JP3583366B2 - データブロックの開始点と、データブロックの不規則な伝送用の多重搬送波伝送システム内の搬送波周波数シフトとの組合せ測定用の方法及び装置 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、データブロックを形成するデータ符号の列シーケンスから形成された多重搬送波信号を一回受信した際に、１の符号の開始点及び搬送波周波数シフトを受信側で特定するための装置に関する。符号の開始点を特定することにより、個別符号の復調用の符号化クロックを調整することができる。搬送波周波数シフトの推定値は、受信側での周波数補正用の調整量として、データ信号の受信時にも事後の送信時にも使用される。その際、テスト信号が、送信側で不確実な時点でデータブロックと共に送信され、受信側の装置構成によってサーチされて推定される。第１のデータ符号の開始点及び送信側と受信側との間の搬送波周波数シフトを組み合わせて推定することができるような、テスト信号の構成規則が与えられている。
【０００２】
本発明は、不規則に送信される個別データブロックの伝送用のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ直交周波数分割多重）信号を処理するワイヤレス又はワイヤ接続された受信側の入力駆動（ｖｏｒｗａｅｒｔｓａｒｂｅｉｔｅｎｄｅ）デジタル同期に適している。本発明は、各個別データブロックで、先行又は事後の同期動作とは無関係に実行することができるワンショット同期（Ｅｉｎ−Ｓｃｈｕｓｓ−Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｓａｔｉｏｎ）の一般的な場合に関する。この同期の精度は、高いレートのＯＦＤＭ信号に適しており、このＯＦＤＭ信号は、高い帯域幅効率用に出来る限り高い値の変調（例えば、８ＤＰＳＫ又は１６ＱＡＭ）を使用する。ＯＦＤＭは、目下のところ、これからの広帯域マルチメディアモービル無線システム及び広帯域ワイヤレスネットワークに適した変調技術と見なされている。
英国特許公開第２３０７１５５号広報には、信号内に保護間隔が使用されているＯＦＤＭ用の同期方法が記載されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ信号の同期については、特に、ヨーロッパ特許出願公開第９２１１３７８８．１号公報（発明者Ａｎｄｒｅａｓ Ｍｕｅｌｌｅｒ，ｉｎ Ｆ．Ｃｌｓｓｓｅｎ：”Ｓｙｓｔｅｍｋｏｍｐｏｎｅｎｔｅｎ ｆｕｅｒ ｅｉｎｅ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉｓｃｈｅ ｄｉｇｉｔａｌｅ ｍｏｂｉｌｅ Ｂｒｅｉｔｂａｎｄｕｅｂｅｒｔｒａｇｕｎｇ”，Ｄｉｓｓｅｒｔａｔｉｏｎ ａｎ ｄｅｒ ＲＷＴＨ Ａａｃｈｅｎ，Ｓｈａｋｅｒ Ｖｅｒｌａｇ，Ａａｃｈｅｎ １９９６），及び会議記録刊行物：
・Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ，Ｄ．Ｃｏｘ：”Ｌｏｗ−ｏｖｅｒｈｅａｄ，ｌｏｗ−ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ［ｂｕｒｓｔ］ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ，”Ｋｏｎｆｅｒｅｎｚｂａｎｄ，ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ’９６，１３０１−１３０６頁、
・Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ，Ｊ．Ｂｏｅｒｊｅｓｓｏｎ，”Ｔｉｍｉｎｇ ａｎｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ，”Ｋｏｎｆｅｒｅｎｚｂａｎｄ，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ，Ｅｓｓｅｎ，Ｄｅｕｔｓｃｈｌａｎｄ，Ｄｅｚｅｍｂｅｒ １９９５，１６−１９頁
に開示されている。ＯＦＤＭ受信側の同期についての幾つかの従来技術では、所定長の時間的に周期的なテスト信号を送信して、このテスト信号の周期性を受信側によって推定し、データブロックの開始点又は送信側と受信側との間の搬送波周波数シフトを特定するために使用される。その際、この推定方法は、ＯＦＤＭ信号の復調用に使用される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の算出の前後で送出される。
【０００４】
公知の方法及び装置には、それぞれ以下の各要件の少なくとも１つによって示されるように、欠点がある：
・受信側の同期全体の一部分しか行われず、その際、残りの同期の使命は理想的なものとして排除されていることが前提とされており、一例は、搬送波周波数シフトの推定方法の記述であり、その際、理想的な符号化クロックの同期が前提とされており、
・受信側同期用のテスト信号の規則的な再生が決められているか、又は／且つ同期の十分な精度用の複数の同期シーケンス乃至同期の十分な精度用のテスト信号について伝達する必要があり、このやり方は、無線への応用の場合には有利であるが、２つの伝送方向でデータブロックを不規則に伝送する際には不可能か、又は、構成するのに大きなコストが掛かり、
・同期シーケンス毎に構成すべき演算操作は、ハードウェア側の処理の複雑性を最小にするようにはされていない。
【０００５】
ＯＦＤＭは、多重搬送波変調方法である。ベースバンドでのＯＦＤＭ送信信号ｓ（ｔ）は、持続期間Ｔ_Ｓの個別ＯＦＤＭ符号信号ｇ_ｉ（ｔ）の時系列シーケンスから形成されている：
【０００６】
【数２】

