JP2009089443A - 通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いる通信装置を得ることを目的とする。
【解決手段】受信装置の検波部１０１は、第１のウェーブレット変換器１０２と、受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器１０３と、ヒルベルト変換器１０３からの出力をウェーブレット変換する第２のウェーブレット変換器１０４と、第２のウェーブレット変換器１０４からのＭ個の出力の奇数番目の出力を符号反転する符号変換器１０５と、符号変換器１０５からの出力についてヒルベルト変換器１０３のリプルによる振幅変動を補正するレベル変換器１０６と、第１のウェーブレット変換器１０２からの出力を複素情報の同相成分とし、レベル変換器１０６からの出力を直交成分として複素データを生成する複素データ生成器１０７とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタル変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｗａｖｅｌｅｔ Ｍｕｌｔｉ Ｃａｒｒｉｅｒ伝送方法、以下、「ＤＷＭＣ伝送方法」と記載する）を用いる通信装置に関する。

実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタル変復調処理による伝送方法は、マルチキャリア変調方法の一種であり、実係数フィルタバンクにより複数のディジタル変調波を合成して送信信号を生成するものである。各キャリアの変調方式としては、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられる。

ＤＷＭＣ伝送方法によるデータ伝送について、図１５〜図１８を用いて説明する。図１５は、ウェーブレット波形の例を示す波形図であり、図１６は、ＤＷＭＣ伝送方法における送信波形の例を示す波形図、図１７は、ＤＷＭＣ伝送方法における送信スペクトルの例を示すスペクトル図、図１８は、ＤＷＭＣ伝送方法における送信フレームの構成例を示すフレーム図である。

ＤＷＭＣ伝送方法によるデータ伝送は、図１５に示すように、各サブキャリアのインパルス応答が各サブキャリア内で重なり合いながら伝送される。各伝送シンボルは、図１６に示すように、各サブキャリアのインパルス応答が合成された時間波形となる。図１７に振幅スペクトルの例を示す。ＤＷＭＣ伝送方法では、図１６の伝送シンボルを数十個〜数百個程度集めて１つの伝送フレームを構成する。ＤＷＭＣ伝送フレームの構成例を図１８に示す。このＤＷＭＣ伝送フレームには、情報データ伝送用シンボルの他にフレーム同期用シンボルや等化用シンボルなどが含まれる。

図１４は、ＤＷＭＣ伝送方法を採用した場合の送信装置２９９および受信装置１９９から成る従来の通信装置を示すブロック図である。

図１４において、１１０はＡ／Ｄ変換器、１２０はウェーブレット変換器、１３０はパラレルデータをシリアルデータに変換するＰ／Ｓ変換器、１４０は受信信号の判定を行う判定器、２１０はビットデータをシンボルデータに変換しシンボルマッピングを行うシンボルマッパ、２２０はシリアルデータをパラレルデータに変換するＳ／Ｐ変換器、２３０は逆ウェーブレット変換器、２４０はＤ／Ａ変換器である。

このように構成された通信装置について、その動作を説明する。

まず、送信装置２９９においては、シンボルマッパ２１０によってビットデータをシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行う。そして、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）２２０でサブキャリアごとに実数値ｄｉ（ｉ＝１〜Ｍ、Ｍは複数）を与え、逆ウェーブレット変換器２３０で時間軸上へ逆離散ウェーブレット変換する。これにより、時間軸波形のサンプル値を発生させ、伝送シンボルを表すサンプル値系列を生成する。Ｄ／Ａ変換器２４０で、このサンプル値系列から時間的に連続するベースバンド・アナログ信号波形に変換して送信する。ここで、逆離散ウェーブレット変換により発生される時間軸上のサンプル値の個数は、通常２のｎ乗（ｎは正の整数）個である。

受信装置１９９においては、受信信号をＡ／Ｄ変換器１１０でディジタルベースバンド信号波形を得た後、送信側と同じサンプルレートでサンプルする。そして、このサンプル値系列をウェーブレット変換器１２０により周波数軸上へ離散ウェーブレット変換し、その後並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）１３０により直列に変換する。最後に判定器１４０にて各サブキャリアの振幅値を計算し、受信信号の判定を行って受信データを得る。

ところで、通信においては、伝送路のインピーダンス変動やマルチパスなどの影響により振幅歪みや位相歪みが生じるため、振幅、位相の両パラメータ、すなわち複素情報を扱えた方が都合がよい。これに対して、従来のＤＷＭＣ伝送方法では、振幅情報しか扱えないため、伝送路の状態によっては歪みを補正することができず、伝送効率が大幅に抑制されてしまうといった問題がある（例えば、非特許文献１参照。）。
貴家仁志著「ディジタル信号処理シリーズ１４ マルチレート信号処理」昭晃堂発行，１９９５年１０月６日，Ｐ１８６−１９０

このように、従来の実係数フィルタバンクによる伝送方法を用いる通信装置では、伝送用データとして振幅情報のみしか扱えず、受信装置で複素情報を扱った処理を行うことができないという問題点を有していた。

この通信装置では、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いることが要求されている。

本発明は、この要求を満たすため、複素情報を扱えるＤＷＭＣ伝送方法を用いる通信装置を提供することにある。

この課題を解決するために本発明の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、前記送信装置は、連続する数シンボルの間、複数のキャリアに対して同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生部と、前記同期用データを逆ウェーブレット変換し、複数の正弦波の合成波を出力する逆ウェーブレット変換部と、を有し、前記受信装置は、前記正弦波の合成波をウェーブレット変換し、前記同期データに対応する実部データを生成する実部データ生成部と、前記複数の正弦波の合成波をウェーブレット変換し、前記実部データと直交する位相を有する、前記同期データに対応する虚部データを生成する虚部データ生成部と、前記実部データを同相成分としてかつ前記虚部データを直交成分として、前記同期データに対応する複数の複素データを生成する複素データ生成部と、前記複数の複素データについて隣接する複素データ間の位相差を取得し、前記位相差に基づいて、前記複数のキャリアに対するシンボル同期タイミングを推定するシンボル同期推定部と、を備える。

