CN1151642C - 传输系统中组合测量数据块开始和载频偏移的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种接收一个多载波信号的方法，特别用于一次传输一个数据块，其中一个具有周期性时间结构的多载波测试信号和数据块一起发送，并且这个多载波测试信号用于在一个数字接收机中执行全部下面连续实施的处理步骤后，组合测量数据块第一个符号的开始，并且在组合测量在发射机和接收机之间可能的载波频率偏移。

Description

传输系统中组合测量数据块 开始和载频偏移的方法和装置

本发明涉及一种方法和一种装置，用于当一次接收包括一系列数据符号的多载波信号时，在接收方一侧确定第一个符号的开始，并且确定载波频率偏移，上述数据符号构成一个数据块。确定符号开始来调节调制单独符号的符号节拍。载波频率偏移的估计值用作在接收机中的频率微调的调整量，不仅在接收数据信号时而且在后面的发送数据信号时使用。这时在发送方一侧，在一个不确定的时刻，一个测试信号和一个数据块一起发射，并且接收侧的装置跟踪并且分析这个测试信号和数据块。这里说明一个测试信号的结构调整，这个结构调整能够组合估计第一个数据符号的开始并且组合估计发射机和接收机之间的载波频率偏移。

本发明适合于一个正向处理数字同步无绳或者线连接的接收机，为了传输单独的不规则发送的数据块，处理OFDM(正交频率分开复用)信号。本发明涉及一个单直线下滑(Ein-schuss)同步的一般情况，对于每个单独的数据块，可以不依赖于以前的或者未来的同步尝试来实施这种同步。它的精确性适合于高比率的OFDM信号，这种信号对于高的带宽效率可能高价值的调制(例如8-DPSK或者16QAM)。当时ODFM作为适合的调制技术用于未来的宽带多媒体移动无线电系统和宽带无绳网络。

在GB 2 307 155 A中描述了一种用于OFDM的同步方法，该方法使用在信号中含有的保护间隔。

另外在OFDM信号的同步，欧洲专利：发明人为Andreas Mueller，申请号为92113788.1，在F.类：“用于一个陆地数字移动宽带传输的系统元件”，在RWTH Aachen的论述，Shaker出版社，Aachen 1996，和在会议公开文件：

●M.Schmidl，D.Cox：“用于OFDM的低费用、低复杂性(脉冲串)的同步”，会议记录，IEEE在96年关于通信方面的会议，1301-1306页，

●M.Sandell，J.Beek，P.Boer jesson，“使用循环前缀的OFDM系统中的时间和频率同步”会议记录，在同步方面的国际比赛，Essen，德国，1995年12月，16-19页。

目前关于同步OFDM接收机的一些工作建议发送一个特定长度的时间上周期性的测试信号，接收机根据它的周期性分析这个测试信号，并且用于确定一个数据块的开始，或者用于确定一个在发送方和接收方之间可能的载波频率偏移。这时说明一种用于这种分析的方法，这种方法不仅在计算用于解调OFDM信号的快速傅立叶变换(FFT)之前进行这种分析，还可以在计算用于解调OFDM信号的快速傅立叶变换(FFT)之后进行这种分析。

不利的是在已经公开的方法和装置中，至少分别具有以下特征：

●仅涉及接收机完全同步的一部分，其中其余的同步任务作为理想情况结束的前提；一个例子是说明用于估计载波频率偏移的方法，其中前提条件是理想的符号节拍同步；

●确定用于接收同步的测试信号的规则性重复，和/或者为了同步的足够精确性，必需若干个同步过程或者测试信号的平均值；在无线电应用中，这种估计是有效的，但是在两个方向无规则的传输数据块时，这是不可行的或者实现起来需要高费用，

●每次同步过程将要实现的计算操作不取决于硬件方面最小的处理复杂性。

OFDM是一个多载波调制方法。基带的OFDM发送信号s(t)包括持续时间为T_s的单独OFDM符号信号g_i(t)的时间序列：

$s\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{g}_i(t-i{T}_s).$ 其中

$g_i\left(t\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{S}_{i,k}{e}^{j2\mathrm{\πk}{F}_{\mathrm{\Δ}}t}b\left(t\right),$ 并且基本脉冲    (1)

和索引i表示符号节拍，k-示频率kF_Δ的次载波。OFDM符号信号g_i(t)包括M个次载波

的叠加(例如M＝49)，通过复数据符号S_i，k相互独立的调制这个次载波。用于一个固定符号节拍值i的所有符号S_i，k的向量表示为符号块S_i。叠加，也称作调制，通过长度为N_FFT的反向快速傅立叶变换(IFFT)数字实现。这适合于N_FFT＞M，其中IFFT的M个输入值和S_i，k相同，并且将其余的(N_FFT-M)个输入值设置为零。通过长度N_FFT的FFT变换实现OFDM信号的解调。另外定义了下面的参数：