【０００７】
及び、ベースパルス
Ｔ_Ｇ≦ｔ≦Ｔでは、ｂ（ｔ）＝１
それ以外では、 ｂ（ｔ）＝０
加算インデックスｉは、符号化クロックを示し、ｋは、周波数ｋＦΔの副搬送波を示す。ＯＦＤＭ符号信号ｇｉ（ｔ）は、Ｍ（例えば、Ｍ＝４９）個の副搬送波ｅ^{ｊ２πｋＦΔｔ}から形成されており、この副搬送波は、相互に独立して複素データ符号Ｓ_ｉ，ｋによって変調される。固定符号化クロック値ｉ用の全ての符号Ｓ_ｉ，ｋのベクトルは、符号化クロックｓ_ｉと呼ばれる。重畳（変調とも呼ばれる）は、長さＮ_ＦＦＴの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によってデジタル的に実施される。Ｎ_ＦＦＴ＞Ｍが成立し、その際、ＩＦＦＴのＭ個の入力値は、Ｓ_ｉ，ｋに等しく、残りの（Ｎ_ＦＦＴ−Ｍ）個の入力値は、ゼロで塞がれている。ＯＦＤＭ信号の復調は、長さＮ_ＦＦＴのＦＦＴによって変換される。更に、以下のパラメータが定義されている：
Ｔ−使用符号期間
Ｔ_Ｇ−少なくとも、チャネルの最大エコーと同じ長さの保護間隔
ＦΔ−副搬送波間隔
関係Ｔ_Ｓ＝Ｔ＋Ｔ_Ｇ及びＦΔ＝１／Ｔが成立する。実際に用いる場合には、Ｔ_Ｇ＜０．２５Ｔ_Ｓが成立する。
【０００８】
データブロックは、少なくとも１つのＯＦＤＭ符号ｇｉ（ｔ）の列シーケンスから形成されている。このデータブロックには、テスト信号が設けられており、テスト信号は、データブロックの前か又はデータブロック内の真ん中に位置している。テスト信号がデータブロックの前に位置している場合、テスト信号は、プリアンブルと呼ばれ、テスト信号がデータブロック内の真ん中に位置している場合、テスト信号は、ミッドアンブルムと呼ばれる。多重搬送波システムを実際に実行する際には、以下の前提が成立する：
・伝送チャネルの時間特性は、テスト信号２Ｔ_Ｓの持続期間中近似的に一定であり、
・伝送チャネルの周波数特性は、少なくとも２ＦΔの周波数部分に亘って近似的に一定である。
【０００９】
本発明の課題は、一回送信されたテスト信号によって制御されて、最小処理コストを考慮して、第１のデータ符号の正確な開始点と、送信側と受信側との間の搬送波周波数シフトとを、このテスト信号に設けられたデータブロック内で組み合わせて特定する方法を提供することにある。
【００１０】
本発明によると、この課題は、請求項１記載の方法ステップの全体及び列シーケンスを用いて解決され、その際：
・ＯＦＤＭに、個別副搬送波符号の復調用の符号化クロックが設けられており、・デジタル周波数補正が制御され、
・受信側の高周波部分での周波数合成が補正される。
【００１１】
本発明の処理シーケンスの全体は、図１に示されている。更に、前述の課題は請求項１０及び７記載の装置構成によって解決される。解決手段で重要な点は、データブロックで、多重搬送波信号が、図３のような周期的な時間構成で送信されるという点である。多重搬送波テスト信号の推定は、請求項１記載のステップａ）〜ｉ）を用いて行われる。多重搬送波テスト信号の構成は、請求項４及び５に記載されている。その際、有利には、多重搬送波テスト信号の前に、請求項２及び３記載の単一搬送波テスト信号を送信して、この単一搬送波テスト信号を、データブロックの開始点の特定のために、付加的且つ僅かな処理コストで利用するとよい。この単一搬送波テスト信号を、多重搬送波システムによって原理的に形成することは、図２に示されている。図４〜６に示された個別処理ステップは、実施例の説明で明らかとなる。
【００１２】
解決手段で重要なのは、図１の方法ステップ全体の最適な回路列シーケンスであり、その際、未知のパラメータがあるということは、それぞれのステップでのパラメータ（時間又は周波数）の推定を妨げない。テスト信号乃至テストベクトルの適切な分離によって、パラメータ推定の際、符号間干渉（ＩＳＩ）及び副搬送波周波数によるノイズを生じない。
【００１３】
本発明の主要な効果は、符号の開始点と周波数シフトを唯一の同期シーケンスによって組み合わせて推定する点にある。有利には、同期シーケンス用の演算操作の数が少なく、特に、同期のために１つのＦＦＴしか必要としない。
【００１４】
本発明の利点は、各個別副搬送波を時間方向で種々異なって変調する場合に、同期に必要なＦＦＴを、利用可能な各搬送波に対して後続の位相補正を用いて、データブロックでの第１のＯＦＤＭ基準符号の算出のために利用することができるという点にある。この位相補正により、コヒーレントな復調又は周波数領域内での搬送波符号の歪除去に必要な、周波数領域内でのチャネル推定を行うことができる。
【００１５】
有利には、更に、整数の搬送波周波数シフトを、請求項６記載の方法ステップにより特にローブストに特定することができる。正確且つ僅かな処理コストで、データブロックの開始点の精細な推定値を、請求項７記載の方法ステップで算出することもできる。その推定値の、伝送チャネル依存の不正確さを小さくすることは、請求項８記載の手段によって補償することができる。
