CN110995630B - 一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法 - Google Patents

一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，所述矫正方法包括如下步骤：在物理层突发前导信号中添加线性调频同步序列；利用线性调频同步序列，做时间粗同步；在时间粗同步的基础上进行频偏粗矫正；在物理层突发前导信号中的时隙中添加PN序列；截取PN序列做时间精同步；在时间精同步的基础上做频偏精矫正。本发明的线性调频信号序列与数据信号能完全区分，有较高的距离分辨力，且对多普勒频移不敏感，能有效的实现频偏粗矫正。针对窄带通信系统带宽限制的特点，选取的PN序列长度，能在保证系统传输效率的前提下实现最有效的频偏精矫正。

Description

一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法
技术领域
本发明属于数据传输领域，特别涉及一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法。
背景技术
现有的频偏矫正算法大多集中在普通场景下，对于高速场景的频偏矫正算法也集中在LTE等宽带系统中，对于窄带通信系统，由于带宽的限制，尤其是列车高速运行的情况下，多普勒频率偏移会严重影响通信系统的性能，因此对系统频偏的纠错能力以及可靠性提出了更高的要求。
频率偏移产生的主要原因有两点，一是发送机和接收机的振荡器不同步，二是发送机和接收机的相对运动产生多普勒效应。现有的频偏矫正算法主要分为非数据辅助型算法和数据辅助型算法。非数据辅助算法是以循环前缀的频偏估计算法为主，该种方法不需要另外插入前导序列，减少了信号功率和频率的浪费，但仅限于小数载波频偏的估计，且计算复杂度高。数据辅助性算法需要占用系统资源，虽然降低了系统有效数据的传输速率，但频偏估计性能有明显提高，且降低了计算复杂度。
目前常用的频偏矫正算法包括基于循环前缀的估计算法、基于符号重传的估计算法、基于导频序列的估计算法和基于PN序列的估计算法。基于循环前缀的频偏估计算法不需要发送额外的导频信息，它是利用循环前缀和发送数据被复制部分的相关性构造出关于频偏的最大似然函数，然后求导得出的频偏估计值。基于符号重传的估计算法是在相邻的符号上发送相同的信息符号，根据接收信号中前后两个符号在频域上的各个子载波间存在的相位偏差来估计频偏。基于导频序列的估计算法是利用导频信息构造出关于频偏的最大似然函数，为了求得闭合解，取最大似然函数的必要条件然后对其求导近似得出频偏估计值。
请参照图1，基于PN序列的频偏估计算法，在发送端帧的起始位置连续发送两个相同的训练符号，在接收端进行快速傅里叶变换之前，利用两个PN序列的特殊相关性进行定时操作，根据第一个PN序列两个部分之间相关性得到小数倍频偏估计值，然后根据前后两个PN序列之间的差分关系求整数倍频偏估计，整数倍频偏估计与小数倍频偏估计值之和即为该算法的频偏估计值。两个符号长度的训练符号放在每帧的开始位置，第一个训练符号用于进行定时同步和小数倍载波频偏估计的计算，而第二个训练序列符号用于整数倍载波频偏估计的计算。
小数倍载波频偏估部分的频偏估计范围是[-1/T，1/T]，由采样间隔得出相对的频偏估计范围是[-1，1]，为一个子载波间隔，整数倍载波频偏估计部分将算法的估计范围扩大至整个频谱，但由于整数部分需要进行一维搜索，大大增加了运算复杂度，并且PN序列和INFO信号没有较高的距离分辨力，此算法在低信噪比条件下性能较差。
因此，本发明提供一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统物理层频偏矫正算法，用以解决高速场景下的窄带通信系统频率偏差问题。
发明内容
针对上述问题，本发明提供一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法。
一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，所述矫正方法包括如下步骤：
在物理层突发前导信号中添加线性调频同步序列；
利用线性调频同步序列，做时间粗同步；
在时间粗同步的基础上进行频偏粗矫正；