T-使用的符号持续时间，

T_G-保护间隔，它至少和信道的最大回波一样长，

F_Δ-次载波间隔，

这适合于关系T_S＝T+T_G并且F_Δ＝1/T。对于实际应用，T_G＜0.25T_S。

一个数据块包括一系列OFDM符号g_i(t)，并且该系列至少包括一个OFDM符号g_i(t)。这提供了一个测试信号，这个测试信号或者在数据块前或者在数据块中。在第一种情况下，称作前同步，第二种情况中称作中同步。在实际实现一个多载波传输系统中，适合下面的前提条件：

●在测试信号的持续时间2T_S内，传输信道的时间特性近似于恒定，

●至少在2F_Δ的频率间隔内，传输信道的频率特性近似于恒定。

本发明的任务是说明一种方法，通过一次发出的测试信号并且顾及到最小的处理费用，组合确定第一个数据符号的准确开始，并且组合确定在使用这种测试信号提供的数据块中在发送方和接收方之间载波频率偏移。

根据本发明，接收机通过观察接收的信号并且借助于处理步骤的全部步骤和步骤序列完成这个任务，以便于能够：

●预先提供用于解调单独次载波符号的OFDM符号节拍

●控制一个数字频率校正

●调整在接收机的高频部分中的频率合成。

在附图1中说明根据本发明的全部处理过程。另外使用附图7的装置完成上述任务。基本的解决方案是：使用数据块，发送一个具有根据附图3的周期性时间结构的多载波测试信号。通过如下的步骤分析多载波测试信号，即

a)通过分析多载波测试信号OFDM粗测数据块的开始(pg)，这时不需要计算一个FFT，

b)通过隔离多载波测试信号和分析周期性多载波测试信号(b)的一部分，确定在发射机和接收机之间可能存在的准确的载波频率偏移(α)，这时不需要计算一个FFT，

c)从周期多载波测试信号OFDM中，隔离和数字频率校正N_FFT扫描值，并且从这些值中计算一个长度N_FFT的FFT，

d)从这些计算得到的FFT值中隔离和进行长度M＜N_FFT的一个测试向量(d₁)的可能的相位修正，

e)通过对可能相位相关的测试向量(d₁)的差分解码，计算一个长度M-1的测试向量(z₁)，

f)通过将至少L+2θ个值从(z₁)中隔离开并且使用一个基本的已经公开的长度为L的训练序列Q_k进行2θ+1的相关计算，使用数量上为θ的次载波间隔的最大值，测量一个在发射机和接收机之间可能存在的整数载波频率偏移，

g)至少通过使用一个最大长度为M-1的基本的已经公开的训练序列，相关测试向量(z₁)的方法，精确测量数据块的开始(p_f)，这个训练序列包括作为部分序列的Q_k，

h)通过将精确测量的数据块的开始(p_f)的修正的值和粗测的数据块的开始(p_g)相加的方法，完全确定在数据块中第一个数据符号的开始(Δ)，

i)通过将整数的载波频率偏移(m)和准确的载波频率偏移(α)相加的方法，完全确定在发射机和接收机之间全部的频率偏移(ε)。

如下的技术方案说明多载波测试信号的结构，即为多载波测试信号分配一个长度为M的差分解码符号的符号块(c₁)，因此：

a)符号块在一个关联的间隔中包括幅度恒定的训练序列Q_k，这个序列在两侧周期扩展并且具有很好的周期性的自动相关，

b)在训练序列的每侧周期性扩展的长度至少和在发射机和接收机之间的整数载波频率位移(θ)相同，

c)符号块还可以包括第二个训练序列，第二个训练序列包括任意个相同恒定幅度的符号，这个序列加在周期性扩展的训练序列Q_k的两侧。以及

a)通过一个IFFT处理符号块(c₁)，

b)通过IFFT输出向量的周期性重复将IFFT输出向量扩展到双倍长度，

c)在b)中得到的周期性信号具有一个作为标志部分的保护间隔，其中保护间隔表示从这个信号的结尾部分开始的一个拷贝，并且双倍这个拷贝，使它和在所述载波传输系统的每个数据符号中的保护间隔(T_G)一样长。

然后优选的在发送多载波测试信号前，发送一个单载波测试信号，以便于能够将之用于补充确定数据块的开始，并且只需要很小的处理费用。该单载波测试信号具有如下的技术特征：附加的并且首先通过分析一个单载波测试信号实现粗测数据块的开始(p_g)，其中在多载波测试信号前的在接收机中已知的时间tΔ的间隔中，发射单载波测试信号；并且通过多载波传输系统的一组相邻的次载波产生单载波测试信号，其中至少这个组的一个次载波用来传输有限长度的在接收机中已知的复数符号序列，并且为了频率分离，另一个次载波被置为零。