これにより、隣り合うキャリア間の位相差を求める演算を複素座標上で行うことが可能になり、当該位相差に基づいて、複数のキャリアに対するシンボル同期タイミングを推定することができる。したがって、各キャリアの同期タイミングずれによる信号点のずれを補正することができ、受信性能を向上させることが可能になる。

本発明の通信装置は、ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、送信装置は、連続する数シンボルの間、複数のキャリアに対して同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生部と、同期用データを逆ウェーブレット変換し、複数の正弦波の合成波を出力する逆ウェーブレット変換部と、を有し、受信装置は、正弦波の合成波をウェーブレット変換し、同期データに対応する実部データを生成する実部データ生成部と、複数の正弦波の合成波をウェーブレット変換し、実部データと直交する位相を有する、同期データに対応する虚部データを生成する虚部データ生成部と、実部データを同相成分としてかつ虚部データを直交成分として、同期データに対応する複数の複素データを生成する複素データ生成部と、複数の複素データについて隣接する複素データ間の位相差を取得し、位相差に基づいて、複数のキャリアに対するシンボル同期タイミングを推定するシンボル同期推定部と、を備える。

この構成により、隣り合うキャリア間の位相差を求める演算を複素座標上で行うことが可能になり、当該位相差に基づいて、複数のキャリアに対するシンボル同期タイミングを推定することができる。したがって、各キャリアの同期タイミングずれによる信号点のずれを補正することができ、受信性能を向上させることが可能になる。

また、本発明の通信装置は、実部データ生成部が、実係数を有する第１のポリフェーズフィルタで構成された第１のプロトタイプフィルタと、Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、高速Ｍ点（Ｍは複数）の離散コサイン変換器とを有し、虚部データ生成部が、実係数を有する第２のポリフェーズフィルタで構成された第２のプロトタイプフィルタと、Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、高速Ｍ点の離散サイン変換器とを備える。

この構成により、さらに演算量を削減できるので、ウェーブレット変換器における離散ウェーブレット変換を高速に行うことができるという作用を有する。

また、本発明の通信装置は、受信装置が、複素データと等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化部と、等化部から得られる信号を用いて判定を行う判定部とを備える。

この構成により、キャリア間の位相差からシンボル同期タイミングを推定することができるので、正確かつ高精度の復調を行うことができる。

また、本発明の通信装置は、等化部が、２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を合成して各サブキャリアに使用する等化係数を求める。

この構成により、少ない演算量で複素データを得ることが可能になるという作用を有する。

また、本発明の通信装置は、逆ウェーブレット変換部が、互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクから構成される。

この構成により、隣り合うキャリア間の位相差を求める演算を複素座標上で行うことが可能になり、当該位相差に基づいて、複数のキャリアに対するシンボル同期タイミングを推定することができる。したがって、各キャリアの同期タイミングずれによる信号点のずれを補正することができ、受信性能を向上させることが可能になる。

また、本発明の通信装置は、送信装置が、更に、ビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングするシンボルマッパを備える。

この構成により、隣り合うキャリア間の位相差を求める演算を複素座標上で行うことが可能になり、当該位相差に基づいて、複数のキャリアに対するシンボル同期タイミングを推定することができる。したがって、各キャリアの同期タイミングずれによる信号点のずれを補正することができ、受信性能を向上させることが可能になる。

また、本発明の送信装置は、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理により受信装置に対してデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた送信装置であって、連続する数シンボルの間、複数のキャリアに対して同一で且つ当該受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生部と、同期用データを逆ウェーブレット変換し、複数の正弦波の合成波を出力する逆ウェーブレット変換部と、を備える。

この構成により、同期データを逆ウェーブレット変換し、複数の正弦波の合成波を受信装置へ送信することによって、受信装置において、隣り合うキャリア間の位相差を求める演算を複素座標上で行うことが可能になり、当該位相差に基づいて、複数のキャリアに対するシンボル同期タイミングを推定することができる。したがって、各キャリアの同期タイミングずれによる信号点のずれを補正することができ、受信性能を向上させることが可能になる。

以下、本発明の実施の形態について、図１〜図２１を用いて説明する。また、以下の実施の形態においては、特に断らない限りウェーブレット変換はコサイン変調フィルタバンクによって行われるものとする。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置の構成は図１４の送信装置２９９の構成と同じである。

図１において、１０１は受信部における検波部、１０２は受信波形データをウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０３は受信波形データをヒルベルト変換するヒルベルト変換器、１０４はウェーブレット変換器１０２と同一構成でヒルベルト変換器からの出力をウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０５はウェーブレット変換器１０４からの出力ｄｉ（ｉ＝０〜Ｍ−１とする。Ｍは複数）の奇数番目の符号を反転する符号変換器、１０６は符号変換器１０５からの出力データについてヒルベルト変換器１０３のリプル特性による振幅変動分を補正するレベル変換器、１０７はウェーブレット変換器１０２からの出力を実部（Ｉ成分）、レベル変換器１０６からの出力を虚部（Ｑ成分）として複素データを生成する複素データ生成器である。