【００１６】
無線用途用の本発明の主要な利点は、単一搬送波信号の伝送のために、ＯＦＤＭ副搬送波を時間的に利用することである。受信側は、このテスト信号の適切な狭帯域通過フィルタリング（Ｈｅｒａｕｓｆｉｌｔｅｒｎ）及び単一搬送波操作によって、電力を節約して、且つ、単位時間当たりの演算操作の少ない回数で、符号のクロックとデータブロックの開始点を特定することができる。このステップは、任意であり、モービル端末装置の、時間にシビアでない開始点同期のためには特に有利である。その際、単一搬送波モジュールでのＯＦＤＭモデムの相応のスケーラビリティが前提となっている。
【００１７】
以下、本発明について図示の実施例を用いて説明する。
【００１８】
図１：本発明の、同期用の処理シーケンス全体を示す図
図２：多重搬送波伝送システムによる単一搬送波信号の形成を原理的に示す図
図３：多重搬送波信号の時間構造を示す図
図４：ＦＦＴ入力ベクトルの分離と、精細な搬送波周波数シフトのデジタル周波数補正との処理シーケンスを示す図
図５：テストベクトルをＦＦＴ値から分離及び位相補正するための処理シーケンスを示す図
図６：送信側と受信側との間の整数の搬送波周波数シフトの特定用の処理シーケンスを示す図
図７：本発明の処理シーケンス全体を実施するための回路装置を示す図
図８：本発明の処理シーケンス全体を実施するための回路装置を示す図
図１の実施例を用いて、本発明の方法の個別ステップ及び当該個別ステップの依存関係について詳細に説明する。式（１）で定義された符号Ｓ_ｉ，ｋ，ｋ∈Ｉ_Ｍを含むＩＦＦＴ添字の集合Ｉ_Ｍが定義される：
Ｉ_Ｍ＝｛Ｎ_ＦＦＴ−（Ｍ−ｉｎｔ（Ｍ／２）−１），Ｎ_ＦＦＴ−（Ｍ−ｉｎｔ（Ｍ／２）），・・・，Ｎ_ＦＦＴ−２，Ｎ_ＦＦＴ−２，Ｎ_ＦＦＴ−１，０，１，２，・・・，ｉｎｔ（Ｍ／２）−１，ｉｎｔ（Ｍ／２）｝ （２）
ｉｎｔ（・）で、・よりも小さいか、又は、等しい最大の整数が示されている。Ｉ_Ｍの第１の要素は、放射されたＯＦＤＭ信号ｓ（ｔ）のスペクトル内の最小周波数状態に相応する。
【００１９】
第１の方法ステップでは、データブロックの開始点が、任意に大雑把に測定される。
【００２０】
単一搬送波信号は、極めて良好に自動補正された長さＬ_ｅの変調複素符号シーケンスＣ_ｅ，ｉ，ｉ＝０，・・・，Ｌ_ｅ−１から形成されている。少なくともＬ_ｅのＯＦＤＭ符号の持続期間の間、隣接ＯＦＤＭ副搬送波の群が、単一搬送波信号の形成のために使用される。
【００２１】
その際、この群の少なくとも１つの副搬送波が、符号シーケンスＣ_ｅ，ｉの変調のために使用される。この群の残りの副搬送波は、それぞれゼロで占有されて、周波数方向での保護帯域がＯＦＤＭ信号の残差部分に対して形成される。図２には、原理的な群構造が示されている。実施例では、１２８にＩＦＦＴからなるＩＦＦＴ指数１４，１５，１６，１７，１８，１９の隣接した６個の副搬送波の群が考察される。各ＯＦＤＭ符号内には、この副搬送波の丁度１つがゼロで占有されており、他の副搬送波が複素符号Ｃ_ｅ，ｉで占有されている。副搬送波１４，１５，１８，１９は、それぞれゼロで占有されている。本発明は、受信側内で既知の時間ｔΔ＞０を決定し、この時間は、単一搬送波テスト信号の場合によっては行われる放射と多重搬送波テスト信号の後続の放射との間の時間である。
【００２２】
単一搬送波テスト信号を用いて、受信側は、第一にＯＦＤＭ信号の符号クロックを、シーケンスＣ_ｅ，ｉの伝送のために使用される単数／複数の受信ＯＦＤＭ副搬送波の定常的な狭帯域推定によって測定する。これは、公知の方法、例えば、２ＦＳＫの場合ｅａｒｌｙ−ｌａｔｅ同期方法により行われる。その際、符号シーケンスＣ_ｅ，ｉの今後の時点ｐ_ｅの測定は、連続相関によって行われる。このシーケンスを時点ｐ_ｅで検出することは、多重搬送波信号が時点（ｐ_ｅ＋ｔΔ）で到来することの徴候である。その際、この時点を中心とする時間窓内で、多重搬送波信号の測定及び推定を行う必要がある。本発明の、このような構成によると、受信側が時間連関について予め何ら知らない場合でも、データブロックの開始点の特定のために多重搬送波信号を用いた同期過程時の計算コストを節約することができる。
【００２３】
第２の方法ステップでは、データブロックの開始点が、多重搬送波テスト信号（ＯＦＤＭテスト信号）によって大雑把に測定される。
【００２４】
ベースバンドでのＯＦＤＭテスト信号ａ（ｔ）（但し、０≦ｔ＜２Ｔ_ｓ）は、関連の２つの同一信号形式ｃ（ｔ）（但し、０≦ｔ＜Ｔ）から形成されており、この信号形式には、持続期間２Ｔ_Ｇの共通の保護間隔が前提とされている。この２倍の保護間隔は、０＜Ｔ−２Ｔ_Ｇ≦ｔ＜Ｔの信号部分ｃ（ｔ）に等しい。ＯＦＤＭテスト信号の時間構造は、図３に示されている。信号ｃ（ｔ）は、以下のように形成され：
【００２５】
【数３】

