JP2001513599A - データブロックの開始点と、データブロックの不規則な伝送用の多重搬送波伝送システム内の搬送波周波数シフトとの組合せ測定用の方法及び装置 - Google Patents
データブロックの開始点と、データブロックの不規則な伝送用の多重搬送波伝送システム内の搬送波周波数シフトとの組合せ測定用の方法及び装置Info
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Abstract
Description
た多重搬送波信号を一回受信した際に、1の符号の開始点及び搬送波周波数シフ
トを受信側で特定するための装置に関する。符号の開始点を特定することにより
、個別符号の復調用の符号化クロックを調整することができる。搬送波周波数シ
フトの推定値は、受信側での周波数補正用の調整量として、データ信号の受信時
にも事後の送信時にも使用される。その際、テスト信号が、送信側で不確実な時
点でデータブロックと共に送信され、受信側の装置構成によってサーチされて推
定される。第1のデータ符号の開始点及び送信側と受信側との間の搬送波周波数
シフトを組み合わせて推定することができるような、テスト信号の構成規則が与
えられている。
thogonal Frequency Division Multiple
xing直交周波数分割多重)信号を処理するワイヤレス又はワイヤ接続された
受信側の入力駆動(vorwaertsarbeitende)デジタル同期に
適している。本発明は、各個別データブロックで、先行又は事後の同期動作とは
無関係に実行することができるワンショット同期(Ein−Schuss−Sy
nchronisation)の一般的な場合に関する。この同期の精度は、高
いレートのOFDM信号に適しており、このOFDM信号は、高い帯域幅効率用
に出来る限り高い値の変調(例えば、8DPSK又は16QAM)を使用する。
OFDMは、目下のところ、これからの広帯域マルチメディアモービル無線シス
テム及び広帯域ワイヤレスネットワークに適した変調技術と見なされている。
788.1号公報(発明者Andreas Mueller,in F.Cls
ssen:”Systemkomponenten fuer eine te
rrestrische digitale mobile Breitban
duebertragung”,Dissertation an der R
WTH Aachen,Shaker Verlag,Aachen 1996
),及び会議記録刊行物: ・M.Schmidl,D.Cox:”Low−overhead,low−c
omplexity[burst] synchronization for
OFDM,”Konferenzband,IEEE Internatio
nal Conference on Communications ’96
,1301−1306頁、 ・M.Sandell,J.Boerjesson,”Timing and
frequency synchronization in OFDM sy
stems using the cyclic prefix,”Konfe
renzband,International Symposium on
Synchronization,Essen,Deutschland,De
zember 1995,16−19頁 に開示されている。OFDM受信側の同期についての幾つかの従来技術では、所
定長の時間的に周期的なテスト信号を送信して、このテスト信号の周期性を受信
側によって推定し、データブロックの開始点又は送信側と受信側との間の搬送波
周波数シフトを特定するために使用される。その際、この推定方法は、OFDM
信号の復調用に使用される高速フーリエ変換(FFT)の算出の前後で送出され
る。
されるように、欠点がある: ・受信側の同期全体の一部分しか行われず、その際、残りの同期の使命は理想的