このように構成された通信装置について、扱うサブキャリアをＭ本とし、サブキャリア番号が１〜Ｍまでふられているものとして、その動作を説明する。

まず、ウェーブレット変換器１０２により、受信波形データをウェーブレット変換し、Ｍ本のサブキャリア各々に対する同相成分を得る。一方、ヒルベルト変換器１０３は、受信波形データをヒルベルト変換することで、受信信号に含まれる各周波数成分をπ／２シフトした波形データを生成し、ウェーブレット変換器１０４によって各サブキャリアの直交成分を得る。このとき、ウェーブレット変換１０４からの奇数番目の出力は符号が反転した状態で出力されているので、それを符号変換器１０５によって補正する。さらに、各サブキャリアのデータの振幅がヒルベルト変換器１０３のリプル特性によって変動しているので、それをレベル変換器１０６によって補正する。そして、ウェーブレット変換器１０２、レベル変換器１０６からの出力をそれぞれ同相成分、直交成分として、複素データ生成器１０７は複素データを生成する。

なお、本実施の形態では同一構成のウェーブレット変換器を２個使用した場合について説明したが、１個のウェーブレット変換器のみでも構成可能である。また高精度なヒルベルト変換器を使用する場合や振幅補正を行う等化器を使用する場合は、レベル変換器、符号変換器は不要となる。

以上のように本実施の形態によれば、振幅値のみでなく位相情報も処理の対象とすることができるようになるため、群遅延などによって生じる劣悪な伝送路によって各サブキャリアの同期タイミングずれが生じた場合でもサブキャリア毎に位相回転分を補正することにより、受信性能を向上させることが可能となる。

（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置の構成は図１４の送信装置２９９の構成と同じである。

図２において、１０８は受信部における検波部、１０２は受信波形データをウェーブレット変換するウェーブレット変換器、１０９は受信波形データに対してヒルベルト変換、ウェーブレット変換、奇数番目の符号の反転の処理を一括して行うウェーブレット変換器、１０７はウェーブレット変換器１０２からの出力を実部データ（Ｉ成分）、ウェーブレット変換器１０９からの出力を虚部データ（Ｑ成分）として複素データを生成する複素データ生成器である。

なお、動作については実施の形態１とほとんど同様であり、異なるのは、実施の形態１において逐次的に処理するヒルベルト変換、ウェーブレット変換、符号反転の処理を、本実施の形態においては、一括処理する点のみである。

このような構成にすることにより、実施の形態１に示す構成よりも高速な処理が可能となり、しかも回路構成が簡素化される。

（実施の形態３）
図３は、図１、図２の検波部を構成するウェーブレット変換器１０２を示すブロック図である。また、図４は、図３におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図であり、図５は、図１のウェーブレット変換器を示すブロック図、図６は、図５におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図である。

図３において、１０２は図１あるいは図２に示すウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２３はプロトタイプフィルタ、１２４は高速離散コサイン変換（ＴＹＰＥ４）器である。なお、図３において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個使用する。

図４において、１２３は図３に示すプロトタイプフィルタ、１３１はプロトタイプフィルタのフィルタ係数をもつ乗算器、１３２は２入力加算器、１３３は１シンボル時間（Ｍサンプリング時間）遅延させる遅延素子である。なお、図４に示すプロトタイプフィルタ１２３の次数は２Ｍである。

図５において、１０９Ａは図２のウェーブレット変換器１０９と同じ作用を持つウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２５はプロトタイプフィルタ、１２６は高速離散サイン変換（ＴＹＰＥ４）器である。なお、図５において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個あるものとする。

図６において、１２５は図５に示すプロトタイプフィルタ、１３１はプロトタイプフィルタのフィルタ係数をもつ乗算器、１３２は２入力加算器、１３３は１シンボル時間（Ｍサンプリング時間）遅延させる遅延素子である。なお、図６に示すプロトタイプフィルタの次数は２Ｍである。

なお、動作については実施の形態２と同様であり、異なるのは、実施の形態２においてＦＩＲフィルタによって実現している部分を、本実施の形態においてはポリフェーズ構成で実現したプロトタイプフィルタと離散コサイン変換あるいは離散サイン変換を用いることによって実現していることにある。

また、本実施の形態においては、第１のウェーブレット変換器（ウェーブレット変換器１０２）および第２のウェーブレット変換器（ウェーブレット変換器１０９Ａ）を全く別なものとして構成しているが、同一の回路構成を共有することによっても実現可能である。このことは、お互いのプロトタイプフィルタのフィルタ係数が上下反転しているだけであること、離散コサイン変換と離散サイン変換も同様に処理における係数が異なるだけであることから明らかである。

以上のような構成にすることにより、ＦＩＲフィルタ構成よりもポリフェーズ構成の方が演算量が少ないため、実施の形態２に示す構成よりもさらに高速な処理が可能となる。

（実施の形態４）
図７は、図１のウェーブレット変換器（第２のウェーブレット変換器）を示すブロック図である。

図７において、１０９Ａは図５のウェーブレット変換器１０９と同じ作用を持つウェーブレット変換器、１２１は受信波形データを１サンプリング時間だけ遅延させる遅延素子、１２２は受信波形データのサンプリングレートをＭ分の１にするダウンサンプラ、１２５はプロトタイプフィルタ、１２７は入力系列をＭサンプル単位で時系列反転する時系列反転器、１２４は高速離散コサイン変換（ＴＹＰＥ４）器、１２８は入力データの奇数番目の符号を反転する符号変換器である。なお、図５において、遅延素子１２１はＭ−１個、ダウンサンプラ１２２はＭ個あるものとする。

なお、動作については実施の形態３と同様であり、異なるのは、実施の形態３において離散サイン変換器１２６によって実現している部分を、本実施の形態においては、時系列反転器１２７と離散コサイン変換器１２４および符号反転器１２８によって実現していることにある。また、本実施の形態においては、離散コサイン変換器１２４の前に時系列反転器１２７を設置し、離散コサイン変換器１２４の後に符号反転器１２８を設置した構成としたが、時系列反転器１２７と符号反転器１２８の設置場所を交換した場合においても同様な結果が得られる。