在物理层突发前导信号中的时隙中添加PN序列；
截取PN序列做时间精同步；
在时间精同步的基础上做频偏精矫正。
优选的，所述物理层突发前导信号包括自动功率控制和至少两个时隙，所述线性调频同步序列设置在所述自动功率控制和所述时隙之间。
优选的，所述时隙包括第一信息序列和第二信息序列，所述PN序列设置在第一信息序列和第二信息序列之间。
优选的，所述线性调频同步序列的生成包括以下步骤：
设置线性调频同步序列的总时长为L，其中，L＝nT，所述T为单个符号宽度，所述每个符号的采样倍率为m，其中m>2；
计算采样点的角度ang(t)；
将所述采样点的角度带入线性调频同步序列的计算公式，输出长度为k个符号的线性调频同步序列，其中，k＝n*m。
优选的，所述采样点的角度计算公式为：
Figure BDA0002243448650000031
其中，所述t为采样点的时长，ang(t)为采样点的角度，L为线性调频同步序列的总时长，T为单个符号宽度。
优选的，所述线性调频同步序列的计算公式为：
Figure BDA0002243448650000032
其中，所述t为采样点的时长，L为线性调频同步序列的总时长，T为单个符号宽度。
优选的，所述PN序列的生成包括以下步骤：
设计PN序列；
将所述PN序列转换为复数PN序列。
优选的，所述PN序列的生成还包括以下步骤：
将所述复数PN序列插入至给定的时隙中间。
优选的，所述利用线性调频同步序列，做时间粗同步，包括以下步骤：
(1)在接收到的复数序列中截取M个复数符号，计算其平均信号功率，所述平均信号功率的计算公式为：
Figure BDA0002243448650000033
式中，x(i)为截取的复数符号的信号功率；
(2)设置所述接收到的复数序列第一位为起始位置pos；
(3)将线性调频同步序列分别与采样点的exp(j*ang(t))，exp(-j*ang(t))进行相关运算；
(4)将所述相关运算后的结果分别进行FFT变换，变换点为FFT_num个，找出相关峰，峰值对应的位置分别为f1、f2；
(5)判断f1、f2的值是否超过FFT_num/2，超过的频率折回到负频率上；
(6)若相关峰的幅值小于等于阈值乘以平均信号功率，所述相关峰所在位置非粗同步位置，执行步骤(7)；
若相关峰的幅值大于阈值乘以平均信号功率，所述相关峰所在位置pos2为粗同步位置，执行步骤(8)；
(7)重设起始位置pos＝pos+K，若pos+K小于收到的复数序列长度，则重复步骤(3)～(6)，
否则认为同步失败；
(8)计算粗同步的数字域的时延td，所述数字域的时延td的计算公式为
td＝round((f1-f2)*p)
其中，所述p为系统系数；
(9)根据数字域的时延td，对接收到的复数序列进行时间粗同步，时间粗同步后接收到的复数序列的起始位置为pos1，所述pos1＝pos2+td。
优选的，所述在时间粗同步的基础上进行频偏粗矫正包括以下步骤：
将时间粗同步的结果pos1更新至线性调频同步序列，得到线性调频同步序列C1；
将序列C1分别与exp(j*ang(t))，exp(-j*ang(t))进行相关运算；
所述相关运算后的结果分别进行FFT变换，找出相关峰，峰值对应的位置分别为f3、f4；
判断f3、f4的值是否超过FFT_num/2，超过的频率折回到负频率上；
计算频偏粗矫正结果，所述频偏粗矫正结果的计算方法为
cfo1＝2*Pi*((f3+f4)/2-1)/FFT_num；
将经过粗同步矫正后的序列根据所述频偏粗矫正结果进行频偏粗矫正。
优选的，所述截取PN序列做时间精同步包括以下步骤：
(1)设置精同步的半窗口大小为win；
(2)将完成时间粗同步和频偏粗矫正后的序列成形滤波；
(3)计算滤波后序列中第一个和第二个时隙中PN序列的起始位置，记为PN_POS1，PN_POS2。
优选的，所述将完成时间粗同步和频偏粗矫正后的序列成形滤波使用加窗平方根升余弦滤波器，其中滚降系数为1。
优选的，所述在时间精同步的基础上做频偏精矫正包括以下步骤：
(1)以PN_POS1-win为起始位，取PN_POS1-win+8个符号，与已知的PN序列的共轭符号计算内积fst_cor，以PN_POS2-win为起始位置计算第二个时隙中的内积snd_cor，求两个内积的模值；
(2)起始位置+1，重复步骤(1)，直到起始位置为PN_POS1+win结束；