なものとして排除されていることが前提とされており、一例は、搬送波周波数シ
フトの推定方法の記述であり、その際、理想的な符号化クロックの同期が前提と
されており、 ・受信側同期用のテスト信号の規則的な再生が決められているか、又は/且つ同
期の十分な精度用の複数の同期シーケンス乃至同期の十分な精度用のテスト信号
について伝達する必要があり、このやり方は、無線への応用の場合には有利であ
るが、2つの伝送方向でデータブロックを不規則に伝送する際には不可能か、又
は、構成するのに大きなコストが掛かり、 ・同期シーケンス毎に構成すべき演算操作は、ハードウェア側の処理の複雑性を
最小にするようにはされていない。
s(t)は、持続期間TSの個別OFDM符号信号gi(t)の時系列シーケン
スから形成されている:
を示す。OFDM符号信号gi(t)は、M(例えば、M=49)個の副搬送波
ej2πkFΔtから形成されており、この副搬送波は、相互に独立して複素デ
ータ符号Si,kによって変調される。固定符号化クロック値i用の全ての符号
Si,kのベクトルは、符号化クロックsiと呼ばれる。重畳(変調とも呼ばれ
る)は、長さNFFTの逆高速フーリエ変換(IFFT)によってデジタル的に
実施される。NFFT>Mが成立し、その際、IFFTのM個の入力値は、Si ,k に等しく、残りの(NFFT−M)個の入力値は、ゼロで塞がれている。O
FDM信号の復調は、長さNFFTのFFTによって変換される。更に、以下の
パラメータが定義されている: T−使用符号期間 TG−少なくとも、チャネルの最大エコーと同じ長さの保護間隔 FΔ−副搬送波間隔 関係TS=T+TG及びFΔ=1/Tが成立する。実際に用いる場合には、T G <0.25TSが成立する。
から形成されている。このデータブロックには、テスト信号が設けられており、
テスト信号は、データブロックの前か又はデータブロック内の真ん中に位置して
いる。テスト信号がデータブロックの前に位置している場合、テスト信号は、プ
リアンブルと呼ばれ、テスト信号がデータブロック内の真ん中に位置している場
合、テスト信号は、ミッドアンブルムと呼ばれる。多重搬送波システムを実際に
実行する際には、以下の前提が成立する: ・伝送チャネルの時間特性は、テスト信号2TSの持続期間中近似的に一定であ
り、 ・伝送チャネルの周波数特性は、少なくとも2FΔの周波数部分に亘って近似的
に一定である。
ストを考慮して、第1のデータ符号の正確な開始点と、送信側と受信側との間の
搬送波周波数シフトとを、このテスト信号に設けられたデータブロック内で組み
合わせて特定する方法を提供することにある。
ケンスを用いて解決され、その際: ・OFDMに、個別副搬送波符号の復調用の符号化クロックが設けられており、 ・デジタル周波数補正が制御され、 ・受信側の高周波部分での周波数合成が補正される。
求項10及び7記載の装置構成によって解決される。解決手段で重要な点は、デ
ータブロックで、多重搬送波信号が、図3のような周期的な時間構成で送信され
るという点である。多重搬送波テスト信号の推定は、請求項1記載のステップa
)〜i)を用いて行われる。多重搬送波テスト信号の構成は、請求項4及び5に
記載されている。その際、有利には、多重搬送波テスト信号の前に、請求項2及
び3記載の単一搬送波テスト信号を送信して、この単一搬送波テスト信号を、デ
ータブロックの開始点の特定のために、付加的且つ僅かな処理コストで利用する
とよい。この単一搬送波テスト信号を、多重搬送波システムによって原理的に形
成することは、図2に示されている。図4〜6に示された個別処理ステップは、
実施例の説明で明らかとなる。
あり、その際、未知のパラメータがあるということは、それぞれのステップでの
パラメータ(時間又は周波数)の推定を妨げない。テスト信号乃至テストベクト
ルの適切な分離によって、パラメータ推定の際、符号間干渉(ISI)及び副搬
送波周波数によるノイズを生じない。