【００２６】
そして、デジタル的にＩＦＦＴから符号ブロックｃ_１＝（Ｃ_ｋ｜ｋ∈Ｉ_Ｍ）から算出される。ｃ_１は、周期的に拡張された、異なって符号化された複素トレーニングシーケンス：
Ｑ_ｋ，ｋ＝０，・・・，Ｌ−１ （４）
を有しており、一定振幅で、非常に良好な周期的な自己相関特性を示す。その際、このシーケンスは、最終長さＬの任意のシーケンスであり、相互にシフトされたシーケンスの場合の、このシーケンスの自己相関は、Ｌに比して小さな値を有している（例えば、値１）。受信側での簡単な信号処理のために、２進シーケンスＱ_ｋを利用すると有利である。
【００２７】
シーケンスＱ_ｋは、θ符号を中心にして両側に周期的に拡張されており、その際、θは、値が最大の搬送波周波数シフトの測定領域をＦΔの整数倍として決定する。以下のシーケンスが形成される：
Ｑ^（ｚ） _ｋ＝Ｑ_{（ｋ＋Ｌ−θ）ｍｏｄＬ}，ｋ＝０，・・・，Ｌ−１＋２θ
但し、Ｌ＋２θ≦Ｍ−１ （５）
信号ｃ（ｔ）の比較的小さな振幅変動を達成するために、Ｌ＋２θがＬよりもあまり大きくなく、且つ、（Ｍ−１）よりもあまり小さくないようにすると有利である。Ｌ＋２θ＝（Ｍ−１）に選択することも可能である。Ｌ＋２θ＜（Ｍ−１）の場合、Ｉ_Ｍの残差（Ｍ−１−Ｌ−２θ）副搬送波を同じ振幅の任意の複素符号で占有して、ｃ（ｔ）の振幅変動が小さいようにすると更に有利である。これは、伝送区間上の否定的な非直線効果を回避するためには特に有利である。この目的のために、以下のような任意の、受信側で既知の、最小長さ１の複素符号シーケンスＸ_ｋが定義される：
Ｘ_ｋ，ｋ＝０，・・・，Ｍ_ｒ−１ 但し、Ｍ_ｒ＝（Ｍ−Ｌ−２θ） （６）
更に、符号シーケンスＺ_ｋ，ｋ＝０，・・・，Ｍ−２が以下のように形成される：
第１の場合：（Ｍ−１）＞Ｌ＋２θ
【００２８】
【数４】