在附图2中说明通过多载波传输系统原理上产生这个单载波测试信号。在附图4到附图6说明的单独的处理步骤，在一个实施例中介绍。

基本的解决方案是根据附图1的所有处理步骤的优化转换序列，其中未知参数的存在不会阻碍在各个步骤中估计参数(时间或者频率)。在参数估计时，通过适合隔离测试信号或者测试向量，不会由于ISI和子载波干扰引起噪声。

本发明的主要优点是组合估计符号的开始并且通过一些同步过程组合估计频率偏移。对于同步过程，小量的计算操作是优选的，首先仅必需一些用于同步的FFT的实际情况。

本发明的一个优点是：在每个单独的次载波上，在时间方向上差分调制的情况下，为了计算数据块中的第一个OFDM参考符号，借助于下面的相位校正，对于每个可用的次载波，可以使用同步所必需的FFT。在这次相位校正后，另外进行在频率范围内的信道估计，这对于在频率范围内相干解调或者对于频率范围内修正次载波符号是必须的。

另外，优选的根据如下的处理步骤，能够特别稳定地确定整数的载波频率偏移，即在计算一个FFT后，确定在发射机和接收机之间整数的载波频率偏移(m)，并且通过下面的处理步骤实现：

a)在2θ+1相关中的每一次相关中，从测试向量(z₁)隔离长度L的向量间隔，并且这个向量间隔和共轭的复训练序列Q_k元素方式相乘，

b)用于第一次相关的向量间隔的第一个元素具有位置k₀-θ，其中位置k₀对应于多载波测试信号的数据块(c₁)中的Q_k的第一个符号

c)两个相互连续的相关的隔离的向量间隔重叠L-1个元素

d)从计算的2θ+1相关结果中，确定具有最大数值的那一个结果

e)向量间隔的开始位置整数偏移k₀，这个向量间隔提供具有最大值的相关结果，为了确定整数的载波频率偏移使用这个整数偏移。

在根据如下的处理步骤中，还可以精确的并且使用小的处理费用计算数据块的开始的精确的估计值，即在计算FFT后，通过测试向量(z₁)和一个可能固定偏移整数偏移的、差分解码的并且该复共轭的的符号块c₁相关，并且通过计算按照等式(21)得到的相关结果的角度，精确确定数据块的开始(p_f)。

通过根据如下的措施还能补偿它的小的依赖于传输信道的不准确度，即在计算FFT后，通过测试向量(z₁)和一个可能固定偏移整数偏移的、差分解码的并且该复共轭的的符号块c₁相关，并且通过计算按照等式(21)得到的相关结果的角度，精确确定数据块的开始(p_f)。

用于无线应用的本发明基本的优点是时间上使用一个传输一个单向测试信号的OFDM子载波。接收机可以通过适合的窄带滤波器滤出这个测试信号，并且通过节省功率的单载波操作，和使用每个时间单元小数量的计算操作，确定符号节拍和数据块的开始。这个步骤是可选的，并且特别优选的用于移动终端设备与时间无关的开始同步。在单载波处理模块上的OFDM的一个相应的可标度性是前提。

根据附图说明下面的实施例。这里说明下面的过程和装置：

附图1所有根据本发明的同步处理过程

附图2通过多载波传输系统原理上产生单载波测试信号

附图3多载波测试信号的时间结构

附图4隔离FFT输入向量和数字频率校正准确的载波频率偏移的处理过程

附图5从FFT值隔离和相位校正一个测试向量的处理过程

附图6确定发送方和接收方之间整数载波频率偏移的处理过程

附图7执行全部根据本发明处理过程的电路装置

在一个实施例中，根据附图1以分步方式和它们的相关性详细说明根据本发明的方法。定义了一个集合I_M的IFFT索引，它们包括在公式

(1)中定义的符号S_i，k，k∈I_M，

I_M＝{N_FFT-(M-int(M/2)-1)，N_FFT-(M-int(M/2))，...，N_FFT-2，N_FFT-1，0，1，2...，int(M/2)-1，

int(M/2)}                                             (2)