上記のような構成にすることにより、実施の形態２に示す構成よりもさらに高速な処理が可能となる。また、実施の形態３において離散コサイン変換器１２４と離散サイン変換器１２６を用いていた実現していた部分を離散コサイン変換器１２４のみで実現可能となるため、回路を共用することができ、回路規模を小さくすることができる。

（実施の形態５）
図８は、本発明の実施の形態５による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。なお、送信装置は図１４と同じである。

図８において、１００は受信装置、１１０はＡ／Ｄ変換器、１０８ａは図１または図２のいずれかと同様な構成をもつ検波部、１０００は等化器、１３０は並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）、１４０は判定器である。

このように構成された受信装置について、その動作を説明する。

受信装置１００において、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８ａによって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数のサブキャリアに対する複素情報を得る。次に、等化器１０００は、検波部１０８ａより得られた複素情報と等化用にあらかじめ割り当てられた既知データとを比較して等化量を求める。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素情報を等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素情報に基づきデータ判定を行う。これが、受信装置１００における一連の動作である。なお、等化器１０００では、サブキャリアごとに既知信号からの振幅および位相ずれを等化量として求めている。また、伝送路によっては複数タップを使用した適応フィルタ（ＬＭＳやＲＬＳなど）を使用することも可能である。

上記のような構成により、劣悪な伝送路においても高精度な復調を行うことが可能となる。

なお、本実施の形態における等化器１０００は、下記に示すような形態で使用することも可能である。

すなわち、図１９は本発明の実施の形態５による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図である。

また、図１９において、２００は送信装置、２０１は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２１０は同期用データに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２３０は逆ウェーブレット変換器、２２０は逆ウェーブレット変調器からの出力を直列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２４０は直並列変換器２２０から出力される送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。

このように構成された通信装置について、その動作を図１０を用いて説明する。図１０はサブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフである。なお、説明を簡単にするために、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。

まず、送信装置２００において、同期用データ発生器２０１は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータ（例えば１）をシンボルマッパ２１０に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１００側で既知のデータである。そして、このデータを逆ウェーブレット変換器２３０によって変換する。このとき、逆ウェーブレット変換器２３０からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。そして、この合成波データを直並列変換器２２０とＤ／Ａ変換器２４０とによりアナログ信号に変換して送信する。

一方、受信装置１００においては、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８によって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波に対する複素情報を得る。検波部１０８は複素データ（複素情報）を等化器１０００に供給する。等化器１０００は、検波部１０８より得られた複素情報を用いて２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を位相を合わせて合成して各サブキャリアに使用する等化係数を精度高く求め、得られた等化係数と等化用にあらかじめ割り当てられた既知データとを使用して等化量を求める。この方式は図１０に示すように、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリアが同じ正弦波を使用して等化係数を求めているため実現できる。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素データを等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素データに基づきデータ判定を行う。

上記のような構成により、サブキャリアペア毎に等化係数を求めることができるため、サブキャリア毎に等化係数を求めるよりもさらに高精度に計算することができる。

（実施の形態６）
図９（ａ）は、本発明の実施の形態６による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図であり、図９（ｂ）は、本発明の実施の形態６による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。

図９（ｂ）において、受信装置１００、Ａ／Ｄ変換器１１０、検波部１０８ａ、等化器１０００、Ｐ／Ｓ変換器１３０、判定器１４０は図８と同様のものであり、同一符号を付して説明は省略する。図９（ｂ）において、１４１は１サンプリング時間遅延させる遅延回路、１４２は複素除算器、１４３は入力される複素データを累積加算する複素加算器、１４４は同期ずれ演算器、１４５は同期タイミング推定回路である。また、図９（ａ）において、２００は送信装置、２０１は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２１０は同期用データに従ってシンボルマッピング（ＰＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２３０は逆ウェーブレット変換器、２２０は逆ウェーブレット変調器からの出力を直列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２４０は直並列変換器２２０から出力される送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。

このように構成された通信装置について、その動作を図１０を用いて説明する。図１０は、サブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフである。なお、説明を簡単にするために、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。

まず、送信装置２００において、同期用データ発生器２０１は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータ（例えば１）をシンボルマッパ２１０に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１００側で既知のデータである。そして、このデータを逆ウェーブレット変換器２３０によって変換する。このとき、逆ウェーブレット変換器２３０からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。そして、この合成波データを直並列変換器２２０とＤ／Ａ変換器２４０とによりアナログ信号に変換して送信する。

