chip的个数，l=0,1,…,L-1。

则经过跳频和直序扩频的解扩后，可取的扩频增益G为：

G(dB)=G_DS(dB)+G_FH(dB)

其中，G_DS为直接序列扩频增益，G_FH为跳频扩频增益。

步骤五、相干合并与判决输出

将每数据符号的L_h个分集相干累加，得到调制符号判决量Z，

$Z=\underset{m=0}{\overset{L_h-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_m^{\&prime;}$

将判决量Z与所用的调制方式比较得出调制符号，再对其解调后得出信源序列。由此可获得的干扰空间M_J为：

M_J(dB)=G(dB)-(S/N)_REQ(dB)-L_IMP(dB)

其中，(S/N)_REQ为所需输出的最小信噪比，L_IMP为系统实现时的损失。

图7是在相同干扰情况下，采用相干数字AGC分集合并算法的误码率性能和线性合并算法以及自归一合并算法误码率性能的比较。

实施例

下面结合一个实例对本发明做进一步说明。

假定某BPSK调制深度扩频与相干快跳频混合扩频通信系统，信源信息速率为20Kbps，直扩伪码速率为20Mcps，跳频速率为100000hop/s，跳频频点总数为2048，跳频频点间隔100KHz。系统的扩频比为1000，每信源信息比特有5个跳频频率点，系统采样率为符号速率的5倍。为方便讨论，假定信源序列长度为32比特。

具体的处理步骤如下：

步骤一、相干快跳扩信号调制

按照发射机端信号调制流程，分为以下几步：

(1)对32个信源比特进行BPSK调制，信源比特为0时调制相位为0，信源比特为1时调制相位为π。

(2)PN码模块产生直序扩频PN码序列，PN码序列的长度为32000个码片，码片速率为20Mcps。将该PN码序列与信源序列相乘，得到信源信息的直序扩频序列。

(3)跳频调制模块对直序扩频序列进行跳频调制。由跳频PN码在2048个跳频频点中进行频率选择生成跳频图案，跳频图案长度为160，跳频速率100000hops/bit，在跳频图案的控制下，频率合成器每10^-5s从2048个跳频频点中选择一个跳频频率f_H与直序扩频序列相乘进行跳频调制，在跳频频率点之间信号相位变化连续，因此在接收机端可进行相应的相干信号解调。

对（3）中产生的相干快跳扩信号进行数字上变频、经DA转换后送入无线信道传输。

步骤二、信号解跳与匹配滤波

在接收机端，输入模拟信号经AD转换以及数字下变频后得到相干快跳扩信号，采样率为100MHz，该信号在信道传输过程中受到干扰。

接收机解跳模块按照与步骤一（3）中同步的跳频图案，控制频率合成器以同样的速率产生解跳频率对相干快跳扩信号进行解跳，得到解跳后的信号含有高频频率分量，需经过匹配滤波器进行低通滤波。

匹配滤波器采用矩形窗或其他数字窗，窗速率为100MHz，窗长度为直序扩频一个码片内的采样点数，即5个点。滤波器主瓣宽度为20MHz。解跳后的信号通过数字匹配滤波器，得到基带直序扩频信号，信号长度为32000chips*5samples/chip=160000。

步骤三、数字AGC处理

为提高数字AGC响应时间以及增益控制精度，对步骤二得到的基带直序扩频序列进行每0.1T_h内的功率增益控制。即对每200chips/hop*5samples/chip*0.1=100个采样点进行一次数字AGC，0.1T_h时间内序列pn(i)的功率为

${\mathrm{\&sigma;}}^2=\sqrt{\frac{1}{100}\underset{i=0}{\overset{99}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\mathrm{pn}\left(i\right)\right|}^2}$

通过数字AGC后直序扩频序列pn(i)'表示为

pn(i)'=pn(i)σ²，（i=1,2,…,100）

整个直序扩频序列共进行1600次数字AGC增益控制，提高了信号的信噪比。

步骤四、解扩

对步骤三中得到的序列每个码片的5个采样点取中间采样点的值进行抽样，得到的直序扩频序列长度为32000，该序列与步骤一（2）中直扩序列PN码相乘解扩，得到BPSK调制信号，信号长度为32000，而信源比特长度为32，每信源比特有1000个chip，每200个chip为一个跳频分集，每信源比特有5个分集信号。

则对第m跳频分集里的200个chip进行解扩，即：

$R_m=\underset{l=0}{\overset{199}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}^{\&prime;\&prime;}(200m+l)P(200m+l)$

其中，R_m为第m个分集信号，m=0,1,…,4，l=0,1,…,199。

步骤五、相干合并与判决输出

将每信源比特的5个分集相干累加：

$Z=\underset{m=0}{\overset{4}{\mathrm{\&Sigma;}}}{R}_m^{\&prime;}$

判断Z的值为1或者-1，得到与信源序列对应的32个BPSK调制符号，然后对其进行BPSK解调，得出长度为32的信源序列。

以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.基于DAGC分集合并的深度扩频与相干快跳频实现方法，其特征在于该方法的步骤为：

步骤一、相干扩频快跳频信号的调制

在发射机端，首先对信源序列进行基带信号的数字调制，对得到的调制后的数据符号进行直序扩频调制，得到直序扩频信号；在直序扩频信号的基础上，对该直序扩频信号进行相干快跳频调制，得到相干快跳频扩频信号，该相干快跳频扩频信号经过数字上变频以及D/A数模转换模块之后输出相干快跳频扩频模拟信号，发射机将该相干快跳频扩频模拟信号发射至无线信道进行传输；

步骤二、信号解跳与匹配滤波

在接收机端，对从无线信道接收来的模拟信号进行A/D转换以及数字下变频，得到相干快跳频扩频信号序列，该相干快跳频扩频信号序列含有干扰能量；按照与发射机端同步的跳频频率图案对接收机的频率合成器进行控制，对相干快跳频扩频信号序列进行解跳；解跳后的信号通过匹配滤波器，得到基带直序扩频信号序列；该基带直序扩频信号序列包含数据符号的不同分集；

步骤三、数字AGC处理

在接收机端，对基带直序扩频信号序列按照其功率大小，经过数字AGC进行相应大小的增益控制；

步骤四、解扩

对步骤三得到的经过数字AGC处理的基带直序扩频信号序列，乘以与发射机端直接序列扩频模块同步的PN码序列，得到直序解扩后的信源调制信号的分集；

步骤五、相干合并与判决输出

将步骤四得到的信源调制信号的分集进行相干累加后进行判决，然后解调，得到输出的信源比特序列。

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