用int(·)表示小于或者等于·的最大的整数。I_M第一个元素对应于发射OFDM信号s(t)频谱中最低的频率位置。

在第一个步骤中，通过一个单载波测试信号，可以选择的粗测数据块的开始。

单载波测试信号包括一个长度为L_e、具有很好的自动校正的被调制的复符号序列C_e，i，i＝0，...，L_e-1。为了构成单载波测试信号，使用了持续时间至少为L_e的OFDM符号的一组相邻的OFDM子载波。至少一个包括这些组的子载波用于符号序列C_e，i的调制。这个组的其余的子载波分别设置为零，以便于在频率方向上构成和OFDM其余部分的保护带。附图2表示原理的组结构。在实施例中，研究128个IFFT中的一组六个相邻的具有IFFT索引的次载波14、15、16、17、18、19。次载波16和17的频率偏移对应着一个2FSK调制。在每个OFDM符号中，这些次载波中的一个被设置为零，另一个设置为复符号C_e，i。次载波14、15、18、19被分别设置为零。本发明固定设置一个接收机已知的时间t_Δ＞0，这个时间位于可能的发射单载波测试信号和接下来的发射多载波测试信号之间。

通过单载波测试信号，接收机首先测量OFDM信号的符号节拍，通过持续窄带分析接收到的OFDM次载波，上述OFDM次载波用于传输序列C_e，i。根据已经公开的方法，实现这些操作，例如在2-FSK情况中的早-迟同步方法。然后。通过进行的校正，测量符号序列C_e，i的输入时刻p_e。这个序列在时刻p_e的标志是一个符号，表示在时刻(p_e+t_Δ)出现多载波测试信号。在这个时刻的一个时间窗口中，必需测量和分析多载波测试信号。如果接收机绝对没有关于时间参考的预备性知识，那么在借助于多载波测试信号确定数据块的开始的同步过程中，这个根据本发明的方法节省了计算费用。

在第二个步骤中，通过一个多载波测试信号(OFDM测试信号)粗测数据块的开始。

OFDM测试信号a(t)，0＜＝t＜2T_S，在基带中包括两个联系的相同的信号形式c(t)，0＜＝t＜T，它偏移一个持续时间为2T_G的公共保护间隔。这个加倍的保护间隔和具有0＜T-2T_G＜＝t＜T的信号间隔c(t)相同。

在附图3中说明OFDM测试信号的时间结构。如下产生信号：

$c\left(t\right)=\underset{k\&Element;I_M}{\mathrm{\&Sigma;}}{C}_k{e}^{j2\mathrm{\&pi;}{F}_{\mathrm{\&Delta;}}t},0\&le;t<T--------\left(3\right)$

然后通过一个IFFT从符号块c_l＝(C_k|k∈I_M)中计算得出。c_l包括一个周期扩展差分解码的复训练序列：

Q_k，k＝0，...，L-1    (4)

这个序列具有恒定的幅度和很好的循环的自动校正特性。这时涉及一个有限长度L的序列，这个序列对于互相偏移的序列的循环自动校正具有和L比较小的值(例如值1)。为了在接收机中简单的信号处理，使用一个二进制序列Q_k是有效的。

序列周期性以θ符号在两侧扩展，其中θ确定数量上最大的载波频率偏移的测量范围作为F_Δ整数倍。这时产生序列：

Q^(z) _k＝Q_(k+L-θ)modL，k＝0，...，L-1+2θ  L+2θ≤M-1   (5)

为了得到信号c(t)的相当小的符号波动，下面有效的：L+2θ不会大L很多，并且也不会小M-1很多。选择L+2θ＝(M-1)是可行的。另外假如L+2θ＜(M-1)是有效的，其余的包括I_M的(M-1-L-2θ)次载波被设置为相同幅度的任意的复符号，因此c(t)的幅度振荡很小。为了避免在传输段上的负的非线性效果，这是特别优选的。为了这一目标，定义下面任意的和接收机中已知的最小长度的1的复符号序列X_k：

X_k，k＝0，...，M_r-1，并且M_r＝(M-L-2θ) (6)

另外构成一个符号序列Z_k，k＝0，...，M-2：如下构成：

1、假如(M-1)＞L+2θ

2、假如(M-1)＝L+2θ

$Z_k=Q_k^{\left(z\right)},k=0,...,M-2--------\left(8\right)$

使用(·)表示大于或者等于·最小的整数。

通过差分解码Z_k，构成一个符号序列D_k，k＝0，...，M-1：

符号D_k，k＝0，...，M-1映射到次载波符号C_k，k∈I_M上。通过下面关系，实现这种投影：

C_[k]＝D_k，k＝0，...，M-1    (10)

[·]在这时表示包括具有位置·的I_M的元素。

在实施例中，对于次载波M＝49使用了长度L＝35的一个二进制序列Q_k，并且使用了一个数量值θ＝4的最大的整数载波频率偏移。在下面根据公式(5)和(7)的表中说明在差分解码前一个可行的符号序列Z_k：

K	0	1	2	3	4	5	6*	7	8	9	10	11	12
														Zk	X1	X2	1	-1	1	-1	1	1	1	1	-1	1	1

K	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24	25
														Zk	-1	-1	-1	1	-1	-1	-1	-1	-1	1	1	1	-1

