CN102263710B - 一种信道估计方法及装置、频偏估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种频偏估计方法，包括：上行共享信道非子帧内跳频时，根据第一参考信号处终端发射的第一参考信号、频偏值f和实际接收信号y₁获取第一信道估计值h₁；根据所述第一信道估计值h₁获取第二参考信号处的第二信道估计值h₂＝exp(j·2πfΔt)·h₁，Δt为所述第一参考信号和第二参考信号的时间差，根据所述h₂得到所述第二参考信号处的接收信号估计值y′₂；将使得所述接收信号估计值y′₂和所述第二参考信号处的实际接收信号y₂最接近的f作为最终估计的频偏值。本发明还提供一种频偏估计装置。本发明还提供一种信道估计方法，根据本发明估计得到的频偏值f进行信道估计，得到信道估计值。本发明还提供一种信道估计装置。

Description

一种信道估计方法及装置、频偏估计方法及装置

技术领域

本发明涉及移动通信系统，具体涉及一种具有块状参考信号的正交频分复用系统的信道估计方法及装置，以及频偏估计方法和装置。

背景技术

当通讯系统发射机和接收机的晶振没有对准时，信号会受到频偏的影响。这种频偏较大时，如果不做专门处理，会大大降低接收机性能。在移动终端快速移动时，多普勒效应也会造成频偏影响，从而降低基站接收性能。

目前3GPP LTE上行业务共享信道频偏估计的方法多在单径、较高信噪比和频偏较小时能正常工作，在多径延迟较大，信噪比较低，频偏比较大时性能不佳。一种典型的频偏估计方法是计算上行共享信道非子帧内跳频的一个子帧内两个参考信道处分别获得的信道估计值的相位差，再根据该相位差估计频偏。这种方法在频偏较大时，由于频偏导致的子载波间干扰较大，影响了信道估计的准确性，从而导致估计出来的频偏不够准确。例如高速列车场景下，移动终端的信号有较大的多普勒频移，这时使用传统的估计频偏的方法性能不佳。现有技术尚未有解决方案。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种信道估计方法、频偏估计方法和装置，在上行信号多径延迟较大，信噪比较低时，频偏较大时准确估计上行共享信道的频偏值和信道估计值。

为了解决上述问题，本发明提供了一种频偏估计方法，包括：

上行共享信道非子帧内跳频时，根据第一参考信号处终端发射的第一参考信号、频偏值f和实际接收信号y₁获取第一信道估计值h₁；

根据所述第一信道估计值h₁获取第二参考信号处的第二信道估计值所述h₂＝exp(j·2πfΔt)·h₁，Δt为所述第一参考信号和第二参考信号的时间差，根据所述h₂得到所述第二参考信号处的接收信号估计值y′₂；

将使得所述接收信号估计值y′₂和所述第二参考信号处的实际接收信号y₂最接近的f作为最终估计的频偏值。

其中，所述第一信道估计值h₁＝(diag(p₁)^-1)·(M(-f)·y₁)

所述第二参考信号处的接收信号估计值y′₂＝M(f)·diag(P₂)·h₂

diag(P₁)为对角矩阵，其对角元素为所述第一参考信号值，diag(P₂)为对角矩阵，其对角元素为所述第二参考信号值；M(f)＝(a_k，l)，其中：

或者，

|k-l|＞C时，a_k，l＝0，C为预先给定的常数，其他情况下：

k，l为子载波标识，其取值范围为0至m-1，m为频偏估计使用的子载波个数，F为子载波间隔，N为一个OFDM符号的fft点数。

其中，所述使得接收信号估计值y′₂和第二参考信号处的实际接收信号y₂最接近的频偏值f是指使得‖y₂-y′₂‖最小的频偏值f，其中，‖‖表示求范数。

其中，将使得所述接收信号估计值y′₂和第二时隙上的实际接收信号y₂最接近的频偏值f作为最终估计的频偏值的步骤包括：

在预设的频率范围以预设的颗粒度进行搜索，对该频率范围内的f，计算所述y′₂和y₂的范数，将最小范数对应的频偏值f作为最终估计的频偏值。

其中，所述第一参考信号和第二参考信号分别为同一子帧的第一时隙处终端发射的参考信号和第二时隙处终端发射的参考信号。

本发明还提供一种信道估计方法，包括：根据本发明所述方法得到的频偏值f进行信道估计，得到信道估计值。

其中，所述信道估计值h＝(diag(P)^-1)·(M(-f)·y)