一方、受信装置１００においては、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１０８ａによって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波に対する複素情報を得る。このとき、シンボル同期タイミングが正確に合っていれば、検波部１０８ａからの出力は全て等しい値となるが、同期タイミングが合っていなければ、そのずれの度合いτとサブキャリア周波数ｆｃによって２πｆｃ・τの位相回転を受けた値となっている。次に、遅延素子１４１と複素除算器１４２により、隣り合うサブキャリア間の複素除算を行い、複素座標上で位相差を演算する。隣り合うサブキャリア間の周波数間隔ｆｉは全て同じであるから、全てのサブキャリア間位相差（複素値）は等しい値２πｆｉ・τとなる。しかしながら実際には、伝送路の影響などを受け、２πｆｉ・τよりもばらついた値となる。この各サブキャリア間位相差θｃを複素加算器１４３によって累積加算することにより平均値θｍを求め、同期ずれ演算器１４４において、サブキャリア間間隔ｆｉと平均サブキャリア間位相差θｍとから同期ずれ値τｍ求める。その結果を同期タイミング推定回路１４５に与えることにより、検波部１０８ａに対し同期タイミングをフィードバックする。ここで、各サブキャリア間位相差から平均サブキャリア間位相差を引いた（θｃ−θｍ）（ｃ：サブキャリア間位相差番号）を新たなパラメータとし、同期ずれ演算器１４４において各サブキャリアにおける同期タイミングと平均同期タイミングとの差τｃを求めて、平均同期タイミングからの各サブキャリアの同期タイミングのずれを計算する。このτｃを使って各サブキャリアの同期タイミングを微調整する。この微調整が必要な理由としては、各サブキャリアの同期タイミングは伝送路の影響によりずれてしまうので、同期タイミングとしては平均値にあわせる必要がある。しかしながら、平均値では各サブキャリアに対して完全に同期しているといえないので、各サブキャリアの同期タイミングが平均同期タイミングよりどれだけずれているかを求め、そのずれ量に合わせて各サブキャリアの同期タイミングを微調整する。上記のような動作をすることにより、各サブキャリアの同期タイミングずれによる（同期用データの）受信信号と既知信号の信号点のずれを補正することができ、後段にある等化性能を向上させ、結果として受信性能を向上させることができる。

同期タイミング確定後、検波部１０８ａは複素データ（複素情報）を等化器１０００に供給する。等化器１０００は、検波部１０８ａより得られた複素データと等化用（同期用）にあらかじめ割り当てられた既知データとを比較して等化量を求める。そして、実際のデータ伝送シンボル区間において求めた等化量をもって複素データを等化し、並直列変換器１３０に供給する。最後に判定器１４０は等化後の複素データに基づきデータ判定を行う。

上記のような構成により、劣悪な伝送路においても高い精度で同期タイミングを推定することが可能となるため、高精度な復調を行うことが可能となる。

なお、検波部１０８ａより得られた値は２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を位相を合わせて合成することにより精度の高い位相回転量を求めることができる。この方式は図１０に示すように、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリアが同じ正弦波を使用して位相回転量を求めているため実現できる。

上記のような構成により、サブキャリアペア毎に同期タイミングはずれによる位相回転量を求めることができるため、サブキャリア毎に位相回転量を求めるよりもさらに高精度に計算することができる。

（実施の形態７）
図１１は、本発明の実施の形態７による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図である。なお、送信装置は図９（ｂ）と同じである。

図１１において、１５１は受信装置における検波部、１５２は互いに直交するＭ個の実係数ウェーブレットフィルタで構成されるウェーブレット変換器、１５３はウェーブレット変換器１５２からの２ｎ−１番目の出力を複素情報の同相成分（Ｉチャネル）とし、２ｎ番目の出力を直交成分（Ｑチャネル）として（但し、１≦ｎ＜Ｍ／２とする）複素データを生成する複素データ生成器、１５４は並列に出力される複素データを直列に変換する並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）である。

このように構成された検波部１５１について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、説明を簡単にするため、サブキャリア本数を８として説明する。また、本実施の形態において、受信装置の入力として図１０に示す太実線部分（ｆ１、ｆ２、ｆ３）を周波数とする正弦波の合成波が入力されるものとし、それぞれの位相をφ１、φ２、φ３とする。このとき、各正弦波の位相φｎ（ｎ＝１、２、３）は−π〜πの範囲で任意である。

まず、検波部１５１は、受信波形データをウェーブレット変換器１５２によってウェーブレット変換する。このとき、２ｎ−１番目と２ｎ番目のサブキャリア出力（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号は０〜Ｍ−１とする）は、それぞれ図１０中の各ｆｎを周波数とする正弦波に対するｃｏｓ（φｎ）、ｓｉｎ（φｎ）となる。そして、複素データ生成器１５３は、ｃｏｓ（φｎ）を実部データ、ｓｉｎ（φｎ）を虚部データとして複素データを生成する。最後に並直列変換器１５４によってシリアル複素データを得る。

なお、本実施の形態では合計（Ｍ／２−１）個の複素データ生成器１５３を使用したが、ウェーブレット変換器１５２からの出力を並直列変換し、そのシリアルデータのうち２ｎ−１番目と２ｎ番目が複素データ生成器１５３へ入力されるように、タイミング制御を行うことにより、１個の複素データ生成器でも実現可能である。

上記のような構成にすることにより、正弦波で構成される受信信号に対してという限定はあるが、少ない演算量（実施の形態３と比較して約半分）で複素情報（複素データ）を得ることが可能となる。

（実施の形態８）
図１２は、本発明の実施の形態８による通信装置の送信装置を構成する変調器を示すブロック図である。

図１２において、２５１は変調器、２５２はビットデータをシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってシンボルマッピング（ＱＡＭ変調）を行うシンボルマッパ、２５３は逐次入力されたデータを並列に変換する直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）、２５４は入力された複素データを実部と虚部に分解する複素データ分解器、２５５は逆ウェーブレット変換器である。

このように構成された送信装置の変調器２５１について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、説明を簡単にするため、サブキャリア本数を８として説明する。また、本実施の形態において、送信装置の出力として図１０に示す太実線部分（ｆ１、ｆ２、ｆ３）を周波数とする正弦波の合成波が出力されるものとし、それぞれの位相をφ１、φ２、φ３とする。このとき、各正弦波の位相φｎ（ｎ＝１、２、３）は−π〜πの範囲で任意である。

まず、変調器２５１は、シンボルマッパ２５２によって送信データ（ビットデータ）をシンボルデータに変換し、各シンボルデータに従ってＱＡＭ変調を行い、複素座標上に信号点を配置する。この処理により、（数１）を得る。