によって組み合わせて推定する点にある。有利には、同期シーケンス用の演算操
作の数が少なく、特に、同期のために1つのFFTしか必要としない。
同期に必要なFFTを、利用可能な各搬送波に対して後続の位相補正を用いて、
データブロックでの第1のOFDM基準符号の算出のために利用することができ
るという点にある。この位相補正により、コヒーレントな復調又は周波数領域内
での搬送波符号の歪除去に必要な、周波数領域内でのチャネル推定を行うことが
できる。
により特にローブストに特定することができる。正確且つ僅かな処理コストで、
データブロックの開始点の精細な推定値を、請求項7記載の方法ステップで算出
することもできる。その推定値の、伝送チャネル依存の不正確さを小さくするこ
とは、請求項8記載の手段によって補償することができる。
M副搬送波を時間的に利用することである。受信側は、このテスト信号の適切な
狭帯域通過フィルタリング(Herausfiltern)及び単一搬送波操作
によって、電力を節約して、且つ、単位時間当たりの演算操作の少ない回数で、
符号のクロックとデータブロックの開始点を特定することができる。このステッ
プは、任意であり、モービル端末装置の、時間にシビアでない開始点同期のため
には特に有利である。その際、単一搬送波モジュールでのOFDMモデムの相応
のスケーラビリティが前提となっている。
数補正との処理シーケンスを示す図 図5:テストベクトルをFFT値から分離及び位相補正するための処理シーケン
スを示す図 図6:送信側と受信側との間の整数の搬送波周波数シフトの特定用の処理シーケ
ンスを示す図 図7:本発明の処理シーケンス全体を実施するための回路装置を示す図 図8:本発明の処理シーケンス全体を実施するための回路装置を示す図 図1の実施例を用いて、本発明の方法の個別ステップ及び当該個別ステップの
依存関係について詳細に説明する。式(1)で定義された符号Si,k,k∈I M を含むIFFT添字の集合IMが定義される: IM={NFFT−(M−int(M/2)−1),NFFT−(M−int(
M/2)),・・・,NFFT−2,NFFT−2,NFFT−1,0,1,2
,・・・,int(M/2)−1,int(M/2)} (2) int(・)で、・よりも小さいか、又は、等しい最大の整数が示されている
。IMの第1の要素は、放射されたOFDM信号s(t)のスペクトル内の最小
周波数状態に相応する。
れる。
ケンスCe,i,i=0,・・・,Le−1から形成されている。少なくともL e のOFDM符号の持続期間の間、隣接OFDM副搬送波の群が、単一搬送波信
号の形成のために使用される。
のために使用される。この群の残りの副搬送波は、それぞれゼロで占有されて、
周波数方向での保護帯域がOFDM信号の残差部分に対して形成される。図2に
は、原理的な群構造が示されている。実施例では、128にIFFTからなるI
FFT指数14,15,16,17,18,19の隣接した6個の副搬送波の群
が考察される。各OFDM符号内には、この副搬送波の丁度1つがゼロで占有さ
れており、他の副搬送波が複素符号Ce,iで占有されている。副搬送波14,
15,18,19は、それぞれゼロで占有されている。本発明は、受信側内で既
知の時間tΔ>0を決定し、この時間は、単一搬送波テスト信号の場合によって
は行われる放射と多重搬送波テスト信号の後続の放射との間の時間である。
クを、シーケンスCe,iの伝送のために使用される単数/複数の受信OFDM
副搬送波の定常的な狭帯域推定によって測定する。これは、公知の方法、例えば
、2FSKの場合early−late同期方法により行われる。その際、符号
シーケンスCe,iの今後の時点peの測定は、連続相関によって行われる。こ
のシーケンスを時点peで検出することは、多重搬送波信号が時点(pe+tΔ
)で到来することの徴候である。その際、この時点を中心とする時間窓内で、多
重搬送波信号の測定及び推定を行う必要がある。本発明の、このような構成によ