(3)找到内积fst_cor和内积snd_cor模值和的最大值，并记录对应的st_cor为fst_opt_cor，对应的snd_cor为snd_opt_cor；
(4)对fst_opt_cor和snd_opt_cor的共轭复数求积后除以每个时隙的复数符号个数，对该复数求得的相位角，得频偏精矫正结果，其计算公式为
cfo2＝angle(fst_opt_cor*conj(snd_opt_cor))/len_slots；
(5)利用频偏精矫正结果对时间精同步后的复数序列sig_rev进行频偏精矫正，频偏精矫正的结果＝sig_rev*exp(j*(cfo2-pi/4)*(1:length(sig_rev)))，
其中1:length(sig_rev)为从1开始依次增加1、直至sig_rev序列长度。
本发明提出了一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统物理层频偏矫正算法，用以解决高速场景下的窄带通信系统频率偏差问题，该算法在物理层突发前导信号中添加线性调频信号序列，利用线性调频信号的检测，在时间粗同步的基础上进行频偏粗矫正，同时在帧信号各个时隙中添加伪随机序列(以下简称为PN序列)，在时间精同步的基础上进行精频偏矫正，通过检测连续两组PN序列来进行频偏精矫正。线性调频信号序列与数据信号能完全区分，有较高的距离分辨力，且对多普勒频移不敏感，能有效的实现频偏粗矫正。针对窄带通信系统带宽限制的特点，选取的PN序列长度，能在保证系统传输效率的前提下实现最有效的频偏精矫正。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所指出的结构来实现和获得。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术的基于PN序列频偏估计算法的物理层帧结构；
图2为本发明实施例的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法的物理层帧结构；
图3为本发明实施例所述线性调频同步序列的生成步骤；
图4为本发明实施例所述PN序列的生成步骤。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本实施例公开了一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，所述矫正方法包括如下步骤：
在物理层突发前导信号中添加线性调频同步序列；
利用线性调频同步序列，做时间粗同步；
在时间粗同步的基础上进行频偏粗矫正；
在物理层突发前导信号中的时隙中添加PN序列；
截取PN序列做时间精同步；
在时间精同步的基础上做频偏精矫正。
其中，所述物理层突发前导信号的帧结构如图2，所述物理层突发前导信号包括自动功率控制和至少两个时隙，所述线性调频同步序列设置在所述自动功率控制和所述时隙之间，图2中，所述线性调频同步序列记为SYNC。
具体的，所述时隙包括第一信息序列和第二信息序列，所述PN序列设置在第一信息序列和第二信息序列之间，图2中信息序列记为INFO。
请参照图3，所述线性调频同步序列的生成包括以下步骤：
设置线性调频的总时长为L，其中，L＝nT，所述T为单个符号宽度，所述每个符号的采样倍率为m，其中m>2；
计算每个所述的采样点的角度ang(t)；
将所述采样点的角度带入线性调频同步序列的计算公式，输出长度为k个符号的线性调频同步序列，其中，k＝n*m。
其中，所述采样点的角度计算公式为：
Figure BDA0002243448650000071
其中，所述t为采样点的时长，ang(t)为采样点的角度，L为线性调频同步序列的总时长，T为单个符号宽度。
其中，所述线性调频同步序列的计算公式为：
Figure BDA0002243448650000072
其中，所述t为采样点的时长，L为线性调频同步序列的总时长，T为单个符号宽度。
以下对所述线性调频同步序列的生成进行示例性的说明：
设置线性调频同步码序列总时间长度为184个符号宽度，即L＝184T，所述每个符号的过采样倍率为8，即m＝8；
计算每个采样点的角度ang(t)，其中，所述每个采样点的角度计算公式为：
Figure BDA0002243448650000081