次に、直並列変換器２５３によってパラレル複素データに変換し、各複素データを複素データ分解器２５４によって実部データ（ｃｏｓ（φｎ））と虚部データ（ｓｉｎ（φｎ））とに分解する。そして、逆ウェーブレット変換器２５５の２ｎ−１番目の入力に対してｃｏｓ（φｎ）を、２ｎ番目に対してｓｉｎ（φｎ）を割り当てる（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）とする）。すると、逆ウェーブレット変換器２５５の出力は、図１０中の各ｆｎを周波数とし、初期位相φｎをもつ正弦波ｃｏｓ（２πｆｎ・ｔ＋φｎ）の合成波となる。

なお、本実施の形態では、合計Ｍ／２−１個の複素データ分解器を使用したが、１個の複素データ分解器でも実現可能である。

上記構成により、シンボルマッパ２５２で配置された複素座標面の初期位相を各サブキャリア（正確には２ｎ−１と２ｎ番目のサブキャリアによるペア）に対して自由に与えることが可能となるため、各サブキャリアの位相が重ならないようにデータを設定することにより、送信出力の際の瞬時ピーク電圧を抑制することができる。このことにより、送信アンプの仕様を緩和することが可能となる。

（実施の形態９）
図１３（ａ）は、本発明の実施の形態９による通信装置の送信装置を示すブロック図であり、図１３（ｂ）は、本発明の実施の形態９による通信装置の受信装置を示すブロック図である。

図１３（ｂ）において、１５０は受信装置、１１０は受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１５１は図１１に示す検波部、１４６は複素平面上で位相を回転させる位相回転器、１４１は１サンプリング時間遅延させる遅延回路、１４２は複素除算器、１４３は入力される複素データを累積加算する複素加算器、１４４は同期ずれ演算器、１４５は同期タイミング推定回路である。また図１３（ａ）において、２５０は送信装置、２５６は連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを発生する同期用データ発生器、２５１は図１２に示す変調器、２４０は変調器２５１により生成された送信波形データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。

このように構成された通信装置の送信装置２５０と受信装置１５０について、その動作を図１０を用いて説明する。なお、使用するウェーブレット変換は８点、すなわちサブキャリア数を８本とする。

まず、送信装置２５０において、同期用データ発生器２５６は、連続する数シンボルの間、各サブキャリアに対して同一のデータを変調器２５１に対して出力する。このとき、各サブキャリアに割り当てられるデータは、受信装置１５０側で既知のデータである。そして、この同期用データを変調器２５１によって変調する。このとき、変調器２５１からの出力は、図１０中に示すｆｎを周波数とした正弦波の合成波となる。また、各正弦波の位相は入力された同期用データに依存するが、ここでは、位相はφｎとする。そして最後に、合成波データをＤ／Ａ変換器２４０によりアナログ信号に変換して送信する。

一方、受信装置１５０においては、まず、Ａ／Ｄ変換器１１０により受信信号をディジタル変換し、受信波形データを得る。この受信波形データを検波部１５１によって検波し、その出力として、受信信号に含まれる複数の正弦波それぞれに対する複素信号点情報を得る。ここで得られる複素信号点情報はφｎによって位相回転させているため、位相回転器１４６によりそのφｎ分だけ複素座標上で位相を戻す。さらに、シンボル同期タイミングが正確に合っていれば、位相回転器１４６からの出力は全て等しい値となるが、同期タイミングが合っていなければ、そのずれの度合いτとサブキャリア周波数ｆｃによって２πｆｃ・τの位相回転を受けた値となっている。次に、遅延素子１４１と複素除算器１４２とにより、隣り合うサブキャリア間の複素除算を行い、複素座標上で位相差を演算する。隣り合うサブキャリア間の周波数間隔ｆｉは全て同じであるから、全てのサブキャリア間位相差（複素値）は等しい値２πｆｉ・τとなる（実際には、伝送路の影響などを受け、２πｆｉ・τよりもばらついた値となる）。このサブキャリア間位相差を複素加算器１４３によって累積加算することにより平均値φｍを求め、同期ずれ演算器１４４においてサブキャリア間間隔ｆｉと平均サブキャリア間位相差φｍから同期ずれ値τを求める。その結果を同期タイミング推定回路１４５に与えることにより、検波部に対し同期タイミングをフィードバックする。

上記のような構成にすることにより、実施の形態６で２つのウェーブレット変換器によって構成された部分を１つのウェーブレット変換器によって実現できるため、回路規模を小さくすることができる。

（実施の形態１０）
本発明は、信号の送受信を行う通信装置に広く適用されるものであるが、劣悪な伝送路を使用する状況がある電力線通信のシステムに好適である。

図２０は本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図であり、図２１は本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図である。

図２０において、６００は送信部、６１０はビットデータをシンボルデータに変換しある信号点配置にマッピングするシンボルマッパ、２２０はシリアルデータをパラレルデータに変換するＳ／Ｐ変換器、６２０は送信信号を逆変換して変調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた変調器、２４０はディジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、７００は受信部、１１０はアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、６３０は受信信号を変換して復調処理を行う互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた復調器である。