ると、受信側が時間連関について予め何ら知らない場合でも、データブロックの
開始点の特定のために多重搬送波信号を用いた同期過程時の計算コストを節約す
ることができる。
(OFDMテスト信号)によって大雑把に測定される。
関連の2つの同一信号形式c(t)(但し、0≦t<T)から形成されており、
この信号形式には、持続期間2TGの共通の保護間隔が前提とされている。この
2倍の保護間隔は、0<T−2TG≦t<Tの信号部分c(t)に等しい。OF
DMテスト信号の時間構造は、図3に示されている。信号c(t)は、以下のよ
うに形成され:
算出される。c1は、周期的に拡張された、異なって符号化された複素トレーニ
ングシーケンス: Qk,k=0,・・・,L−1 (4)
を有しており、一定振幅で、非常に良好な周期的な自己相関特性を示す。その際
、このシーケンスは、最終長さLの任意のシーケンスであり、相互にシフトされ
たシーケンスの場合の、このシーケンスの自己相関は、Lに比して小さな値を有
している(例えば、値1)。受信側での簡単な信号処理のために、2進シーケン
スQkを利用すると有利である。
際、θは、値が最大の搬送波周波数シフトの測定領域をFΔの整数倍として決定
する。以下のシーケンスが形成される: Q(z) k=Q(k+L−θ)modL,k=0,・・・,L−1+2θ 但し、L+2θ≦M−1 (5) 信号c(t)の比較的小さな振幅変動を達成するために、L+2θがLよりも
あまり大きくなく、且つ、(M−1)よりもあまり小さくないようにすると有利
である。L+2θ=(M−1)に選択することも可能である。L+2θ<(M−
1)の場合、IMの残差(M−1−L−2θ)副搬送波を同じ振幅の任意の複素
符号で占有して、c(t)の振幅変動が小さいようにすると更に有利である。こ
れは、伝送区間上の否定的な非直線効果を回避するためには特に有利である。こ
の目的のために、以下のような任意の、受信側で既知の、最小長さ1の複素符号
シーケンスXkが定義される: Xk,k=0,・・・,Mr−1 但し、Mr=(M−L−2θ) (6)
更に、符号シーケンスZk,k=0,・・・,M−2が以下のように形成される
: 第1の場合:(M−1)>L+2θ
丸め(round)(・)で、・の最小整数又は・に等しい数を示す。
1が形成される: Dk=X0 ,k=0 =Dk−1Zk−1,k=1,・・・,M−1 (9) 符号Dk,k=0・・・,M−1は、副搬送波Ck,k∈IMに写像されてい
る。この写像は、以下の関係によって行われる: C[k]=Dk,k=0,・・・,M−1 (10)
その際、[・]は、位置・のIMの要素を示す。
場合の長さL=35の2進シーケンスQkが使われている。異なった符号化の前
の可能な符号シーケンスZkは、以下の、式(5)及び(7)のテーブルに示さ
れている。
DMテスト信号の最小時間変動に最適化される。
ゼロでの多重搬送波テスト信号の受信時に、この受信信号a1(t)が0≦t<
TGでISI成分を有し、TG≦t<2TsでISI成分を有していない。更に
、TGはG個のサンプリング値によって受信側で示され、TはN個のサンプリン
グ値によって受信側で示される。
ング値に亘っての相互相関によって、相関距離(Korrelationsme
trik)が得られる。この相関距離は、到来した各サンプリング値に対して新
たに算出される。少なくともG個のサンプリング値に亘る時間部分の場合に、殆
ど一定の距離値が得られる。相関距離を連続して算出する際、このG個のサンプ
リング値の内で、データブロックの開始点が大雑把に特定される。その際、この
領域内で、相関距離が全算出距離値の内で時間的に既知のサーチウィンドウ内で
最小又は最大であるようなサンプリング値の位置pgが結果として出力される。
この値pgは、受信側で多重搬送波テスト信号の時間位置を大雑把に推定するの
に使用される。このテスト信号は、既知の長さを有しているので、pgは、デー