【００２９】
第２の場合：（Ｍ−１）＝Ｌ＋２θ
Ｚ_ｋ＝Ｑ^（ｚ） _ｋ，ｋ＝０，・・・，Ｍ−２ （８）
丸め（ｒｏｕｎｄ）（・）で、・の最小整数又は・に等しい数を示す。
【００３０】
Ｚ_ｋの異なった符号化によって、符号シーケンスＤ_ｋ，ｋ＝０，・・・，Ｍ−１が形成される：
Ｄ_ｋ＝Ｘ_０ ，ｋ＝０
＝Ｄ_ｋ−１Ｚ_ｋ−１，ｋ＝１，・・・，Ｍ−１ （９）
符号Ｄ_ｋ，ｋ＝０・・・，Ｍ−１は、副搬送波Ｃ_ｋ，ｋ∈Ｉ_Ｍに写像されている。この写像は、以下の関係によって行われる：
Ｃ_［ｋ］＝Ｄ_ｋ，ｋ＝０，・・・，Ｍ−１ （１０）
その際、［・］は、位置・のＩ_Ｍの要素を示す。
【００３１】
実施例では、副搬送波数Ｍ＝４９で値θ＝４の最大整数搬送波周波数シフトの場合の長さＬ＝３５の２進シーケンスＱ_ｋが使われている。異なった符号化の前の可能な符号シーケンスＺ_ｋは、以下の、式（５）及び（７）のテーブルに示されている。
【００３２】
【表１】

【００３３】
＊で、相応のシーケンスＱ_ｋの境界が示されている。Ｍ_ｒ＝６である。符号Ｘ_ｋ，ｋ＝０，・・・，５は、例えば、コンピュータシミュレーションにより、ＯＦＤＭテスト信号の最小時間変動に最適化される。
【００３４】
多重搬送波テスト信号によるデータブロックの開始点の大雑把な特定は、時点ゼロでの多重搬送波テスト信号の受信時に、この受信信号ａ_１（ｔ）が０≦ｔ＜Ｔ_ＧでＩＳＩ成分を有し、Ｔ_Ｇ≦ｔ＜２Ｔ_ｓでＩＳＩ成分を有していない。更に、Ｔ_ＧはＧ個のサンプリング値によって受信側で示され、ＴはＮ個のサンプリング値によって受信側で示される。
【００３５】
全持続期間２Ｎの、間隙なしの２つの受信信号部分間でのＮ個の複素サンプリング値に亘っての相互相関によって、相関距離（Ｋｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｓｍｅｔｒｉｋ）が得られる。この相関距離は、到来した各サンプリング値に対して新たに算出される。少なくともＧ個のサンプリング値に亘る時間部分の場合に、殆ど一定の距離値が得られる。相関距離を連続して算出する際、このＧ個のサンプリング値の内で、データブロックの開始点が大雑把に特定される。その際、この領域内で、相関距離が全算出距離値の内で時間的に既知のサーチウィンドウ内で最小又は最大であるようなサンプリング値の位置ｐ_ｇが結果として出力される。この値ｐ_ｇは、受信側で多重搬送波テスト信号の時間位置を大雑把に推定するのに使用される。このテスト信号は、既知の長さを有しているので、ｐ_ｇは、データブロックの第１の符号の大雑把な開始点も特定する。データブロックの開始点の特定は、方法ステップ７で精細化される。
【００３６】
実施例では、所与のソースの１つから、既知の連続的な距離Ｍｅｔｒｉｋが受信信号ｒ（ｌ）の記憶されている複素サンプリング値から、各サンプリング時間ｎの間に時間ウィンドウ［ｎ_１，ｎ_２］の内に算出される：
【００３７】
【数５】