次に図２０，２１を使用して本装置の動作について説明する。

送信装置の送信部６００において、シンボルマッパ６１０ではビットデータをシンボルデータに変換してある信号点配置情報に従ってマッピングし、フィルタバンク型変調器６２０ではシンボルマッパ６１０において信号点配置された送信信号を逆変換して変調処理を行い、Ｄ／Ａ変換器２４０ではディジタル信号をアナログ信号に変換し、受信装置の検波部７００において、Ａ／Ｄ変換器１１０ではアナログ信号をディジタル信号に変換し、フィルタバンク型復調器６３０では受信信号を変換して復調処理を行う。ここで使用可能なフィルタバンクとしては、時間領域および周波数領域で局在しているような信号を使用したフィルタバンクであり、代表としてＷａｖｅｌｅｔベースのコサイン変調フィルタバンクやＦＦＴベースのＰｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇ型ＯＦＤＭなど、があげられる。図にコサイン変調フィルタバンクを用いた場合の振幅スペクトル（フィルタ長４Ｍの場合）を示す。図ではアマチュア無線帯域と重なるサブキャリアを不使用としてノッチを形成している。このようにフィルタバンクを使用して変復調処理を行うことにより、帯域制限された（Ｐｕｌｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇされた）サブキャリアを使用したマルチキャリア伝送が可能となる。帯域制限型マルチキャリアを電力線通信に使用することにより、狭帯域妨害波やキャリア間干渉などに耐性を持たせることができる。また、各サブキャリアが帯域制限されているので、数本のサブキャリアを不使用とすることにより、鋭いノッチを形成することができる。

電力線通信においては、約２Ｍ〜３０Ｍまでの帯域を使用可能とする規制緩和が行われようとしている。しかしながらこの帯域は他の既存システムも存在（例えばアマチュア無線や短波放送など）する。電力線通信はこのような他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしなければならない。通常は、既存システムが使用している帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢ以上が考えられる。

本方式はフィルタバンクを使用し各サブキャリアを帯域制限して既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより、ノッチフィルタを生成せずに従来方式と同様な動作（他の既存システム使用帯域にノッチを生成：図参照）が可能である。ここでフィルタバンクにおける各フィルタのフィルタ長を（Ｍを固定して）長くすれば長くするほど、深いノッチが形成されるが、その場合フィルタによる遅延が問題となる（フィルタ遅延とノッチの深さはトレードオフ）。よって、電力線通信においてはフィルタバンクのフィルタ長を４Ｍに限定することにより、３０ｄＢ以上のノッチが形成でき、且つフィルタ遅延を抑えることが可能である。

（実施の形態１１）
図２２は本発明の実施の形態１１による電力線通信システムを示すブロック図である。図において８００は建物、８１０は電力線、８２０は電話回線あるいは光回線あるいはＣＡＴＶ回線、７００は請求項記載の互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた通信装置、７１０はＴＶやビデオやＤＶＤやＤＶカメラなどのＡＶ機器、７２０はルータやＡＤＳＬやＶＤＳＬやメディアコンバータや電話などの通信機器、７３０はプリンタやＦＡＸやスキャナーなどのドキュメント機器、７４０はカメラ鍵やインターホンなどのセキュリティ機器、７５０はパソコン、７６０はエアコンや冷蔵庫や洗濯機や電子レンジなどの家電機器である。

図２２を用いて本実施の形態の動作について説明する。各機器は互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを用いた通信装置を使用して電力線を介してネットワークを構成し、双方向の通信を行う。インターネットへの通信は電力線を介して建物内にあるホームゲートウェイ経由で接続される場合があるし、あるいは電話回線や光回線やＣＡＴＶ回線を媒体として通信行う通信機器を経由して接続される場合があるし、あるいは無線機能を有した通信機器から無線で接続される場合もある。ここで使用している通信装置は、実施の形態１０に記載の互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクを変復調処理に用いているため、他の既存システムが使用している帯域に重なるサブキャリアを不使用とすることにより、他の既存システムへの妨害を抑えることができる。またフィルタ長を４Ｍに限定しているため、３０ｄＢ以上のノッチの深さを実現し且つフィルタ遅延を抑えている。逆に他の既存システムからの狭帯域妨害の影響を軽減することができる。

さらにノッチを生成したい帯域があればその帯域に重なるサブキャリアを不使用とするだけでよいので、容易に各国の規制に柔軟に対応することが可能である。しかも本システム導入後に規制が変更されてもファームのバージョンアップなどにより柔軟に対応できる。なお、建物自体も他のシステムへの輻射軽減に役立つ。

なお、以上の全ての実施の形態においてウェーブレット変換を使用し、特に断らない限りウェーブレット変換はコサイン変調フィルタバンクによって行われるものとするとするとしたが、実施の形態の中で特にＤＣＴ４やＤＳＴ４などと限定しているもの以外では、上記の変換方法にとらわれず、Ｒｅａｌ変換（例えばＤＣＴなど）を変復調に用いたマルチキャリア通信方式全般に適用することができる。

電力線通信においては、約２Ｍ〜３０Ｍまでの帯域を使用可能とする規制緩和が行われようとしている。しかしながらこの帯域は他の既存システムも存在（例えばアマチュア無線や短波放送など）する。電力線通信はこのような他の既存システムに妨害を与えてはならないため、他の既存システムが使用している帯域では信号を送信しないようにしなければならない。通常は、既存システムが使用している帯域に送信しないように別フィルタでノッチフィルタを生成する。米国の電力線通信のアライアンス団体であるＨｏｍｅ ＰｌｕｇがリリースしたＨｏｍｅ Ｐｌｕｇ１．０では３０ｄＢのノッチフィルタが使用されている。上記から他の既存システムへの妨害抑制目標としては上記の３０ｄＢ以上が考えられる。

本方式はフィルタバンクを使用し各サブキャリアを帯域制限して既存システムの使用帯域と重なるサブキャリアを不使用とすることにより、ノッチフィルタを生成せずに従来方式と同様な動作が可能である。