タブロックの第1の符号の大雑把な開始点も特定する。データブロックの開始点
の特定は、方法ステップ7で精細化される。
信信号r(l)の記憶されている複素サンプリング値から、各サンプリング時間
nの間に時間ウィンドウ[n1,n2]の内に算出される:
されている。peは、例えば、メモリアドレスを示す。それに対して択一選択的
に、本発明によると、準最適化距離を使用することができるが、高い計算効率で
実施することができる:
離は、サーチウィンドウ内の送信休止期間でも良好に適合されている。
、1/2副搬送波間隔よりも値が小さな搬送波周波数シフトの推定が行われる。
号: b(n)=a1(n+pg+δ) 但し、n=0,・・・,2N−1 (12)
が分離される。δは、ベクトルb(n)の位置を付加的に定義し、ゼロにセット
することもできる整数である。この処理経過は、図4に略示されている。b(n
)の本発明の分離が有する利点は、大きな確率で、ISI成分のサンプリング値
を含まないという点である。更に、有利には、b(n)の幾つかのサンプリング
値がISIノイズを有している場合にも、微細な周波数シフトに対する非常に正
確な推定値を求めることができる。
の算出によって供給される。所与のソースから既知の方法によると、そのために
、以下の式が得られる:
フトである。この搬送波周波数シフトは、副搬送波間隔で正規化されて結果とし
て算出される。有利には、カウンタでの和及び式(13)の分母は、第2の方法
ステップで既に与えられている。
FFTの算出が実行される。
号の復調用のNFFT長さである。N=rNFFTが成立し、その際、rは、受
信側でのオーバーサンプリングファクタ(Ueberabtastungsfa
ktor)を示す正の整数である。
が分離される。この処理過程は、図4に示されている。有利には、γ=N/2に
設定されている。信号c(n)は、時間シフトγのために、ISI成分なしのa 1 (n)のサンプリング値だけを有している。
Tモジュールに供給される。その後、NFFT−FFTが算出される。この処理
過程は、図4に略示されている。このFFTは、値C1 kを供給する。本発明の
利点は、デジタル発振器での周波数補正のために、FFT値C1 kは、副搬送波
干渉によるノイズを含まず、そのことは、別の同期過程にとって特に有利である
。
正が実行される。
な時点で算出されたFFT値から、単に位相シフト(φk+2πγk/NFFT )によってだけ区別され、その際、φkは、推定量pgの不正確さに基因する位
相誤差である。M個の値Cl kしか必要とせず、即ち、この値は、IMの添字を
有している。このM個のFFT値の分離は、要素D1 kのベクトルd1を得るた
めに行われる: d1=(D1 k|k=0,・・・,M−1)=(C1 k|k∈IM) (15) この処理過程は、図5に示されている。別の同期過程の場合、符号Cl kの位
相誤差2πγk/NFFTを除去すると有利である。この符号のそれぞれは、
:
d2=(C1 k(−1)k|k∈IM) が成立する。
ト、即ち、値が副搬送波間隔の複数倍の搬送波周波数シフトの推定が実行される
。
なった復号化によって形成される: z1=(Z1 k=conj(D2 k)D2 k+1|k=0,・・・,M−2) (17)
(但し、conj(・)は、・の共役複素値を示す) 整数の搬送波周波数シフトの推定のために、推定ベクトルでトレーニング周波
数Qkの位置がサーチされる。その開始点k0は、整数の周波数シフトのない位
置にある: k0=int(Mr−1)/2)+2θ (18) 本発明の解決手段は、送信側と受信側との間の整数の搬送波周波数シフトを特
定し、その際、(2θ+1)の相関関係Mi(但し、i=−θ,−θ+1,・・
・,θ−1,θ)は、以下の方法により算出される:
される:
始点に対する残差時間シフトの推定、即ち、OFDMデータブロックの開始点の
精細な推定とが実行される。
の方法によって行われる:
存する僅かな非正確さλ>0を有しており、この不正確さは、保護間隔TGを送
信側で相応に延長することによって補償される。
及び7の結果を用いて算出される。
によると、pgとpfとの補正された加算によって得られる。
その際、int(Δ)は、受信信号の複素サンプリング値用メモリ内のアドレス
として使用され、データブロックの第1のデータ符号の第1のサンプリング値の
正確な位置で示される。値Δは、受信側のアナログ−デジタル変換器のサンプリ
ングクロックの制御用の調整量としても使用することができる。
が、ステップ3及び6の結果を用いて実行される。
、mとαの加算によって得られる: ε=m+α (23) この推定値は、受信側で、周波数合成のデジタル周波数補正又は追従制御のた
めに使用される。
されている。相応の装置構成は、図7に示されている。
正との処理シーケンスを示す図
示す図
を示す図
)
thogonal Frequency Division Multiple
xing直交周波数分割多重)信号を処理するワイヤレス又はワイヤ接続された
受信側の入力駆動(vorwaertsarbeitende)デジタル同期に
適している。本発明は、各個別データブロックで、先行又は事後の同期動作とは
無関係に実行することができるワンショット同期(Ein−Schuss−Sy
nchronisation)の一般的な場合に関する。この同期の精度は、高
いレートのOFDM信号に適しており、このOFDM信号は、高い帯域幅効率用
に出来る限り高い値の変調(例えば、8DPSK又は16QAM)を使用する。
OFDMは、目下のところ、これからの広帯域マルチメディアモービル無線シス
テム及び広帯域ワイヤレスネットワークに適した変調技術と見なされている。 英国特許公開第2307155号広報には、信号内に保護間隔が使用されてい
るOFDM用の同期方法が記載されている。
Claims (10)
- 【請求項1】 例えば、データブロックを1回伝送するための多重搬送波信
号の受信方法であって、その際、多重搬送波テスト信号が周期的な時間構造で前
記データブロックと一緒に送信され、前記多重搬送波テスト信号は、前記データ
ブロックの第1のデータ符号の開始点と、場合によっては送信側と受信側との間
での搬送波周波数シフトとの組合せ測定のために、順次連続して実行される以下
の各方法ステップ全体の後でデジタル受信器で使用され: a)多重搬送波テスト信号の推定により前記データブロックの開始点を大雑把に
測定し、その際、FFTを算出せず、 b)場合によって生じる、送信側と受信側との間の微細な搬送波周波数シフトを
、周期的な前記多重搬送波テスト信号の一部分の分離及び推定によって特定し、
その際、FFTを算出せず、 c)NFFTサンプリング値を、周期的な多重搬送波テスト信号から分離及びデ
ジタル周波数補正し、当該の各値から長さNFFTのFFTを算出し、 d)長さM<NFFTのテストベクトルd1を、算出されたFFT値から分離及
び場合によっては位相補正し、 e)場合によっては位相補正した前記テストベクトルd1の微分復号化によって
、長さ(M−1)のテストベクトルz1を算出し、 f)前記送信側と前記受信側との間で場合によっては生じている整数の搬送波周
波数シフトを、値によりθの副搬送波間隔の最大値で、少なくとも(L+2θ)
値を前記テストベクトルz1から分離することにより測定し、基底となっている
既知の、長さLのトレーニングシーケンスQkとの(2θ+1)の相関を実行し
、 g)少なくとも、前記テストベクトルz1と、基底となっている、前記トレーニ
ングシーケンスQkを部分シーケンスとして含む、最大長(M−1)の既知のト
レーニングシーケンスとの相関によって、前記データブロックの開始点Δを精細
に測定し、 h)前記ステップa)及びg)を、式(22)、即ち、Δ=pg+r(pf+2
NFFT−λ)により組み合わせることにより、前記データブロック内の前記第