K	26	27	28	29	30	3 1	32	33	34	35	37	38	39
														Zk	-1	-1	1	-1	1	1	-1	1	1	-1	1	-1	1

K	40*	41	42	43	44	45	46	47
									Zk	-1	1	1	1	1	X3	X4	X5

使用*表示相对应队列Q_k的边界。这里M_r＝6。例如使用计算机模拟，在OFDM测试信号的数量最小的时间振荡上优化符号X_k，k＝1，...，5。

通过多载波测试信号粗测数据块的开始基于下面的事实：在接收多载波测试信号时，在时刻零，这些接收信号α₁(t)包括一个用于0＜＝t＜T的ISI分量，和一个T_G＜＝t＜2T_S的ISI自由分量。另外假设：T_G通过G，T通过G表示在数字接收机中的扫描值。

通过关于在全部持续时间2N的两个完备的接收信号间隔之间N个复扫描值的互相关性，得到一个相关的测量(metrik)。对于每个得到的扫描值，重新计算这些相关的测量。对于一个关于最小的G的扫描值的时间间隔，得出一个几乎恒定的测量值。当正在计算相关的测量时，在这个G扫描值的范围内，粗测数据块的开始。在这个范围内，这时作为结果输出那一个扫描值的位置p_g，其中在一个时间已知的搜索窗口内，在所有计算的测量值中相关的测量是最小的或者最大的。值p_g用于在接收机中粗略估计多载波测试信号的时间长度。因为这些测试信号具有一个已知的长度，所以p_g还确定数据块的第一个符号的大概开始。在第七步骤中精确的确定符号块的开始。

在实施例中，一个在所给出的源已知的连续的测量，从所存储的接收信号r(l)的复数的扫描值

$\mathrm{Metrik}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\right|r(n-l){|}^2+\left|r(n-l-N){|}^2\right)-2|\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(n-l)r*(n-l-N)|,n\&Element;[n_1,n_2]$

这个值p_g从下面得出：

$p_g=\underset{n\&Element;[n_1,n_2]}{\min }\left(\mathrm{Metrik}\left(n\right)\right)$

假设：实际上存在一个接收信号(没有发送暂停)。p_e例如表示一个存储器地址。替换的，根据本发明可以使用一个次优化测量。但是可以计算上有效率的实现在这个此优化的测量：

$\mathrm{Metrik}\left(n\right)=|\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(n-l)r*(n-l-N){|}^2,p_g=\underset{n\&Element;(n_1,n_2)}{\max }\left(\mathrm{Metrik}\left(n\right)\right)----\left(11\right)$

结合接收机中的放大控制(增益控制，GC)，这个测量在搜索窗口中发送暂停时是很适合的。

在第三个步骤中，隔离一个测试信号和估计准确的载波频率偏移，也就是说载波频率偏移在数量上小于半个子载波间隔。

在值p_g出现后，测试信号从已知的接收到的数字多载波测试信号中隔离开：

b(n)＝a₁(n+p_g+δ)  其中n＝0，...，2N-1  (12)

δ是一个整数，它补充定义向量b(n)的位置，并且还可以设为零。在附图4中简化说明这个处理过程。根据本发明隔离b(n)的优点是最大真正的b(n)不包括ISI分量的扫描值。另外优选的如果b(n)一些少量的扫描值包括ISI噪声，那么尽管这样还可以确定一个十分精确的用于准确频率偏移的估计值。

通过计算信号b(n)关于2K＜＝2N的扫描值，提供准确载波频率偏移的估计值α。从说明的源中已知的方法是：

$\mathrm{\&alpha;}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}(\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}b*\left(n\right)b(n+N))}{\mathrm{Re}(\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}b*\left(n\right)b(n+N))}\right),$ Re-实部，Im-虚部  (13)

这适合于关系α＝f_V/F_Δ，其中f_V是绝对频率偏移，单位为Hz。使用子载波间距标准化载波频率偏移，计算作为结果。优选的方法和存储在计数器中，

在第四步处理步骤中，对准确的载波频率偏移进行数据频率校正，并且计算FFT。

这时一个估计值控制一个数字振荡器，这个振荡器产生信号，

$e^{-j2\mathrm{\&pi;\&alpha;n}/N_{\mathrm{FFT}}}|$

其中n＝0，...，N_EET-1。NFFT是解调OFDM信号的FFT的长度。这里N＝r N_FFT，其中r是一个正整数，在接收方表示扫描系数。

另外一个信号从部分信号b(n)隔离开：

c(n)＝b(rn+γ)，n＝0，...，N_FFT-1，γ是G＜γ＜N的任意整数，(14)