其中，所述diag(P)为对角矩阵，其对角元素为终端发射的参考信号值，

y为所述参考信号处的接收信号，M(f)＝(a_k，l)，其中：

或者，

|k-l|＞C时，a_k，l＝0，C为预先给定的常数，其他情况下：

k，l为子载波标识，其取值范围为0至m-1，m为频偏估计使用的子载波个数，F为子载波间隔，N为一个OFDM符号的fft点数。

本发明还提供一种频偏估计装置，包括：

第一信道估计值获取单元，用于上行共享信道非子帧内跳频时，根据一第一参考信号处终端发射的第一参考信号值、频偏值f和实际接收信号y₁获取第一信道估计值h₁；

第二信道估计值获取单元，用于根据所述第一信道估计值h₁获取一第二参考信号处的第二信道估计值h₂＝exp(j·2πfΔt)·h₁，Δt为所述第一参考信号和第二参考信号的时间差；

接收信号估计值获取单元，用于根据所述第二信道估计值h₂得到所述第二参考信号处的接收信号估计值y′₂；

频偏估计单元，用于将使得所述接收信号估计值y′₂和所述第二参考信号处的实际接收信号y₂最接近的f作为最终估计的频偏值。

其中，所述第一信道估计值h₁＝(diag(P₁)^-1)·(M(-f)·y₁)

所述第二参考信号处的接收信号估计值y′₂M(f)·diag(P₂)·h₂

diag(P₁)为对角矩阵，其对角元素为所述第一参考信号值，diag(P₂)为对角矩阵，其对角元素为所述第二参考信号值；M(f)＝(a_k，l)，其中：

或者，

|k-l|＞C时，a_k，l＝0，C为预先给定的常数，其他情况下：

k，l为子载波标识，其取值范围为0至m-1，m为频偏估计使用的子载波个数，F为子载波间隔，N为一个OFDM符号的fft点数。

其中，所述频偏估计单元是用于：获取‖y₂-y′₂‖，将使得‖y₂-y′₂‖最小的频偏值f作为最终估计的频偏值，其中，‖‖表示求范数。

本发明还提供一种信道估计装置，所述信道估计装置用于根据本发明所述方法得到频偏值f，根据所述频偏值f进行信道估计，得到信道估计值。

本发明可以使得3GPP LTE基站在上行信号多径延迟较大，信噪比较低时，频偏较大时准确估计上行共享信道的频偏值及信道估计值。

附图说明

图1是本发明频偏估计方法流程图；

图2是本发明频偏估计装置框图。

具体实施方式

下面以3GPP LTE上行非子帧内跳频时的场景说明本发明。

3GPP LTE上行空口信号经过正交频分复用(OFDM)解调之后可以如下表示：

$Y\left(k\right)=\left(X\left(k\right)H\left(k\right)\right)\left\{\frac{\sin \left(\mathrm{\π\γ}\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π\γ}}{N}\right)}\right\}\exp \left(\mathrm{j\π\γ}\frac{N-1}{N}\right)+I\left(k\right)+W\left(k\right)---\left(1\right)$

k为分配给某个移动终端的子载波的标识，X(k)为第k个子载波上的发射信号，Y(k)为第k个子载波上的接收信号，H(k)为第k个子载波上信道估计值。γ为归一化的频偏值，在子载波间隔为F时，f是频偏值，比如，F＝15000赫兹时，N为一个OFDM符号的fft点数(在LTE系统中，也可为一个单载波符号的采样点数)，系统带宽为20M时，N为2048。