1のデータ符号の開始点を正確に特定し、但し、式(22)で、pg及びpfは
推定量を示し、λは非正確さを示し、 i)前記ステップb)及びf)を、式(23)、即ち、ε=m+αにより組み合
わせることにより、前記送信側と前記受信側との間の搬送波周波数シフト全体ε
を正確に特定し、但し、式(23)で、mは整数の搬送波周波数シフト、αは微
細な搬送波周波数シフトとする ことを特徴とする方法。 - 【請求項2】 付加的且つ第1に、単一搬送波テスト信号の推定によって、
データブロックの開始点を大雑把に測定し、その際、前記単一搬送波テスト信号
を、多重搬送波テスト信号の前に、受信側で既知の時間tΔの間隔で放射する請
求項1記載の方法。 - 【請求項3】 単一搬送波テスト信号を多重搬送波伝送システムの隣り合っ
た副搬送波の群によって形成し、その際、前記群の少なくとも1つの副搬送波を
、受信側で既知の、有限長の複素符号列の伝送のために使用し、他の副搬送波を
周波数分離のためにゼロで占有する請求項2記載の方法。 - 【請求項4】 多重搬送波テスト信号に、長さMで微分符号化された符号を
有する符号ブロックc1を配属し、その結果: a)前記符号ブロックc1は、関連の部分内に、長さLの一定振幅の、両側に周
期的に拡張された、極めて良好に周期的に自己補正するトレーニングシーケンス
Qkを有しており、 b)前記トレーニングシーケンスの両側で周期的に拡張される長さを、少なくと
も、送信側と受信側との間の、値により出来る限り最大の整数の搬送波周波数シ
フトθに等しくし、 c)前記符号ブロックc1は、周期的に拡張される前記トレーニングシーケンス
Qkを両側で丸める同一一定振幅の任意符号から形成された第2のトレーニング
シーケンスも有するようにすることができる 請求項1記載の方法。 - 【請求項5】 多重搬送波テスト信号の発生用の請求項4記載の方法におい
て、 a)符号ブロックc1をIFFTにより処理し、 b)IFFT出力ベクトルを、周期的繰り返しにより2倍の長さにし、 c)ステップb)で得られた周期的な信号に保護間隔をプリフィックス部(Vo
rsatz)として設け、その際、前記保護間隔は、当該信号の終端部のコピー
を示し、且つ、多重搬送波伝送システムの各データ符号内の保護間隔TGと同じ
長さである ようにした方法。 - 【請求項6】 送信側と受信側との間の整数の搬送波周波数シフトを、FF
Tの算出後、以下の方法ステップによって特定し: a)(2θ+1)相関のそれぞれで、長さLのベクトル部分をテストベクトルz 1 から分離し、共役複素トレーニングシーケンスQkを要素毎に乗算し、 b)第1の相関用のベクトル部分の第1の要素を位置(k0−θ)にし、k0を
、多重搬送波テスト信号の符号ブロックc1での前記共役複素トレーニングシー
ケンスQkの第1の符号の位置に相応させ、 c)順次連続する2つの相関の分離されたベクトル部分を、それぞれ(L−1)
要素だけ重畳させ、 d)算出された(2θ+1)の相関結果から、最大の値の相関結果を特定し、 e)前記最大の値の相関結果を供給するベクトル部分の開始点位置の、k0から
の整数の偏差を、前記整数の搬送波周波数シフトの特定のために使用する 請求項1f)及び4記載の方法。 - 【請求項7】 データブロックの開始点を、FFTの算出後、テストベクト
ルz1を、場合によっては固定調整された整数のシフトだけシフトして微分復号
化された後続の複素共役符号ブロックc1と相関し、前述のようにして得られた
相関結果の角度を算出することによって精細に特定する 請求項1のステップg)、請求項4及び6記載の方法。 - 【請求項8】 多重搬送波伝送システムの各符号信号内の所要の保護間隔を
、少なくとも、データブロックの開始点の精細な特定の不正確さの分だけ送信側
に延長する請求項7記載の方法。 - 【請求項9】 有限個数のサンプリング値内の受信信号の各サンプリング値
に対して、距離Metrikを式(11)、即ち、 【数1】 により算出し、但し、式(11)において、r(l)は受信信号を示し、nは各