在附图4中说明这个处理过程。优选的设置γ＝N/2。信号c(n)由于时间偏移γ仅包括没有ISI分量的a₁(n)中的扫描值。

信号c(n)和数字振荡器产生的信号相乘，然后输出到FFT模块。此后，计算一个N_FFT-FFT。在附图4中简单说明这个处理过程。FFT提供值C_k ¹。本发明的一个优点是由于使用数字振荡器频率校正，FFT值C_k ¹中不包括由于子载波干扰引起的噪声，这对于另外的同步过程特别有效。

在第五个步骤中，将一个测试向量从FFT值中分离开并且对其进行相位校正。

值C_k ^l不同于FFT值，在一个适合的时刻，从OFDM测试信号的第一个接收到的OFDM纯符号(附图3)中计算得出这个值，区别仅在于相位偏移(k+2πγk/N_FFT)，其中，_k是由于估计值p_g的不准确性造成的相位错误。仅M值C_k ¹必需的，即具有包括I_M的索引。为了能够得到具有元素D_k ¹的向量d₁，实现了隔离这个M FFT值：

d₁＝(D¹ _k|k＝0，...，M-1)＝(C¹ _k|k∈I_M)      (15)

在附图5中说明这个处理过程。对于另外的同步过程，除去符号C_k ¹的相位错误2πγk/N_FFT是有效的。每个这样的符号和相乘。因此生成具有元素D_k ²的相位调整向量d₂：

$d_2=\left({D^2}_k\right|k=0,...,M-1)=\left({C^1}_K{e}^{-j2\mathrm{\&pi;\&gamma;k}/N_{\mathrm{FFT}}}\right|k\&Element;I_M)---\left(16\right)$

在附图5中说明这个处理过程。

假如根据本发明，选择γ＝N/2，优选的适合于简单的乘法：

d₂＝(C¹ _k(-1)k|k∈I_M).

在第六步处理步骤中，隔离一个向量，并且估计整数的载波频率偏移，也就是说载波频率偏移，这个载波频率偏移在数量上是次载波间隔的数倍。

这时通过D_k ²的差分解码构成一个包括复符号序列Z_k ¹的估计向量Z₁：

$Z_1=(Z_k^l=\mathrm{conj}\left(D_k^2\right)D_{k+1}^2|k=0,...,M-2)---\left(17\right)$

其中conj(·)表示·的修正复数值。

为了估计整数的载波频率偏移，现在在估计向量中，搜索训练序列Q_k的位置。当满足下面情况时，它的开始没有整数频率偏移：

     k₀＝int((M_r-1)/2)+2θ                             (18)

通过根据下面方法计算与(2θ+1)相关的M_i，i＝-θ，-θ+1，...，θ-1，θ，根据本发明的解决方案确定在发射机和接收机之间的整数载波频率偏移：

$M_i=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Z}_{l+k_0+i}^1\mathrm{conj}\left(Q_1\right),i=-\mathrm{\&theta;},...,\mathrm{\&theta;}-----\left(19\right)$

整数的频率偏移m等于值i，这个值i对应于最大的相关量|M_i|：

$m=\underset{i\&Element;[-\mathrm{\&theta;},\mathrm{\&theta;}]}{\max }\left(\right|M_i\left|\right)------\left(20\right)$

在附图6中说明这个处理过程。

在第七步处理步骤中，隔离一个测试向量，并且估计到数据块的正确开始所存在的时间位移，也就是说精确测量OFDM数据块的开始。

根据下面方法，在认识m后，根据本发明精确测量第一个数据符号的符号开始：

$P_f=\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2\mathrm{\&pi;}}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left(\underset{l=0}{\overset{M-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Z}_{l+m}^1\mathrm{conj}\left(Z_l\right)\right)}{\mathrm{Re}\left(\underset{l=0}{\overset{M-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Z}_{l+m}^1\mathrm{conj}\left(Z_l\right)\right)}\right),$ 其中 $Z_k^l=0,$ k＜0并且k＞(M-2)(21)

在附图6中说明用于这个处理步骤的预计。估计值p_f具有一个以来于信道的不准确度λ＞0，通过相应的在发射一侧延长保护间隔T_G来补偿这个值。

在第八步处理步骤中，根据步骤2和7的结果计算第一个OFDM数据符号开始。

根据本发明，通过p_g和p_f的修正加法，得出接收到数据块的第一个OFDM符号的精确开始Δ：

Δ＝p_g+r(p_f+2_NFF-λ)                           (22)

其中int(Δ)用作用于接收信号的复扫描值在存储器中的地址，并且指出距离数据块第一个数据符号的第一个扫描值的精确位置。值Δ还可以用于控制接收机中模数转换器的扫描节拍的调整变量。

在第九步处理步骤中，根据步骤3和6的结果，计算在发射机和接收机之间的载波频率偏移。

通过m和α相加，得出在发射机和接收机之间全部的标准化的次载波间距的载波频率偏移ε

ε＝m+α                                          (23)