本発明は、デジタルマルチキャリア伝送方式を用いる通信装置（例えば、電力線通信装置）に好適である。

本発明の実施の形態１による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図 本発明の実施の形態２による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図 図１、図２の検波部を構成するウェーブレット変換器を示すブロック図 図３におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図 図１のウェーブレット変換器を示すブロック図 図５におけるポリフェーズ構成のプロトタイプフィルタの構成を示すブロック図 図１のウェーブレット変換器（第２のウェーブレット変換器）を示すブロック図 本発明の実施の形態５による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図 （ａ）本発明の実施の形態６による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図、（ｂ）本発明の実施の形態６による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図 サブキャリアと正弦波周波数との関係を示すグラフ 本発明の実施の形態７による通信装置の受信装置を構成する検波部を示すブロック図 本発明の実施の形態８による通信装置の送信装置を構成する変調器を示すブロック図 （ａ）本発明の実施の形態９による通信装置の送信装置を示すブロック図、（ｂ）本発明の実施の形態９による通信装置の受信装置を示すブロック図 ＤＷＭＣ伝送方法を採用した場合の送信装置および受信装置から成る従来の通信装置を示すブロック図 ウェーブレット波形の例を示す波形図 ＤＷＭＣ伝送方法における送信波形の例を示す波形図 ＤＷＭＣ伝送方法における送信スペクトルの例を示すスペクトル図 ＤＷＭＣ伝送方法における送信フレームの構成例を示すフレーム図 本発明の実施の形態５による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図 本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する送信装置を示すブロック図 本発明の実施の形態１０による通信装置を構成する受信装置を示すブロック図 本発明の実施の形態１１による電力線通信システムを示すブロック図

１００、１５０、１９９ 受信装置
１０１、１０８、１０８ａ、１５１ 検波部
１０２、１０４、１０９、１０９Ａ、１２０、１５２ ウェーブレット変換器
１０３ ヒルベルト変換器
１０５ 符号変換器
１０６ レベル変換器
１０７、１５３ 複素データ生成器
１１０ Ａ／Ｄ変換器
１２１、１３３、１４１ 遅延素子
１２２ ダウンサンプラ
１２３、１２５ プロトタイプフィルタ
１２４ 離散コサイン変換器
１２６ 離散サイン変換器
１２７ 時系列反転器
１２８ 符号反転器
１３０、１５４ 並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）
１３１ 乗算器
１３２ 加算器
１４０ 判定器
１４２ 複素除算器
１４３ 複素加算器
１４４ 同期ずれ演算器
１４５ 同期タイミング推定回路
１４６ 位相回転器
２００、２５０、２９９ 送信装置
２０１、２５６ 同期用データ発生器
２１０ シンボルマッパ（ＰＡＭ）
２２０、２５３ 直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）
２３０、２５５ 逆ウェーブレット変換器
２４０ Ｄ／Ａ変換器
２５１ 変調器
２５２ シンボルマッパ（ＱＡＭ）
２５４ 複素データ分解器
１０００ 等化器

Claims (7)

1. ディジタルマルチキャリア変調処理を行う送信装置とディジタルマルチキャリア復調処理を行う受信装置とを有し、実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変復調処理によりデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた通信装置であって、
   前記送信装置は、連続する数シンボルの間、複数のキャリアに対して同一で且つ前記受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生部と、
   前記同期用データを逆ウェーブレット変換し、複数の正弦波の合成波を出力する逆ウェーブレット変換部と、を有し、
   前記受信装置は、前記正弦波の合成波をウェーブレット変換し、前記同期データに対応する実部データを生成する実部データ生成部と、
   前記複数の正弦波の合成波をウェーブレット変換し、前記実部データと直交する位相を有する、前記同期データに対応する虚部データを生成する虚部データ生成部と、
   前記実部データを同相成分としてかつ前記虚部データを直交成分として、前記同期データに対応する複数の複素データを生成する複素データ生成部と、
   前記複数の複素データについて隣接する複素データ間の位相差を取得し、前記位相差に基づいて、前記複数のキャリアに対するシンボル同期タイミングを推定するシンボル同期推定部と、を備える通信装置。
2. 請求項１記載の通信装置であって、
   前記実部データ生成部は、実係数を有する第１のポリフェーズフィルタで構成された第１のプロトタイプフィルタと、Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、高速Ｍ点（Ｍは複数）の離散コサイン変換器とを有し、
   前記虚部データ生成部は、実係数を有する第２のポリフェーズフィルタで構成された第２のプロトタイプフィルタと、Ｍ個のダウンサンプラと、Ｍ−１個の１サンプル遅延素子と、高速Ｍ点の離散サイン変換器と、を備える通信装置。
3. 請求項１または２記載の通信装置であって、
   前記受信装置は、前記複素データと等化処理用にあらかじめ割り当てられた等化用既知信号とを用いて等化を行う等化部と、
   前記等化部から得られる信号を用いて判定を行う判定部とを備える通信装置。
4. 請求項３記載の通信装置であって、
   前記等化部は、２ｎ−１番目（但し、１≦ｎ≦（Ｍ／２−１）、サブキャリア番号を０〜Ｍ−１とする）の出力と２ｎ番目の出力を合成して各サブキャリアに使用する等化係数を求める通信装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の通信装置であって、
   前記逆ウェーブレット変換部は、互いに直交する複数Ｍ個のフィルタで構成されるフィルタバンクから構成される通信装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載の通信装置であって、
   前記送信装置は、更に、ビットデータをシンボルデータに変換してある信号展配置情報に従ってマッピングするシンボルマッパを備える通信装置。
7. 実係数ウェーブレットフィルタバンクを用いたディジタルマルチキャリア変調処理により受信装置に対してデータ伝送を行うマルチキャリア伝送方法を用いた送信装置であって、
   連続する数シンボルの間、複数のキャリアに対して同一で且つ当該受信装置で既知の同期用データを発生する同期用データ発生部と、
   前記同期用データを逆ウェーブレット変換し、複数の正弦波の合成波を出力する逆ウェーブレット変換部と、を備える送信装置。

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