I(k)为其它子载波对第k个子载波间的干扰，W(k)为噪声项，其中：

$I\left(k\right)=\underset{l=0,l\≠k}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(X\left(l\right)H\left(l\right)\right)\left\{\frac{\sin \left(\mathrm{\π\γ}\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(l-k+\mathrm{\γ})}{N}\right)}\right\}\exp \left(\mathrm{j\π\γ}\frac{N-1}{N}\right)\exp (-\mathrm{j\π}\frac{l-k}{N})---\left(2\right)$

m为频偏估计使用的子载波个数。

其中，式(1)可以用矩阵形式表示为y＝M(f)diag(X)h+n；在参考信号所在符号，有y＝M(f)diag(P)h+n，P为移动终端发射的参考信号，矩阵diag(P)为对角矩阵，其对角元素为参考信号。M(f)为Toeplitz矩阵，

M(f)＝(a_k，l)的各个元素定义如下：

其中，k，l取值为0至m-1，m为频偏估计使用的子载波个数。

为简化计算，考虑到子载波间干扰主要来自邻近的子载波，可以按如下方式取值：如果|k-l|＞C，则a_k，l＝0，其中常数C的三种典型取值分别为1，2，3，其他情况下取值同式(3)。可以发现M(f)^-1≈M(-f)，因此，可以用M(-f)替代M(f)^-1，减少计算量。

本发明提供的频偏估计方法如图1所示，包括：

步骤110，上行共享信道非子帧内跳频情况下，根据第一参考信号处的终端发射的参考信号值、频偏值f和实际接收信号y₁获取第一信道估计值h₁；

其中，h₁＝(M(f)·diag(P₁))^-1·y₁，实际计算时，取h₁＝(diag(P₁)^-1)·(M(-f)·y₁)；

步骤120，根据所述第一信道估计值h₁获取一第二参考信号处的第二信道估计值h₂＝exp(j·2πΔt)·h₁，Δt为所述第一参考信号和第二参考信号的时间差；

步骤130，根据所述第二信道估计值h₂得到所述第二参考信号处的接收信号估计值y′₂；

其中，y′₂＝M(f)·diag(P₂)·h₂，diag(P₂)为对角矩阵，其对角元素为第二参考信号值；

步骤140，将使得所述接收信号估计值y′₂和所述第二参考信号处的实际接收信号y₂最接近的f作为最终估计的频偏值。

其中，判断是否最接近是通过计算‖y₂-y′₂‖，‖y₂-y′₂‖最小时表示y′₂和y₂最接近。‖‖表示求范数，比如求2-范数，也可是其他范数。

其中，可以在预设的频率范围以预设的颗粒度进行搜索，对该频率范围内的f，计算所述y′₂和y₂的范数，将最小范数对应的频偏值f作为最终估计的频偏值。

其中，第一参考信号和第二参考信号可以是同一子帧内相邻时隙上的参考信号，或者，为不同子帧上的参考信号。

下面通过实施例进一步说明本发明。

为降低计算量和提高准确度选取移动终端的一个上行资源块，仅用这个资源块上的接收参考信号来估计频偏。

在上行共享信道非子帧内跳频情况下，给定一个频偏的估计值f，对于一个子帧的第一个参考信号P₁，对应的信道估计值为：

h₁＝(M(f)·diag(P₁))^-1·y₁≈(diag(P₁)^-1)·(M(-f)·y₁)(4)

该信道估计值可以进一步做滤波处理，以得到更为准确的信道估计值。将滤波处理后的信道估计仍然记为h₁。

由于频偏f的影响，在同一个子帧的第二个时隙的参考信号处的信道估计值可以估计为：

h＝exp(j·2πfΔt)·h₁(5)