将所述采样点的角度带入线性调频同步序列的计算公式，输出长度为k＝184*8＝1472个符号的线性调频同步序列，所述线性调频同步序列的计算公式为：
Figure BDA0002243448650000082
其中，所述t为采样点的时长，L为线性调频同步序列的总时长，T为单个符号宽度。
具体的，请参照图4，所述PN序列的生成包括以下步骤：
设计PN序列；
将所述PN序列转换为复数PN序列。
其中，所述PN序列的生成还包括以下步骤：
将所述复数PN序列插入至给定的时隙中间。
以下对所述PN序列的生成进行示例性的说明：
设计PN实数序列为：pn＝{11-11-1-1-11}；
所述PN序列转换为复数PN序列，所述复数PN序列为：pn＝{11-11-1-1-11}*(1+j)；
将复数PN序列插入至给定的时隙中间，具体的每个时隙含复数符号个数len_slots为48，前20个为信息符号，中间8个为PN序列对应的复数符号，后20个为信息符号，每个时隙所含PN序列相同。
其中，所述利用线性调频同步序列，做时间粗同步，包括以下步骤：
(1)在接收到的复数序列中截取M个复数符号，计算其平均信号功率，所述平均信号功率的计算公式为：
Figure BDA0002243448650000083
式中，x(i)为截取的复数符号的信号功率。
其中，从接收到的复数序列中截取M个复数符号，可以是一小段，也可以是全部序列，本实施中截取257个复数符号；
(2)设置所述接收到的复数序列第一位为起始位置pos，本实施例中pos为0；
(3)将线性调频同步序列分别与采样点的exp(j*ang(t))，exp(-j*ang(t))进行相关运算；
(4)将所述相关运算后的结果分别进行FFT变换，变换点为FFT_num个，找出相关峰，峰值对应的位置分别为f1、f2；
(5)判断f1、f2的值是否超过FFT_num/2，超过的频率折回到负频率上，此时f1、f2为一正一负；
(6)若相关峰的幅值小于等于阈值乘以平均信号功率，所述相关峰所在位置非粗同步位置，执行步骤(7)；
若相关峰的幅值大于阈值乘以平均信号功率，所述相关峰所在位置pos2为粗同步位置，执行步骤(8)，
其中，所述阈值为系统参数，用于相关时找到峰值点，可以随便定，但为了计算量和性能折中考虑，取值太高，可能会漏掉粗同步时的捕获，取值太低，会有很多符合条件的点，增加计算量，最后是经过多次仿真测试后选一个折中值；
(7)重设起始位置pos＝pos+K，若pos+K小于收到的复数序列长度，则重复步骤(3)～(6)，
否则认为同步失败；
(8)计算粗同步的数字域的时延td，所述数字域的时延td的计算公式为
td＝round(f1-f2)*p)，
其中，所述p为系统系数，所述系统系数与采样频率符号宽度，FFT点数有关，本实施例中p＝0.7188，round函数返回一个数值，该数值是按照指定的小数位数进行四舍五入运算的结果；
(9)根据数字域的时延td，对接收到的复数序列进行时间粗同步，时间粗同步后接收到的复数序列的起始位置为pos1，所述pos1＝pos2+td。
其中，所述在时间粗同步的基础上进行频偏粗矫正包括以下步骤：
将时间粗同步的结果pos1更新至线性调频同步序列，得到线性调频同步序列C1；
将序列C1分别与exp(j*ang(t))，exp(-j*ang(t))进行相关运算；
所述相关运算后的结果分别进行FFT变换，变换点为8192个，找出相关峰，峰值对应的位置分别为f3、f4；
判断f3、f4的值是否超过FFT_num/2，超过的频率折回到负频率上，因此f3、f4应为一正一负；
计算频偏粗矫正结果，所述频偏粗矫正结果的计算方法为：
cfo1＝2*Pi*((f3+f4)/2-1)/FFT_num；
将经过粗同步矫正后的序列根据所述频偏粗矫正结果进行频偏粗矫正。
其中，所述截取PN序列做时间精同步包括以下步骤：
(1)设置精同步的半窗口大小为win；
(2)将完成时间粗同步和频偏粗矫正后的序列成形滤波，所述将完成时间粗同步和频偏粗矫正后的序列成形滤波使用加窗平方根升余弦滤波器，其中滚降系数为1；
(3)计算滤波后序列中第一个和第二个时隙中PN序列的起始位置，记为PN_POS1，PN_POS2。
其中，所述在时间精同步的基础上做频偏精矫正包括以下步骤：