为了在接收机中数字频率校正或者微调频率合成，使用这个估计值。

在附图1中说明了使用一系列单独处步骤的全部的根据本发明的处理过程。在附图7中说明相应的装置。

Claims (10)

1、接收一个多载波信号的方法，特别用于一次传输一个数据块，其中一个具有周期性时间结构的多载波测试信号(OFDM)和数据块一起发送，并且这个多载波测试信号(OFDM)用于在一个数字接收机中执行全部下面连续实施的处理步骤后，组合测量数据块第一个符号的开始(Δ)，并且组合测量在发射机和接收机之间可能的载波频率偏移(ε)：

a)通过分析多载波测试信号(OFDM)粗测数据块的开始(p_g)，这时不需要计算一个快速傅立叶变换，

b)通过隔离多载波测试信号和分析周期性多载波测试信号(b)的一部分，确定在发射机和接收机之间可能存在的准确的载波频率偏移(α)，这时不需要计算一个快速傅立叶变换，

c)从周期多载波测试信号(OFDM)中，隔离和数字频率校正N_FFT扫描值，并且从这些值中计算一个长度N_FFT的快速傅立叶变换，

d)从这些计算得到的快速傅立叶变换值中隔离和进行长度M＜N_FFT的一个相关测试向量(d₁)的可能的相位修正，

e)通过对可能相位的相关测试向量(d₁)的差分解码，计算一个长度M-1的测试向量(z₁)，

f)通过将至少L+2θ个值从测试向量(z₁)中隔离开并且使用一个基本的已经公开的长度为L的训练序列(Q_k)进行2θ+1的相关计算，使用数量上为θ的次载波间隔的最大值，测量一个在发射机和接收机之间可能存在的整数载波频率偏移，

g)至少通过使用一个最大长度为M-1的基本的已经公开的训练序列，相关测试向量(z₁)的方法，精确测量数据块的开始(p_f)，这个训练序列包括作为部分序列的训练序列(Q_k)，

h)通过将精确测量的数据块的开始(p_f)的修正的值和粗测的数据块的开始(p_g)相加的方法，完全确定在数据块中第一个数据符号的开始(Δ)，

i)通过将整数的载波频率偏移(m)和准确的载波频率偏移(α)相加的方法，完全确定在发射机和接收机之间全部的频率偏移(ε)。

2、根据权利要求1的方法，其特征在于，附加的并且首先通过分析一个单载波测试信号实现粗测数据块的开始(p_g)，其中在多载波测试信号前的在接收机中已知的时间(t_Δ)的间隔中，发射单载波测试信号。

3、根据权利要求2的方法，其特征在于，通过多载波传输系统的一组相邻的次载波产生单载波测试信号，其中至少这个组的一个次载波用来传输有限长度的在接收机中已知的复数符号序列，并且为了频率分离，另一个次载波被置为零。

4、根据权利要求1的方法，其特征在于，为多载波测试信号分配一个长度为M的差分解码符号的符号块(c₁)，因此：

a)符号块在一个关联的间隔中包括幅度恒定的训练序列(Q_k)，这个序列在两侧周期扩展并且具有很好的周期性的自动相关，

b)在训练序列的每侧周期性扩展的长度至少和在发射机和接收机之间的整数载波频率位移(θ)相同，

c)符号块还可以包括第二个训练序列，第二个训练序列包括任意个相同恒定幅度的符号，这个序列加在周期性扩展的训练序列(Q_k)的两侧。

5、根据权利要求4的方法，其特征在于：

a)通过一个反向快速傅立叶变换处理符号块(c₁)，

b)通过反向快速傅立叶变换输出向量的周期性重复将反向快速傅立叶变换输出向量扩展到双倍长度，

c)在b)中得到的周期性信号具有一个作为标志部分的保护间隔，其中保护间隔表示从这个信号的结尾部分开始的一个拷贝，并且双倍这个拷贝，使它和在所述载波传输系统的每个数据符号中的保护间隔(T_G)一样长。

6、根据权利要求1或者4的方法，其特征在于，在计算一个快速傅立叶变换后，确定在发射机和接收机之间整数的载波频率偏移(m)，并且通过下面的处理步骤实现：

a)在2θ+1相关中的每一次相关中，从测试向量(z₁)隔离长度L的向量间隔，并且这个向量间隔和共轭的复训练序列(Q_k)元素方式相乘，

b)用于第一次相关的向量间隔的第一个元素具有位置k₀-θ，其中位置k₀对应于多载波测试信号的数据块(c₁)中的训练序列(Q_k)的第一个符号

c)两个相互连续的相关的隔离的向量间隔重叠L-1个元素

d)从计算的2θ+1相关结果中，确定具有最大数值的那一个结果

e)向量间隔的开始位置整数偏移k₀，这个向量间隔提供具有最大值的相关结果，为了确定整数的载波频率偏移使用这个整数偏移。

7、根据权利要求6的方法，其特征在于，在计算快速傅立叶变换后，通过测试向量(z₁)和一个可能固定偏移整数偏移的、差分解码的并且该复共轭的的符号块(c₁)相关，并且通过计算按照等式(21)得到的相关结果的角度，精确确定数据块的开始(p_f)，其中的等式(21)为