其中Δt为同一子帧内两个时隙的参考符号的时间差。

在[-1300赫兹，+1300赫兹]范围内按50赫兹的颗粒度搜索f使得搜索到的f对应的‖y₂-M(f)·diag(P₂)·h‖²值最小，其中，‖·‖表示求向量的2-范数运算，y₂为接收到的第二个时隙的，P₂为第二个时隙的参考信号。这个搜索到的f为估计出来的频偏值。

本发明还提供一种信道估计方法，根据本发明方法估计出频偏值f后，根据该频偏值f进行信道估计，得到信道估计值，即信道估计值h＝(diag(P)^-1)·(M(-f)·y)。

其中，所述diag(P)为对角矩阵，其对角元素为终端发射的参考信号值，y为所述参考信号处的接收信号，M(f)的取值见前述，此处不再赘述。

本发明还提供一种频偏估计装置，如图2所示，包括：

第一信道估计值获取单元，用于上行共享信道非子帧内跳频时，根据一第一参考信号处终端发射的第一参考信号值、频偏值f和实际接收信号y₁获取第一信道估计值h₁；

第二信道估计值获取单元，用于根据所述第一信道估计值h₁获取一第二参考信号处的第二信道估计值h₂＝exp(j·2πfΔt)·h₁，Δt为所述第一参考信号和第二参考信号的时间差；

接收信号估计值获取单元，用于根据所述第二信道估计值h₂得到所述第二参考信号处的接收信号估计值y′₂；

频偏估计单元，用于将使得所述接收信号估计值y′₂和所述第二参考信号处的实际接收信号y₂最接近的f作为最终估计的频偏值。

其中，所述第一信道估计值h₁＝(diag(P₁)^-1)·(M(-f)·y₁)

所述第二参考信号处的接收信号估计值y′₂＝M(f)·diag(P₂)·h₂

diag(P₁)为对角矩阵，其对角元素为所述第一参考信号值，diag(P₂)为对角矩阵，其对角元素为所述第二参考信号值；M(f)＝(a_k，l)，其中：

或者，

|k-l|＞C时，a_k，l＝0，C为预先给定的常数，其他情况下：

k，l为子载波标识，其取值范围为0至m，m为频偏估计使用的子载波个数，F为子载波间隔，N为一个单载波符号的采样点数。

其中，所述频偏估计单元是用于：获取‖y₂-y′₂‖，将使得‖y₂-y′₂‖最小的频偏值f作为最终估计的频偏值，其中，‖‖表示求范数，例如2-范数。

本发明还提供一种信道估计装置，所述信道估计装置用于根据本发明方法得到的频偏值f进行信道估计，得到信道估计值。

本发明是一种适用于块状参考符号的正交频分复用系统的频偏估计的方法。本发明可应用在3GPP LTE上行非子帧内跳频的场景下上行业务共享信道的频偏估计。

Claims (10)

1.一种频偏估计方法，其特征在于，包括：

上行共享信道非子帧内跳频时，根据第一参考信号处终端发射的第一参考信号、频偏值f和实际接收信号y₁获取第一信道估计值h₁；

根据所述第一信道估计值h₁获取第二参考信号处的第二信道估计值h₂＝exp(j·2πf△t)·h₁，△t为所述第一参考信号和第二参考信号的时间差，根据所述h₂得到所述第二参考信号处的接收信号估计值y'₂；

将使得所述接收信号估计值y'₂和所述第二参考信号处的实际接收信号y₂最接近的f作为最终估计的频偏值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述第一信道估计值h₁＝(diag(P₁)^-1)·(M(-f)·y₁)

所述第二参考信号处的接收信号估计值y'₂＝M(f)·diag(P₂)·h₂

diag(P₁)为对角矩阵，其对角元素为所述第一参考信号值，diag(P₂)为对角矩阵，其对角元素为所述第二参考信号值；M(f)＝(a_k,l)，M(f)为Toeplitz矩阵，其中：