【００３８】
値ｐ_ｇは：
【００３９】
【数６】

【００４０】
から得られ、その際、受信信号が実際に存在している（送信休止はない）と仮定されている。ｐ_ｅは、例えば、メモリアドレスを示す。それに対して択一選択的に、本発明によると、準最適化距離を使用することができるが、高い計算効率で実施することができる：
【００４１】
【数７】

【００４２】
受信側での増幅度制御（ゲインコントロール、ＧＣ）と組み合わせて、この距離は、サーチウィンドウ内の送信休止期間でも良好に適合されている。
【００４３】
第３の方法ステップでは、テスト信号の分離と微細な搬送周波数シフト、即ち、１／２副搬送波間隔よりも値が小さな搬送波周波数シフトの推定が行われる。
【００４４】
値ｐ_ｇが生じた後、既知の受信デジタル多重搬送波信号ａ_１（ｎ）から部分信号：
ｂ（ｎ）＝ａ_１（ｎ＋ｐ_ｇ＋δ） 但し、ｎ＝０，・・・，２Ｎ−１ （１２）
が分離される。δは、ベクトルｂ（ｎ）の位置を付加的に定義し、ゼロにセットすることもできる整数である。この処理経過は、図４に略示されている。ｂ（ｎ）の本発明の分離が有する利点は、大きな確率で、ＩＳＩ成分のサンプリング値を含まないという点である。更に、有利には、ｂ（ｎ）の幾つかのサンプリング値がＩＳＩノイズを有している場合にも、微細な周波数シフトに対する非常に正確な推定値を求めることができる。
【００４５】
微細な搬送波周波数シフトの推定値αは、信号ｂ（ｎ）の２Ｋ≦２Ｎに亘っての算出によって供給される。所与のソースから既知の方法によると、そのために、以下の式が得られる：
【００４６】
【数８】

【００４７】
但し、Ｒｅは実部、Ｉｍは虚部である。
【００４８】
関係式α＝ｆ_Ｖ／Ｆ_Δが成立し、その際、ｆ_Ｖは、Ｈｚ単位の搬送波周波数シフトである。この搬送波周波数シフトは、副搬送波間隔で正規化されて結果として算出される。有利には、カウンタでの和及び式（１３）の分母は、第２の方法ステップで既に与えられている。
【００４９】
第４の方法ステップでは、微細搬送波周波数シフトのデジタル周波数補正及びＦＦＴの算出が実行される。
【００５０】
その際、推定値αは、デジタル発振器を制御し、デジタル発振器は、信号
【００５１】
【数９】

【００５２】
（但し、ｎ＝０，・・・，Ｎ_ＦＦＴ−１）を発生する。Ｎ_ＦＦＴは、ＯＦＤＭ信号の復調用のＮ_ＦＦＴ長さである。Ｎ＝ｒＮ_ＦＦＴが成立し、その際、ｒは、受信側でのオーバーサンプリングファクタ（Ｕｅｂｅｒａｂｔａｓｔｕｎｇｓｆａｋｔｏｒ）を示す正の整数である。
【００５３】
その際、部分信号ｂ（ｎ）から別の信号：
ｃ（ｎ）＝ｂ（ｒｎ＋γ），
ｎ＝０，・・・，Ｎ_ＦＦＴ−１，γはＧ＜γ＜Ｎの任意の整数 （１４）
が分離される。この処理過程は、図４に示されている。有利には、γ＝Ｎ／２に設定されている。信号ｃ（ｎ）は、時間シフトγのために、ＩＳＩ成分なしのａ_１（ｎ）のサンプリング値だけを有している。
【００５４】
信号ｃ（ｎ）は、デジタル発振器によって発振された信号と乗算されて、ＦＦＴモジュールに供給される。その後、Ｎ_ＦＦＴ−ＦＦＴが算出される。この処理過程は、図４に略示されている。このＦＦＴは、値Ｃ^１ _ｋを供給する。本発明の利点は、デジタル発振器での周波数補正のために、ＦＦＴ値Ｃ^１ _ｋは、副搬送波干渉によるノイズを含まず、そのことは、別の同期過程にとって特に有利である。
【００５５】
第５の方法のステップでは、ＦＦＴ値からのテストベクトルの分離及び位相補正が実行される。
【００５６】
値Ｃ^ｌ _ｋは、ＯＦＤＭテスト信号の第１の受信ＯＦＤＭ準符号（図３）から正確な時点で算出されたＦＦＴ値から、単に位相シフト（φ_ｋ＋２πγｋ／Ｎ_ＦＦＴ）によってだけ区別され、その際、φ_ｋは、推定量ｐ_ｇの不正確さに基因する位相誤差である。Ｍ個の値Ｃ^ｌ _ｋしか必要とせず、即ち、この値は、Ｉ_Ｍの添字を有している。このＭ個のＦＦＴ値の分離は、要素Ｄ^１ _ｋのベクトルｄ_１を得るために行われる：
ｄ_１＝（Ｄ^１ _ｋ｜ｋ＝０，・・・，Ｍ−１）＝（Ｃ^１ _ｋ｜ｋ∈Ｉ_Ｍ） （１５）
この処理過程は、図５に示されている。別の同期過程の場合、符号Ｃ^ｌ _ｋの位相誤差２πγｋ／Ｎ_ＦＦＴを除去すると有利である。この符号のそれぞれは、
【００５７】
【数１０】