(1)以PN_POS1-win为起始位取PN_POS1-win+8个符号，与已知的PN序列的共轭符号计算内积fst_cor，以PN_POS2-win为起始位置计算第二个时隙中的内积snd_cor，求两个内积的模值；
(2)起始位置+1，重复步骤(1)，直到起始位置为PN_POS1+win结束；
(3)找到内积fst_cor和内积snd_cor模值和的最大值，并记录对应的st_cor为fst_opt_cor，对应的snd_cor为snd_opt_cor；
(4)对fst_opt_cor和snd_opt_cor的共轭复数求积后除以每个时隙的复数符号个数，对该复数求得的相位角，得频偏精矫正结果，其计算公式为
cfo2＝angle(fst_opt_cor*conj(snd_opt_cor))/len_slots，
其中，len_slots表示每个时隙的长度，所述每个时隙的长度＝INFO长度+PN长度；
(5)利用频偏精矫正结果对时间精同步后的复数序列sig_rev进行频偏精矫正，频偏精矫正的结果＝sig_rev*exp(j*(cfo2-pi/4)*(1:length(sig_rev)))，
其中1:length(sig_rev)为从1开始依次增加1、直至sig_rev序列长度。
本实施例所述的一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统物理层频偏矫正算法，用以解决高速场景下的窄带通信系统频率偏差问题，该算法在物理层突发前导信号中添加线性调频信号序列，利用线性调频信号的检测，在时间粗同步的基础上进行频偏粗矫正，同时在帧信号各个时隙中添加PN序列，在时间精同步的基础上进行精频偏矫正，通过检测连续两组PN序列来进行频偏精矫正。线性调频信号序列与数据信号能完全区分，有较高的距离分辨力，且对多普勒频移不敏感，能有效的实现频偏粗矫正。针对窄带通信系统带宽限制的特点，选取的PN序列长度，能在保证系统传输效率的前提下实现最有效的频偏精矫正。
尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述矫正方法包括如下步骤：
在物理层突发前导信号中添加线性调频同步序列；
其中，所述物理层突发前导信号包括自动功率控制和至少两个时隙，所述线性调频同步序列设置在所述自动功率控制和所述时隙之间；
利用线性调频同步序列，做时间粗同步；
在时间粗同步的基础上进行频偏粗矫正；
其中，频偏粗矫正包括以下步骤：
将时间粗同步的结果pos1更新至线性调频同步序列，得到线性调频同步序列C1；
将序列C1分别与exp(j*ang(t))，exp(-j*ang(t))进行相关运算；
所述相关运算后的结果分别进行FFT变换，找出相关峰，峰值对应的位置分别为f3、f4；
判断f3、f4的值是否超过FFT_num/2，超过的频率折回到负频率上；
计算频偏粗矫正结果，所述频偏粗矫正结果的计算方法为
cfo1＝2*Pi*((f3+f4)/2-1)/FFT_num；
将经过粗同步矫正后的序列根据所述频偏粗矫正结果进行频偏粗矫正；
在物理层突发前导信号中的时隙中添加PN序列；
截取PN序列做时间精同步；
在时间精同步的基础上做频偏精矫正；
其中，频偏精矫正包括以下步骤：
(1)以PN_POS1-win为起始位，取PN_POS1-win+8个符号，与已知的PN序列的共轭符号计算内积fst_cor，以PN_POS2-win为起始位置计算第二个时隙中的内积snd_cor，求两个内积的模值；
(2)起始位置+1，重复步骤(1)，直到起始位置为PN_POS1+win结束；
(3)找到内积fst_cor和内积snd_cor模值和的最大值，并记录对应的st_cor为fst_opt_cor，对应的snd_cor为snd_opt_cor；
(4)对fst_opt_cor和snd_opt_cor的共轭复数求积后除以每个时隙的复数符号个数，对该复数求得的相位角，得频偏精矫正结果，其计算公式为
cfo2＝angle(fst_opt_cor*conj(snd_opt_cor))/len_slots；
(5)利用频偏精矫正结果对时间精同步后的复数序列sig_rev进行频偏精矫正，频偏精矫正的结果＝sig_rev*exp(j*(cfo2-pi/4)*(1:length(sig_rev)))，
其中1:length(sig_rev)为从1开始依次增加1、直至sig_rev序列长度。