$P_f=\frac{N_{\mathrm{FFT}}}{2\mathrm{\&pi;}}{\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left(\underset{l=0}{\overset{M-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Z}_{l+m}^1\mathrm{conj}\left(Z_1\right)\right)}{\mathrm{Re}\left(\underset{l=0}{\overset{M-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Z}_{l+m}^1\mathrm{conj}\left(Z_1\right)\right)}\right),$

其中 $Z_k^l=0,$ k＜0并且k＞(M-2)(21)

8、根据权利要求7的方法，其特征在于，在发送一侧，至少为了精确确定数据块开始的不准确度，延长在多载波传输系统的每个符号信号中必需的保护间隔。

9、根据权利要求1至5之一的方法，其特征在于，为了在一个有限数目的扫描值的范围内接收信号的每个扫描值，通过等式(11)

$\mathrm{Metrik}\left(n\right)=|\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(n-l)r*(n-l-N){|}^2,p_g=\underset{n\&Element;(n_1,n_2)}{\max }\left(\mathrm{Metrik}\left(n\right)\right)----\left(11\right)$

计算一个测量，并且在接收到所有这些扫描值后，为了粗测数据块的开始，使用所有计算的测量的最大值。

10、一种根据上述权利要求的一个方法的装置，这种装置至少包括一个用于计算快速傅立叶变换的装置，一个用于存储快速傅立叶变换和处理过程结果的存储器，一个复乘法器/加法器，至少每个用于计算tan^-1、根计算的和数字频率合成的装置，至少每个用于隔离、差分解码和对于各个测试频率相关的装置，以及可能至少一个复向量乘法器和复向量加法器，并且具有下面的电路结构：

-一个用于接收信号的两个复扫描值r(l)和r(l-N)的乘法器和至少一个先进先出存储器(F1)连接，

-一个累加器(A1)至少从先进先出存储器(F1)的输入和非输出得到输入值，并且将计算得到的结果写入一个第一存储器(S1)，

-一个计算根或者计算数量平方的装置(V1)和累加器(A1)连接，

-一个用于计算测量的计算单元至少从设备(V1)得到输入值并且将计算得到的测量写入一个测量存储器(MS)，

-一个用于搜索最大或者最小值的装置连接到测量存储器(MS)，寻址第一存储器(S1)并且至少控制一个计算tan^-1的装置，这个计算tan^-1的装置连接到第一存储器(S1)，以及控制一个测试信号的第一隔离器(I1)，

-一个用于将来自第一隔离器(I1)的测试信号和一个数字频率合成-最后从一个计算tan^-1的装置输入-的装置的输出进行向量相乘的设备，该设备为快速傅立叶变换装置提供输入值，

-用于快速傅立叶变换值的第二存储器(S2)和一个测试向量的第二隔离器(I2)连接，

-一个装置将来自第二隔离器(I2)的测试向量和一个只读存储器的输出向量相乘，这个装置和一个差分解码的装置连接，这个差分解码的装置的结果被写入到第三存储器(S3)，

-第三存储器(S3)和一个第三隔离器(I3)连接，第三隔离器(I3)预处理用于训练序列Q_k相关的测试向量，第三隔离器(I3)的输出连接到一个用于和一个只读存储器训练序列的向量向量相乘的装置，这个只读存储器训练序列包括值conj(Q_k)，在用于向量相乘的装置中计算得到的向量的标准从一个数量构成装置写入到一个第四存储器(S4)，

-一个搜索最大值的设备连接到第四存储器(S4)并且连接到用于计算精确载波频率偏移(ε)的第二计算单元(R2)，

-一个受计算得到的整数载波频率偏移控制的用于向量相乘的装置连接到一个用于来自第三存储器(S3)测试向量的第四隔离器(I4)，以及连接到一个用于一个训练序列conj(Z_k)的只读存储器，并且计算得到的向量以元素的方式累加，然后输出到一个计算tan^-1的装置，这个装置的输出连接到一个第一计算单元(R1)，这个计算单元计算数据块的第一个正交频分复用符号的精确位置(Δ)，

-计算单元(R1，R2)包括至少一个具有一个常量的实数的乘法器，以及一个实数的加法器，并且将计算单元(R1，R2)的结果写入一个用于同步结果的存储器。

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