【００５８】
と乗算されている。つまり、要素Ｄ^２ _ｋの位相補正されたベクトルが形成される：
【００５９】
【数１１】

【００６０】
この処理過程は、図５にも示されている。
【００６１】
本発明によると、γ＝Ｎ／２に選定されているので、有利には、単一の乗算：
ｄ_２＝（Ｃ^１ _ｋ（−１）^ｋ｜ｋ∈Ｉ_Ｍ）
が成立する。
【００６２】
第６の方法ステップでは、テストベクトルの分離及び整数の搬送波周波数シフト、即ち、値が副搬送波間隔の複数倍の搬送波周波数シフトの推定が実行される。
【００６３】
その際、複素符号シーケンスＺ^１ _ｋからなる推定ベクトルｚ_１は、Ｄ^２ _ｋの異なった復号化によって形成される：
ｚ_１＝（Ｚ^１ _ｋ＝ｃｏｎｊ（Ｄ^２ _ｋ）Ｄ^２ _ｋ＋１｜ｋ＝０，・・・，Ｍ−２） （１７）
（但し、ｃｏｎｊ（・）は、・の共役複素値を示す）
整数の搬送波周波数シフトの推定のために、推定ベクトルでトレーニング周波数Ｑ_ｋの位置がサーチされる。その開始点ｋ_０は、整数の周波数シフトのない位置にある：
ｋ_０＝ｉｎｔ（Ｍ_ｒ−１）／２）＋２θ （１８）
本発明の解決手段は、送信側と受信側との間の整数の搬送波周波数シフトを特定し、その際、（２θ＋１）の相関関係Ｍ_ｉ（但し、ｉ＝−θ，−θ＋１，・・・，θ−１，θ）は、以下の方法により算出される：
【００６４】
【数１２】

【００６５】
整数の周波数シフトｍは、最大相関係値｜Ｍ_ｉ｜に相応する値ｉに等しく設定される：
【００６６】
【数１３】

【００６７】
この処理過程は、図６に示されている。
【００６８】
第７の方法ステップでは、テストベクトルの分離とデータブロックの正確な開始点に対する残差時間シフトの推定、即ち、ＯＦＤＭデータブロックの開始点の精細な推定とが実行される。
【００６９】
本発明の、第１のデータ符号の符号開始点の精細な推定量は、ｍの検知後以下の方法によって行われる：
【００７０】
【数１４】

【００７１】
但し、ｋ＜０及びｋ＞（Ｍ−２）の場合にＺ^１ _ｋ＝０が設定される（２１）。
【００７２】
この処理過程のやり方は、図６に示されている。推定量ｐ_ｆは、チャネルに依存する僅かな非正確さλ＞０を有しており、この不正確さは、保護間隔Ｔ_Ｇを送信側で相応に延長することによって補償される。
【００７３】
第８の方法ステップでは、第１のＯＦＤＭデータ符号の開始点が、ステップ２及び７の結果を用いて算出される。
【００７４】
受信されたデータブロックの第１のＯＦＤＭ符号の正確な開始点Δは、本発明によると、ｐ_ｇとｐ_ｆとの補正された加算によって得られる。
【００７５】
Δ＝ｐ_ｇ＋ｒ（ｐ_ｆ＋２Ｎ_ＦＦＴ−λ） （２２）
その際、ｉｎｔ（Δ）は、受信信号の複素サンプリング値用メモリ内のアドレスとして使用され、データブロックの第１のデータ符号の第１のサンプリング値の正確な位置で示される。値Δは、受信側のアナログ−デジタル変換器のサンプリングクロックの制御用の調整量としても使用することができる。
【００７６】
第９の方法ステップでは、送信側と受信側との間の搬送波周波数シフトの算出が、ステップ３及び６の結果を用いて実行される。
【００７７】
副搬送波間隔に正規化された搬送波周波数シフトの全体εは、本発明によると、ｍとαの加算によって得られる：
ε＝ｍ＋α （２３）
この推定値は、受信側で、周波数合成のデジタル周波数補正又は追従制御のために使用される。
【００７８】
個別方法ステップの列シーケンスを有する本発明の処理過程全体は、図１に示されている。相応の装置構成は、図７に示されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の、同期用の処理シーケンス全体を示す図
【図２】多重搬送波伝送システムによる単一搬送波信号の形成を原理的に示す図
【図３】多重搬送波信号の時間構造を示す図
【図４】ＦＦＴ入力ベクトルの分離と、精細な搬送波周波数シフトのデジタル周波数補正との処理シーケンスを示す図
【図５】テストベクトルをＦＦＴ値から分離及び位相補正するための処理シーケンスを示す図
【図６】送信側と受信側との間の整数の搬送波周波数シフトの特定用の処理シーケンスを示す図
【図７】本発明の処理シーケンス全体を実施するための回路装置を示す図
【図８】本発明の処理シーケンス全体を実施するための回路装置を示す図（図７の続き）