サンプリング時間を示し、Nは複素サンプリング値の個数を示し、当該サンプリ
ング値を全て受信した後、算出された最大の距離を全てデータブロックの開始点
を大雑把に特定するために使用する請求項1のa)及び請求項2〜5記載の方法
。 - 【請求項10】 請求項1〜9記載の方法を実施するための装置であって、
前記装置は、少なくとも、FFTの算出用の装置、FFT値及び処理過程の結果
用のメモリ、複素乗算器/加算器、少なくともそれぞれ1つのtan−1の算出
、ルート算出、及び、デジタル周波数合成用の装置、少なくともそれぞれ1つの
分離、微分復号化及びそれぞれのテストシーケンス用の相関用の装置から構成さ
れており、並びに、場合によっては少なくとも1つの複素ベクトル乗算器及び複
素ベクトル加算器、及び、以下の図7の回路構造を有しており、 10.1 種々異なる方法ステップで同一モジュールを複数回使用し、 10.2 受信信号のそれぞれ2つの複素サンプリング値r(l)とr(l−N
)用の乗算器が、少なくとも1つのFIFO(First−In−First−
Out)メモリF1に接続されており、 10.3 アキュムレータA1は、入力値を少なくともFIFOメモリF1の入
力側及び否定出力側から得て、算出結果をメモリS1内に書き込み、 10.4 ルート算出又は2乗値の算出用の装置V1が、前記アキュムレータA
1に接続されており、 10.5 時間同期の距離の算出用の計算ユニットは、少なくとも前記ルート算
出又は2乗値の算出用の装置V1から入力値を得て、算出された前記距離を距離
メモリMS内に書き込み、 10.6 最大値又は最小値サーチ用の装置が、前記距離メモリMSに接続され
ていて、メモリS1をアドレス制御し、前記メモリS1に接続された、少なくと
も1つのtan−1の算出用の装置、並びに、テスト信号のアイソレータI1を
制御し、 10.7 前記アイソレータI1からの前記テスト信号を、デジタル周波数合成
用の装置の出力側にベクトル乗算するための装置は、FFT装置用の入力値を供
給し、前記デジタル周波数合成用の装置は、tan−1の算出用の装置によって
供給され、 10.8 FFT値用のメモリS2は、前記テストベクトルの前記アイソレータ
I2に接続されており、 10.9 前記アイソレータI2の前記テストベクトルを、ROM(Read
Only Memory)の出力側とベクトル乗算するための装置は、微分復号
用の装置に接続されており、前記微分復号用の装置の結果は、メモリS3内に書
き込まれ、 10.10 前記メモリS3は、前記アイソレータI3に接続されており、トレ
ーニングシーケンスQkとの相関用のテストベクトルが形成され、前記アイソレ
ータI3の出力側は、値conj(Qk)から形成されたROMトレーニングベ
クトルとのベクトル乗算用の装置に接続されており、算出されたベクトルのノル
ムは、値形成用の装置からメモリS4内に書き込まれ、 10.11 最大値サーチ用の装置は、メモリS4及び正確な搬送波周波数シフ
トεの算出用の計算ユニットR2に接続されており、 10.12 算出された整数の搬送波周波数シフトによって制御される、ベクト
ル乗算用の装置は、メモリS3からのテストベクトルのアイソレータI4並びに
トレーニングシーケンスconj(Zk)用のROMに接続されており、そして
、算出されたベクトルは、要素毎に加算されて、tan−1の算出用の装置に供
給され、該装置の出力側は、データブロックの第1のOFDM符号の正確な位置
Δの算出用の計算ユニットR1に接続されており、 10.13 計算ユニットR1及びR2は、少なくとも1つの実際の、所定時定
数の乗算器並びに実際の加算器から構成されており、当該計算ユニットの結果を
同期の結果用のメモリ内に書き込む ことを特徴とする装置。
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