或者，

|k-l|>C时，a_k,l＝0，C为预先给定的常数，其他情况下：

k，l为子载波标识，其取值范围为0至m-1，m为频偏估计使用的子载波个数，F为子载波间隔，N为一个OFDM符号的fft点数。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述使得接收信号估计值y'₂和第二参考信号处的实际接收信号y₂最接近的频偏值f是指使得||y₂-y'₂||最小的频偏值f，其中，|| ||表示求范数。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，将使得所述接收信号估计值y'₂和第二时隙上的实际接收信号y₂最接近的频偏值f作为最终估计的频偏值的步骤包括：

在预设的频率范围以预设的颗粒度进行搜索，对该频率范围内的f，计算所述y'₂和y₂的范数，将最小范数对应的频偏值f作为最终估计的频偏值。

5.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第一参考信号和第二参考信号分别为同一子帧的第一时隙处终端发射的参考信号和第二时隙处终端发射的参考信号。

6.一种信道估计方法，包括：根据权利要求1至5任一所述方法得到的频偏值f进行信道估计，得到信道估计值h＝(diag(P)^-1)·(M(-f)·y)

其中，所述diag(P)为对角矩阵，其对角元素为终端发射的参考信号值，y为所述参考信号处的接收信号，M(f)＝(a_k,l)，M(f)为Toeplitz矩阵，其中：

或者，

|k-l|>C时，a_k,l＝0，C为预先给定的常数，其他情况下：

k，l为子载波标识，其取值范围为0至m－1，m为频偏估计使用的子载波个数，F为子载波间隔，N为一个OFDM符号的fft点数。

7.一种频偏估计装置，其特征在于，包括：

第一信道估计值获取单元，用于上行共享信道非子帧内跳频时，根据一第一参考信号处终端发射的第一参考信号值、频偏值f和实际接收信号y₁获取第一信道估计值h₁；

第二信道估计值获取单元，用于根据所述第一信道估计值h₁获取一第二参考信号处的第二信道估计值h₂＝exp(j·2πf△t)·h₁，△t为所述第一参考信号和第二参考信号的时间差；

接收信号估计值获取单元，用于根据所述第二信道估计值h₂得到所述第二参考信号处的接收信号估计值y'₂；

频偏估计单元，用于将使得所述接收信号估计值y'₂和所述第二参考信号处的实际接收信号y₂最接近的f作为最终估计的频偏值。

8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，

所述第一信道估计值h₁＝(diag(P₁)^-1)·(M(-f)·y₁)

所述第二参考信号处的接收信号估计值y'₂＝M(f)·diag(P₂)·h₂

diag(P₁)为对角矩阵，其对角元素为所述第一参考信号值，diag(P₂)为对角矩阵，其对角元素为所述第二参考信号值；M(f)＝(a_k,l)，M(f)为Toeplitz矩阵，其中：

或者，

|k-l|>C时，a_k,l＝0，C为预先给定的常数，其他情况下：

k，l为子载波标识，其取值范围为0至m－1，m为频偏估计使用的子载波个数，F为子载波间隔，N为一个OFDM符号的fft点数。

9.如权利要求7或8所述的装置，其特征在于，所述频偏估计单元是用于：获取||y₂-y'₂||，将使得||y₂-y'₂||最小的频偏值f作为最终估计的频偏值，其中，|| ||表示求范数。

10.一种信道估计装置，其特征在于，所述信道估计装置包括：

频偏估计单元，用于根据权利要求1至5任一所述方法得到频偏值f；

信道估计单元，用于根据所述频偏值f进行信道估计，得到信道估计值h＝(diag(P)^-1)·(M(-f)·y)

其中，所述diag(P)为对角矩阵，其对角元素为终端发射的参考信号值，y为所述参考信号处的接收信号，M(f)＝(a_k,l)，M(f)为Toeplitz矩阵，其中：

或者，

|k-l|>C时，a_k,l＝0，C为预先给定的常数，其他情况下：

k，l为子载波标识，其取值范围为0至m－1，m为频偏估计使用的子载波个数，F为子载波间隔，N为一个OFDM符号的fft点数。