2.根据权利要求1所述的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述时隙包括第一信息序列和第二信息序列，所述PN序列设置在第一信息序列和第二信息序列之间。
3.根据权利要求1～2任一项所述的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述线性调频同步序列的生成包括以下步骤：
设置线性调频同步序列的总时长为L，其中，L＝nT， T为单个符号宽度，所述每个符号的采样倍率为m，其中m>2；
计算采样点的角度ang(t)；
将所述采样点的角度带入线性调频同步序列的计算公式，输出长度为k个符号的线性调频同步序列，其中，k＝n*m。
4.根据权利要求3所述的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述采样点的角度计算公式为：
Figure FDA0003638152890000031
其中， t为采样点的时长，ang(t)为采样点的角度，L为线性调频同步序列的总时长，T为单个符号宽度。
5.根据权利要求4所述的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述线性调频同步序列的计算公式为：
Figure FDA0003638152890000032
其中，所述t为采样点的时长，L为线性调频同步序列的总时长，T为单个符号宽度。
6.根据权利要求3所述的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述PN序列的生成包括以下步骤：
设计PN序列；
将所述PN序列转换为复数PN序列。
7.根据权利要求6所述的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述PN序列的生成还包括以下步骤：
将所述复数PN序列插入至给定的时隙中间。
8.根据权利要求7所述的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述利用线性调频同步序列，做时间粗同步，包括以下步骤：
(1)在接收到的复数序列中截取M个复数符号，计算其平均信号功率，所述平均信号功率的计算公式为：
Figure FDA0003638152890000041
式中，x(i)为截取的复数符号的信号功率；
(2)设置所述接收到的复数序列第一位为起始位置pos；
(3)将线性调频同步序列分别与采样点的exp(j*ang(t))，exp(-j*ang(t))进行相关运算；
(4)将所述相关运算后的结果分别进行FFT变换，变换点为FFT_num个，找出相关峰，峰值对应的位置分别为f1、f2；
(5)判断f1、f2的值是否超过FFT_num/2，超过的频率折回到负频率上；
(6)若相关峰的幅值小于等于阈值乘以平均信号功率，所述相关峰所在位置非粗同步位置，执行步骤(7)；
若相关峰的幅值大于阈值乘以平均信号功率，所述相关峰所在位置pos2为粗同步位置，执行步骤(8)；
(7)重设起始位置pos＝pos+K，若pos+K小于收到的复数序列长度，则重复步骤(3)～(6)，
否则认为同步失败；
(8)计算粗同步的数字域的时延td，所述数字域的时延td的计算公式为
td＝round((f1-f2)*p)
其中， p为系统系数；
(9)根据数字域的时延td，对接收到的复数序列进行时间粗同步，时间粗同步后接收到的复数序列的起始位置为pos1，所述pos1＝pos2+td。
9.根据权利要求8所述的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述截取PN序列做时间精同步包括以下步骤：
(1)设置精同步的半窗口大小为win；
(2)将完成时间粗同步和频偏粗矫正后的序列成形滤波；
(3)计算滤波后序列中第一个和第二个时隙中PN序列的起始位置，记为PN_POS1，PN_POS2。
10.根据权利要求9所述的适用于多等级列车混跑的窄带通信系统频偏矫正方法，其特征在于，所述将完成时间粗同步和频偏粗矫正后的序列成形滤波使用加窗平方根升余弦滤波器，其中滚降系数为1。
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