Claims (10)

1. 少なくとも１つのデータブロックを有する多重搬送波信号の受信方法であって、その際、多重搬送波テスト信号（ＯＦＤＭ）が周期的な時間構造で前記データブロックと一緒に送信され、前記多重搬送波テスト信号（ＯＦＤＭ）は、前記データブロックの第１のデータ符号の開始点（Δ）と、送信側と受信側との間での搬送波周波数シフト（ε）との組合せ測定のために、以下の全ての各方法ステップを順次実行した後でデジタル受信器で使用され：
   ａ）多重搬送波テスト信号（ＯＦＤＭ）の推定により前記データブロックの開始点（ｐ_ｇ）を大雑把に測定し、その際、ＦＦＴを算出せず、
   ｂ）送信側と受信側との間の微細な搬送波周波数シフト（α）を、周期的な前記多重搬送波テスト信号（ｂ）の一部分の分離及び推定によって特定し、その際、ＦＦＴを算出せず、
   ｃ）Ｎ_ＦＦＴサンプリング値を、周期的な多重搬送波テスト信号（ＯＦＤＭ）から分離及びデジタル周波数補正し、当該の各値から長さＮ_ＦＦＴのＦＦＴを算出し、
   ｄ）長さＭ＜Ｎ_ＦＦＴのテストベクトルｄ_１を、算出されたＦＦＴ値から分離及び位相補正し、
   ｅ）位相補正した前記テストベクトルｄ_１の微分復号化によって、長さ（Ｍ−１）のテストベクトルｚ_１を算出し、
   ｆ）前記送信側と前記受信側との間の整数の搬送波周波数シフト（ｍ）を、値によりθの副搬送波間隔の最大値で、少なくとも（Ｌ＋２θ）値を前記テストベクトルｚ_１から分離することにより測定し、基底となっている既知の、長さＬのトレーニングシーケンスＱ_ｋとの（２θ＋１）の相関を実行し、
   ｇ）少なくとも、前記テストベクトルｚ_１と、基底となっている、前記トレーニングシーケンスＱ_ｋを部分シーケンスとして含む、最大長（Ｍ−１）の既知のトレーニングシーケンスとの相関によって、前記データブロックの開始点（ｐ_ｆ）を精細に測定し、
   ｈ）大雑把に測定した前記データブロックの開始点（ｐ_ｇ）と、精細に測定したデータブロックの開始点（ｐ_ｆ）の補正値との加算によって、前記データブロック内の前記第１のデータ符号の開始点を正確に特定し、
   ｉ）整数の搬送波周波数シフト（ｍ）と、微細な搬送波周波数シフト（α）との加算により、前記送信側と前記受信側との間の搬送周波数シフト全体（ε）を正確に特定する
   ことを特徴とする方法。
2. 付加的且つ第１に、単一搬送波テスト信号の推定によって、データブロックの開始点（ｐ_ｇ）を大雑把に測定し、その際、前記単一搬送波テスト信号を、多重搬送波テスト信号の前に、受信側で既知の時間ｔΔの間隔で放射する請求項１記載の方法。
3. 単一搬送波テスト信号を多重搬送波伝送システムの隣り合った副搬送波の群によって形成し、その際、前記群の少なくとも１つの副搬送波を、受信側で既知の、有限長の複素符号列の伝送のために使用し、他の副搬送波を周波数分離のためにゼロで占有する請求項２記載の方法。
4. 多重搬送波テスト信号に、長さＭで微分符号化された符号を有する符号ブロックｃ_１を配属し、その結果：
   ａ）前記符号ブロックｃ_１は、関連の部分内に、長さＬの一定振幅の、両側に周期的に拡張された、極めて良好に周期的に自己補正するトレーニングシーケンスＱ_ｋを有しており、
   ｂ）前記トレーニングシーケンスの両側で周期的に拡張される長さを、少なくとも、送信側と受信側との間の、値により出来る限り最大の整数の搬送波周波数シフトθに等しくし、
   ｃ）前記符号ブロックｃ_１は、周期的に拡張される前記トレーニングシーケンスＱ_ｋを両側で丸める同一一定振幅の任意符号から形成された第２のトレーニングシーケンスも有するようにする
   請求項１記載の方法。
5. 多重搬送波テスト信号の発生用の請求項４記載の方法において、
   ａ）符号ブロックｃ_１をＩＦＦＴにより処理し、
   ｂ）ＩＦＦＴ出力ベクトルを、周期的繰り返しにより２倍の長さにし、
   ｃ）ステップｂ）で得られた周期的な信号に保護間隔をプリフィックス部（Ｖｏｒｓａｔｚ）として設け、その際、前記保護間隔は、当該信号の終端部のコピーを示し、且つ、多重搬送波伝送システムの各データ符号内の保護間隔Ｔ_Ｇと同じ長さである
   ようにした方法。
6. 送信側と受信側との間の整数の搬送波周波数シフトを、ＦＦＴの算出後、以下の方法ステップによって特定し：
   ａ）（２θ＋１）相関のそれぞれで、長さＬのベクトル部分をテストベクトルｚ_１から分離し、共役複素トレーニングシーケンスＱ_ｋを要素毎に乗算し、
   ｂ）第１の相関用のベクトル部分の第１の要素を位置（ｋ_０−θ）にし、ｋ_０を、多重搬送波テスト信号の符号ブロックｃ_１での前記共役複素トレーニングシーケンスＱ_ｋの第１の符号の位置に相応させ、
   ｃ）順次連続する２つの相関の分離されたベクトル部分を、それぞれ（Ｌ−１）要素だけ重畳させ、
   ｄ）算出された（２θ＋１）の相関結果から、最大の値の相関結果を特定し、
   ｅ）前記最大の値の相関結果を供給するベクトル部分の開始点位置の、ｋ_０からの整数の偏差を、前記整数の搬送波周波数シフトの特定のために使用する
   請求項１又は４記載の方法。
7. データブロックの開始点（ｐ_ｆ）を、ＦＦＴの算出後、テストベクトルｚ_１ を、固定調整された整数のシフトだけシフトして微分復号化された後続の複素共役符号ブロックｃ_１と相関し、相関結果の角度を算出することによって精細に特定する
   請求項１、４又は６記載の方法。
8. 多重搬送波伝送システムの各符号信号内の所要の保護間隔を、少なくとも、データブロックの開始点の精細な特定の不正確さの分だけ送信側に延長する請求項７記載の方法。
9. 有限個数のサンプリング値内の受信信号の各サンプリング値に対して、距離Ｍｅｔｒｉｋを算出し、当該サンプリング値を全て受信した後、算出された最大の距離を全てデータブロックの開始点を大雑把に特定するために使用する請求項１〜５記載の方法。
10. 請求項１〜９記載の方法を実施するための装置であって、前記装置は、少なくとも、ＦＦＴの算出用の装置、ＦＦＴ値及び処理過程の結果用のメモリ、複素乗算器／加算器、少なくともそれぞれ１つのｔａｎ^−１の算出、ルート算出、及び、デジタル周波数合成用の装置、少なくともそれぞれ１つの分離、微分復号化及びそれぞれのテストシーケンス用の相関用の装置から構成されており、並びに、少なくとも１つの複素ベクトル乗算器及び複素ベクトル加算器、及び、以下の回路構造を有しており、
    ・受信信号のそれぞれ２つの複素サンプリング値ｒ（ｌ）とｒ（ｌ−Ｎ）用の乗算器が、少なくとも１つのＦＩＦＯ（Ｆｉｒｓｔ−Ｉｎ−Ｆｉｒｓｔ−Ｏｕｔ）メモリＦ１に接続されており、
    ・アキュムレータＡ１は、入力値を少なくともＦＩＦＯメモリＦ１の入力側及び否定出力側から得て、算出結果をメモリＳ１内に書き込み、
    ・ルート算出又は２乗値の算出用の装置Ｖ１が、前記アキュムレータＡ１に接続されており、
    ・時間同期の距離の算出用の計算ユニットは、少なくとも前記ルート算出又は２乗値の算出用の装置Ｖ１から入力値を得て、算出された前記距離を距離メモリＭＳ内に書き込み、
    ・最大値又は最小値サーチ用の装置が、前記距離メモリＭＳに接続されていて、メモリＳ１をアドレス制御し、前記メモリＳ１に接続された、少なくとも１つのｔａｎ^−１の算出用の装置、並びに、テスト信号のアイソレータＩ１を制御し、
    ・前記アイソレータＩ１からの前記テスト信号を、デジタル周波数合成用の装置の出力側にベクトル乗算するための装置は、ＦＦＴ装置用の入力値を供給し、前記デジタル周波数合成用の装置は、ｔａｎ^−１の算出用の装置によって供給され、
    ・ＦＦＴ値用のメモリＳ２は、前記テストベクトルの前記アイソレータＩ２に接続されており、
    ・前記アイソレータＩ２の前記テストベクトルを、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）の出力側とベクトル乗算するための装置は、微分復号用の装置に接続されており、前記微分復号用の装置の結果は、メモリＳ３内に書き込まれ、
    ・前記メモリＳ３は、前記アイソレータＩ３に接続されており、トレーニングシーケンスＱ_ｋとの相関用のテストベクトルが形成され、前記アイソレータＩ３の出力側は、値ｃｏｎｊ（Ｑ_ｋ）から形成されたＲＯＭトレーニングベクトルとのベクトル乗算用の装置に接続されており、算出されたベクトルのノルムは、値形成用の装置からメモリＳ４内に書き込まれ、
    ・最大値サーチ用の装置は、メモリＳ４及び正確な搬送波周波数シフトεの算出用の計算ユニットＲ２に接続されており、
    ・算出された整数の搬送波周波数シフトによって制御される、ベクトル乗算用の装置は、メモリＳ３からのテストベクトルのアイソレータＩ４並びにトレーニングシーケンスｃｏｎｊ（Ｚ_ｋ）用のＲＯＭに接続されており、そして、算出されたベクトルは、要素毎に加算されて、ｔａｎ^−１の算出用の装置に供給され、該装置の出力側は、データブロックの第１のＯＦＤＭ符号の正確な位置Δの算出用の計算ユニットＲ１に接続されており、
    ・計算ユニットＲ１及びＲ２は、少なくとも１つの実際の、所定時定数の乗算器並びに実際の加算器から構成されており、当該計算ユニットの結果を同期の結果用のメモリ内に書き込む
    ことを特徴とする装置。

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